CN102804723B

CN102804723B - 在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备

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Publication number: CN102804723B
Application number: CN201180014503.9A
Authority: CN
Inventors: 韩承希; 文诚颢; 郑载薰; 李文; 李文一; 权英现
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2010-04-04
Filing date: 2011-04-04
Publication date: 2016-06-22
Anticipated expiration: 2031-04-04
Also published as: WO2011126246A2; WO2011126246A3; JP6339605B2; US20130022017A1; AU2011239177A1; CN106027204A; JP2016129365A; US8855076B2; EP2541858B1; EP2541858A2; JP5883845B2; CN106027204B; JP2013529406A; EP2541858A4; AU2011239177B2; CN102804723A

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统。更具体地，本发明涉及一种用于在无线通信系统中通过PUCCH发射控制信息的方法和一种用于该方法的设备，该方法包括步骤：通过扩展多个第一调制符号流以形成与第一时隙内的SC-FDMA（单载波频分复用）符号相对应的第一调制符号流来获得与多个SC-FDMA符号相对应的多个第二调制符号流；通过对于多个第二调制符号流执行DFT（离散傅立叶变换）预编码处理来获得多个复符号流；以及通过PUCCH发射多个复符号流，其中，以SC-FDMA符号级加扰该多个第二调制符号流。

Description

在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地，涉及一种用于发射控制信息的方法和设备。无线通信系统能够支持载波聚合（CA）。

背景技术

在无线通信系统中已经进行了广泛的研究以提供包括语音和数据服务的各种类型的通信服务。一般而言，无线通信系统是通过在多个用户之间共享可用的系统资源（例如，带宽、发射功率等）来支持与多个用户的通信的多接入系统。多接入系统可以采用多接入方案，诸如码分多址（CDMA）、频分多址（FDMA）、时分多址（TDMA）、正交频分多址（OFDMA）、单载波频分多址（SC-FDMA）等。

发明内容

技术问题

本发明的目的是提供一种用于在无线通信系统中有效地发射控制信息的方法和设备。本发明的另一目的是提供一种用于有效地发射控制信息的信道格式、信号处理方法以及设备。本发明的另一目的是提供一种用于有效地分配用于发射控制信息的资源的方法和设备。

本领域的技术人员将了解的是，能够利用本发明实现的目的不限于已经在上文特别描述的，并且从结合附图的以下具体描述将更清楚地理解本发明能够实现的上述和其它目的。

技术解决方案

根据本发明的一个方面，一种在无线通信系统中在用户设备（UE）处通过物理上行链路控制信道（PUCCH）发射控制信息的方法，包括：扩展第一调制的符号序列，使得该第一调制的符号序列对应在第一时隙中的多个单载波频分复用（SC-FDMA）符号，以获得与多个SC-FDMA符号相对应的多个第二调制的符号序列；对多个第二调制的符号序列执行离散傅立叶变换（DFT）预编码以获得多个复符号序列；并且通过PUCCH发射该多个复符号序列，其中，在SC-FDMA符号级将加扰应用到多个第二调制的符号序列。

在本发明的另一方面，提供了一种配置成在无线通信系统中通过PUCCH发射控制信息的UE，该UE包括：射频（RF）单元；以及处理器，其中，该处理器被配置成：扩展第一调制的符号序列，使得第一调制的符号序列对应第一时隙中的多个SC-FDMA符号，以获得与多个SC-FDMA符号相对应的多个第二调制的符号序列；对多个第二调制的符号序列执行DFT预编码以获得多个复符号序列；以及通过PUCCH发射该多个复符号序列，其中，在SC-FDMA符号级将加扰应用到多个第二调制的符号序列。

可以使用用于扩展的正交码和扰码的乘积来执行SC-FDMA符号级的加扰。

可以使用[wi*c]来执行SC-FDMA符号级的加扰，其中，wi为用于扩展的正交码的第i个元素的值，而c为用于对应的SC-FDMA符号的加扰值。

可以使用以下等式来获得用于加扰的值：

n_{cs}^{cell} (n_{s}, l) = Σ_{i = 0}^{7} c (8 N_{symb}^{UL} \cdot n_{s} + 8 l + i) \cdot 2^{i},

