WO2011093651A2 - 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치 Download PDF

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    • H04W88/02—Terminal devices

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting uplink control information by a terminal in a wireless communication system in a wireless communication system.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • ISI inter-symbol interference
  • Orthogonal Frequency Division Multiple Access refers to a multiple access method for realizing multiple access by independently providing each user with a portion of available subcarriers in a system using OFDM as a modulation method.
  • OFDMA provides each user with a frequency resource called a subcarrier, and each frequency resource is provided to a plurality of users independently so that they do not overlap each other. Eventually, frequency resources are allocated mutually exclusively for each user.
  • frequency diversity scheduling can be obtained through frequency selective scheduling, and subcarriers can be allocated in various forms according to permutation schemes for subcarriers.
  • the spatial multiplexing technique using multiple antennas can increase the efficiency of the spatial domain.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • Techniques for implementing diversity in MIMO systems include Space Frequency Block Code (SFBC), Space Time Block Code (STBC), Cyclic Delay Diversity (CDD), frequency switched transmit diversity (FSTD), time switched transmit diversity (TSTD), Precoding Vector Switching (PVS) and Spatial Multiplexing (SM).
  • SFBC Space Frequency Block Code
  • STBC Space Time Block Code
  • CDD Cyclic Delay Diversity
  • FSTD frequency switched transmit diversity
  • TSTD time switched transmit diversity
  • PVS Precoding Vector Switching
  • SM Spatial Multiplexing
  • the MIMO channel matrix according to the number of receive antennas and the number of transmit antennas may be decomposed into a plurality of independent channels. Each independent channel is called a layer or stream. The number of layers is called rank.
  • Uplink control information may be transmitted through a physical uplink control channel (PUCCH).
  • the uplink control information includes a scheduling request (SR), an acknowledgment / non-acknowledgement (ACK / NACK) signal for hybrid ARQ (HARQ), a channel quality indicator (CQI), a precoding matrix indicator (PMI), and a rank (RI).
  • SR scheduling request
  • ACK / NACK acknowledgment / non-acknowledgement
  • HARQ hybrid ARQ
  • CQI channel quality indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • RI rank
  • Various kinds of information such as an indicator).
  • PUCCH carries various kinds of control information according to a format.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting uplink control information by a terminal in a wireless communication system.
  • a method for transmitting uplink control information (UCI) by a terminal in a wireless communication system generates encoding information bits by performing channel coding on information bits of UCI, and modulates the generated encoding information bits to perform complex modulation symbols. complex modulation symbols and block-wise spreading of the complex modulation symbols into a plurality of Single Carrier-Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) symbols based on an orthogonal sequence spreading) and transmitting the spread complex modulated symbols to a base station.
  • SC-FDMA Single Carrier-Frequency Division Multiple Access
  • the UCI information bits may include concatenation of a Hybrid Automatic Repeat Request (HARQ) -Acknowledgement (ACK) information bit for each cell.
  • HARQ Hybrid Automatic Repeat Request
  • ACK Acknowledgement
  • HARQ-ACK information bits for each cell may be determined based on the transmission mode of each cell.
  • the HARQ-ACK information bit for each cell may be 1 bit.
  • the HARQ-ACK information bit for each cell may be 2 bits.
  • One bit of any one of the HARQ-ACK information bits for each of the two bits of the cell indicates HARQ-ACK information for the first codeword, and the other one bit is HARQ-ACK information for the second codeword. Can be indicated.
  • the generating of the encoding information bits may include obtaining state information bits indicating state information of each of a plurality of configured cells, combining the state information bits of each of the configured cells, and combining the synthesized state information bits. Generating a string and encoding the synthesis state information bit string into a binary stream.
  • the length of the binary sequence may be determined based on the number of the plurality of configuration cells given by Radio Resource Control (RRC) signaling.
  • RRC Radio Resource Control
  • State information of each component cell may be mapped to a predetermined state index.
  • the position of the status information bits of each of the configuration cells in the binary sequence may be predetermined.
  • the status information bits of the configuration cells that do not decode the physical downlink control channel (PDCCH) among the configuration cells may all be zero.
  • a terminal in a wireless communication system.
  • the terminal includes a radio frequency (RF) unit for transmitting or receiving a radio signal, and a processor connected to the RF unit, wherein the processor performs channel coding on information bits of UCI to generate encoding information bits. And generating complex modulation symbols by performing modulation on the generated encoding information bits, and spreading the complex modulation symbols in block units into a plurality of SC-FDMA symbols based on an orthogonal sequence.
  • RF radio frequency
  • a method of decoding uplink control information in a wireless communication system includes obtaining a binary sequence on which channel decoding has been performed, decoding the obtained binary sequence into synthesis state information, and obtaining state information of each component cell from the synthesis state information. do.
  • the size of a codebook required for a hybrid automatic repeat request (HARQ) -acknowledgement (ACK) may be determined.
  • 1 is a wireless communication system.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE.
  • FIG 3 shows an example of a resource grid for one downlink slot.
  • 5 shows a structure of an uplink subframe.
  • FIG 9 shows an example of a transmitter structure in an SC-FDMA system.
  • FIG. 10 illustrates an example of a method in which the subcarrier mapper maps complex symbols to each subcarrier in the frequency domain.
  • 11 is an example of a transmitter to which the clustered DFT-s OFDM transmission scheme is applied.
  • FIG. 13 shows another example of a transmitter to which the clustered DFT-s OFDM transmission scheme is applied.
  • FIG. 14 is an example of a transmitter and a receiver configuring a carrier aggregation system.
  • 15 and 16 illustrate another example of a transmitter and a receiver configuring a carrier aggregation system.
  • 19 illustrates an embodiment of a method for transmitting feedback information to which the present invention is applied.
  • 20 is an embodiment of a proposed uplink control information encoding method performed by a state-bit encoder.
  • 21 is a diagram for one embodiment of receiving feedback information when feedback information is transmitted by the proposed uplink control information encoding method.
  • 22 is an embodiment of a proposed uplink control information decoding method performed by a state-bit decoder.
  • FIG. 23 is a block diagram when one UL CC corresponds to five DL CCs in a carrier aggregation system.
  • 25 is another example of an extended PUCCH format.
  • 26 is an example of time spreading for a QPSK symbol modulated in the extended PUCCH format.
  • 27 is another example of time spreading for a QPSK symbol modulated in the extended PUCCH format.
  • 29 is a block diagram of a base station and a terminal in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), or the like.
  • IEEE 802.16m is an evolution of IEEE 802.16e and provides backward compatibility with systems based on IEEE 802.16e.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) is part of Evolved UMTS (E-UMTS) using Evolved-UMTS Terrestrial Radio Access (E-UTRA), which employs OFDMA in downlink and SC in uplink -FDMA is adopted.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • 1 is a wireless communication system.
  • the wireless communication system 10 includes at least one base station (BS) 11.
  • Each base station 11 provides a communication service for a particular geographic area (generally called a cell) 15a, 15b, 15c.
  • the cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • the UE 12 may be fixed or mobile, and may include a mobile station (MS), a mobile terminal (MT), a user terminal (UT), a subscriber station (SS), a wireless device, and a PDA. (Personal Digital Assistant), a wireless modem (wireless modem), a handheld device (handheld device) may be called other terms.
  • the base station 11 generally refers to a fixed station communicating with the terminal 12, and may be referred to as other terms such as an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point, and the like. have.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • access point and the like. have.
  • a terminal typically belongs to one cell, and a cell to which the terminal belongs is called a serving cell.
  • a base station that provides a communication service for a serving cell is called a serving BS. Since the wireless communication system is a cellular system, there are other cells adjacent to the serving cell. Another cell adjacent to the serving cell is called a neighbor cell.
  • a base station that provides communication service for a neighbor cell is called a neighbor BS. The serving cell and the neighbor cell are relatively determined based on the terminal.
  • downlink means communication from the base station 11 to the terminal 12
  • uplink means communication from the terminal 12 to the base station 11.
  • the transmitter may be part of the base station 11 and the receiver may be part of the terminal 12.
  • the transmitter may be part of the terminal 12 and the receiver may be part of the base station 11.
  • the wireless communication system is any one of a multiple-input multiple-output (MIMO) system, a multiple-input single-output (MIS) system, a single-input single-output (SISO) system, and a single-input multiple-output (SIMO) system.
  • MIMO multiple-input multiple-output
  • MIS multiple-input single-output
  • SISO single-input single-output
  • SIMO single-input multiple-output
  • the MIMO system uses a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MISO system uses multiple transmit antennas and one receive antenna.
  • the SISO system uses one transmit antenna and one receive antenna.
  • the SIMO system uses one transmit antenna and multiple receive antennas.
  • the transmit antenna means a physical or logical antenna used to transmit one signal or stream
  • the receive antenna means a physical or logical antenna used to receive one signal or stream.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame in 3GPP LTE.
  • a radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots. Slots in a radio frame are numbered with slots # 0 through # 19. The time taken for one subframe to be transmitted is called a Transmission Time Interval (TTI). TTI may be referred to as a scheduling unit for data transmission. For example, one radio frame may have a length of 10 ms, one subframe may have a length of 1 ms, and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of subcarriers in the frequency domain.
  • the OFDM symbol is used to represent one symbol period since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, and may be called a different name according to a multiple access scheme.
  • SC-FDMA when SC-FDMA is used as an uplink multiple access scheme, it may be referred to as an SC-FDMA symbol.
  • a resource block (RB) includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot in resource allocation units.
  • the structure of the radio frame is merely an example. Accordingly, the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, or the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • 3GPP LTE defines that one slot includes 7 OFDM symbols in a normal cyclic prefix (CP), and one slot includes 6 OFDM symbols in an extended CP. .
  • CP normal cyclic prefix
  • a wireless communication system can be largely divided into a frequency division duplex (FDD) system and a time division duplex (TDD) system.
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • uplink transmission and downlink transmission are performed while occupying different frequency bands.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed at different times while occupying the same frequency band.
  • the channel response of the TDD scheme is substantially reciprocal. This means that the downlink channel response and the uplink channel response are almost the same in a given frequency domain. Therefore, in a TDD based wireless communication system, the downlink channel response can be obtained from the uplink channel response.
  • the uplink transmission and the downlink transmission are time-divided in the entire frequency band, and thus the downlink transmission by the base station and the uplink transmission by the terminal cannot be simultaneously performed.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed in different subframes.
  • FIG 3 shows an example of a resource grid for one downlink slot.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and N RB resource blocks in the frequency domain.
  • the number N RB of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth set in the cell. For example, in the LTE system, N RB may be any one of 60 to 110.
  • One resource block includes a plurality of subcarriers in the frequency domain.
  • the structure of the uplink slot may also be the same as that of the downlink slot.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • an exemplary resource block includes 7 ⁇ 12 resource elements including 7 OFDM symbols in the time domain and 12 subcarriers in the frequency domain, but the number of OFDM symbols and the number of subcarriers in the resource block is equal to this. It is not limited. The number of OFDM symbols and the number of subcarriers can be variously changed according to the length of the CP, frequency spacing, and the like. For example, the number of OFDM symbols is 7 for a normal CP and the number of OFDM symbols is 6 for an extended CP. The number of subcarriers in one OFDM symbol may be selected and used among 128, 256, 512, 1024, 1536 and 2048.
  • the downlink subframe includes two slots in the time domain, and each slot includes seven OFDM symbols in the normal CP.
  • the leading up to 3 OFDM symbols (up to 4 OFDM symbols for 1.4Mhz bandwidth) of the first slot in the subframe are the control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are the PDSCH (Physical Downlink Shared Channel). Becomes the data area to be allocated.
  • PDCCH is a resource allocation and transmission format of downlink-shared channel (DL-SCH), resource allocation information of uplink shared channel (UL-SCH), paging information on PCH, system information on DL-SCH, random access transmitted on PDSCH Resource allocation of upper layer control messages such as responses, sets of transmit power control commands for individual UEs in any UE group, activation of Voice over Internet Protocol (VoIP), and the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted on an aggregation of one or several consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to a state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of bits of the PDCCH are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be sent to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • a unique identifier (RNTI: Radio Network Temporary Identifier) is masked according to an owner or a purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, a unique identifier of the terminal, for example, a C-RNTI (Cell-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • 5 shows a structure of an uplink subframe.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • the control region is allocated a Physical Uplink Control Channel (PUCCH) for transmitting uplink control information.
  • the data region is allocated a physical uplink shared channel (PUSCH) for transmitting data.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • the uplink data transmitted on the PUSCH may be a transport block which is a data block for the UL-SCH transmitted during the TTI.
  • the transport block may be user information.
  • the uplink data may be multiplexed data.
  • the multiplexed data may be a multiplexed transport block and control information for the UL-SCH.
  • control information multiplexed with data may include CQI, PMI (Precoding Matrix Indicator), HARQ, RI (Rank Indicator), and the like.
  • the uplink data may consist of control information only.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe.
  • Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers in each of the first slot and the second slot.
  • the frequency occupied by the resource block belonging to the resource block pair allocated to the PUCCH is changed based on a slot boundary. This is called that the RB pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • the terminal may obtain a frequency diversity gain by transmitting uplink control information through different subcarriers over time.
  • m is a location index indicating a logical frequency domain location of a resource block pair allocated to a PUCCH in a subframe.
  • PUCCH carries various kinds of control information according to a format.
  • PUCCH format 1 carries a scheduling request (SR). In this case, an OOK (On-Off Keying) method may be applied.
  • PUCCH format 1a carries ACK / NACK (Acknowledgement / Non-Acknowledgement) modulated in Bit Phase Shift Keying (BPSK) for one codeword.
  • PUCCH format 1b carries ACK / NACK modulated by Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) for two codewords.
  • PUCCH format 2 carries a channel quality indicator (CQI) modulated in a QPSK scheme.
  • PUCCH formats 2a and 2b carry CQI and ACK / NACK.
  • Table 1 shows a modulation scheme according to the PUCCH format and the number of bits in a subframe.
  • PUCCH format Modulation scheme Number of bits per subframe, M bit One N / A N / A 1a BPSK One 1b QPSK 2 2 QPSK 20 2a QPSK + BPSK 21 2b QPSK + QPSK 22
  • Table 2 shows the number of OFDM symbols used as PUCCH demodulation reference signals per slot.
  • Table 3 shows positions of OFDM symbols to which demodulation reference signals are mapped according to a PUCCH format.
  • the ACK / NACK signal is based on a CG-CAZAC (Computer Generated Constant Amplitude Zero Auto Correlation) sequence for each terminal, and has a different cyclic shift value and a different Walsh / DFT (Discrete Fourier Transform) orthogonal It can be transmitted using different resources, including codes.
  • CG-CAZAC Computer Generated Constant Amplitude Zero Auto Correlation
  • Walsh / DFT Discrete Fourier Transform
  • w 0 , w 1 , w 2 and w 3 may be modulated in the time domain after Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) modulation or in the frequency domain before IFFT modulation.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • w 0 , w 1 , w 2, and w 3 may be modulated in the time domain after Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) modulation or in the frequency domain before IFFT modulation.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • ACK / NACK resources including cyclic shifts, Walsh / DFT codes, PRBs, etc. allocated to the terminal for permanent scheduling with the SR may be given through RRC (Radio Resource Control) signaling.
  • RRC Radio Resource Control
  • the allocated resources may be given by the smallest CCE index of the PDCCH corresponding to the PDSCH for ACK / NACK.
  • Table 4 is an example of an orthogonal sequence of length 4 for PUCCCH format 1 / 1a / 1b.
  • Table 5 is an example of an orthogonal sequence of length 3 for PUCCCH format 1 / 1a / 1b.
  • Table 6 is an example of an orthogonal sequence for transmission of a reference signal in PUCCH format 1 / 1a / 1b.
  • ⁇ shift PUCCH is a cell-specific cyclic shift value of a CAZAC sequence, and may have any one of 1 to 3 in a normal CP structure or an extended CP structure.
  • ⁇ offset PUCCH may have a value of any one of 0 to ⁇ shift PUCCH ⁇ 1 as a cell-specific cyclic shift offset.
  • n OC is an index of an orthogonal sequence for ACK / NACK
  • n OC ′ is an index of an orthogonal sequence for a reference signal.
  • n CS is a cyclic shift value of a CAZAC sequence
  • n ' is an ACK / NACK resource index used for channelization in an RB.
  • Table 8 shows an example of channelization of a structure in which a PUCCH format 1 / 1a / 1b and a PUCCH format 2 / 2a / 2b are mixed in a PRB.
  • cyclic shift values of 0 to 3 for PUCCH formats 1 / 1a / 1b are allocated, and cyclic shift values of 5 to 10 for PUCCH formats 2 / 2a / 2b are allocated.
  • the cyclic shift values 4 and 11 between the PUCCH format 1 / 1a / 1b and the PUCCH format 2 / 2a / 2b are allocated as guard shifts.
  • cyclic shift hopping may be performed on a symbol basis for inter-cell interference (ICI) randomization.
  • Orthogonal Covering (CS / OC) remapping may be performed between the ACK / NACK channel and resources at the slot level for ICI randomization.
  • the resource for PUCCH format 1 / 1a / 1b may consist of n cs indicating cyclic shift at symbol level, n oc indicating orthogonal covering at slot level, and n RB indicating resource block in frequency domain.
  • the PUCCH format 2 / 2a / 2b may carry control information such as CQI, Precoding Matrix Indicator (PMI), Rank Indicator (RI), and CQI + ACK / NACK.
  • PMI Precoding Matrix Indicator
  • RI Rank Indicator
  • CQI + ACK / NACK CQI + ACK / NACK.
  • RM Reed-Muller
  • Table 9 shows an example of a (20, A) RM code used for channel coding of uplink control information (UCI) of 3GPP LTE.
  • UCI uplink control information
  • a 0 , a 1 , a 2 , ..., a A bit stream of A-1 is used as an input of the channel coding block using the RM codes of (20, A) of Table 10.
  • the channel encoding bits b 0 , b 1 , b 2 , ..., b B-1 may be generated by Equation 1.
  • Table 10 is an example of the size of the CQI feedback UCI field for wideband reporting. Table 10 assumes a single antenna port and assumes transmission diversity or open-loop spatial multiplexed PDSCH transmission.
  • Table 11 shows an example of the size of the CQI and PMI feedback UCI field for wideband reporting.
  • Table 11 shows a case of closed loop spatial multiplexing PDSCH transmission.
  • Table 12 shows an example of the size of the RI feedback UCI field for wideband reporting.
  • a 0 and a A-1 represent a Most Significant Bit (MSB) and a Least Significant Bit (LSB), respectively.
  • A may be up to 11 except that CQI and ACK / NACK are simultaneously transmitted in the extended CP structure.
  • QPSK modulation may be applied to control information encoded with 20 bits using the RM code. The encoded control information may also be scrambling prior to QPSK modulation.
  • FIG. 8 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • 8- (a) shows a normal CP structure and
  • FIG. 8- (b) shows an extended CP structure.
  • a reference signal is transmitted in the second and sixth SC-FDMA symbols of the slot, and in FIG. 8- (b), the reference signal is transmitted in the fourth SC-FDMA symbol of the slot.
  • one subframe includes 10 QPSK data symbols except for an SC-FDMA symbol for transmitting a reference signal. That is, each QPSK symbol can be spread by cyclic shift at the SC-FDMA symbol level using 20 bits of encoded CQI.
  • SC-FDMA symbol level cyclic shift hopping may be applied to randomize ICI.
  • the reference signal may be multiplexed by a code division multiplexing (CDM) scheme using cyclic shift. For example, if the number of usable cyclic shift values is 12, 12 terminals may be multiplexed in one PRB. That is, a plurality of terminals in PUCCH format 1 / 1a / 1b and PUCCH format 2 / 2a / 2b may be multiplexed by cyclic shift / orthogonal cover / resource block and cyclic shift / resource block, respectively.
  • CDM code division multiplexing
  • the PRB used for PUCCH transmission in slot n s may be determined by Equation 2.
  • n PRB represents a PRB index.
  • N RB UL is an uplink bandwidth configuration expressed in multiples of N SC RB .
  • N SC RB is the size of a resource block in the frequency domain expressed by the number of subcarriers.
  • the PUCCH may be mapped in the order of the outer PRB to the inner PRB. It may also be mapped in the order of PUCCH format 2 / 2a / 2b, mixed format of ACK / NACK, and PUCCH format 1 / 1a / 1b.
  • M in the PUCCH format 1 / 1a / 1b may be determined by Equation 3.
  • N RB (2) represents a bandwidth represented by a resource block available in PUCCH format 2 / 2a / 2b in each slot.
  • nPUCCH (1) indicates an index of a resource used for PUCCH format 1 / 1a / 1b transmission.
  • N cs (1) represents the number of cyclic shift values used for PUCCH format 1 / 1a / 1b in a resource block used in a mixed structure of PUCCH format 1 / 1a / 1b and format 2 / 2a / 2b.
  • Equation 4 M in PUCCH format 2 / 2a / 2a may be determined by Equation 4.
  • uplink uses an SC-FDMA transmission scheme.
  • the transmission scheme in which IFFT is performed after DFT spreading is called SC-FDMA.
  • SC-FDMA may also be referred to as DFT-s OFDM.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • CM cubic metric
  • FIG 9 shows an example of a transmitter structure in an SC-FDMA system.
  • the transmitter 50 includes a discrete fourier transform (DFT) unit 51, a subcarrier mapper 52, an inverse fast fourier transform (IFFT) unit 53, and a CP insertion unit 54.
  • the transmitter 50 may include a scramble unit (not shown), a modulation mapper (not shown), a layer mapper (not shown), and a layer permutator (not shown). This may be arranged before the DFT unit 51.
  • the DFT unit 51 performs a DFT on the input symbols and outputs complex-valued symbols. For example, when N tx symbols are input (where N tx is a natural number), the DFT size is N tx .
  • the DFT unit 51 may be called a transform precoder.
  • the subcarrier mapper 52 maps the complex symbols to each subcarrier in the frequency domain. The complex symbols may be mapped to resource elements corresponding to resource blocks allocated for data transmission.
  • the subcarrier mapper 52 may be called a resource element mapper.
  • the IFFT unit 53 performs an IFFT on the input symbol and outputs a baseband signal for data which is a time domain signal.
  • the CP inserter 54 copies a part of the rear part of the baseband signal for data and inserts it in the front part of the baseband signal for data. Interpolation of CP can prevent inter-symbol interference (ISI) and inter-carrier interference (ICI), so that orthogonality can be maintained even in a multipath channel.
  • ISI inter-symbol interference
  • ICI inter-carrier interference
  • FIG. 10 illustrates an example of a method in which the subcarrier mapper maps complex symbols to each subcarrier in the frequency domain.
  • the subcarrier mapper maps the complex symbols output from the DFT unit to consecutive subcarriers in the frequency domain. '0' is inserted into a subcarrier to which complex symbols are not mapped. This is called localized mapping.
  • a centralized mapping scheme is used.
  • the subcarrier mapper inserts L-1 '0's between two consecutive complex symbols output from the DFT unit (L is a natural number). That is, the complex symbols output from the DFT unit are mapped to subcarriers distributed at equal intervals in the frequency domain. This is called distributed mapping.
  • L is a natural number
  • the clustered DFT-s OFDM transmission scheme is a variation of the conventional SC-FDMA transmission scheme.
  • the clustered DFT-s OFDM transmission scheme divides the data symbols passed through the precoder into a plurality of sub-blocks and maps the data symbols separated from each other in the frequency domain.
  • 11 is an example of a transmitter to which the clustered DFT-s OFDM transmission scheme is applied.
  • the transmitter 70 includes a DFT unit 71, a subcarrier mapper 72, an IFFT unit 73, and a CP insertion unit 74.
  • the transmitter 70 may further include a scramble unit (not shown), a modulation mapper (not shown), a layer mapper (not shown), and a layer permutator (not shown), which may be disposed before the DFT unit 71. Can be.
  • the complex symbols output from the DFT unit 71 are divided into N subblocks (N is a natural number).
  • N subblocks may be represented by subblock # 1, subblock # 2, ..., subblock #N.
  • the subcarrier mapper 72 distributes N subblocks in the frequency domain and maps them to subcarriers. NULL may be inserted between every two consecutive subblocks. Complex symbols in one subblock may be mapped to consecutive subcarriers in the frequency domain. That is, a centralized mapping scheme may be used in one subblock.
  • the transmitter 70 of FIG. 11 may be used for both a single carrier transmitter or a multi-carrier transmitter.
  • all N subblocks correspond to one carrier.
  • one subcarrier may correspond to each subblock among N subblocks.
  • a plurality of sub blocks among N sub blocks may correspond to one carrier.
  • a time domain signal is generated through one IFFT unit 73. Accordingly, in order for the transmitter 70 of FIG. 11 to be used for a multicarrier transmitter, subcarrier spacing between adjacent carriers must be aligned in a continuous carrier allocation situation.
  • the transmitter 80 includes a DFT unit 81, a subcarrier mapper 82, a plurality of IFFT units 83-1, 83-2, ..., 83-N (N is a natural number), and CP insertion part 84 is included.
  • the transmitter 80 may further include a scrambled unit (not shown), a modulation mapper (not shown), a layer mapper (not shown), and a layer permutator (not shown), which may be disposed before the DFT unit 71. Can be.
  • the n th baseband signal is multiplied by the n th carrier signal to generate an n th radio signal.
  • a CP is inserted by the CP inserting unit 84.
  • the transmitter 80 of FIG. 12 may be used in a non-contiguous carrier allocation situation in which carriers allocated by the transmitter are not adjacent to each other.
  • FIG. 13 shows another example of a transmitter to which the clustered DFT-s OFDM transmission scheme is applied.
  • FIG. 13 is a chunk specific DFT-s OFDM system for performing DFT precoding on a chunk basis. This may be called Nx SC-FDMA.
  • the transmitter 90 includes a code block divider 91, a chunk divider 92, a plurality of channel coding units 93-1,.
  • N may be the number of multicarriers used by the multicarrier transmitter.
  • Each of the channel coding units 93-1,..., 93 -N may include a scrambled unit (not shown).
  • the modulators 94-1, ..., 94-N may be referred to as modulation mappers.
  • the transmitter 90 may further include a layer mapper (not shown) and a layer permutator (not shown), which may be disposed before the DFT units 95-1,..., 95-N.
  • the code block dividing unit 91 divides the transport block into a plurality of code blocks.
  • the chunk divider 92 divides the code block into a plurality of chunks.
  • the code block may be referred to as data transmitted from the multicarrier transmitter, and the chunk may be referred to as a piece of data transmitted through one carrier of the multicarrier.
  • the transmitter 90 performs a DFT in chunks.
  • the transmitter 90 may be used both in a discontinuous carrier allocation situation or in a continuous carrier allocation situation.
  • the 3GPP LTE-A system supports a carrier aggregation system.
  • the carrier aggregation system may refer to 3GPP TR 36.815 V9.0.0 (2010-3).
  • the carrier aggregation system refers to a system in which one or more carriers having a bandwidth smaller than the target broadband is configured to configure the broadband when the wireless communication system attempts to support the broadband.
  • the carrier aggregation system may be called another name such as a bandwidth aggregation system.
  • the carrier aggregation system may be classified into a contiguous carrier aggregation system in which each carrier is continuous and a non-contiguous carrier aggregation system in which each carrier is separated from each other. In a continuous carrier aggregation system, frequency spacing may exist between each carrier.
  • a target carrier may use the bandwidth used by the existing system as it is for backward compatibility with the existing system.
  • the 3GPP LTE system supports bandwidths of 1.4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz, and 20 MHz, and the 3GPP LTE-A system may configure a bandwidth of 20 MHz or more using only the bandwidth of the 3GPP LTE system.
  • broadband can be configured by defining new bandwidth without using the bandwidth of the existing system.
  • the terminal may simultaneously transmit or receive one or a plurality of carriers according to capacity.
  • the LTE-A terminal may simultaneously transmit or receive a plurality of carriers.
  • the LTE Rel-8 terminal may transmit or receive only one carrier when each carrier constituting the carrier aggregation system is compatible with the LTE Rel-8 system. Therefore, when at least the same number of carriers used in uplink and downlink, all the configuration carriers need to be configured to be compatible with the LTE Rel-8 system.
  • the plurality of carriers may be managed by a media access control (MAC).
  • MAC media access control
  • both the transmitter and the receiver should be able to transmit / receive the plurality of carriers.
  • FIG. 14 is an example of a transmitter and a receiver configuring a carrier aggregation system.
  • one MAC manages and operates all n carriers to transmit and receive data.
  • the same is true of the receiver of Fig. 14- (b).
  • There may be one transport block and one HARQ entity per component carrier from the receiver's point of view.
  • the terminal may be scheduled for a plurality of carriers at the same time.
  • the carrier aggregation system of FIG. 14 may be applied to both a continuous carrier aggregation system and a discontinuous carrier aggregation system.
  • Each carrier managed by one MAC does not need to be adjacent to each other, and thus has an advantage in that it is flexible in terms of resource management.
  • 15 and 16 illustrate another example of a transmitter and a receiver configuring a carrier aggregation system.
  • one MAC manages only one carrier. That is, MAC and carrier correspond one-to-one.
  • MAC and carrier correspond to one-to-one for some carriers, and one MAC controls a plurality of carriers for the remaining carriers. That is, various combinations are possible due to the correspondence between the MAC and the carrier.
  • the carrier aggregation system of FIGS. 14 to 16 includes n carriers, and each carrier may be adjacent to or separated from each other.
  • the carrier aggregation system may be applied to both uplink and downlink.
  • each carrier is configured to perform uplink transmission and downlink transmission.
  • a plurality of carriers may be divided into uplink and downlink.
  • the number of component carriers used in uplink and downlink and the bandwidth of each carrier are the same.
  • an asymmetric carrier aggregation system may be configured by varying the number and bandwidth of carriers used in uplink and downlink.
  • each transport block and one hybrid automatic repeat request (HARQ) entity exist for each component carrier scheduled from the terminal's point of view.
  • Each transport block is mapped to only one component carrier.
  • the terminal may be simultaneously mapped to a plurality of component carriers.
  • the present invention provides a method for encoding and transmitting feedback information into a binary bit string so that channel coding or modulation can be performed at an optimized bit size with respect to corresponding state information in order to efficiently transmit feedback information for a plurality of entities. Suggest.
  • a method of decoding the encoded binary bit string back to the corresponding state information is also proposed.
  • feedback information is encoded in a closed-form, and thus an encoding table is not necessary. Therefore, no memory is required to store the encoding table.
  • an encoding table may be generated, stored in a memory, and used.
  • an entity may represent a codeword, a DL CC, a UL CC, a BS, a UE, a RS, or a pico / femto cell.
  • the feedback information below includes control signals such as a HARQ ACK / NACK signal, a discontinuous transmission (DTX), a channel quality indicator (CQI), a precoding matrix indicator (PMI), a rank indicator (RI), or a covariance matrix. There may be at least one.
  • 19 illustrates an embodiment of a method for transmitting feedback information to which the present invention is applied.
  • state information for feedback of each entity is combined and encoded into a binary stream.
  • Encoding to the binary sequence may be performed by a state-to-bit encoder, which will be described later with reference to FIG. 20.
  • step S101 channel coding is performed on the binary sequence.
  • Simple repetition simplex coding, RM coding, puncturing RM coding, tail-biting convolutional coding (TBCC), low density parity check (LDPC) coding or turbo coding Any one of various types of coding schemes such as (turbo coding) may be used.
  • the encoding information bits generated as a result of the channel coding may be rate-matched in consideration of a resource mapped to a modulation symbol order to be applied.
  • Cell-specific scrambling or terminal ID using a scrambling code corresponding to the cell ID for inter-cell interference (ICI) randomization on the generated encoding information bits UE-specific scrambling using a scrambling code corresponding to eg, Radio Network Temporary Identifier (RNTI)
  • ICI inter-cell interference
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • step S102 the encoding information bits are modulated by a modulator.
  • a modulation scheme various modulation schemes such as binary phase shift keying (BPSK), quadrature phase shift keying (QPSK), 16 quadrature amplitude modulation (QAM), or 64 QAM may be used.
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • QAM 16 quadrature amplitude modulation
  • 64 QAM 64 QAM
  • 20 is an embodiment of a proposed uplink control information encoding method performed by a state-bit encoder.
  • step S110 the state-bit encoder obtains state information S (i) for each entity.
  • step S111 the state-bit encoder combines the state information S (i) to generate synthesis state information.
  • step S112 the state-bit encoder encodes the synthesis state information into a binary sequence.
  • the proposed uplink control information encoding method will be described in more detail.
  • Equation 5 shows an example of an equation for generating S total while increasing i from the smallest value, but S total may be generated regardless of the order of the sizes of i. In the following description, it is assumed that S total is generated by Equation 5.
  • Equation 5 Equation 6
  • each digit of the number in which S total is expressed in M numbers has a form representing state information of each entity.
  • Equation 7 If S total generated by Equation 5 is converted into binary, [b 0 b 1 ... b L-1 ], and each binary value b n may be given by Equation 7.
  • the interleaving pattern may be applied in a form of arbitrarily changing the order of b n in the first equation of Equation 7.
  • the interleaving pattern may be optimized and applied in consideration of a hamming distance.
  • the interleaver that performs interleaving is a random interleaver or a physical cell ID (PCI) or UE-ID (eg, a C-RNTI (Cell-Radio Network) generated by a predetermined interleaver or PN code). Temporary Identifier)) may be any interleaver generated as a seed. Interleaving may be applied to the encoding information bits generated by channel coding. In the following description, it is assumed that a binary sequence is generated by the first equation of Equation 7 without consideration of interleaving.
  • PCI physical cell ID
  • UE-ID eg, a C-RNTI (Cell-Radio Network) generated by a predetermined interleaver or PN code.
  • Temporary Identifier Temporary Identifier
  • 21 is a diagram for one embodiment of receiving feedback information when feedback information is transmitted by the proposed uplink control information encoding method.
  • step S200 the filtered complex symbol is demodulated.
  • the modulation scheme that was used when the complex modulation symbol is modulated can be used as the demodulation scheme. That is, various demodulation schemes such as BPSK, QPSK, 16 QAM, or 64 QAM may be used.
  • a Log-Likelihood Ratio (LLR) value is calculated.
  • channel decoding is performed on the LLR value.
  • the channel coding scheme used in the channel coding may be used as the channel decoding scheme. That is, any one of various types of decoding schemes such as simple repetition, simplex coding, RM coding, punctured RM coding, TBCC, LDPC coding, or turbo coding may be used as the channel decoding scheme.
  • decoding the binary sequence combined with the state information is restored.
  • step S202 the binary sequence is decoded into state information for each entity.
  • the decoding of the state information for each entity may be performed by a state-to-bit decoder, which will be described later with reference to FIG. 22.
  • 22 is an embodiment of a proposed uplink control information decoding method performed by a state-bit decoder.
  • step S210 the state-bit decoder obtains a binary sequence in which channel decoding is performed.
  • step S211 the state-bit decoder decodes the obtained binary sequence into synthesis state information.
  • step S212 the state-bit decoder obtains state information for each entity from the synthesis state information.
  • the proposed uplink control information decoding method will be described in more detail.
  • the uplink control information decoding method is the reverse of the uplink control information encoding method.
  • the bit stream obtained by demodulating the received signal and performing channel decoding is obtained by [b 0 'b 1 '... b L-1 '], the synthesis state information S total ' that can be obtained based on this can be calculated by Equation 8.
  • FIG. 23 is a block diagram when one UL CC corresponds to five DL CCs in a carrier aggregation system.
  • the proposed invention assumes an asymmetry carrier aggregation system composed of five DL CCs and one UL CC, but the proposed invention is not limited thereto. Therefore, all of them can be applied to various DL-UL configurations.
  • downlink data is transmitted on each PDSCH of DL CCs # 0 to # 4
  • feedback information such as an ACK / NACK signal or a discontinuous transmission (DTX) signal is transmitted as a PUCCH of UL CC # 0, It may be transmitted through an extended PUCCH or PUSCH.
  • a state index may be mapped to five state information of one DL CC, respectively.
  • Tables 13 to 16 show examples in which state indexes and state information are mapped. At this time, the mapping between the state index and the ACK / NACK / DTX state may consider a hamming distance.
  • Tables 13 to 16 are merely examples, and the state index and the state information may be mapped in various ways. In addition, the state index and state information may be mapped identically in all CCs.
  • mapping of the state index and the state information may be different for each CC. By varying the mapping for each CC, it is possible to further randomize in generating the composite state information by integrating the state information between CCs.
  • Table 17 and Table 18 show an example in which state indexes and state information are mapped differently for each CC. Table 17 shows a case where the mapping of the state index and the state information is cyclically shifted for each DL CC, and Table 18 shows a case where the mapping of the state index and the state information is mirrored. For example, state information mapped to state indexes 0 through 4 in DL CC # 0 is mapped to state indexes 4 through 0 in DL CC # 1, respectively.
  • the concept of a downlink assignment index (DAI) used in LTE rel-8 may be applied.
  • the DAI may indicate the cumulative number of PDCCHs mapped to the allocated PDSCH.
  • the DAI may be transmitted on the PDCCH. That is, the terminal may introduce the concept of DAI in detecting the DTX state, and count the DL CCs that are actually transmitted. For example, assuming that the base station transmits downlink data through PDSCH of DL CC # 0, DL CC # 1, and DL CC # 2, PDSCH transmission of DL CC # 0, DL CC # 1, and DL CC # 2 is performed.
  • DAI values may be allocated to 0, 1, and 2 in the PDCCH. If the UE can know through the DAI that the decoding of the PDCCH for the PDCCH of the DL CC # 2 through the DAI, it can be seen that the DTX state occurs in the corresponding DL CC. Alternatively, the total number of DL CCs transmitted through the DAI may be known. In this case, all of the DAI values of each DL CC may be allocated to three.
  • Binary string [b 0 ... b 11 ] is calculated by Equation 12.
  • the terminal After performing channel coding on the binary sequence, the terminal modulates the modulation by applying a modulation scheme such as QPSK to the base station. After receiving and demodulating the base station, the base station performs channel decoding using the LLR value, and assumes that there is no error bit as a result of performing the channel decoding. Equation 13 is the same as the binary number of Equation 12 because the binary number has no error bit.
  • de-interleaving may be performed at this time.
  • the receiver may perform deinterleaving before channel decoding.
  • Equation 14 is obtained.
  • each DL CC transmits one or two codewords in a carrier aggregation system composed of five DL CCs.
  • the status index and the status information may be mapped as shown in Table 19.
  • the number of necessary state information is reduced from five to three.
  • the mapping of the state index and the state information is not limited to the mapping relationship of Table 19.
  • the mapping of the status index and the status information for the DL CC to which two codewords are transmitted is performed by Table 13, and the mapping of the status index and the status information to the DL CC to which one codeword is transmitted is performed by Table 19.
  • the number of state information also varies according to the number of codewords transmitted in each DL CC. This can be said that state reduction is applied. For example, if DL CC # 0 and DL CC # 1 transmit two and one codewords, respectively, the number of status information for DL CC # 0 is five and the number of status information for DL CC # 1. Since 3 is 3, a total of 15 state information (ie, 4 bits) can be generated.
  • the number of codewords transmitted in the DL CC may be determined by a rank determined according to a transmission mode. Table 20 shows an example of a transmission mode defined in LTE rel-9.