其中，为小区特定循环移位值，c()为伪随机序列生成函数，为时隙中的SC-FDMA符号的数目，n_s为时隙索引，并且l为SC-FDMA符号索引。

可以使用小区ID来初始化伪随机序列生成函数。

有益效果

根据本发明的实施例，能够在无线通信系统中有效地发射控制信息。此外，能够提供用于有效地发射控制信息的信道格式和信号处理方法。此外，能够有效地分配用于控制信息传输的资源。

本领域的技术人员将了解的是，能够使用本发明实现的效果不限于在上文已经特别描述的，并且从结合附图的以下具体描述将更清楚地理解本发明的其它优点。

附图说明

被包括以提供对本发明的进一步理解并且被并入并构成本申请的一部分的附图示出本发明的（一个或多个）实施例并且与说明一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1图示了在3GPPLTE系统中使用的物理信道和使用该物理信道的信号传输方法；

图2图示了上行链路信号处理过程；

图3图示了下行链路信号处理过程；

图4图示了SC-FDMA和OFDMA方案；

图5图示了频域中的信号映射方案，其满足单载波属性；

图6图示了将DFT处理输出采样映射到成簇SC-FDMA中的单载波的信号处理过程；

图7和8图示了将DFT处理输出采样映射到成簇SC-FDMA中的多个载波的信号处理过程；

图9图示了在分段的SC-FDMA中的信号处理过程；

图10图示了上行链路子帧结构；

图11图示了用于在上行链路上发射参考信号（RS）的信号处理过程；

图12图示了用于PUSCH的解调参考信号（DMRS）结构；

图13和14图示了PUCCH格式1a和1b的时隙级结构；

图15和16图示了PUCCH格式2/2a/2b的时隙级结构；

图17图示了用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化；

图18图示了用于同一PRB中的PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b的混合结构的信道化；

图19图示了用于PUCCH传输的PRB分配；

图20图示了在基站（BS）中的下行链路分量载波的管理的概念；

图21图示了在用户设备（UE）中的上行链路分量载波的管理的概念；

图22图示了BS中的通过一个MAC层的多载波的管理的概念；

图23图示了UE中的通过一个MAC层的多载波的管理的概念；

图24图示了BS中的通过多个MAC层的多载波的管理的概念；

图25图示了UE中的通过多个MAC层的多载波的管理的概念；

图26图示了BS中的通过多个MAC层的多载波的管理的概念；

图27图示了UE中的通过一个或多个MAC层的多载波的管理的概念；

图28图示了其中多个DLCC被链接到一个ULCC的非对称载波聚合。

图29和30图示了根据本发明的实施例的PUCCH格式和用于该PUCCH格式的信号处理过程；

图31至34图示了根据本发明的另一实施例的PUCCH格式和用于该PUCCH格式的信号处理过程；

图35至42图示了根据本发明的实施例的PUCCH资源；

图43图示了根据本发明的实施例的用于通过多个天线来发射PUCCH的信号处理过程；

图44图示了根据本发明的另一实施例的PUCCH格式和用于该PUCCH格式的信号处理过程；

图45至56图示了根据本发明的实施例的PUCCH资源分配；

图57图示了根据本发明的实施例的不同的PUCCH格式的共存；

图58图示了当仅使用RS时以及当共同使用RS和控制信息用于检测全DTX状态（all-DTXstate）时所获得的结果；以及

图59图示了适用于本发明的BS和UE的配置。

具体实施方式