  • two codewords may be transmitted when the transmission mode is 3, 4, 5, or 8 and the number of ranks is two or more, and only one codeword may be transmitted in the remaining transmission modes.
  • the rank may be equal to or different from the number of layers.
  • the synthesis state information S total may be calculated as shown in Equation 15.
  • Binary string [b 0 ... b 10 ] is calculated as in Equation 16 below.
  • the terminal After performing channel coding on the binary sequence, the terminal modulates the modulation by applying a modulation scheme such as QPSK to the base station. After receiving and demodulating the base station, the base station performs channel decoding by using the LLR value and assumes that there is no error bit as a result of performing the channel decoding. Equation 17 is the same as the binary number of Equation 16 because the binary number has no error bit.
  • Equation 18 is obtained.
  • state reduction may not be applied in encoding feedback information. That is, the number of state information for the DL CC transmitting one codeword may be five as well as the number of the state information for the DL CC transmitting two codewords.
  • Table 21 is an example of mapping of state index and state information when transmitting one codeword in DL CC.
  • the transmitting end encoding the state information since the transmitting end encoding the state information does not need five state indexes, the ACK state is mapped to state index 0, the NACK state to state index 2, and the DTX state to state index 4, respectively, and state index 1 and 3 may not be used.
  • the receiving end decoding the state information may follow the mapping relationship at the transmitting end as it is (Method 1 in Table 21), and may use state indexes 1 and 3 to indicate the ACK state and the NACK state, respectively. This implicitly increases the hamming distance, thereby lowering the false alarm rate.
  • Method 0 since there is no error bit as a result of performing channel decoding, there is no difference between Method 0 and Method 1.
  • the mapping between the state index and the state information for the DL CC transmitting one codeword is not limited to the mapping relationship of Table 21.
  • the mapping relationship between the state index and the state information for the DL CC transmitting two codewords is shown in Table 13, and the mapping between the state index and the state information for the DL CC transmitting one codeword is shown in the table. Assume that you follow the mapping relationship of 21.
  • the UE feeds back DTX with status information for DL CC # 2.
  • the UE feeds back ACK / NACK with status information for DL CC # 3.
  • the terminal feeds back DTX with status information for DL CC # 4.
  • the synthesis state information S total may be calculated as in Equation 19.
  • Equation 21 is the binary number of Equation 20 because the binary number has no error bit.
  • Equation 22 is obtained.
  • the ACK / NACK feedback information described above may be transmitted through an extended PUCCH format.
  • the extended PUCCH format may be used to replace the PUCCH format 1 / 1a / 1b or 2 / 2a / 2b of the LTE Rel-8 for more payload transmission in a carrier aggregation system. Similar to the ACK / NACK feedback information, a new PUCCH format is required because payload increases even when channel quality indicator (CQI) / precoding matrix indicator (PMI) / rank indicator (RI) is transmitted for each component carrier. .
  • CQI channel quality indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • RI rank indicator
  • the extended PUCCH format of FIG. 24 is an example of an extended PUCCH format.
  • the extended PUCCH format of FIG. 24 may be referred to as a PUCCH format using the DFT-s OFDM transmission scheme.
  • the extended PUCCH format of FIG. 24 is not limited to a specific PUCCH format, but will be described based on the normal CP structure of PUCCH format 1 for carrying ACK / NACK for ease of description.
  • the extended PUCCH format may also be applied to PUCCH formats 2 / 2a / 2b for transmitting uplink control information (UCI) such as CQI / PMI / RI. That is, the extended PUCCH format can be applied to any control information. For example, in PUCCH format 2 supporting up to 13 bits of payload, an extended PUCCH format proposed to support more payloads may be used.
  • UCI uplink control information
  • channel coding is performed on information bits such as ACK / NACK for each component carrier (300).
  • TBCC tail-biting convolutional coding
  • LDPC low density parity check
  • turbo coding Any one of various types of coding schemes such as (turbo coding) may be used.
  • the encoding information bits generated as a result of the channel coding may be rate-matched in consideration of resources mapped to a modulation symbol order to be applied.
  • Cell-specific scrambling or terminal ID using a scrambling code corresponding to the cell ID for inter-cell interference (ICI) randomization on the generated encoding information bits UE-specific scrambling using a scrambling code corresponding to eg, Radio Network Temporary Identifier (RNTI)
  • ICI inter-cell interference
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the encoding information bits are distributed to each slot through a divider (301).
  • the encoding information bits may be distributed to two slots in various ways. For example, the front part of the encoding information bits may be distributed to the first slot and the rear part to the second slot. Alternatively, even-numbered encoding information bits may be distributed to the first slot and odd-numbered encoding information bits may be distributed to the second slot by applying an interleaving scheme.
  • the encoding information bits distributed to each slot are modulated through a modulator (302).
  • the encoding information bits may be modulated to generate a QPSK symbol.
  • the order of the modulator and divider can be changed.
  • DFT precoding for generating a single carrier waveform in each slot is performed for the QPSK symbols in each slot (303).
  • an operation such as Walsh precoding may be performed. However, unless otherwise specified in the following description, it is assumed that the DFT precoding is performed.
  • the SC-FDMA symbol level is determined through an orthogonal code of index m determined in advance or determined through dynamic signaling or RRC (Radio Resource Control) signaling. Time spreading is performed (304).
  • SF spreading factor
  • Walsh code, DFT code, or other orthogonal code may be used as the orthogonal code.
  • the spreading factor refers to a factor in which data is spread, and may be related to the number of terminals or antennas to be multiplexed. The spreading factor may vary depending on the system and may be previously designated or known to the terminal through DCI or RRC signaling.
  • orthogonal codes applied at the SC-FDMA symbol level may be applied by changing indices at the slot level. That is, the orthogonal code may be hopped at the slot level.
  • the signal generated as described above is mapped to a subcarrier in a PRB, and then converted into a signal in a time domain by an inverse fast fourier transform (IFFT), and is attached to a CP and transmitted through a radio frequency (RF) unit.
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • 25 is another example of an extended PUCCH format.
  • channel coding is performed on information bits such as ACK / NACK for each component carrier (310), and encoding information bits are distributed to each slot through a divider (311).
  • the encoding information bits distributed to each slot are modulated by the modulator, and the QPSK symbols generated as a result of the modulation are time spread by the orthogonal code of the index m (312).
  • DFT precoding is performed at the SC-FDMA level on the time spread QPSK symbols (313), and thus the generated signal is mapped to a subcarrier in the PRB. That is, the extended PUCCH format of FIG. 19 is compared with the extended PUCCH format of FIG. 18, so that time spreading is performed before DFT precoding.
  • FIG. 26 is an example of time spreading for a QPSK symbol modulated in the extended PUCCH format.
  • FIG. 26 illustrates a case where a QPSK symbol is time spread in a normal CP structure.
  • QPSK symbols are time spread over five SC-FDMA symbols in one slot.
  • the reference signal is mapped to the 2nd and 6th SC-FDMA symbols in each slot. This is the same position where the reference signal is mapped in PUCCH format 2 / 2a / 2b in LTE rel-8.
  • an orthogonal code of index m determined in advance or determined through dynamic signaling or RRC signaling may be used.
  • Orthogonal codes may also be hopped at the slot level.
  • 27 is another example of time spreading for a QPSK symbol modulated in the extended PUCCH format.
  • 27 illustrates a case where a QPSK symbol is time spread in an extended CP structure.
  • QPSK symbols are time spread over five SC-FDMA symbols each in one slot.
  • the reference signal is mapped to the fourth SC-FDMA symbol in each slot. This is the same position where the reference signal is mapped in PUCCH format 2 / 2a / 2b in LTE rel-8.
  • an orthogonal code of index m determined in advance or determined through dynamic signaling or RRC signaling may be used.
  • Orthogonal codes may also be hopped at the slot level.
  • the extended PUCCH format of FIG. 28 is another example of an extended PUCCH format.
  • the extended PUCCH format of FIG. 28 is a case where joint coding is performed on two slots in a subframe.
  • channel coding is performed on information bits such as ACK / NACK for each component carrier (320).
  • information bits such as ACK / NACK for each component carrier (320).
  • the QPSK modulation scheme since the QPSK modulation scheme is applied and mapped to two slots through one PRB composed of 12 subcarriers, 48 encoding bits may be generated.
  • the encoding information bits are modulated via the modulator (321).
  • the QPSK modulation scheme since the QPSK modulation scheme is applied, 24 QPSK symbols are generated.
  • QPSK symbols are distributed to each slot through a divider (322).
  • the QPSK symbol may be distributed to two slots in various ways.
  • DFT precoding is performed on QPSK symbols distributed to each slot through a divider (323). In this embodiment, since 12 QPSK symbols are distributed to each slot, 12-point DFT precoding is performed. Time spreading is performed at the SC-FDMA symbol level through an orthogonal code of index m for QPSK symbols on which DFT precoding has been performed (104). Orthogonal codes may be hopped at the slot level.
  • the signal generated as described above is mapped to a subcarrier in a PRB, and then converted into a signal in a time domain by an inverse fast fourier transform (IFFT), and is attached to a CP and transmitted through a radio frequency (RF) unit.
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • RF radio frequency
  • the terminal may be multiplexed.
  • the number of bits fed back that is, the size of a codebook may be determined in various ways.
  • a cell is an entity composed of a combination of at least one unit of downlink resources and an optional uplink resource from the viewpoint of the terminal. That is, one cell must include at least one unit of downlink resources, but may not include uplink resources.
  • the downlink resource of one unit may be one DL CC.
  • the linkage between the carrier frequency of the downlink resource and the carrier frequency of the uplink resource may be indicated by SIB2 transmitted through the downlink resource.
  • the type of cell may be distinguished by a method of allocation.
  • the number of cells allocated to the entire system may be fixed. For example, the number of cells allocated to the entire system may be eight. All or some of the cells allocated to the entire system may be allocated by radio resource control (RRC) signaling of a higher layer.
  • RRC radio resource control
  • a cell allocated by RRC signaling is called a configured cell. That is, the configuration cell may mean a cell allocated to the system among cells allocated to the entire system. All or some of the configuration cells may be allocated by Media Access Control (MAC) signaling.
  • a cell allocated by MAC signaling may be referred to as an activated cell. The remaining cells except the active cells of the constituent cells may be referred to as deactivated cells.
  • All or some of the active cells are allocated to the terminal by L1 / L2 signaling.
  • a cell allocated by L1 / L2 signaling may be referred to as a scheduled cell.
  • the scheduling cell may receive data through the PDSCH using downlink resources in the cell, and transmit data through the PUSCH using uplink resources in the cell.
  • a plurality of DL CCs transmit data, and thus, all DL CCs may be referred to as scheduling DL CCs.
  • the size of the codebook for ACK / NACK feedback may be determined based on the number of scheduling DL CCs, the transmission mode and rank in the CC, and the number of codewords transmitted. have.
  • the codebook size is determined based on the number of configuration DL CCs instead of the number of scheduling DL CCs, the DAI does not need to be transmitted. That is, the size of the codebook can be determined semi-statically according to the number of configuration DL CCs given by RRC signaling, and also according to the number of ranks transmitted through the transmission mode and DCI format given by RRC signaling. It can be determined dynamically.
  • the number of ranks transmitted through the DCI format may be expressed together with precoding vector information. See Section 6.3.4.2.3 of 3GPP TS 36.211 V8.9.0 (2009-12) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)". can do.
  • Table 22 shows a codebook of a precoding matrix when the number of antenna ports is two. Referring to Table 22, three bits are used as precoding information to feed back seven states according to the number of layers and the codebook index.
  • Table 23 shows a codebook of a precoding matrix when the number of antenna ports is four. Referring to Table 23, 6 bits are used as precoding information to feed back 64 states according to the number of layers and the codebook index.
  • a method of determining the size of a codebook according to the number of configuration DL CCs, the transmission mode, and the number of ranks will be described with reference to an embodiment. For example, assume that the number of antenna ports is two and the total number of configuration DL CCs is four. Also assume that the DTX state is fed back. When the transmission mode of the DL CC # 0 is 3 and the number of ranks is 2, a total of five states may be fed back. When the transmission mode of the DL CC # 1 is 4 and the number of ranks is 1, a total of three states may be fed back. When the transmission mode of DL CC # 2 is 8 and the number of ranks is 2, a total of five states may be fed back.
  • the transmission mode of DL CC # 3 is 1 and the number of ranks is 1, a total of three states may be fed back. Accordingly, the total number of feedback states is 225, and the size of the codebook is 8 bits ( ) Can be determined.
  • '-1' is except when all states are DTX states.
  • the number of states required for each component DL CC is 4, 1 codeword when transmitting two codewords. There are two when transmitting. That is, DL CC # 0 may feed a total of four states, DL CC # 1 may feed a total of two states, DL CC # 2 may feed a total of four states, and DL CC # 3 may feed a total of two states. As a result, the total number of feedback states is 64, and the size of the codebook is 6 bits ( )
  • the size of the codebook can be determined based on only the number of constituent DL CCs and the number of codewords according to the ranks without considering the transmission mode given by RRC signaling. have.
  • the size of the codebook may be determined based only on the number of DL CCs and the transmission mode. Since the maximum number of codewords that can be transmitted in the corresponding transmission mode is determined according to the transmission mode, the size of the codebook can be determined based on this. For example, it is assumed that the total number of configured DL CCs is four, and the DTX state is fed back. When the transmission mode of the DL CC # 0 is 3 and the rank is 2, a maximum of two codewords can be transmitted so that a total of five states can be fed back. Similarly, even if the transmission mode of DL CC # 1 is 4 and the number of ranks is 1, a total of five states can be fed back considering only the transmission mode.
  • DL CC # 0 is a total of four states
  • DL CC # 1 is a total of four states
  • DL CC # 2 is a total of four states
  • DL CC # 3 can feed back two states.
  • the total number of feedback states is 64
  • the size of the codebook is 7 bits ( )
  • the size of the codebook may be determined based on the number of active DL CCs or the number of scheduling DL CCs instead of the number of configuration DL CCs. That is, the size of the codebook may be determined based on the number of active DL CCs and the number of codewords, or the size of the codebook may be determined based on the number of scheduling DL CCs and the number of codewords.
  • Table 24 is an example of a mapping relationship between a transport block and a code word. Referring to Table 24, when the swap flag value is 0, transport block 1 is mapped to codeword 0, and transport block 2 is mapped to codeword 1. When the switch flag value is 1, transport block 1 is mapped to codeword 1, and transport block 2 is mapped to codeword 0.
  • the transmission mode supports the transmission of two codewords
  • one codeword may be transmitted regardless of the number of transmission modes and ranks.
  • Table 25 only one transport block of two transport blocks can be transmitted. This is also the case when retransmission is required for only one codeword or when one codeword transmission is possible using a single antenna fall-back method.
  • Table 25 is another example of the mapping relationship between the transport block and the codeword.
  • transport block 1 transport block 2 codeword 0 (enabled) codeword 1 (disabled) enabled disabled transport block 1 - disabled enabled transport block 2 -
  • the size of the codebook may vary according to the number of codewords.
  • the size of the codebook is determined based on the configuration DL CC, and it is assumed that the NACK state and the DTX state are expressed together. That is, the ACK state may be mapped to 1, and the NACK state and the DTX state may be mapped to 0.
  • the number of codewords transmitted in each configuration DL CC is two for DL CC # 0, # 1, and # 3, and one for DL CC # 2, depending on the transmission mode. .
  • the active DL CCs are CC # 0, # 1, and # 2.
  • the UE may transmit an ACK / NACK state only for the DL CC that successfully detects the PDCCH. If the PDCCH cannot be decoded, the UE may transmit a predetermined value by mapping. In this case, the predetermined value may be 0.
  • the codebook may be composed of [a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1] or [a0 a1 b0 b1 c0 c1 d0 d1].
  • a0 and a1 are ACK / NACK bits for each of the first codeword and the second codeword of DL CC # 0.
  • b0 and b1 denote DL CC # 1
  • c1 denote DL CC # 2
  • d1 denote ACK / NACK bits for each of the first codeword and the second codeword of DL CC # 3. That is, the position of the ACK / NACK bit for each DL CC may be predetermined.
  • the size of the codebook is determined based on the number of codewords transmitted by each DL CC, and [a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1] means that each DL CC can transmit.
  • the size of the codebook is determined based on the maximum number of codewords.
  • DL CCs # 0, # 1, and # 2 which are active DL CCs, transmit downlink control signals through the PDCCH, and decode only PDCCHs of DL CC # 0 and DL CC # 2. It is also assumed that all codewords corresponding thereto have been successfully decoded.
  • the terminal may feed back [1 1 0 0 1 0 0 0]. Since DL CC # 3 is an inactive DL CC, the ACK / NACK bits corresponding to d0 and d1 are mapped to [0 0].
  • c1 since DL CC # 2 transmits only one codeword, c1, which is an ACK / NACK bit for the second codeword of DL CC # 2, is also mapped to zero.
  • c1 since the base station already knows that there is no second codeword of DL CC # 2, c1 may be inferred from c0 and mapped. For example, assuming that c1 is repeatedly mapped to c1, the terminal may feed back [1 1 0 0 1 1 0 0]. Since the base station knows that the ACK / NACK bits of c1, d0, d1 is not scheduled, it can decode except for c1, d0, d1 when decoding feedback information. In addition, when the codebook consists of [a0 a1 b0 b2 c0 d0 d1], the terminal may feed back [1 1 0 0 1 0 0].
  • 29 is a block diagram of a base station and a terminal in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • the base station 800 includes a processor 810, a memory 820, and a radio frequency unit (RF) 830.
  • Processor 810 implements the proposed functions, processes, and / or methods. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 810.
  • the memory 820 is connected to the processor 810 and stores various information for driving the processor 810.
  • the RF unit 830 is connected to the processor 810 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the terminal 900 includes a processor 910, a memory 920, and an RF unit 930.
  • Processor 910 implements the proposed functions, processes, and / or methods. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 910.
  • the processor 910 performs channel coding on information bits of UCI to generate encoding information bits, modulates the generated encoding information bits to generate complex modulation symbols, and orthogonally modulates the complex modulation symbols. Spreading block-wise into a plurality of SC-FDMA symbols based on the sequence.
  • the memory 920 is connected to the processor 910 and stores various information for driving the processor 910.
  • the RF unit 930 is connected to the processor 910 to transmit and / or receive a radio signal and to transmit the spread complex modulation symbols to a base station.
  • Processors 810 and 910 may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory 820, 920 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium, and / or other storage device.
  • the RF unit 830 and 930 may include a baseband circuit for processing a radio signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in the memory 820, 920 and executed by the processor 810, 910.
  • the memories 820 and 920 may be inside or outside the processors 810 and 910, and may be connected to the processors 810 and 910 by various well-known means.
  • the methods are described based on a flowchart as a series of steps or blocks, but the invention is not limited to the order of steps, and certain steps may occur in a different order or concurrently with other steps than those described above. Can be.
  • the steps shown in the flowcharts are not exclusive and that other steps may be included or one or more steps in the flowcharts may be deleted without affecting the scope of the present invention.

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Abstract

무선 통신 시스템에서 단말에 의한 상향링크 제어 정보(UCI; Uplink Control Information) 전송 방법 및 장치가 제공된다. 단말은 UCI의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩(channel coding)을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고, 상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조(modulation)를 수행하여 복소 변조 심벌(complex modulation symbol)들을 생성하고, 상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스(orthogonal sequence)를 기반으로 복수의 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 심벌로 블록 단위로(block-wise) 스프레딩(spreading)하고, 상기 스프레딩 된 복소 변조 심벌들을 기지국으로 전송한다.

Description

무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 시스템에서 고려되고 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(ISI; Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다.