本发明的实施例适用于各种无线接入技术，诸如码分多址（CDMA）、频分多址（FDMA）、时分多址（TDMA）、正交频分多址（OFDMA）、单载波频分多址（SC-FDMA）等。CDMA可以被实现为诸如通用陆地无线接入（UTRA）或CDMA2000的无线技术。TDMA可以被实现为诸如全球移动通信系统（GSM）/通用分组无线业务（GPRS）/增强型数据速率GSM演进（EDGE）的无线技术。OFDMA可以被实现为诸如电气和电子工程师协会（IEEE）802.11（无线保真（Wi-Fi））、IEEE802.16（全球微波互联接入(WiMAX)）、IEEE802.20、演进的UTRA（E-UTRA）的无线技术。UTRA是通用移动通信系统（UMTS）的一部分。第三代合作伙伴计划（3GPP）长期演进（LTE）是使用E-UTRA的演进UMTS（E-UMTS）的一部分。先进LTE（LTE-A）是3GPPLTE的演进。虽然为了清楚描述而以3GPPLTE/LTE-A为中心给出了以下描述，但是这仅仅是示例性的并且因此不应该被解释为限制本发明。

在无线通信系统中，UE通过下行链路从BS接收信息并且通过上行链路将信息发射到BS。在BS与UE之间发射和接收的信息包括数据和各种类型的控制信息。根据在BS与UE之间发射和接收的信息的类型/用途而存在各种物理信道。

图1图示了在3GPPLTE系统中使用的物理信道和使用该物理信道的信号传输方法。

当接通电源或者当UE最初进入小区时，在步骤S101中UE执行包括与BS的同步的初始小区搜索。对于初始小区搜索，UE可以通过从BS接收主同步信道（P-SCH）和次同步信道（S-SCH）来与BS同步并且获取诸如小区标识符（ID）的信息。然后，UE可以在物理广播信道（PBCH）上从小区接收广播信息。同时，UE可以通过在初始小区搜索期间接收下行链路参考信号（DLRS）来确定下行链路信道状态。

在初始小区搜索之后，在步骤S102中UE可以基于PDCCH的信息接收物理下行链路控制信道（PDCCH）和接收物理下行链路共享信道（PDSCH）来获取更多的特定系统信息。

在步骤S103至S106中，UE可以执行随机接入过程以接入BS。对于随机接入，UE可以在物理随机接入信道（PRACH）上将前导发射到BS（S103）并且在PDCCH和与该PDCCH相对应的PDSCH上接收用于前导的响应消息（S104）。在基于争用的随机接入的情况下，UE可以通过进一步发射PRACH（S105）并且接收PDCCH和与该PDCCH相对应的PDSCH（S106）来执行争用解决过程。

在前述过程之后，作为一般的下行链路/上行链路信号传输过程，UE可以接收PDCCH/PDSCH(S107)并且发射物理上行链路共享信道(PUSCH)/物理上行链路控制信道（PUCCH）(S108)。在这里，从UE发射到BS的控制信息被称作上行链路控制信息（UCI）。UCI可以包括混合自动重传和请求肯定/否定ACK(HARQACK/NACK)信号、调度请求（SR）、信道质量指示（CQI）、预编码矩阵索引（PMI）、秩指示（RI）等。虽然一般而言通过PUCCH发射UCI，但是当控制信息和流量数据需要同时发射时，其可以通过PUSCH来发射。可以应网络的请求/指示而通过PUSCH不定期地发射UCI。

图2图示了UE通过其发射上行链路信号的信号处理过程。

为了发射上行链路信号，UE的加扰模块210可以使用UE特定加扰信号来对上行链路信号加扰。经加扰的信号被输出到调制映射器220，在调制映射器220中根据信号类型和/或信道状态而使用二进制相移键控(BPSK)、四相相移键控（QPSK）或16-正交幅度调制(QAM)/64-QAM将经加扰的信号调制成复符号。经调制的复符号通过变换预编码器230处理，并且然后应用于资源元素映射器240。资源元素映射器240可以将复符号映射到时频资源元素。可以使以这种方式处理的信号经历SC-FDMA信号发生器250并且通过天线发射到BS。

图3图示了BS通过其发射下行链路信号的信号处理过程。

在3GPPLTE系统中，BS可以在下行链路上发射一个或多个码字。如在图2中所示出的上行链路中，码字可以通过加扰模块301和调制映射器302而被处理成复符号。然后，该复符号通过层映射器303而被映射到多个层。在预编码模块304中层可以乘以预编码矩阵并且分配到传输天线。用于各个天线的经处理的信号可以通过资源元素映射器305而被映射到时频资源元素并且经历OFDM信号发生器306以通过天线发射。

与BS发射下行链路信号的情况相比，当UE在无线通信系统中发射上行链路信号时，峰均功率比（PAPR）变成了问题。因此，上行链路信号传输使用SC-FDMA而下行链路信号传输使用OFDMA，如上文中参考图2和3所描述的。

图4图示了SC-FDMA和OFDMA方案。3GPP系统在下行链路中采用OFDMA而在上行链路中使用SC-FDMA。

参考图4，用于发射上行链路信号的UE和用于发射下行链路信号的BS两者包括串行至并行转换器401、子载波映射器403、M点IDFT模块404、以及循环前缀（CP）加法器406。用于根据SC-FDMA发射信号的UE另外地包括N点DFT模块402。

图5图示了频域中的信号映射方案，其满足单载波属性。图5(a)图示了集中式的映射方案而图5(b)图示了分布式的映射方案。

现将描述作为SC-FDMA的修改版本的成簇SC-FDMA。在子载波映射处理中成簇SC-FDMA将DFT处理输出采样划分成子群，并且离散地将子群映射到频域（或子载波域）。

图6图示了用于将DFT处理输出采样映射到成簇SC-FDMA中的单载波的信号处理过程。图7和8图示了用于将DFT处理输出采样映射到成簇SC-FDMA中的多个载波的信号处理过程。图6示出了载波内成簇SC-FDMA的应用的示例，而图7和8示出了载波间成簇SC-FDMA的应用的示例。图7图示了当设置邻近分量载波之间的子载波间隔，同时连续地在频域中分配分量载波时，通过单个IFFT块生成信号的情况。图8示出了当非连续地在频域中分配分量载波时，通过多个IFFT块生成信号的情况。

图9图示了在分段的SC-FDMA中的信号处理过程。

当DFT块的数目等于IFFT块的数目并且因此DFT块和IFFT块是一对一的对应时，分段的SC-FDMA是常规的SC-FDMA的DFT扩展和IFFT子载波映射结构的简单延伸。虽然在此采用了术语‘分段的SC-FDMA’，但是其还可以被称作NxSC-FDMA或NxDFT扩展OFDMA(NxDFT-s-OFDMA)。参考图9，分段的SC-FDMA特征在于总的时域调制的符号被划分成N个群（N是大于1的整数）并且在逐群的基础上执行DFT处理以减轻单载波属性约束。

图10图示了上行链路子帧结构。

参考图10，上行链路子帧包括多个时隙（例如，两个时隙）。根据CP长度，时隙可以包括不同数目的SC-FDMA符号。例如，在正常CP的情况下时隙可以包括7个SC-FDMA符号。上行链路子帧被划分成数据区域和控制区域。数据区域包括PUSCH并且被用来发射诸如音频数据的数据信号。控制区域包括PUCCH并且被用来发射UCI。PUCCH包括位于频域中的数据区域的两个端上的RB对（例如在频率镜像的位置中的7个RB对，并且m=0、1、2、3、4）并且基于时隙跳跃。UCI包括HARQACK/NACK、CQI、PMI、RI等。

图11图示了用于在上行链路上发射参考信号（RS）的信号处理过程。虽然将数据通过DFT预编码器转换成频域信号、频率映射、并且然后通过IFFT发射，但是RS不通过DFT预编码器。具体地，在频域中生成的RS序列（S11）顺序地经历集中式映射（S12）、IFFT（S13）以及CP附加（S14）以发射。

RS序列通过基本序列的循环移位α来定义并且可以通过等式1来表示。

[等式1]

r_{u, v}^{(α)} (n) = e^{jαn} {\overline{r}}_{u, v} (n), 0 \leq n < M_{sc}^{RS}

在这里，表示RS序列的长度，表示在子载波的基础上的资源块大小，并且表示最大上行链路传输带宽。

基本序列被划分成若干组。u∈{0，1，...，29}表示群号并且v对应于对应的组中的基本序列号。每个群都包括具有(1≤m≤5)的长度的一个基本序列(v＝0)和具有的长度的两个基本序列(v＝0，1)。对应组中的序列组号u和基本序列号v可以随着时间而变化。根据序列长度来定义了基本序列

{\overline{r}}_{u, v} (0), . . ., {\overline{r}}_{u, v} (M_{8 c}^{RS} - 1) .