직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용 가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다. OFDMA는 부반송파라는 주파수 자원을 각 사용자에게 제공하며, 각각의 주파수 자원은 다수의 사용자에게 독립적으로 제공되어 서로 중첩되지 않는 것이 일반적이다. 결국 주파수 자원은 사용자마다 상호 배타적으로 할당된다. OFDMA 시스템에서 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 통하여 다중 사용자에 대한 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있으며, 부반송파에 대한 순열(permutation) 방식에 따라 부반송파를 다양한 형태로 할당할 수 있다. 그리고 다중 안테나(multiple antenna)를 이용한 공간 다중화 기법으로 공간 영역의 효율성을 높일 수 있다.
MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시킨다. MIMO 시스템에서 다이버시티를 구현하기 위한 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing) 등이 있다. 수신 안테나 수와 송신 안테나 수에 따른 MIMO 채널 행렬은 다수의 독립 채널로 분해될 수 있다. 각각의 독립 채널은 레이어(layer) 또는 스트림(stream)이라 한다. 레이어의 개수는 랭크(rank)라 한다.
상향링크 제어 채널(PUCCH: Physical Uplink Control Channel)을 통해 상향링크 제어 정보(UCI; Uplink Control Information)가 전송될 수 있다. 상향링크 제어 정보는 스케쥴링 요청(SR; Scheduling Request), HARQ(Hybrid ARQ)를 위한 ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement) 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Indicator), RI(Rank Indicator) 등의 다양한 종류의 정보를 포함할 수 있다. PUCCH는 포맷(format)에 따라서 다양한 종류의 제어 정보를 나른다.
다양한 종류의 상향링크 제어 정보를 효율적으로 전송하기 위한 방법이 필요하다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 상향링크 제어 정보 전송 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 상향링크 제어 정보(UCI; Uplink Control Information) 전송 방법이 제공된다. 상기 상향링크 제어 정보 전송 방법은 UCI의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩(channel coding)을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고, 상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조(modulation)를 수행하여 복소 변조 심벌(complex modulation symbol)들을 생성하고, 상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스(orthogonal sequence)를 기반으로 복수의 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 심벌로 블록 단위로(block-wise) 스프레딩(spreading)하고, 상기 스프레딩 된 복소 변조 심벌들을 기지국으로 전송하는 것을 포함한다.
상기 UCI 정보 비트들은 각 셀(cell)을 위한 HARQ(Hybrid Automatic Repeat request)-ACK(Acknowledgement) 정보 비트의 연결(concatenation)을 포함할 수 있다.
상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 상기 각 셀의 전송 모드를 기반으로 결정될 수 있다.
상기 각 셀의 전송 모드가 단일 부호어 전송(single codeword transmission) 모드인 경우, 상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 1비트일 수 있다.
상기 각 셀의 전송 모드가 단일 부호어 전송 모드가 아닌 경우, 상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 2비트일 수 있다.
상기 2비트의 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트 중 어느 하나의 1비트는 제1 부호어에 대한 HARQ-ACK 정보를 지시하고, 나머지 하나의 1비트는 제2 부호어에 대한 HARQ-ACK 정보를 지시할 수 있다.
상기 인코딩 정보 비트들을 생성하는 것은, 복수의 구성 셀(configured cell) 각각의 상태 정보(state information)를 지시하는 상태 정보 비트를 획득하고, 상기 각 구성 셀의 상태 정보 비트를 결합하여 합성 상태 정보 비트열을 생성하고, 상기 합성 상태 정보 비트열을 이진열(binary stream)로 인코딩(encoding)하는 것을 포함할 수 있다.
상기 이진열의 길이는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링(signaling)에 의해 주어지는 상기 복수의 구성 셀의 개수를 기반으로 결정될 수 있다.
상기 각 구성 셀의 상태 정보는 미리 결정된 상태 인덱스(state index)와 맵핑될 수 있다.
상기 이진열에서 상기 각 구성 셀의 상태 정보 비트의 위치가 미리 결정될 수 있다.
상기 이진열에서 상기 각 구성 셀 중 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 디코딩 하지 못한 구성 셀의 상태 정보 비트는 모두 0일 수 있다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 단말이 제공된다. 상기 단말은 무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부, 및 상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 UCI의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고, 상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조를 수행하여 복소 변조 심벌들을 생성하고, 상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스를 기반으로 복수의 SC-FDMA 심벌로 블록 단위로 스프레딩 하도록 구성된다.
또 다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 디코딩 방법이 제공된다. 상기 상향링크 제어 정보 디코딩 방법은 채널 디코딩(channel decoding)이 수행된 이진열을 획득하고, 상기 획득한 이진열을 합성 상태 정보로 디코딩하고, 상기 합성 상태 정보로부터 각 구성 셀의 상태 정보를 획득하는 것을 포함한다.
구성 셀(configured cell)의 개수 및 전송 모드(transmission mode)를 기반으로 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)-ACK(Acknowledgement)에 필요한 코드북(codebook)의 크기를 결정할 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 6은 노멀 CP 구조에서의 PUCCH 포맷 1a/1b를 나타낸다.
도 7은 확장 CP 구조에서의 PUCCH 포맷 1a/1b를 나타낸다.
도 8은 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다.
도 9는 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 10은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다.
도 11은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다.
도 12는 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 13은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 14는 반송파 집합 시스템을 구성하는 송신기와 수신기의 일 예이다.
도 15 및 도 16은 반송파 집합 시스템을 구성하는 송신기와 수신기의 또 다른 예이다.
도 17은 3개의 엔티티(entity)를 나타낸다.
도 18은 복수의 엔티티를 나타낸다.
도 19는 본 발명이 적용된 피드백 정보 전송 방법의 일 실시예이다.
도 20은 상태-비트 인코더에 의해 수행되는 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법의 일 실시예이다.
도 21은 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법에 의해서 피드백 정보가 전송되는 경우 해당 피드백 정보의 수신 방법의 일 실시예이다.
도 22는 상태-비트 디코더에 의해 수행되는 제안된 상향링크 제어 정보 디코딩 방법의 일 실시예이다.
도 23은 반송파 집합 시스템에서 5개의 DL CC에 1개의 UL CC가 대응되는 경우의 블록도이다.
도 24는 확장된 PUCCH 포맷의 일 예이다.
도 25는 확장된 PUCCH 포맷의 또 다른 예이다.
도 26은 확장된 PUCCH 포맷에서 변조된 QPSK 심벌에 대한 시간 스프레딩의 일 예이다.
도 27은 확장된 PUCCH 포맷에서 변조된 QPSK 심벌에 대한 시간 스프레딩의 또 다른 예이다.
도 28은 확장된 PUCCH 포맷의 또 다른 예이다.
도 29는 본 발명의 실시예가 구현되는 기지국 및 단말의 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)를 제공한다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA(Evolved-UMTS Terrestrial Radio Access)를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, LTE-A을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
무선 통신 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(12)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
단말은 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, 단말이 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 서빙 기지국(serving BS)이라 한다. 무선통신 시스템은 셀룰러 시스템(cellular system)이므로, 서빙 셀에 인접하는 다른 셀이 존재한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 인접 기지국(neighbor BS)이라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 단말을 기준으로 상대적으로 결정된다.
이 기술은 하향링크(downlink) 또는 상향링크(uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 하향링크는 기지국(11)에서 단말(12)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 단말(12)에서 기지국(11)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(11)의 일부분이고, 수신기는 단말(12)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말(12)의 일부분이고, 수신기는 기지국(11)의 일부분일 수 있다.
무선 통신 시스템은 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 시스템, MISO(Multiple-Input Single-Output) 시스템, SISO(Single-Input Single-Output) 시스템 및 SIMO(Single-Input Multiple-Output) 시스템 중 어느 하나일 수 있다. MIMO 시스템은 다수의 전송 안테나(transmit antenna)와 다수의 수신 안테나(receive antenna)를 사용한다. MISO 시스템은 다수의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SISO 시스템은 하나의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SIMO 시스템은 하나의 전송 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용한다. 이하에서, 전송 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 전송하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미하고, 수신 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 수신하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미한다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
이는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) TS 36.211 V8.2.0 (2008-03) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 8)"의 5절을 참조할 수 있다. 도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 #0부터 #19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(Transmission Time Interval)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불리울 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 자원블록(RB; Resource Block)는 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파를 포함한다. 상기 무선 프레임의 구조는 일 예에 불과한 것이다. 따라서 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수나 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 개수는 다양하게 변경될 수 있다.
3GPP LTE는 노멀(normal) 사이클릭 프리픽스(CP; Cyclic Prefix)에서 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 하나의 슬롯은 6개의 OFDM 심벌을 포함하는 것으로 정의하고 있다.
무선 통신 시스템은 크게 FDD(Frequency Division Duplex) 방식과 TDD(Time Division Duplex) 방식으로 나눌 수 있다. FDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서로 다른 주파수 대역을 차지하면서 이루어진다. TDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 같은 주파수 대역을 차지하면서 서로 다른 시간에 이루어진다. TDD 방식의 채널 응답은 실질적으로 상호적(reciprocal)이다. 이는 주어진 주파수 영역에서 하향링크 채널 응답과 상향링크 채널 응답이 거의 동일하다는 것이다. 따라서, TDD에 기반한 무선통신 시스템에서 하향링크 채널 응답은 상향링크 채널 응답으로부터 얻어질 수 있는 장점이 있다. TDD 방식은 전체 주파수 대역을 상향링크 전송과 하향링크 전송이 시분할되므로 기지국에 의한 하향링크 전송과 단말에 의한 상향링크 전송이 동시에 수행될 수 없다. 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서브프레임 단위로 구분되는 TDD 시스템에서, 상향링크 전송과 하향링크 전송은 서로 다른 서브프레임에서 수행된다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 NRB개의 자원 블록을 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록의 수 NRB은 셀에서 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 예를 들어, LTE 시스템에서 NRB은 60 내지 110 중 어느 하나일 수 있다. 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. 상향링크 슬롯의 구조도 상기 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 한다. 자원 그리드 상의 자원 요소는 슬롯 내 인덱스 쌍(pair) (k,l)에 의해 식별될 수 있다. 여기서, k(k=0,...,NRB×12-1)는 주파수 영역 내 부반송파 인덱스이고, l(l=0,...,6)은 시간 영역 내 OFDM 심벌 인덱스이다.
여기서, 하나의 자원 블록은 시간 영역에서 7 OFDM 심벌, 주파수 영역에서 12 부반송파로 구성되는 7×12 자원 요소를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 자원 블록 내 OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 이에 제한되는 것은 아니다. OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 CP의 길이, 주파수 간격(frequency spacing) 등에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 예를 들어, 노멀 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 7이고, 확장된 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 6이다. 하나의 OFDM 심벌에서 부반송파의 수는 128, 256, 512, 1024, 1536 및 2048 중 하나를 선정하여 사용할 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
하향링크 서브프레임은 시간 영역에서 2개의 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 노멀 CP에서 7개의 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내의 첫 번째 슬롯의 앞선 최대 3 OFDM 심벌들(1.4Mhz 대역폭에 대해서는 최대 4 OFDM 심벌들)이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심벌들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)가 할당되는 데이터 영역이 된다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink-Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷, UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보, PCH 상의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 랜덤 액세스 응답과 같은 상위 계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 UE 그룹 내 개별 UE들에 대한 전송 파워 제어 명령의 집합 및 VoIP(Voice over Internet Protocol)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링 할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(Control Channel Elements)의 집합(aggregation) 상으로 전송된다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)에 대응된다. CCE의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율의 연관 관계에 따라 PDCCH의 포맷 및 가능한 PDCCH의 비트수가 결정된다.
기지국은 단말에게 보내려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(RNTI; Radio Network Temporary Identifier)가 마스킹된다. 특정 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보(SIB; System Information Block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(System Information-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위해 RA-RNTI(Random Access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나뉠 수 있다. 상기 제어 영역은 상향링크 제어 정보가 전송되기 위한 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 상기 데이터 영역은 데이터가 전송되기 위한 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다.
PUSCH는 전송 채널(transport channel)인 UL-SCH(Uplink Shared Channel)에 맵핑된다. PUSCH 상으로 전송되는 상향링크 데이터는 TTI 동안 전송되는 UL-SCH를 위한 데이터 블록인 전송 블록(transport block)일 수 있다. 상기 전송 블록은 사용자 정보일 수 있다. 또는, 상향링크 데이터는 다중화된(multiplexed) 데이터일 수 있다. 다중화된 데이터는 UL-SCH를 위한 전송 블록과 제어정보가 다중화된 것일 수 있다. 예를 들어, 데이터에 다중화되는 제어정보에는 CQI, PMI(Precoding Matrix Indicator), HARQ, RI(Rank Indicator) 등이 있을 수 있다. 또는 상향링크 데이터는 제어정보만으로 구성될 수도 있다.
이하 PUCCH에 대해서 설명한다.
하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원 블록 쌍(RB pair)으로 할당된다. 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록들은 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각에서 서로 다른 부반송파를 차지한다. PUCCH에 할당되는 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록이 차지하는 주파수는 슬롯 경계(slot boundary)를 기준으로 변경된다. 이를 PUCCH에 할당되는 RB 쌍이 슬롯 경계에서 주파수가 홉핑(frequency-hopped)되었다고 한다. 단말이 상향링크 제어 정보를 시간에 따라 서로 다른 부반송파를 통해 전송함으로써, 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. m은 서브프레임 내에서 PUCCH에 할당된 자원블록 쌍의 논리적인 주파수 영역 위치를 나타내는 위치 인덱스이다.
PUCCH는 포맷(format)에 따라서 다양한 종류의 제어 정보를 나른다. PUCCH 포맷 1은 스케쥴링 요청(SR; Scheduling Request)을 나른다. 이때 OOK(On-Off Keying) 방식이 적용될 수 있다. PUCCH 포맷 1a는 하나의 부호어(codeword)에 대하여 BPSK(Bit Phase Shift Keying) 방식으로 변조된 ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement)을 나른다. PUCCH 포맷 1b는 2개의 부호어에 대하여 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식으로 변조된 ACK/NACK을 나른다. PUCCH 포맷 2는 QPSK 방식으로 변조된 CQI(Channel Quality Indicator)를 나른다. PUCCH 포맷 2a와 2b는 CQI와 ACK/NACK을 나른다.
표 1은 PUCCH 포맷에 따른 변조 방식과 서브프레임 내의 비트의 개수를 나타낸다.
PUCCH format Modulation scheme Number of bits per subframe, Mbit
1 N/A N/A
1a BPSK 1
1b QPSK 2
2 QPSK 20
2a QPSK+BPSK 21
2b QPSK+QPSK 22
표 2는 슬롯당 PUCCH 복조 참조 신호로 사용되는 OFDM 심벌의 개수를 나타낸다.
PUCCH format Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix
1, 1a, 1b 3 2
2 2 1
2a, 2b 2 N/A
표 3은 PUCCH 포맷에 따른 복조 참조 신호가 맵핑되는 OFDM 심벌의 위치를 나타낸다.
set of values for ℓ
PUCCH format Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix
1, 1a, 1b 2, 3, 4 2, 3
2, 2a, 2b 1, 5 3
ACK/NACK 신호는 각 단말 별로 CG-CAZAC(Computer Generated Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스를 기본 시퀀스로 하여 서로 다른 순환 쉬프트(cyclic shift) 값과 서로 다른 Walsh/DFT(Discrete Fourier Transform) 직교(orthogonal) 코드를 포함하는 서로 다른 자원을 이용하여 전송될 수 있다. 사용 가능한 순환 쉬프트 값과 Walsh/DFT 코드의 개수가 각각 6과 3일 때, 단일 안테나 포트를 가지는 총 18개의 단말이 하나의 PRB 내에서 다중화(multiplex) 될 수 있다.
도 6은 노멀 CP 구조에서의 PUCCH 포맷 1a/1b를 나타낸다. 3번째 내지 5번째 SC-FDMA 심벌에서 상향링크 참조 신호가 전송된다. 도 6에서 w0, w1, w2 및 w3는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 변조 이후에 시간 영역에서 변조되거나 또는 IFFT 변조 이전에 주파수 영역에서 변조될 수 있다.
도 7은 확장 CP 구조에서의 PUCCH 포맷 1a/1b를 나타낸다. 3번째 및 4번째 SC-FDMA 심벌에서 상향링크 참조 신호가 전송된다. 도 7에서 w0, w1, w2 및 w3는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 변조 이후에 시간 영역에서 변조되거나 또는 IFFT 변조 이전에 주파수 영역에서 변조될 수 있다.
SR과 영구적인 스케줄링을 위하여 단말에 할당되는 순환 쉬프트, Walsh/DFT 코드 및 PRB 등을 포함하는 ACK/NACK 자원은 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해 주어질 수 있다. 동적 ACK/NACK을 위한 비영구적 스케줄링을 위해서, 할당된 자원은 ACK/NACK을 위한 PDSCH에 대응되는 PDCCH의 가장 작은 CCE 인덱스에 의해서 주어질 수 있다.
표 4는 PUCCCH 포맷 1/1a/1b를 위한 길이 4의 직교 시퀀스의 일 예이다.
Sequence index noc(ns) Orthogonal sequences [w(0) … w(NSF PUCCH-1)]
0 [+1 +1 +1 +1]
1 [+1 -1 +1 -1]
2 [+1 -1 -1 +1]
표 5는 PUCCCH 포맷 1/1a/1b를 위한 길이 3의 직교 시퀀스의 일 예이다.
Sequence index noc(ns) Orthogonal sequences [w(0) … w(NSF PUCCH-1)]
0 [1 1 1]
1 [1 ej2π/3 ej4π/3]
2 [1 ej4π/3 ej2π/3]
표 6은 PUCCH 포맷 1/1a/1b 내의 참조 신호 전송을 위한 직교 시퀀스의 일 예이다.
Sequence index noc2(ns) Normal cyclic prefix Extended cyclic prefix
0 [1 1 1] [1 1]
1 [1 ej2π/3 ej4π/3] [1 -1]
2 [1 ej4π/3 ej2π/3] N/A
표 7은 노멀 CP 구조에서 Δshift PUCCH=2일 때의 ACK/NACK 채널화(channelization)의 일 예이다.
Cell specific cyclic shift offset RS orthogonal cover ACK/NACK orthogonal cover
δoffset PUCCH=1 δoffset PUCCH=0 nOC’=0 nOC’=1 nOC’=2 nOC=0 nOC=1 nOC=2
nCS=1 nCS=0 n’=0 12 n’=0 12
2 1 6 6
3 2 1 13 1 13
4 3 7 7
5 4 2 14 2 14
6 5 8 8
7 6 3 15 3 15
8 7 9 9
9 8 4 16 4 16
10 9 10 10
11 10 5 17 5 17
0 11 11 11
표 7에서 Δshift PUCCH는 CAZAC 시퀀스의 셀 특정 순환 쉬프트 값이며, 노멀 CP 구조나 확장 CP 구조에서 1 내지 3 중 어느 하나의 값을 가질 수 있다. δoffset PUCCH는 셀 특정 순환 쉬프트 오프셋으로 0 내지 Δshift PUCCH-1 중 어느 하나의 값을 가질 수 있다. 한편, nOC는 ACK/NACK을 위한 직교 시퀀스의 인덱스이며, nOC’는 참조 신호를 위한 직교 시퀀스의 인덱스이다. nCS는 CAZAC 시퀀스의 순환 쉬프트 값이며, n’는 RB 내에서 채널화에 사용되는 ACK/NACK 자원 인덱스이다.
표 8은 PRB 내에 PUCCH 포맷 1/1a/1b와 PUCCH 포맷 2/2a/2b가 혼합된 구조의 채널화의 일 예이다.
Orthogonal cover
Cyclic Shift OCindex=0 OCindex=1 OCindex=2
0 ACK/NACK
1 ACK/NACK
2 ACK/NACK
3 ACK/NACK
4 Guard shifts
5 CQI
6 CQI
7 CQI
8 CQI
9 CQI
10 CQI
11 Guard shifts
표 8을 참조하면 PUCCH 포맷 1/1a/1b를 위한 0 내지 3의 순환 쉬프트 값이 할당되고, PUCCH 포맷 2/2a/2b를 위한 5 내지 10의 순환 쉬프트 값이 할당된다. PUCCH 포맷 1/1a/1b 및 PUCCH 포맷 2/2a/2b 사이의 순환 쉬프트 값인 4와 11은 가드 쉬프트(guard shift)로 할당된다.
한편, ICI(Inter-Cell Interference) 임의화(randomization)를 위하여 심벌 기반으로 순환 쉬프트 홉핑(hopping)이 수행될 수 있다. 또한, ICI 임의화를 위하여 슬롯 수준에서 ACK/NACK 채널과 자원 사이에 CS/OC(Orthgonal Covering) 재맵핑(remapping)이 수행될 수 있다.
PUCCH 포맷 1/1a/1b를 위한 자원은 심벌 레벨에서의 순환 쉬프트를 지시하는 ncs, 슬롯 레벨에서의 직교 커버링을 지시하는 noc 및 주파수 영역에서의 자원 블록을 지시하는 nRB로 구성될 수 있다. PUCCH 포맷 1/1a/1b 자원 ncs, noc, nRB를 대표하는 인덱스로 nr이 정의될 수 있다. 즉, nr=(ncs,noc,nRB)이다.
PUCCH 포맷 2/2a/2b는 CQI, PMI(Precoding Matrix Indicator), RI(Rank Indicator) 및 CQI+ACK/NACK 등의 제어 정보를 나를 수 있다. PUCCH 포맷 2/2a/2b에 RM(Reed-Muller) 채널 코딩 방식이 적용될 수 있다.
표 9는 3GPP LTE의 UCI(Uplink Control Information)의 채널 코딩에 사용되는 (20,A) RM 코드의 일 예이다. a0,a1,a2,...,aA-1의 비트열(bit stream)이 표 10의 (20,A)의 RM 코드를 이용하여 채널 코딩 블록의 입력으로 사용된다.
i Mi,0 Mi,1 Mi,2 Mi,3 Mi,4 Mi,5 Mi,6 Mi,7 Mi,8 Mi,9 Mi,10 Mi,11 Mi,12
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
채널 인코딩 비트인 b0,b1,b2,...,bB-1은 수학식 1에 의해서 생성될 수 있다.
<수학식 1>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000001
수학식 1에서 i=0,1,2,...,B-1이다.
표 10은 광대역(wideband) 보고를 위한 CQI 피드백 UCI 필드의 크기의 일 예이다. 표 10은 단일 안테나 포트를 가정하고, 전송 다이버시티 또는 개루프(open-loop) 공간 다중화 PDSCH 전송을 가정한 경우이다.
Field Bitwidth
Wide-band CQI 4
표 11은 광대역 보고를 위한 CQI 및 PMI 피드백 UCI 필드의 크기의 일 예이다. 표 11은 폐루프 공간 다중화 PDSCH 전송의 경우이다.
Bitwidths
Field 2 ports
(Rank = 1)		 2 ports
(Rank = 2)		 4 ports
(Rank = 1)		 4 ports
(Rank > 1)
Wide-band CQI 4 4 4 4
Spatial differential CQI 0 3 0 3
Precoding matrix indication 2 1 4 4
표 12는 광대역 보고를 위한 RI 피드백 UCI 필드의 크기의 일 예이다.
Bitwidths
Field 2 antenna ports 4 antenna ports
(Max 2 layers)		 4 antenna ports
(Max 4 layers)
Rank indication 1 1 2
이때 a0와 aA-1은 각각 MSB(Most Significant Bit)과 LSB(Least Significant Bit)을 나타낸다. 확장 CP 구조에서 CQI와 ACK/NACK이 동시에 전송되는 경우를 제외하고 A는 최대 11이 될 수 있다. RM 코드를 이용하여 20비트로 인코딩된 제어 정보에 QPSK 변조가 적용될 수 있다. 또한 인코딩된 제어 정보는 QPSK 변조 이전에 스크램블링(scrambling)될 수 있다.
도 8은 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다. 도 8-(a)는 노멀 CP 구조, 도 8-(b)는 확장 CP 구조를 나타낸다. 도 8-(a)에서 참조 신호가 슬롯의 2번째 및 6번째 SC-FDMA 심벌에서 전송되고, 도 8-(b)에서 참조 신호가 슬롯의 4번째 SC-FDMA 심벌에서 전송된다.
노멀 CP 구조에서, 하나의 서브프레임은 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심벌을 제외하고 10개의 QPSK 데이터 심벌을 포함한다. 즉, 각 QPSK 심벌은 20비트의 인코딩된 CQI를 이용하여 SC-FDMA 심벌 레벨에서 순환 쉬프트에 의해 스프레드될 수 있다.
또한, SC-FDMA 심벌 레벨 순환 쉬프트 홉핑이 ICI를 임의화하기 위하여 적용될 수 있다. 참조 신호는 순환 쉬프트를 이용하여 CDM(Code Division Multiplexing) 방식에 의해 다중화될 수 있다. 예를 들어 사용할 수 있는 순환 쉬프트 값의 개수가 12개인 경우, 12개의 단말이 하나의 PRB 내에서 다중화될 수 있다. 즉, PUCCH 포맷 1/1a/1b 및 PUCCH 포맷 2/2a/2b 내의 복수이 단말이 각각 순환 쉬프트/직교 커버/자원 블록 및 순환 쉬프트/자원 블록에 의해서 다중화될 수 있다.
슬롯 ns에서 PUCCH 전송에 사용되는 PRB는 수학식 2에 의해서 결정될 수 있다.
<수학식 2>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000002
수학식 2에서 nPRB는 PRB 인덱스를 나타낸다. NRB UL은 NSC RB의 배수로 표현된 상향링크 대역폭 구성(configuration)이다. NSC RB는 부반송파의 개수로 표시한 주파수 영역에서의 자원 블록의 크기이다. PUCCH는 PRB에 맵핑될 때 바깥쪽의 PRB에서 안쪽의 PRB의 순서로 맵핑될 수 있다. 또한 PUCCH 포맷 2/2a/2b, ACK/NACK의 혼합 포맷, PUCCH 포맷 1/1a/1b의 순서로 맵핑될 수 있다.
PUCCH 포맷 1/1a/1b에서 m은 수학식 3에 의해서 결정될 수 있다.
<수학식 3>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000003
수학식 3에서 NRB (2)는 각 슬롯에서 PUCCH 포맷 2/2a/2b로 사용 가능한 자원 블록으로 나타낸 대역폭을 나타낸다. nPUCCH(1)은 PUCCH 포맷 1/1a/1b 전송에 사용되는 자원의 인덱스를 나타낸다. Ncs (1)은 PUCCH 포맷 1/1a/1b와 포맷 2/2a/2b의 혼합 구조로 사용되는 자원 블록 내에서 PUCCH 포맷 1/1a/1b의 용도로 사용되는 순환 쉬프트 값의 개수를 나타낸다.
PUCCH 포맷 2/2a/2a에서 m은 수학식 4에 의해서 결정될 수 있다.
<수학식 4>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000004
LTE-A 시스템에서 상향링크는 SC-FDMA 전송 방식을 적용한다. DFT 확산(spreading) 후 IFFT가 수행되는 전송 방식을 SC-FDMA라 한다. SC-FDMA는 DFT-s OFDM(DFT-spread OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FDMA에서는 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우, 전력 증폭기(power amplifier)의 비선형(non-linear) 왜곡 구간을 피할 수 있으므로 전력 소모가 제한된 단말에서 전송 전력 효율이 높아질 수 있다. 이에 따라, 사용자 수율(user throughput)이 높아질 수 있다.
도 9는 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 9를 참조하면, 전송기(50)는 DFT(Discrete Fourier Transform)부(51), 부반송파 맵퍼(52), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(53) 및 CP 삽입부(54)를 포함한다. 전송기(50)는 스크램블 유닛(미도시; scramble unit), 모듈레이션 맵퍼(미도시; modulation mapper), 레이어 맵퍼(미도시; layer mapper) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시; layer permutator)를 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(51)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(51)는 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어, Ntx 심벌들이 입력되면(단, Ntx는 자연수), DFT 크기(size)는 Ntx이다. DFT부(51)는 변환 프리코더(transform precoder)라 불릴 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 상기 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑시킨다. 상기 복소수 심벌들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원 블록에 대응하는 자원 요소들에 맵핑될 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 자원 맵퍼(resource element mapper)라 불릴 수 있다. IFFT부(53)는 입력되는 심벌에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 기본 대역(baseband) 신호를 출력한다. CP 삽입부(54)는 데이터를 위한 기본 대역 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 기본 대역 신호의 앞부분에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISI(Inter-Symbol Interference), ICI(Inter-Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
도 10은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다.
도 10-(a)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 연속된 부반송파들에 맵핑한다. 복소수 심벌들이 맵핑되지 않는 부반송파에는 '0'이 삽입된다. 이를 집중된 맵핑(localized mapping)이라 한다. 3GPP LTE 시스템에서는 집중된 맵핑 방식이 사용된다. 도 10-(b)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 연속된 2개의 복소수 심벌들 사이마다 L-1개의 '0'을 삽입한다(L은 자연수). 즉, DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 등간격으로 분산된 부반송파들에 맵핑된다. 이를 분산된 맵핑(distributed mapping)이라 한다. 부반송파 맵퍼가 도 10-(a)와 같이 집중된 맵핑 방식 또는 도 10-(b)와 같이 분산된 맵핑 방식을 사용하는 경우, 단일 반송파 특성이 유지된다.
클러스터된(clustered) DFT-s OFDM 전송 방식은 기존의 SC-FDMA 전송 방식의 변형으로, 프리코더를 거친 데이터 심벌들을 복수의 서브 블록으로 나누고 이를 주파수 영역에서 서로 분리시켜 맵핑하는 방법이다.
도 11은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다.
도 11을 참조하면, 전송기(70)는 DFT부(71), 부반송파 맵퍼(72), IFFT부(73) 및 CP 삽입부(74)를 포함한다. 전송기(70)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(71)로부터 출력되는 복소수 심벌들은 N개의 서브 블록으로 나뉜다(N은 자연수). N개의 서브 블록은 서브 블록 #1, 서브 블록 #2,..., 서브 블록 #N으로 나타낼 수 있다. 부반송파 맵퍼(72)는 N개의 서브 블록들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파들에 맵핑한다. 연속된 2개의 서브블록들 사이마다 NULL이 삽입될 수 있다. 하나의 서브 블록 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브 블록 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다.
도 11의 전송기(70)는 단일 반송파(single carrier) 전송기 또는 다중 반송파(multi-carrier) 전송기에 모두 사용될 수 있다. 단일 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들이 모두 하나의 반송파에 대응된다. 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록마다 하나의 반송파에 대응될 수 있다. 또는, 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우에도, N개의 서브 블록들 중 복수의 서브 블록들은 하나의 반송파에 대응될 수도 있다. 한편, 도 11의 전송기(70)에서 하나의 IFFT부(73)를 통해 시간 영역 신호가 생성된다. 따라서, 도 11의 전송기(70)가 다중 반송파 전송기에 사용되기 위해서는 연속된 반송파 할당(contiguous carrier allocation) 상황에서 인접한 반송파 간 부반송파 간격이 정렬(alignment)되어야 한다.
도 12는 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 12를 참조하면, 전송기(80)는 DFT부(81), 부반송파 맵퍼(82), 복수의 IFFT부(83-1, 83-2,...,83-N)(N은 자연수) 및 CP 삽입부(84)를 포함한다. 전송기(80)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록에 대해 개별적으로 IFFT가 수행된다. 제n IFFT부(83-N)는 서브 블록 #n에 IFFT를 수행하여 제n 기본 대역 신호를 출력한다(n=1,2,..,N). 제n 기본 대역 신호에 제n 반송파 신호가 곱해져 제n 무선 신호가 생성된다. N개의 서브 블록들로부터 생성된 N개의 무선 신호들은 더해진 후, CP 삽입부(84)에 의해 CP가 삽입된다. 도 12의 전송기(80)는 전송기가 할당 받은 반송파들이 인접하지 않는 불연속된 반송파 할당(non-contiguous carrier allocation) 상황에서 사용될 수 있다.
도 13은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 13은 청크(chunk) 단위로 DFT 프리코딩을 수행하는 청크 특정 DFT-s OFDM 시스템이다. 이는 Nx SC-FDMA로 불릴 수 있다. 도 13을 참조하면, 전송기(90)는 코드 블록 분할부(91), 청크(chunk) 분할부(92), 복수의 채널 코딩부(93-1,...,93-N), 복수의 변조기(94-1,...,94-N), 복수의 DFT부(95-1,...,95-N), 복수의 부반송파 맵퍼(96-1,...,96-N), 복수의 IFFT부(97-1,...,97-N) 및 CP 삽입부(98)를 포함한다. 여기서, N은 다중 반송파 전송기가 사용하는 다중 반송파의 개수일 수 있다. 채널 코딩부(93-1,...,93-N) 각각은 스크램블 유닛(미도시)을 포함할 수 있다. 변조기(94-1,...,94-N)는 모듈레이션 맵퍼라 칭할 수도 있다. 전송기(90)는 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(95-1,...,95-N)에 앞서 배치될 수 있다.
코드 블록 분할부(91)는 전송 블록을 복수의 코드 블록으로 분할한다. 청크 분할부(92)는 코드 블록을 복수의 청크로 분할한다. 여기서, 코드 블록은 다중 반송파 전송기로부터 전송되는 데이터라 할 수 있고, 청크는 다중 반송파 중 하나의 반송파를 통해 전송되는 데이터 조각이라 할 수 있다. 전송기(90)는 청크 단위로 DFT를 수행한다. 전송기(90)는 불연속된 반송파 할당 상황 또는 연속된 반송파 할당 상황에서 모두 사용될 수 있다.
3GPP LTE-A 시스템은 반송파 집합(carrier aggregation) 시스템을 지원한다. 반송파 집합 시스템은 3GPP TR 36.815 V9.0.0 (2010-3)을 참조할 수 있다.
반송파 집합 시스템은 무선 통신 시스템이 광대역을 지원하려고 할 때 목표로 하는 광대역보다 작은 대역폭을 가지는 1개 이상의 반송파를 모아서 광대역을 구성하는 시스템을 의미한다. 반송파 집합 시스템은 대역폭 집합(bandwidth aggregation) 시스템 등의 다른 명칭으로 불릴 수 있다. 반송파 집합 시스템은 각 반송파가 연속한 연속(contiguous) 반송파 집합 시스템과 각 반송파가 서로 떨어져 있는 불연속(non-contiguous) 반송파 집합 시스템으로 구분될 수 있다. 연속 반송파 집합 시스템에서 각 반송파 사이에 주파수 간격(frequency spacing)이 존재할 수 있다. 1개 이상의 반송파를 모을 때 대상이 되는 반송파는 기존 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)을 위하여 기존 시스템에서 사용하는 대역폭을 그대로 사용할 수 있다. 예를 들어 3GPP LTE 시스템에서는 1.4MHz, 3MHz, 5MHz, 10MHz, 15MHz 및 20MHz의 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-A 시스템에서는 상기 3GPP LTE 시스템의 대역폭만을 이용하여 20MHz 이상의 광대역을 구성할 수 있다. 또는 기존 시스템의 대역폭을 그대로 사용하지 않고 새로운 대역폭을 정의하여 광대역을 구성할 수도 있다.
반송파 집합 시스템에서 단말은 용량에 따라서 하나 또는 복수의 반송파를 동시에 전송 또는 수신할 수 있다. LTE-A 단말은 복수의 반송파를 동시에 전송 또는 수신할 수 있다. LTE Rel-8 단말은 반송파 집합 시스템을 구성하는 각 반송파가 LTE Rel-8 시스템과 호환될 때 하나의 반송파만을 송신 또는 수신할 수 있다. 따라서 적어도 상향링크와 하향링크에서 사용되는 반송파의 개수가 같은 경우, 모든 구성 반송파가 LTE Rel-8 시스템과 호환되도록 구성될 필요가 있다.
복수의 반송파를 효율적으로 사용하기 위하여 복수의 반송파를 MAC(Media Access Control)에서 관리할 수 있다. 복수의 반송파를 송/수신하기 위해서 송신기 및 수신기가 모두 복수의 반송파를 송/수신할 수 있어야 한다.
도 14는 반송파 집합 시스템을 구성하는 송신기와 수신기의 일 예이다.
도 14-(a)의 송신기에서는 하나의 MAC이 n개의 반송파를 모두 관리 및 운영하여 데이터를 송수신한다. 이는 도 14-(b)의 수신기에서도 마찬가지이다. 수신기의 입장에서 구성 반송파 당 하나의 전송 블록(transport block)과 하나의 HARQ 엔티티(entity)가 존재할 수 있다. 단말은 복수의 반송파에 대하여 동시에 스케줄링 될 수 있다. 도 14의 반송파 집합 시스템은 연속 반송파 집합 시스템 또는 불연속 반송파 집합 시스템에 모두 적용될 수 있다. 하나의 MAC에서 관리하는 각각의 반송파는 서로 인접할 필요가 없으며, 따라서 자원 관리 측면에서 유연하다는 장점이 있다.
도 15 및 도 16은 반송파 집합 시스템을 구성하는 송신기와 수신기의 또 다른 예이다.
도 15-(a)의 송신기 및 도 15-(b)의 수신기에서는 하나의 MAC이 하나의 반송파만을 관리한다. 즉, MAC와 반송파가 1대1로 대응된다. 도 16-(a)의 송신기 및 도 16-(b)의 수신기에서는 일부 반송파에 대해서는 MAC과 반송파가 1대1로 대응되고, 나머지 반송파에 대해서는 하나의 MAC이 복수의 반송파를 제어한다. 즉, MAC과 반송파의 대응 관계로 다양한 조합이 가능하다.
도 14 내지 도 16의 반송파 집합 시스템은 n개의 반송파를 포함하며, 각 반송파는 서로 인접할 수도 있고 떨어져 있을 수도 있다. 반송파 집합 시스템은 상향링크 또는 하향링크에 모두 적용될 수 있다. TDD 시스템에서는 각각의 반송파가 상향링크 전송과 하향링크 전송을 수행할 수 있도록 구성되며, FDD 시스템에서는 복수의 반송파를 상향링크 용과 하향링크 용으로 구분하여 사용할 수 있다. 일반적인 TDD 시스템에서 상향링크와 하향링크에서 사용되는 구성 반송파의 개수와 각 반송파의 대역폭은 동일하다. FDD 시스템에서는 상향링크와 하향링크에서 사용하는 반송파의 수와 대역폭을 각각 달리 함으로써 비대칭(asymmetric) 반송파 집합 시스템을 구성하는 것도 가능하다.
한편, 단말의 입장에서 스케줄링 된 구성 반송파 별로 하나의 전송 블록(transport block)과 하나의 HARQ(Hybrid Automatic Repeat request) 엔티티(entity)가 존재한다. 각 전송 블록은 하나의 구성 반송파에만 맵핑된다. 단말은 복수의 구성 반송파에 동시에 맵핑될 수 있다.
이하 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법을 설명하도록 한다.