可以如下定义具有比长的长度的基本序列。

对于基本序列通过以下等式2来给出。

[等式2]

{\overline{r}}_{u, v} (n) = x_{q} (n \mod N_{ZC}^{RS}), 0 \leq n < M_{sc}^{RS}

在这里，可以通过以下等式3来定义q次方根Zadoff-Chu序列。

[等式3]

x_{q} (m) = e^{- j \frac{πqm (m + 1)}{N_{ZC}^{RS}}},

{0 \leq m \leq N}_{ZC}^{RS} - 1

在这里，q满足以下等式4。

[等式4]

\overline{q} = N_{ZC}^{RS} \cdot (u + 1) / 31

Zadoff-Chu的长度通过最大的素数给出，并且因此满足

N_{ZC}^{RS} < M_{sc}^{RS} .

可以如下定义具有小于的长度的基本序列。对于和通过以下等式5来给出基本序列。

0 \leq n \leq M_{sc}^{RS} - 1

在这里，对于和分别如表1和表2中所示地给出。

[表1]

[表2]

现在将描述RS跳跃。

在时隙n_s中的序列组号u可以根据等式6通过组跳跃图案f_gh(n_s)和序列移位图案f_ss来定义。

[等式6]

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod30

在这里，mod表示模运算。

存在17种不同的跳跃图案和30种不同的序列移位图案。序列组跳跃可以借助启用组跳跃的参数来启用或禁用并且由更高的层来提供。

PUCCH和PUSCH具有相同的跳跃图案但是可以具有不同的频率移位图案。

对于PUSCH和PUCCH而言组跳跃图案f_gh(n_s)是相同的并且由以下等式7来给出。

[等式7]

在这里，c(i)对应于伪随机序列并且该伪随机序列生成器可以在每个无线电帧的开始利用来初始化。

序列移位图案f_ss在PUCCH与PUSCH之间不同。

对于PUCCH，序列移位图案通过来给出。对于PUSCH，序列移位图案由来给出。Δ_ss∈{0，1，...，29}由更高的层来配置。

现将描述序列跳跃。

序列跳跃仅应用于长度的参考信号。

对于长度的参考信号，在基本序列组内的基本序列号v由v＝0来给出。

对于长度的参考信号，时隙n_s中的基本序列组内的基本序列号v通过以下等式8来给出。

[等式8]

在这里，c(i)与伪随机序列和由更高层提供的参数对应并且使得序列跳跃能够确定序列跳跃是否被启用。伪随机序列生成器可以在每个无线电帧的开始处利用用来初始化。

如下确定用于PUCCH的参考信号。

用于PUSCH的参考信号序列r^PUSCH(·)由

r^{PUSCH} (m \cdot M_{sc}^{RS} + n) = r_{u, v}^{(α)} (n)

来定义，其中

\begin{matrix} m = 0,1 \\ n = 0, . . ., M_{sc}^{RS} - 1 \end{matrix}

并且

M_{sc}^{RS} = M_{sc}^{PUSCH}

在一个时隙中，循环移位由α=2n_cs/12和

n_{cs} = (n_{DMRS}^{(1)} + n_{DMRS}^{(2)} + n_{PRS} (n_{s})) \mod 12

来给出。

在这里，是广播值，由上行链路调度分配来给出，并且是小区特定循环移位值。n_PRS(n_s)随着时隙数n_s而改变并且由

n_{PRS} (n_{s}) = Σ_{i = 0}^{7} c (8 \cdot n_{s} + i) \cdot 2^{i}

给出。

在这里，c(i)表示伪随机序列并且是小区特定值。伪随机序列生成器可以在每个无线电帧的开始利用来初使化。

表3示出了在下行链路控制信息（DCI）格式0中的循环移位字段和

[表3]