도 17은 3개의 엔티티(entity)를 나타낸다. 하향링크 또는 상향링크의 임의의 채널을 통해 상기 3개의 엔티티에 대한 피드백 정보가 전송될 수 있다. 하나의 엔티티에 대하여 각각 5개의 상태(state)가 존재한다고 가정하면, 5개의 상태를 피드백하기 위하여 필요한 비트의 수는 log25=2.2319<3비트이다. 따라서 각 엔티티에 대하여 피드백을 위한 3비트를 할당하고, 총 9비트를 할당하여 3개의 엔티티에 대한 피드백 정보가 전송될 수 있다. 그러나, 3개의 엔티티는 15개의 상태를 가지며, 15개의 상태를 피드백하기 위하여 필요한 비트의 수는 log215=3.9069<4비트이다. 이에 따라 5비트가 낭비되는 결과가 발생한다.
이에 따라 본 발명은 복수의 엔티티에 대한 피드백 정보를 효율적으로 전송하기 위하여, 해당 상태 정보에 대하여 최적화된 비트 크기로 채널 코딩 또는 변조를 수행할 수 있도록 피드백 정보를 이진 비트열로 인코딩하여 전송하는 방법을 제안한다. 또한, 수신단에서 인코딩된 이진 비트열을 다시 해당 상태 정보로 디코딩 하는 방법도 제안된다. 본 발명에 의하여 피드백 정보가 closed-form으로 인코딩 되며 이에 따라 인코딩 테이블이 필요 없다. 따라서 인코딩 테이블을 저장할 메모리 또한 요구되지 않는다. 그러나 본 발명을 구현함에 있어서 인코딩 테이블을 생성하여 이를 메모리에 저장하고 사용할 수도 있다. 한편, 이하에서 엔티티는 부호어(codeword), 하향링크 구성 반송파(DL CC), 상향링크 구성 반송파(UL CC), 기지국, 단말, 중계국 또는 피코/펨토 셀(pico/femto cell) 등을 나타낼 수 있다. 또한, 이하에서 피드백 정보는 HARQ ACK/NACK 신호, DTX(Discontinuous Transmission), CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Indicator), RI(Rank Indicator) 또는 공분산 행렬(covariance matrix) 등의 제어 신호 중 적어도 하나일 수 있다.
도 18은 복수의 엔티티를 나타낸다. 총 N개의 엔티티가 존재하며, 엔티티 #i에 대한 상태 정보의 개수(즉, 피드백의 양)는 M(i)개인 것으로 가정한다. 이에 따라 총 피드백 양은 N*M(i)가 된다.
도 19는 본 발명이 적용된 피드백 정보 전송 방법의 일 실시예이다.
도 19를 참조하면, 단계 S100에서 각 엔티티의 피드백을 위한 상태 정보를 결합하여 이진열(binary stream)로 인코딩 된다. 상기 이진열로의 인코딩은 상태-비트 인코더(state-to-bit encoder)에 의해 수행될 수 있으며, 이는 도 20에서 후술하도록 한다.
단계 S101에서 상기 이진열에 대하여 채널 코딩이 수행된다. 채널 코딩 방식으로 단순 반복(repetition), 심플렉스 코딩(simplex coding), RM 코딩, 펑처링(puncturing)된 RM 코딩, TBCC(Tail-Biting Convolutional Coding), LDPC(Low Density Parity Check) 코딩 또는 터보 코딩(turbo coding) 등의 다양한 종류의 코딩 방식 중 어느 하나가 사용될 수 있다. 채널 코딩 결과 생성되는 인코딩 정보 비트는 적용될 변조 심벌 순서(modulation symbol order)와 맵핑되는 자원을 고려하여 레이트 매칭(rate-matching)될 수 있다. 생성되는 인코딩 정보 비트에 대하여 셀간 간섭(ICI; Inter-Cell Interference) 임의화(randomization)을 위하여, 셀 ID에 대응되는 스크램블링 코드(scrambling code)를 이용한 셀 특정 스크램블링(cell-specific scrambling) 또는 단말 ID(예를 들어, RNTI(Radio Network Temporary Identifier))에 대응되는 스크램블링 코드를 이용한 단말 특정 스크램블링이 적용될 수 있다.
단계 S102에서 상기 인코딩 정보 비트는 변조기(modulator)에 의해 변조된다. 변조 방식으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 64 QAM 등의 다양한 변조 방식이 사용될 수 있다. 상기 인코딩 정보 비트가 변조되어 복소 변조 심벌(complex modulated symbol)이 생성된다.
도 20은 상태-비트 인코더에 의해 수행되는 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법의 일 실시예이다.
단계 S110에서 상태-비트 인코더는 각 엔티티에 대한 상태 정보 S(i)를 얻는다. 단계 S111에서 상태-비트 인코더는 상기 상태 정보 S(i)를 결합하여 합성 상태 정보를 생성한다. 단계 S112에서 상태-비트 인코더는 상기 합성 상태 정보를 이진열로 인코딩한다.
제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법에 대해서 보다 자세히 설명하도록 한다.
엔티티 i를 위한 상태 정보를 S(i)라 하면, 합성 상태 정보 Stotal은 수학식 5에 의해서 생성될 수 있다. 엔티티의 개수를 N이라 할 때 i=0,…,N-1이며, 엔티티 i의 상태의 개수, 즉 엔티티 i의 피드백 양이 M(i)일 때 0≤S(i)<M(i)이다.
<수학식 5>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000005
이 때 Stotal은 10진수일 수 있다. 수학식 5는 i를 가장 작은 값부터 늘려가면서 Stotal을 생성하는 수식의 일 예를 나타내나, Stotal은 i의 크기의 순서에 관계 없이 생성될 수 있다. 이하의 설명에서는 수학식 5에 의해서 Stotal이 생성되는 것을 가정한다.
만약 각 엔티티의 상태의 개수가 모두 동일하다면, 즉 각 엔티티의 피드백 양이 모두 같다면 M=M(n), n=0,…,N-1이고, 수학식 5는 수학식 6으로 표현될 수 있다.
<수학식 6>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000006
즉, 수학식 6에 의해 Stotal을 M진수로 표현한 숫자의 각 자리수가 각 엔티티의 상태 정보를 표현하는 형태가 된다.
수학식 5에 의해 생성된 Stotal을 이진열로 변환하면 [b0 b1 … bL-1]과 같으며, 각각의 이진값 bn은 수학식 7에 의해서 주어질 수 있다.
<수학식 7>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000007
이때,
Figure PCTKR2011000566-appb-I000008
일 수 있다. 만약, 수학식 7의 이진열 변환이 수학식 6을 기반으로 한 것이라면,
Figure PCTKR2011000566-appb-I000009
일 수 있다.
한편, 수학식 7에 의해서 생성된 이진열 내에서 이진값의 순서가 바뀔 수 있다. 즉, 이진열에 인터리빙(interleaving)이 적용될 수 있다. 이는 임의화(randomization) 효과를 증가시키기 위함이다. 예를 들어 L=4일 때 생성된 이진열이 [b0 b1 b2 b3]인 경우, 인터리빙 패턴 중 임의이 하나를 적용하여 [b2 b0 b3 b1]을 생성할 수 있다. 인터리빙 패턴은 수학식 7의 첫 번째 수식에서 bn의 순서를 임의로 바꾸는 형태로 적용될 수 있다. 또한, 인터리빙 패턴은 해밍 거리(hamming distance)를 고려하여 최적화되어 적용될 수 있다. 인터리빙을 수행하는 인터리버(interleaver)는 임의 인터리버(random interleaver)이거나, 미리 지정된 인터리버 또는 PN 코드에 의해 생성된 PCI(Physical Cell ID) 또는 UE-ID(예를 들어, C-RNTI(Cell-Radio Network Temporary Identifier)) 등을 시드(seed)로 하여 생성된 임의 인터리버일 수 있다. 인터리빙은 채널 코딩에 의해 생성된 인코딩 정보 비트에 대해서 적용될 수도 있다. 이하의 설명에서는 인터리빙에 대한 고려 없이 수학식 7의 첫 번째 수식에 의해서 이진열이 생성되는 것을 가정한다.
도 21은 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법에 의해서 피드백 정보가 전송되는 경우 해당 피드백 정보의 수신 방법의 일 실시예이다.
단계 S200에서 필터링된 복소 심벌이 복조(demodulation)된다. 복소 변조 심벌이 변조될 때 사용되었던 변조 방식이 복조 방식으로 사용될 수 있다. 즉, BPSK, QPSK, 16 QAM 또는 64 QAM 등의 다양한 복조 방식이 사용될 수 있다. 상기 필터링된 복소 심벌이 복조되는 과정에서 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값이 계산된다.
단계 S201에서 상기 LLR 값에 대해서 채널 디코딩(channel decoding)이 수행된다. 채널 코딩 때 사용되었던 채널 코딩 방식이 채널 디코딩 방식으로 사용될 수 있다. 즉, 채널 디코딩 방식으로 단순 반복, 심플렉스 코딩, RM 코딩, 펑처링된 RM 코딩, TBCC, LDPC 코딩 또는 터보 코딩 등의 다양한 종류의 디코딩 방식 중 어느 하나가 사용될 수 있다. 채널 디코딩에 의해서 상태 정보가 결합된 이진열이 복원된다.
단계 S202에서 상기 이진열이 각 엔티티에 대한 상태 정보로 디코딩된다. 상기 각 엔티티에 대한 상태 정보로의 디코딩은 상태-비트 디코더(state-to-bit decoder)에 의해 수행될 수 있으며, 이는 도 22에서 후술하도록 한다.
도 22는 상태-비트 디코더에 의해 수행되는 제안된 상향링크 제어 정보 디코딩 방법의 일 실시예이다.
단계 S210에서 상태-비트 디코더는 채널 디코딩이 수행된 이진열을 획득한다.
단계 S211에서 상태-비트 디코더는 상기 획득한 이진열을 합성 상태 정보로 디코딩 한다.
단계 S212에서 상태-비트 디코더는 상기 합성 상태 정보로부터 각 엔티티에 대한 상태 정보를 획득한다.
제안된 상향링크 제어 정보 디코딩 방법에 대해서 보다 자세히 설명하도록 한다. 상향링크 제어 정보 디코딩 방법은 상향링크 제어 정보 인코딩 방법의 역순이 된다.
수신된 신호를 복조하고 채널 디코딩을 수행하여 얻은 비트열을 [b0’ b1’… bL-1’]이라 하면, 이를 기반으로 얻을 수 있는 합성 상태 정보 Stotal’은 수학식 8에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 8>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000010
각 엔티티의 상태 정보 S(i)’는 수학식 9에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 9>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000011
각 엔티티의 피드백 양이 같은 경우, 즉 M=M(n), n=0,1,…,N-1인 경우에 각 엔티티의 상태 정보 S(i)’는 수학식 10에 의해서 계산될 수 있다.
<수학식 10>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000012
이하, 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법을 구체적인 실시예에 적용하여 설명하도록 한다.
먼저 5개의 DL CC로 구성되는 반송파 집합 시스템에서 각 DL CC가 2개의 부호어(codeword)를 전송하는 경우의 상향링크 제어 정보 인코딩 방법의 일 실시예를 설명한다.
도 23은 반송파 집합 시스템에서 5개의 DL CC에 1개의 UL CC가 대응되는 경우의 블록도이다. 설명의 편의를 위해 제안되는 발명이 5개의 DL CC와 1개의 UL CC로 구성되는 비대칭(asymmetry) 반송파 집합 시스템을 가정하나, 제안되는 발명은 이에 제한되지 않는다. 따라서 다양한 DL-UL 구성(configuration)에 모두 적용될 수 있다. 도 23을 참조하면, DL CC #0 내지 #4의 각 PDSCH 상으로 하향링크 데이터가 전송되고, 이에 대한 ACK/NACK 신호 또는 DTX(Discontinuous Transmission) 신호 등의 피드백 정보가 UL CC #0의 PUCCH, 확장된(extended) PUCCH 또는 PUSCH 등을 통해 전송될 수 있다.
도 23의 반송파 집합 시스템에서 제안되는 발명이 적용되는 경우, 각 DL CC가 하나의 엔티티일 수 있고, 피드백 정보는 ACK/NACK 신호 또는 DTX 신호가 된다. 또한, 2개의 부호어에 대한 2비트의 ACK/NACK 상태와 DTX 상태를 지원하는 것을 가정한다. 즉, 각 DL CC에 대하여 5개의 상태 정보가 필요하므로, 총 3125(=55)개의 상태 정보가 필요하다.
하나의 DL CC의 5개의 상태 정보에 각각 상태 인덱스(state index)가 맵핑될 수 있다. 표 13 내지 표 16은 상태 인덱스와 상태 정보가 맵핑되는 일 예이다. 이때 상태 인덱스와 ACK/NACK/DTX 상태의 맵핑은 해밍 거리를 고려할 수 있다. 또한, 표 13 내지 표 16은 예시에 불과하며, 다양한 방법으로 상태 인덱스와 상태 정보가 맵핑될 수 있다. 또한, 상태 인덱스와 상태 정보는 모든 CC에서 동일하게 맵핑될 수 있다.
State index Information (codeword0/codeword1)
0 ACK/ACK
1 NACK/ACK
2 NACK/NACK
3 ACK/NACK
4 DTX
State index Information (codeword0/codeword1)
0 DTX
1 ACK/ACK
2 NACK/ACK
3 NACK/NACK
4 ACK/NACK
State index Information (codeword0/codeword1)
0 ACK/ACK
1 NACK/ACK
2 DTX
3 ACK/NACK
4 NACK/NACK
State index Information (codeword0/codeword1)
0 DTX
1 ACK/NACK
2 NACK/NACK
3 NACK/ACK
4 ACK/ACK
또한, 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑을 CC마다 다르게 할 수 있다. CC마다 맵핑을 다르게 함으로써, CC간 상태 정보를 통합하여 합성 상태 정보를 생성함에 있어서 보다 임의화할 수 있다. 표 17 및 표 18은 CC마다 상태 인덱스와 상태 정보가 다르게 맵핑되는 경우의 일 예이다. 표 17은 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑이 각 DL CC마다 순환 쉬프트(circular shift) 되는 경우이며, 표 18은 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑이 미러링(mirroring) 되는 경우이다. 예를 들어 DL CC #0에서 상태 인덱스 0 내지 4에 각각 맵핑된 상태 정보가 DL CC #1에서는 상태 인덱스 4 내지 0에 각각 맵핑된다.
State index Information for CC #0
(codeword0/ codeword1)		 Information for CC #1
(codeword0/ codeword1)
0 ACK/ACK DTX
1 NACK/ACK ACK/ACK
2 NACK/NACK NACK/ACK
3 ACK/NACK NACK/NACK
4 DTX ACK/NACK
State index Information for CC #0
(codeword0/ codeword1)		 Information for CC #1
(codeword0/ codeword1)
0 ACK/ACK DTX
1 NACK/ACK ACK/NACK
2 NACK/NACK NACK/NACK
3 ACK/NACK NACK/ACK
4 DTX ACK/ACK
이때 단말이 DTX 상태를 검출할 때, LTE rel-8에서 사용되는 DAI(Downlink Assignment Index)의 개념을 적용할 수 있다. LTE rel-8에서 DAI는 할당된 PDSCH와 맵핑되는 PDCCH의 누적 개수를 지시할 수 있다. DAI는 PDCCH를 통해 전송될 수 있다. 즉, 단말이 DTX 상태를 검출함에 있어서 DAI의 개념을 도입하여, 실제로 전송되고 있는 DL CC를 카운트할 수 있다. 예를 들어 기지국이 DL CC #0, DL CC #1, DL CC #2의 PDSCH를 통해 하향링크 데이터를 전송한다고 가정하면, DL CC #0, DL CC #1, DL CC #2의 PDSCH 전송을 위한 PDCCH 내에 DAI 값을 각각 0, 1, 2로 할당할 수 있다. 만약 단말이 DL CC #2의 PDCCH를 위한 PDCCH의 디코딩에 실패했다는 사실을 DAI를 통해 알 수 있으므로, 해당 DL CC에서 DTX 상태가 발생했음을 알 수 있다. 또는 DAI를 통해 전체 전송되는 DL CC의 개수를 알 수도 있다. 이때 각 DL CC의 DAI 값을 모두 3으로 할당할 수 있다.
상태 인덱스와 상태 정보가 표 13에 의해서 맵핑된다고 가정한다. 5개의 DL CC 모두에서 PDSCH를 통해 하향링크 데이터가 전송된다고 가정하면, UL CC #0은 5개의 DL CC에 대한 상태 정보를 모두 전송해야 한다. 단말은 각 DL CC에 대해서 다음과 같이 피드백 하는 것으로 가정한다. 단말은 DL CC #0에 대한 상태 정보로 ACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 3이며, S(0)=3이다. 단말은 DL CC #1에 대한 상태 정보로 ACK/ACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 0이며, S(1)=0이다. 단말은 DL CC #2에 대한 상태 정보로 DTX을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 4이며, S(2)=4이다. 단말은 DL CC #3에 대한 상태 정보로 NACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 2이며, S(3)=2이다. 그리고 단말은 DL CC #4에 대한 상태 정보로 NACK/ACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 1이며, S(4)=1이다. 본 실시에에서 M=M(n), n=0,…,N-1이므로, 수학식 6에 의해서 합성 상태 정보가 수학식 11과 같이 계산될 수 있다.
<수학식 11>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000013
한편, 이진열의 길이
Figure PCTKR2011000566-appb-I000014
이다. 수학식 7의 첫 번째 식을 이용하여 이진열 [b0 … b11]을 계산하면 수학식 12와 같다.
<수학식 12>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000015
단말은 상기 이진열에 대해서 채널 코딩을 수행한 후, QPSK 등의 변조 방식을 적용하여 변조하여 기지국으로 전송한다. 기지국은 이를 수신하여 복조 후 LLR 값을 이용하여 채널 디코딩을 수행하고, 채널 디코딩 수행 결과 에러 비트가 없다고 가정하면 수신 비트는 수학식 13과 같다. 수학식 13은 이진열은 에러 비트가 없으므로 수학식 12의 이진열과 같다.
<수학식 13>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000016
송신단, 즉 단말에서 인터리빙을 수행하였다면, 이때 디인터리빙(de-interleaving)이 수행될 수 있다. 또는 송신단이 채널 코딩 이후에 인터리빙을 수행하였다면, 수신단은 채널 디코딩 이전에 디인터리빙을 수행할 수 있다.
수학식 13의 수신 이진열을 수학식 8에 의해서 합성 상태 정보로 디코딩하면 수학식 14와 같다.
<수학식 14>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000017
수학식 14의 합성 상태 정보 Stotal’을 수학식 10에 의해서 풀면 각 DL CC에 대한 상태 정보가 검출될 수 있다. 즉, DL CC #0의 상태 정보 S’(0)=3이므로 ACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #1의 상태 정보 S’(1)=0이므로 ACK/ACK 상태가 검출된다. DL CC #2의 상태 정보 S’(2)=4이므로 DTX 상태가 검출된다. DL CC #3의 상태 정보 S’(3)=2이므로 NACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #4의 상태 정보 S’(4)=1이므로 NACK/ACK 상태가 검출된다.
이하 5개의 DL CC로 구성되는 반송파 집합 시스템에서 각 DL CC가 1개 또는 2개의 부호어를 전송하는 경우의 상향링크 제어 정보 인코딩 방법의 일 실시예를 설명한다.
1개의 부호어가 전송되는 DL CC에 대한 상태 정보를 피드백 함에 있어서, 상태 인덱스와 상태 정보는 표 19와 같이 맵핑될 수 있다. 전송되는 부호어가 1개일 때 필요한 상태 정보의 개수는 5개에서 3개로 줄어든다. 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 19의 맵핑 관계에 제한되는 것이 아니다.
State index Information (codeword0 only)
0 ACK
1 NAK
2 DTX
본 실시예에서는 2개의 부호어가 전송되는 DL CC에 대한 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 13에 의해서, 1개의 부호어가 전송되는 DL CC에 대한 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 19에 의해서 수행된다고 가정한다. 즉, 각 DL CC에서 전송되는 부호어의 개수에 따라서 상태 정보의 개수도 달라진다. 이를 상태 축소(state reduction)가 적용된다고 할 수 있다. 예를 들어, DL CC #0과 DL CC #1이 각각 2개와 1개의 부호어를 전송한다고 하면, DL CC #0에 대한 상태 정보의 개수는 5개이며 DL CC #1에 대한 상태 정보의 개수는 3개이므로, 총 15개의 상태 정보(즉, 4비트)가 생성될 수 있다. DL CC에서 전송되는 부호어의 개수는 전송 모드(transmission mode)에 따라 결정되는 rank에 의해 결정될 수 있다. 표 20은 LTE rel-9에서 정의하는 전송 모드의 일 예이다.
transmission mode Notes
1 Transmission from a single eNB antenna port
2 Transmit diversity
3 Open-loop spatial multiplexing
4 Closed-loop spatial multiplexing
5 Multi-user MIMO
6 Closed-loop rank-1 precoding
7 transmission using UE-specific reference signal
8 Dual-layer beamforming
표 20을 참조하면, 전송 모드가 3, 4, 5 또는 8이고 랭크의 개수가 2개 이상일 때 2개의 부호어를 전송할 수 있으며, 나머지 전송 모드에서는 1개의 부호어만을 전송할 수 있다. 이때 랭크는 레이어(layer)의 개수와 같을 수도 있고, 다를 수도 있다.
5개의 DL CC 모두에서 PDSCH를 통해 하향링크 데이터가 전송된다고 가정하면, UL CC #0은 5개의 DL CC에 대한 상태 정보를 모두 전송해야 한다. DL CC #0, #2, #3은 2개의 부호어를 전송하며, DL CC #1, #4는 1개의 부호어를 전송한다고 가정한다. 단말은 각 DL CC에 대해서 다음과 같이 피드백 하는 것으로 가정한다. 단말은 DL CC #0에 대한 상태 정보로 NACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 2이며, S(0)=2, M(0)=5이다. 단말은 DL CC #1에 대한 상태 정보로 NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 1이며, S(1)=1, M(1)=3이다. 단말은 DL CC #2에 대한 상태 정보로 DTX을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 4이며, S(2)=4, M(2)=5이다. 단말은 DL CC #3에 대한 상태 정보로 ACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 3이며, S(3)=3, M(3)=5이다. 그리고 단말은 DL CC #4에 대한 상태 정보로DTX을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 2이며, S(4)=2, M(4)=3이다.
수학식 5에 의해서 합성 상태 정보 Stotal이 수학식 15와 같이 계산될 수 있다.
<수학식 15>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000018
한편, 이진열의 길이
Figure PCTKR2011000566-appb-I000019
이다. 이를 5개의 DL CC가 모두 2개의 부호어를 전송하는 경우와 비교하면, 이진열의 길이가 1비트가 줄었음을 알 수 있다. 또한, 이진열이 채널 코딩을 거쳐 결국 같은 크기의 인코딩 정보 비트가 생성되므로, 코드율(CR)이 감소되는 효과가 있다. 이에 따라 오경보율(false alarm rate)가 더욱 줄어들 수 있다.
수학식 7의 첫 번째 식을 이용하여 이진열 [b0 … b10]을 계산하면 수학식 16와 같다.
<수학식 16>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000020
단말은 상기 이진열에 대해서 채널 코딩을 수행한 후, QPSK 등의 변조 방식을 적용하여 변조하여 기지국으로 전송한다. 기지국은 이를 수신하여 복조 후 LLR 값을 이용하여 채널 디코딩을 수행하고, 채널 디코딩 수행 결과 에러 비트가 없다고 가정하면 수신 비트는 수학식 17과 같다. 수학식 17은 이진열은 에러 비트가 없으므로 수학식 16의 이진열과 같다.
<수학식 17>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000021
수학식 17의 수신 이진열을 수학식 8에 의해서 합성 상태 정보로 디코딩하면 수학식 18과 같다.
<수학식 18>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000022
수학식 18의 합성 상태 정보 Stotal’을 수학식 9에 의해서 풀면 각 DL CC에 대한 상태 정보가 검출될 수 있다. 즉, DL CC #0의 상태 정보 S’(0)=2이므로 NACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #1의 상태 정보 S’(1)=1이므로 NACK 상태가 검출된다. DL CC #2의 상태 정보 S’(2)=4이므로 DTX 상태가 검출된다. DL CC #3의 상태 정보 S’(3)=3이므로 ACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #4의 상태 정보 S’(4)=2이므로 DTX 상태가 검출된다.
5개의 DL CC로 구성되는 반송파 집합 시스템에서 각 DL CC가 1개 또는 2개의 부호어를 전송하는 경우, 피드백 정보를 인코딩함에 있어서 상태 축소가 적용되지 않을 수도 있다. 즉, 1개의 부호어를 전송하는 DL CC에 대한 상태 정보의 개수도 2개의 부호어를 전송하는 DL CC에 대한 상태 정보의 개수와 마찬가지로 5개일 수 있다. 표 21은 DL CC에서 1개의 부호어를 전송할 때 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑의 일 예이다.
State
index		 Information
(codeword0 only)
-> Tx side		 Information
(codeword0 only)
-> Rx side (Method 0)		 Information
(codeword0 only)
-> Rx side (Method 1)
0 ACK ACK ACK
1 Not Assigned ACK Not Assigned
2 NACK NACK NAK
3 Not Assigned NACK Not Assigned
4 DTX DTX DTX
표 21을 참조하면, 상태 정보를 인코딩하는 송신단은 5개의 상태 인덱스가 필요하지 않으므로 상태 인덱스 0에 ACK 상태, 상태 인덱스 2에 NACK 상태, 상태 인덱스 4에 DTX 상태를 각각 맵핑하고, 상태 인덱스 1 및 3은 사용하지 않을 수 있다. 상태 정보를 디코딩하는 수신단은 송신단에서의 맵핑 관계를 그대로 따를 수도 있고(표 21의 Method 1), 상태 인덱스 1 및 3을 각각 ACK 상태 및 NACK 상태를 나타내기 위하여 사용할 수도 있다. 이는 해밍 거리를 암묵적으로 증가시켜 오경보율을 낮추는 역할을 한다. 본 실시예에서는 채널 디코딩 수행 결과 에러 비트가 없다고 가정하므로 Method 0과 Method 1의 차이가 없다. 1개의 부호어를 전송하는 DL CC에 대한 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 21의 맵핑 관계에 제한되는 것이 아니다. 본 실시예에서는 2개의 부호어를 전송하는 DL CC에 대한 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 13의 맵핑 관계를, 1개의 부호어를 전송하는 DL CC에 대한 상태 인덱스와 상태 정보의 맵핑은 표 21의 맵핑 관계를 따르는 것으로 가정한다.
5개의 DL CC 모두에서 PDSCH를 통해 하향링크 데이터가 전송된다고 가정하면, UL CC #0은 5개의 DL CC에 대한 상태 정보를 모두 전송해야 한다. DL CC #0, #2, #3은 2개의 부호어를 전송하며, DL CC #1, #4는 1개의 부호어를 전송한다고 가정한다. 단말은 각 DL CC에 대해서 다음과 같이 피드백 하는 것으로 가정한다. 단말은 DL CC #0에 대한 상태 정보로 NACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 2이며, S(0)=2, M(0)=5이다. 단말은 DL CC #1에 대한 상태 정보로 NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 1이며, S(1)=1, M(1)=3이다. 단말은 DL CC #2에 대한 상태 정보로 DTX을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 4이며, S(2)=4, M(2)=5이다. 단말은 DL CC #3에 대한 상태 정보로 ACK/NACK을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 3이며, S(3)=3, M(3)=5이다. 그리고 단말은 DL CC #4에 대한 상태 정보로DTX을 피드백한다. 이에 따라 상태 인덱스는 2이며, S(4)=2, M(4)=3이다.
수학식 5에 의해서 합성 상태 정보 Stotal이 수학식 19와 같이 계산될 수 있다.
<수학식 19>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000023
한편, 이진열의 길이
Figure PCTKR2011000566-appb-I000024
이다.
수학식 7의 첫 번째 식을 이용하여 이진열 [b0 … b10]을 계산하면 수학식 20과 같다.
<수학식 20>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000025
단말은 상기 이진열에 대해서 채널 코딩을 수행한 후, QPSK 등의 변조 방식을 적용하여 변조하여 기지국으로 전송한다. 기지국은 이를 수신하여 복조 후 LLR 값을 이용하여 채널 디코딩을 수행하고, 채널 디코딩 수행 결과 에러 비트가 없다고 가정하면 수신 비트는 수학식 21과 같다. 수학식 21은 이진열은 에러 비트가 없으므로 수학식 20의 이진열과 같다.
<수학식 21>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000026
수학식 21의 수신 이진열을 수학식 8에 의해서 합성 상태 정보로 디코딩하면 수학식 22와 같다.
<수학식 22>
Figure PCTKR2011000566-appb-I000027
수학식 22의 합성 상태 정보 Stotal’을 수학식 9에 의해서 풀면 각 DL CC에 대한 상태 정보가 검출될 수 있다. 즉, DL CC #0의 상태 정보 S’(0)=2이므로 NACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #1의 상태 정보 S’(1)=1이므로 NACK 상태가 검출된다. DL CC #2의 상태 정보 S’(2)=4이므로 DTX 상태가 검출된다. DL CC #3의 상태 정보 S’(3)=3이므로 ACK/NACK 상태가 검출된다. DL CC #4의 상태 정보 S’(4)=2이므로 DTX 상태가 검출된다.
이하, 확장된(extended) PUCCH 포맷에 대해서 설명한다. 위에서 설명한 ACK/NACK 피드백 정보는 확장된 PUCCH 포맷을 통해 전송될 수 있다. 확장된 PUCCH 포맷은 반송파 집합 시스템 등에서 보다 많은 페이로드(payload)의 전송을 위하여 LTE Rel-8의 PUCCH 포맷 1/1a/1b 또는 2/2a/2b 등을 대체하여 사용될 수 있다. ACK/NACK 피드백 정보와 마찬가지로, CQI(Channel Quality Indicator)/PMI(Precoding Matrix Indicator)/RI(Rank Indicator)를 각 구성 반송파 별로 전송하는 경우에도 페이로드(payload)가 증가하므로 새로운 PUCCH 포맷이 요구된다.
도 24는 확장된 PUCCH 포맷의 일 예이다. 도 24의 확장된 PUCCH 포맷은 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 PUCCH 포맷이라 할 수 있다. 도 24의 확장된 PUCCH 포맷은 특정한 PUCCH 포맷에 제한되지 않으나, 설명의 용이함을 위해 ACK/NACK을 나르기 위한 PUCCH 포맷 1의 노멀 CP 구조를 기반으로 설명한다. 확장된 PUCCH 포맷은 CQI/PMI/RI 등의 상향링크 제어 정보(UCI; Uplink Control Information)의 전송을 위한 PUCCH 포맷 2/2a/2b에 대해서도 적용이 가능하다. 즉, 확장된 PUCCH 포맷은 임의의 제어 정보에 대해서 적용이 가능하다. 예를 들어 최대 13비트의 페이로드를 지원하는 PUCCH 포맷 2에서 그 이상의 페이로드를 지원하기 위하여 제안되는 확장된 PUCCH 포맷을 사용할 수 있다.
도 24를 참조하면, 먼저 각 구성 반송파에 대한 ACK/NACK 등의 정보 비트에 대해 채널 코딩(channel coding)이 수행된다(300). 채널 코딩 방식으로 단순 반복(repetition), 심플렉스 코딩(simplex coding), RM 코딩, 펑처링(puncturing)된 RM 코딩, TBCC(Tail-Biting Convolutional Coding), LDPC(Low Density Parity Check) 코딩 또는 터보 코딩(turbo coding) 등의 다양한 종류의 코딩 방식 중 어느 하나가 사용될 수 있다. 채널 코딩에 결과 생성되는 인코딩 정보 비트는 적용될 변조 심벌 순서(modulation symbol order)와 맵핑되는 자원을 고려하여 레이트 매칭(rate-matching)될 수 있다. 생성되는 인코딩 정보 비트에 대하여 셀간 간섭(ICI; Inter-Cell Interference) 임의화(randomization)을 위하여, 셀 ID에 대응되는 스크램블링 코드(scrambling code)를 이용한 셀 특정 스크램블링(cell-specific scrambling) 또는 단말 ID(예를 들어, RNTI(Radio Network Temporary Identifier))에 대응되는 스크램블링 코드를 이용한 단말 특정 스크램블링이 적용될 수 있다.
인코딩 정보 비트는 분주기(divider)를 통해 각 슬롯으로 분산된다(301). 일코딩 정보 비트는 다양한 방식으로 2개의 슬롯으로 분산될 수 있다. 예를 들어 인코딩 정보 비트의 앞부분은 제1 슬롯으로, 뒷부분은 제2 슬롯으로 분산될 수 있다. 또는 인터리빙(interleaving) 방식을 적용하여 짝수 번째 인코딩 정보 비트는 제1 슬롯으로, 홀수 번째 인코딩 정보 비트는 제2 슬롯으로 분산될 수 있다. 각 슬롯으로 분산된 인코딩 정보 비트는 변조기(modulator)를 통해 변조된다(302). 인코딩 정보 비트가 변조되어 QPSK 심벌이 생성될 수 있다. 한편, 변조기와 분주기의 순서는 바뀔 수 있다.
각 슬롯 내의 QPSK 심벌들에 대하여 각각의 슬롯에서 단일 반송파 파형(single carrier waveform)을 생성하기 위한 DFT(Discrete Fourier Transform) 프리코딩이 수행된다(303). DFT 프리코딩 이외에 이에 상응하는 Walsh 프리코딩 등의 동작이 수행될 수도 있으나, 이후의 설명에서 특별한 언급이 없는 한 DFT 프리코딩이 수행되는 것으로 가정한다.
DFT 프리코딩이 수행된 QPSK 심벌들에 대하여, 미리 지정되거나 동적 시그널링(dynamic signaling) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링 등을 통해 결정된 인덱스 m의 직교 코드(orthogonal code)를 통해 SC-FDMA 심벌 레벨로 시간 스프레딩(time spreading)이 수행된다(304). 인덱스 m의 직교 코드는 스프레딩 인자(SF; Spreading Factor)가 4인 경우, w m=[w0 w1 w2 w3]로 표현될 수 있다. 상기 직교 코드가 Walsh 코드이고 SF가 4인 경우, w0=[1 1 1 1], w1=[1 -1 1 -1], w2=[1 1 -1 -1], w3=[1 -1 -1 1]일 수 있다. 상기 직교 코드가 DFT 코드인 경우, w m=[w0 w1 … wk-1]일 수 있고, 이때 wk=exp(j2πkm/SF)일 수 있다. 또한 상기 직교 코드로 Walsh 코드, DFT 코드 또는 이외의 직교 코드가 사용될 수도 있다. 스프레딩 인자는 데이터가 스프레딩 되는 인자를 의미하며, 다중화(multiplexing)되는 단말의 개수 또는 안테나의 개수와 관련될 수 있다. 스프레딩 인자는 시스템에 따라 가변될 수 있으며, 미리 지정되거나 DCI 또는 RRC 시그널링 등을 통해 단말에 알려질 수 있다. 또한, SC-FDMA 심벌 레벨로 적용되는 직교 코드는 슬롯 레벨에서 인덱스가 서로 바뀌어서 적용될 수 있다. 즉, 직교 코드는 슬롯 레벨에서 홉핑(hopping)될 수 있다.
상기와 같이 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된 후 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 시간 영역의 신호로 변환되고, CP가 붙어서 RF(Radio Frequency)부를 통해 전송된다.
도 25는 확장된 PUCCH 포맷의 또 다른 예이다. 도 25를 참조하면, 먼저 각 구성 반송파에 대한 ACK/NACK 등의 정보 비트에 대해 채널 코딩이 수행되고(310), 인코딩 정보 비트는 분주기를 통해 각 슬롯으로 분산된다(311). 각 슬롯으로 분산된 인코딩 정보 비트는 변조기를 통해 변조되며, 변조 결과 생성된 QPSK 심벌은 인덱스 m의 직교 코드에 의해 시간 스프레딩 된다(312). 인덱스 m의 직교 코드는 SF=4인 경우, w m=[w0 w1 w2 w3]로 표현될 수 있다. 시간 스프레딩 된 QPSK 심벌들에 대하여 SC-FDMA 레벨로 DFT 프리코딩이 수행되며(313), 이에 따라 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된다. 즉, 도 19의 확장된 PUCCH 포맷은 도 18의 확장된 PUCCH 포맷과 비교하여, 시간 스프레딩이 DFT 프리코딩 이전에 수행된다.
도 26은 확장된 PUCCH 포맷에서 변조된 QPSK 심벌에 대한 시간 스프레딩의 일 예이다. 도 26은 노멀 CP 구조에서 QPSK 심벌이 시간 스프레딩 되는 경우이다. 도 26을 참조하면, QPSK 심벌은 하나의 슬롯에서 각각 5개의 SC-FDMA 심벌에 걸쳐 시간 스프레딩 된다. 참조 신호는 각 슬롯에서 2번째 및 6번째 SC-FDMA 심벌에 맵핑된다. 이는 LTE rel-8에서 PUCCH 포맷 2/2a/2b에서 참조 신호가 맵핑되는 위치와 동일하다. QPSK 심벌이 시간 스프레딩 될 때, 미리 지정되거나 동적 시그널링 또는 RRC 시그널링 등을 통해 결정된 인덱스 m의 직교 코드가 사용될 수 있다. 인덱스 m의 직교 코드는 SF=5인 경우, w m=[w0 w1 w2 w3w4]로 표현될 수 있다. 또한, 직교 코드는 슬롯 레벨에서 홉핑될 수 있다.
도 27은 확장된 PUCCH 포맷에서 변조된 QPSK 심벌에 대한 시간 스프레딩의 또 다른 예이다. 도 27은 확장 CP 구조에서 QPSK 심벌이 시간 스프레딩 되는 경우이다. 도 21을 참조하면, QPSK 심벌은 하나의 슬롯에서 각각 5개의 SC-FDMA 심벌에 걸쳐 시간 스프레딩 된다. 참조 신호는 각 슬롯에서 4번째 SC-FDMA 심벌에 맵핑된다. 이는 LTE rel-8에서 PUCCH 포맷 2/2a/2b에서 참조 신호가 맵핑되는 위치와 동일하다. QPSK 심벌이 시간 스프레딩 될 때, 미리 지정되거나 동적 시그널링 또는 RRC 시그널링 등을 통해 결정된 인덱스 m의 직교 코드가 사용될 수 있다. 인덱스 m의 직교 코드는 SF=5인 경우, w m=[w0 w1 w2 w3w4]로 표현될 수 있다. 또한, 직교 코드는 슬롯 레벨에서 홉핑될 수 있다.
도 28은 확장된 PUCCH 포맷의 또 다른 예이다. 도 28의 확장된 PUCCH 포맷은 서브프레임 내의 2개의 슬롯에 대해서 결합 코딩(joint coding)이 수행되는 경우이다. 도 28을 참조하면, 먼저 각 구성 반송파에 대한 ACK/NACK 등의 정보 비트에 대해 채널 코딩이 수행된다(320). 본 실시예에서는 QPSK 변조 방식이 적용되고, 12개의 부반송파로 구성된 1개의 PRB을 통해 2개의 슬롯으로 맵핑되므로, 48개의 인코딩 비트가 생성될 수 있다. 인코딩 정보 비트는 변조기를 통해 변조된다(321). 본 실시예에서는 QPSK 변조 방식이 적용되므로 24개의 QPSK 심벌이 생성된다. QPSK 심벌은 분주기를 통해 각 슬롯으로 분산된다(322). QPSK 심벌은 다양한 방식으로 2개의 슬롯으로 분산될 수 있다. 분주기를 통해 각 슬롯으로 분산된 QPSK 심벌들에 대하여 DFT 프리코딩이 수행된다(323). 본 실시예에서는 각 슬롯으로 12개의 QPSK 심벌이 분산되므로, 12-point DFT 프리코딩이 수행된다. DFT 프리코딩이 수행된 QPSK 심벌들에 대하여 인덱스 m의 직교 코드를 통해 SC-FDMA 심벌 레벨로 시간 스프레딩이 수행된다(104). 직교 코드는 슬롯 레벨에서 홉핑될 수 있다.