现将描述用于PUSCH中的上行链路RS的物理映射方法。

序列可以与幅度比例因子β_PUSCH相乘并且映射到用于以r^PUSCH(0)开始的序列中的对应的PUSCH的物理资源块（PRB）的相同的集合。在子帧中到资源元素(k，l)的映射将是第一个k然后是时隙数的递增顺序，源单元(k，l)中对于正常CPl＝3而对于扩展CPl＝2。

总之，ZC序列与用于长度或更大的循环延伸一起使用，反之计算机生成的序列被用于小于的长度。循环移位根据小区特定循环移位、UE特定循环移位以及跳跃图案来确定。

图12a示出了在正常CP的情况下用于PUSCH的DMRS结构而图12b示出了在扩展CP的情况下用于PUSCH的DMRS结构。DMRS在图12a中通过第四和第十一个SC-FDMA符号来发射而在图12b通过第三和第九个SC-FDMA符号来发射。

图13至16图示了PUCCH格式的时隙级结构。PUCCH具有以下格式以便于发射控制信息。

（1）格式1：开关键控（OOK）调制，用于调度请求（SR）。

（2）格式1a和1b：用于ACK/NACK传输。

1）格式1a：用于一个码字的BPSKACK/NACK

2）格式1b：用于两个码字的QPSKACK/NACK

（3）格式2：QPSK调制，用于CQI传输。

（4）格式2a和2b：用于CQI和ACK/NACK的同时传输

表4示出了根据PUCCH格式和每子帧比特的数目的调制方案。表5示出了根据PUCCH格式的每时隙的RS的数目，而表6示出了根据PUCCH格式的RS中的SC-FDMA符号位置。在表4中，PUCCH格式2a和2b对应于正常CP。

[表4]

PUCCH格式	调制方案	每子帧比特的数目(M_bit)
			1	N/A	N/A
1a	BPSK	1
			1b	QPSK	2
2	QPSK	20
			2a	QPSK+BPSK	21
2b	QPSK+BPSK	22

[表5]

PUCCH格式	正常CP	扩展CP
			1、1a、1b	3	2
2	2	1
			2a、2b	2	N/A

[表6]

图13图示了在正常CP的情况下PUCCH格式1a和1b而图14图示了在扩展CP的情况下PUCCH格式1a和1b。在PUCCH格式1a和1b中，相同的控制信息在逐个时隙的基础上以子帧重复。ACK/NACK信号分别通过由计算机生成的恒幅零自相关（CG-CAZAC）序列的不同的循环移位（CS）（频域码）和正交覆盖码（OC或OCC）（时域扩展码）配置的不同的资源从UE发射。例如OC包括Walsh/DFT正交码。如果CS的数目是6而OC的数目是3，则总共18个UE可以在单个天线的基础上在相同的物理资源块（PRB）中复用。正交序列w0、w1、w2、w3可以被应用于任意的时域中（在FFT调制之后）或者在任意的频域内（在FFT调制之前）。

由CS、OC以及PRB组成的ACK/NACK资源可以通过用于SR和持续的调度的无线资源控制（PRC）给予UE。ACK/NACK资源可以被通过与用于动态ACK/NACK和非持续的调度的PDSCH相对应的PUCCH的最低的CCE索引隐式地提供给UE。

图15图示了在正常CP的情况下PUCCH格式2/2a/2b而图16图示了在扩展CP的情况下PUCCH格式2/2a/2b。参考图15和16，一个子帧在正常CP的情况下包括除了RS符号之外的10QPSK数据符号。QPSK符号中的每一个通过CS在频域中扩展并且然后映射到对应的SC-FDMA符号。可以应用SC-FDMA符号级CS跳跃以使小区间干扰随机化。RS可以通过CDM使用CS复用。例如，如果可用的CS的数目是12或6，则12或6个UE可以在相同的PRB中复用。也就是说，多个UE能够通过分别以PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b的CS+OC+PRB和CS+PRB来复用。