상기와 같이 생성된 신호는 PRB 내의 부반송파에 맵핑된 후 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 시간 영역의 신호로 변환되고, CP가 붙어서 RF(Radio Frequency)부를 통해 전송된다. SF가 4일 때, 5개의 구성 반송파에 대한 ACK/NACK을 나르는 12비트의 정보는 0.0625(=12/48/4)의 코딩률(coding rate)로 전송될 수 있으며, 하나의 PRB 당 4개의 단말이 다중화될 수 있다.
제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법을 적용함에 있어서, 피드백 되는 비트의 개수, 즉 코드북(codebook)의 크기가 다양한 방법으로 결정될 수 있다.
먼저 셀(cell)의 개념을 설명하도록 한다. LTE-A 시스템에서 셀의 개념이 적용될 수 있다. 셀은 단말의 입장에서 적어도 한 단위의 하향링크 자원과 선택적으로 포함되는 상향링크 자원의 결합으로 구성되는 엔티티이다. 즉, 하나의 셀은 적어도 한 단위의 하향링크 자원을 반드시 포함하나, 상향링크 자원은 포함하지 않을 수 있다. 상기 한 단위의 하향링크 자원은 하나의 DL CC일 수 있다. 하향링크 자원의 반송파 주파수(carrier frequency)와 상향링크 자원의 반송파 주파수 사이의 연결(linkage)은 하향링크 자원을 통해 전송되는 SIB2에 의해서 지시될 수 있다.
셀의 종류는 할당되는 방법에 의해서 구분될 수 있다. 먼저 시스템 전체에 할당된 셀의 개수는 고정될 수 있다. 예를 들어 시스템 전체에 할당된 셀의 개수는 8개일 수 있다. 시스템 전체에 할당된 셀 중 전부 또는 일부가 상위 계층의 RRC(Radio Resource Control) 시그널링에 의해서 할당될 수 있다. RRC 시그널링에 의해 할당된 셀을 구성 셀(configured cell)이라 한다. 즉, 구성 셀은 시스템 전체에 할당된 셀 중 시스템이 사용 가능하도록 할당한 셀을 의미할 수 있다. 구성 셀 중 전부 또는 일부는 MAC(Media Access Control) 시그널링에 의해서 할당될 수 있다. MAC 시그널링에 의해 할당된 셀을 활성 셀(activated cell)이라 할 수 있다. 구성 셀 중 활성 셀을 제외한 나머지 셀은 비활성(deactivated cell)이라 할 수 있다. 활성 셀 중 전부 또는 일부는 L1/L2 시그널링에 의해서 단말에 할당된다. L1/L2 시그널링에 의해 할당된 셀을 스케줄링 셀(scheduled cell)이라 할 수 있다. 스케줄링 셀은 셀 내의 하향링크 자원을 이용하여 PDSCH를 통해 데이터를 수신할 수 있고, 셀 내의 상향링크 자원을 이용하여 PUSCH를 통해 데이터를 전송할 수 있다. 위에서 제안된 상향링크 제어 정보 인코딩 방법을 설명하면서 복수의 DL CC가 모두 데이터를 전송하는 것을 가정하였으므로, 이때의 DL CC는 모두 스케줄링 DL CC라 할 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이, DAI가 같이 전송되는 경우 스케줄링 DL CC의 개수, CC 내에서의 전송 모드 및 랭크에 의해 결정되어 전송되는 부호어의 개수를 기반으로 ACK/NACK 피드백을 할 코드북의 크기가 결정될 수 있다. 그러나 스케줄링 DL CC의 개수 대신 구성 DL CC의 개수를 기반으로 코드북의 크기를 결정하는 경우 DAI 가 전송될 필요가 없다. 즉, 코드북의 크기는 RRC 시그널링에 의해 주어지는 구성 DL CC의 개수에 따라 반정적으로(semi-statically) 결정될 수 있고, 또한 RRC 시그널링에 의해 주어지는 전송 모드 및 DCI 포맷을 통해 전송되는 랭크의 개수에 따라 동적으로(dynamically) 결정될 수 있다. 이때 DCI 포맷을 통해 전송되는 랭크의 개수는 프리코딩 벡터 정보(precoding vector information)와 함께 표현될 수 있다. 이에 대해서는 3GPP TS 36.211 V8.9.0 (2009-12) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)"의 6.3.4.2.3절을 참조할 수 있다. 표 22는 안테나 포트의 개수가 2개인 경우 프리코딩 행렬의 코드북을 나타낸다. 표 22을 참조하면, 레이어의 개수와 코드북 인덱스에 따라 총 7개의 상태를 피드백 하기 위하여 3비트를 프리코딩 정보로 사용한다.
Figure PCTKR2011000566-appb-T000001
표 23은 안테나 포트의 개수가 4개인 경우 프리코딩 행렬의 코드북을 나타낸다. 표 23을 참조하면, 레이어의 개수와 코드북 인덱스에 따라 총 64개의 상태를 피드백 하기 위하여 6비트를 프리코딩 정보로 사용한다.
Figure PCTKR2011000566-appb-T000002
구성 DL CC의 개수, 전송 모드 및 랭크의 개수에 따라 코드북의 크기를 결정하는 방법을 실시예를 통해 설명한다. 예를 들어, 안테나 포트의 개수가 2개이며, 총 구성 DL CC의 개수가 4개라 가정하자. 또한, DTX 상태가 피드백 된다고 가정한다. DL CC #0의 전송 모드는 3이고 랭크의 개수가 2일 때, 총 5개의 상태를 피드백 할 수 있다. DL CC #1의 전송 모드는 4이고 랭크의 개수가 1일 때, 총 3개의 상태를 피드백 할 수 있다. DL CC #2의 전송 모드는 8이고 랭크의 개수가 2일 때, 총 5개의 상태를 피드백 할 수 있다. DL CC #3의 전송 모드는 1이고 랭크의 개수가 1일 때, 총 3개의 상태를 피드백 할 수 있다. 이에 따라 피드백 하는 총 상태의 개수는 225개이며, 코드북의 크기는 8비트(
Figure PCTKR2011000566-appb-I000028
)로 결정될 수 있다. 코드북을 결정하는 수식에서 ‘-1’은 모든 상태가 DTX 상태인 경우를 제외한 것이다.
만약, 위의 실시예에서 DTX 상태를 명시적으로 피드백 하지 않고 NACK 상태와 같은 상태로 피드백 하는 경우, 각 구성 DL CC당 필요한 상태의 개수는 2개의 부호어를 전송할 때에는 4개, 1개의 부호어를 전송할 때에는 2개가 된다. 즉, DL CC #0은 총 4개의 상태, DL CC #1은 총 2개의 상태, DL CC #2는 총 4개의 상태, DL CC #3은 총 2개의 상태를 피드백 할 수 있다. 이에 따라 피드백 하는 총 상태의 개수는 64개이며, 코드북의 크기는 6비트(
Figure PCTKR2011000566-appb-I000029
)가 된다.
한편, 랭크의 개수는 전송 모드에 따라서 최대값이 자동적으로 결정되므로 RRC 시그널링에 의해 주어지는 전송 모드에 대한 고려 없이 구성 DL CC의 개수 및 랭크에 따른 부호어의 개수만을 기반으로 코드북의 크기가 결정될 수 있다.
또한, DL CC의 개수 및 전송 모드만을 기반으로 코드북의 크기를 결정할 수도 있다. 전송 모드에 따라 해당 전송 모드에서 전송될 수 있는 부호어의 최대 개수가 결정되므로, 이를 기반으로 코드북의 크기를 결정할 수 있다. 예를 들어, 총 구성 DL CC의 개수가 4개이고, DTX 상태가 피드백 된다고 가정한다. DL CC #0의 전송 모드는 3이고 랭크가 2일 때, 최대 2개의 부호어를 전송할 수 있으므로 총 5개의 상태를 피드백 할 수 있다. 마찬가지로 DL CC #1의 전송 모드는 4이고 랭크의 개수가 1이더라도, 전송 모드만을 고려했을 때 총 5개의 상태를 피드백 할 수 있다. DL CC #2의 전송 모드는 8이고 랭크의 개수가 2일 때, 총 5개의 상태를 피드백 할 수 있다. DL CC #3의 전송 모드는 1이고 랭크의 개수가 1일 때, 총 3개의 상태를 피드백 할 수 있다. 이에 따라 피드백 하는 총 상태의 개수는 375개이며, 코드북의 크기는 9비트(
Figure PCTKR2011000566-appb-I000030
)로 결정될 수 있다.
만약, 위의 실시예에서 DTX 상태를 명시적으로 피드백 하지 않는 경우, DL CC #0은 총 4개의 상태, DL CC #1은 총 4개의 상태, DL CC #2는 총 4개의 상태, DL CC #3은 총 2개의 상태를 피드백 할 수 있다. 이에 따라 피드백 하는 총 상태의 개수는 64개이며, 코드북의 크기는 7비트(
Figure PCTKR2011000566-appb-I000031
)가 된다.
또한, 구성 DL CC의 개수 대신 활성 DL CC의 개수 또는 스케줄링 DL CC의 개수를 기반으로 코드북의 크기가 결정될 수도 있다. 즉, 활성 DL CC의 개수와 부호어의 개수를 기반으로 코드북의 크기가 결정되거나, 스케줄링 DL CC의 개수와 부호어의 개수를 기반으로 코드북의 크기가 결정될 수 있다.
한편, 표 24는 전송 블록(transport block)과 부호어의 맵핑 관계의 일 예이다. 표 24를 참조하면, 전환 플래그 값(swap flag value)이 0인 경우 전송 블록 1은 부호어 0에, 전송 블록 2는 부호어 1에 맵핑된다. 전환 플래그 값이 1인 경우 전송 블록 1은 부호어 1에, 전송 블록 2는 부호어 0에 맵핑된다.
transport block to codeword
swap flag value		 codeword 0
(enabled)		 codeword 1
(enabled)
0 transport block 1 transport block 2
1 transport block 2 transport block 1
한편, 전송 모드가 2개의 부호어의 전송을 지원하나, 전송 모드 및 랭크의 개수에 관계 없이 1개의 부호어를 전송하는 경우가 있다. 예를 들어 표 25와 같이 2개의 전송 블록 중 하나의 전송 블록만이 전송 가능한 경우이다. 하나의 부호어에 대해서만 재전송이 필요한 경우, 또는 단일 안테나 폴백(fall-back) 방식을 이용하여 하나의 부호어 전송이 가능한 경우도 이에 해당한다. 표 25는 전송 블록과 부호어의 맵핑 관계의 또 다른 예이다.
transport block 1 transport block 2 codeword 0
(enabled)		 codeword 1
(disabled)
enabled disabled transport block 1 -
disabled enabled transport block 2 -
한편, 부호어의 개수에 따라 코드북의 크기가 변할 수 있다. 설명의 편의를 위하여 코드북의 크기는 구성 DL CC를 기반으로 결정된다고 가정하며, NACK 상태와 DTX 상태는 함께 표현되는 것을 가정한다. 즉, ACK 상태는 1로, NACK 상태 및 DTX 상태는 0으로 맵핑될 수 있다.
4개의 구성 DL CC를 가정하는 경우, 전송 모드에 따라서 각 구성 DL CC에서 전송되는 부호어의 개수가 DL CC #0, #1 및 #3은 각각 2개, DL CC #2는 1개라 가정한다. 또한, 활성 DL CC는 CC #0, #1 및 #2로 가정한다. 이때 단말은 PDCCH를 성공적으로 검출한 DL CC에 대해서만 ACK/NACK 상태를 전송하고, PDCCH를 디코딩 하지 못한 경우에는 미리 지정된 값을 맵핑하여 전송할 수 있다. 이때 상기 미리 지정된 값은 0일 수 있다. 코드북은 [a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1] 또는 [a0 a1 b0 b1 c0 c1 d0 d1]으로 구성될 수 있다. a0, a1은 DL CC #0의 제1 부호어와 제2 부호어 각각에 대한 ACK/NACK 비트이다. 마찬가지로 b0, b1은 DL CC #1, c0, c1은 DL CC #2, d0, d1은 DL CC #3의 제1 부호어와 제2 부호어 각각에 대한 ACK/NACK 비트를 의미한다. 즉, 각 DL CC에 대한 ACK/NACK 비트의 위치가 미리 결정될 수 있다. 코드북이 [a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1]인 것은 각 DL CC가 전송하는 부호어의 개수를 기반으로 코드북의 크기가 결정된 것이며, [a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1]인 것은 각 DL CC가 전송할 수 있는 최대 부호어의 개수를 기반으로 코드북의 크기가 결정된 것이다.
예를 들어, 활성 DL CC인 DL CC #0, #1, #2가 PDCCH를 통해 하향링크 제어 신호를 전송하고, 이 중에서 DL CC #0 및 DL CC #2의 PDCCH만을 디코딩했다고 가정한다. 또한, 이에 대응되는 모든 부호어를 성공적으로 디코딩했다고 가정한다. 코드북이 [a0 a1 b0 b2 c0 c1 d0 d1]으로 구성되는 경우, 단말은 [1 1 0 0 1 0 0 0]을 피드백 할 수 있다. DL CC #3이 비활성 DL CC이므로 d0, d1에 해당하는 ACK/NACK 비트가 [0 0]으로 맵핑된다. 또한, DL CC #2가 1개의 부호어만을 전송하므로, DL CC #2의 제2 부호어에 대한 ACK/NACK 비트인 c1 또한 0으로 맵핑된다. 또는 기지국이 DL CC #2의 제2 부호어가 없다는 사실을 이미 알고 있으므로, c1을 c0로부터 유추하여 맵핑할 수 있다. 예를 들어 c0를 반복하여 c1을 맵핑한다고 가정하면, 단말은 [1 1 0 0 1 1 0 0]을 피드백 할 수 있다. 기지국은 c1, d0, d1의 ACK/NACK 비트를 스케줄링 하지 않았다는 사실을 알고 있으므로, 피드백 정보를 디코딩 할 때 c1, d0, d1을 제외하고 디코딩 할 수 있다. 또한, 코드북이 [a0 a1 b0 b2 c0 d0 d1]으로 구성되는 경우, 단말은 [1 1 0 0 1 0 0]을 피드백 할 수 있다.
도 29는 본 발명의 실시예가 구현되는 기지국 및 단말의 블록도이다.
기지국(800)은 프로세서(810; processor), 메모리(820; memory) 및 RF부(830; Radio Frequency unit)을 포함한다. 프로세서(810)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
단말(900)은 프로세서(910), 메모리(920) 및 RF부(930)을 포함한다. 프로세서(910)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(910)에 의해 구현될 수 있다. 프로세서(910)는 UCI의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고, 상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조를 수행하여 복소 변조 심벌들을 생성하고, 상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스를 기반으로 복수의 SC-FDMA 심벌로 블록 단위로(block-wise) 스프레딩한다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 연결되어, 프로세서(910)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(930)는 프로세서(910)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신하며, 상기 스프레딩 된 복소 변조 심벌들을 기지국으로 전송한다.
프로세서(810, 910)은 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(820, 920)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부(830, 930)은 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(820, 920)에 저장되고, 프로세서(810, 910)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(810, 910)와 연결될 수 있다. 상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 실시예들은 다양한 양태의 예시들을 포함한다. 다양한 양태들을 나타내기 위한 모든 가능한 조합을 기술할 수는 없지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 다른 조합이 가능함을 인식할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허청구범위 내에 속하는 모든 다른 교체, 수정 및 변경을 포함한다고 할 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 상향링크 제어 정보(UCI; Uplink Control Information) 전송 방법에 있어서,
    UCI의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩(channel coding)을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고,
    상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조(modulation)를 수행하여 복소 변조 심벌(complex modulation symbol)들을 생성하고,
    상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스(orthogonal sequence)를 기반으로 복수의 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 심벌로 블록 단위로(block-wise) 스프레딩(spreading)하고,
    상기 스프레딩 된 복소 변조 심벌들을 기지국으로 전송하는 것을 포함하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 UCI 정보 비트들은 각 셀(cell)을 위한 HARQ(Hybrid Automatic Repeat request)-ACK(Acknowledgement) 정보 비트의 연결(concatenation)을 포함하는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 상기 각 셀의 전송 모드를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 각 셀의 전송 모드가 단일 부호어 전송(single codeword transmission) 모드인 경우,
    상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 1비트인 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 각 셀의 전송 모드가 단일 부호어 전송 모드가 아닌 경우,
    상기 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트는 2비트인 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 2비트의 각 셀을 위한 HARQ-ACK 정보 비트 중 어느 하나의 1비트는 제1 부호어에 대한 HARQ-ACK 정보를 지시하고, 나머지 하나의 1비트는 제2 부호어에 대한 HARQ-ACK 정보를 지시하는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 인코딩 정보 비트들을 생성하는 것은,
    복수의 구성 셀(configured cell) 각각의 상태 정보(state information)를 지시하는 상태 정보 비트를 획득하고,
    상기 각 구성 셀의 상태 정보 비트를 결합하여 합성 상태 정보 비트열을 생성하고,
    상기 합성 상태 정보 비트열을 이진열(binary stream)로 인코딩(encoding)하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 합성 상태 정보 비트열은 아래의 수학식에 의해서 생성되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
    Figure PCTKR2011000566-appb-I000032

    단, S(i)는 상기 각 구성 셀의 상태 정보 비트, M(i)는 상기 각 구성 셀의 가능한 상태 정보의 총 개수이다.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 이진열은 아래의 수학식에 의해서 인코딩 되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
    Figure PCTKR2011000566-appb-I000033

    단, Stotal은 상기 합성 상태 정보 비트열, 상기 이진열은 [b0 … bL-1]이다.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 이진열의 길이는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링(signaling)에 의해 주어지는 상기 복수의 구성 셀의 개수를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 각 구성 셀의 상태 정보는 미리 결정된 상태 인덱스(state index)와 맵핑되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 이진열에서 상기 각 구성 셀의 상태 정보 비트의 위치가 미리 결정되는 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 이진열에서 상기 각 구성 셀 중 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 디코딩 하지 못한 구성 셀의 상태 정보 비트는 모두 0인 것을 특징으로 하는 상향링크 제어 정보 전송 방법.
  14. 무선 통신 시스템에서,
    무선 신호를 전송 또는 수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및
    상기 RF부와 연결되는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    UCI(Uplink Control Information)의 정보 비트들에 대하여 채널 코딩(channel coding)을 수행하여 인코딩 정보 비트들을 생성하고,
    상기 생성된 인코딩 정보 비트들에 대해 변조(modulation)를 수행하여 복소 변조 심벌(complex modulation symbol)들을 생성하고,
    상기 복소 변조 심벌들을 직교 시퀀스(orthogonal sequence)를 기반으로 복수의 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 심벌로 블록 단위로(block-wise) 스프레딩(spreading)하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 단말.
  15. 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보 디코딩 방법에 있어서,
    채널 디코딩(channel decoding)이 수행된 이진열(binary stream)을 획득하고,
    상기 획득한 이진열을 합성 상태 정보로 디코딩하고,
    상기 합성 상태 정보로부터 각 구성 셀(configured cell)의 상태 정보(state information)를 획득하는 것을 포함하는 상향링크 제어 정보 디코딩 방법.
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