表7和表8中示出了用于PUCCH格式1/1a/1b的具有长度-4和长度-3的正交序列。

[表7]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度-4正交序列

[表8]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度-3正交序列

表9中示出了用于以PUCCH格式1/1a/1b的RS的正交序列。

[表9]

1a和1b

图17图示了用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化。图17对应于的情况。

图18图示了用于同一PRB中的PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b的混合结构的信道化。

可以如下应用CS跳跃和OC重新映射。

（1）用于小区间干扰的随机化的基于符号的小区特定CS跳跃。

（2）时隙级CS/OC重新映射

1）用于小区间干扰随机化

2）用于ACK/NACK信道与资源（K）之间的映射的基于时隙的接入

用于PUCCH格式1/1a/1b的资源n_r包括以下组合。

（1）CS（对应于在符号级的DFT正交码）n_cs

（2）OC（在时隙级的正交码）n_oc

（3）频率资源块（RB）n_rb

代表性的索引n_r包括n_cs、n_oc以及n_rb，其中指示CS、OC以及RB的索引分别是n_cs、n_oc以及n_rb。在这里，n_r满足n_r=（n_cs,n_oc,n_rb）。

CQI、PMI、RI以及CQI和ACK/NACK的组合可以通过PUCCH格式2/2a/2b发射。在这种情况下，Reed-Muller(RM)信道编码是可适用的。

例如，在LTE系统中用于ULCQI的信道编码描述如下。比特流a₀，a₁，a₂，a₃，...，a_A-1是使用RM码（20,A）编码的信道。表10示出了用于码（20,A）的基本序列。在这里，a₀和a_A1表示最重要的比特（MSB）和最不重要的比特（LSB）。在扩展CP的情况下，在除了CQI和ACK/NACK被同时地发射的情况之外的情况下信息比特的最大数目是11。ULCQI可以在使用RM码编码成20比特之后经历QPSK调制。经编码的比特在经历QPSK调制之前可以被加扰。

[表10]

I	M_i,0	M_i,1	M_i,2	M_i,3	M_i,4	M_i,5	M_i,6	M_i,7	M_i,8	M_i,9	M_i,10	M_i,11	M_i,12
														0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0
														2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1	1	1
														4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1	1	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1
														6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1	1	1
														8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1	1	1
														10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1	1	1
														12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1
														14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1	0	1
														16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0	1	1
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0	1	1
														18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0	0

信道编码的比特b₀，b₁，b₂，b₃，...，b_B-1可以根据等式9来生成。

[等式9]

b_{i} = Σ_{n = 0}^{A - 1} (a_{n} \cdot M_{i, n}) \mod 2

在这里，i=0,1,2,…,B-1。

表11示出了用于宽带（单个天线端口、发射分集或开环空间复用PDSCH）CQI反馈的上行链路控制信息（UCI）字段。

[表11]

字段	带宽
		宽带CQI	4

表12示出了用于宽带CQI和PMI反馈的UCI字段。这个字段报告闭环空间复用PDSCH传输。

[表12]

表13示出了用于宽带报告的RI反馈的UCI字段。

[表13]

图19图示了PRB分配。如图19中所示的，PRB可以被用于时隙n_s中的PUCCH传输。

多载波系统或载波聚合系统意指使用具有比目标带宽窄的带宽的多个载波的聚合用于支持宽带的系统。当具有比目标带宽窄的带宽的多个载波被聚合时，被聚合的载波的带宽可以被限制于在现在系统中使用的带宽以便与现有的系统后向兼容性。例如，LTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz以及20MHz的带宽，并且从LTE系统演进的LTE-A系统能够通过使用由LTE系统支持的带宽来支持比20MHz宽的带宽。替代地，可以定义新的带宽来支持载波聚合，无论在现有系统中使用的带宽如何。术语‘多载波’能够与载波聚合和带宽聚合一起使用。载波聚合共同地指代连续的载波聚合和非连续的载波聚合两者。

图20图示了在BS中的下行链路分量载波的管理的概念而图21图示了在UE中的上行链路分量载波的管理的概念。为了方便描述，在以下描述中更高的层被简单地称为MAC层。

图22图示了在BS中通过一个MAC层的多载波的管理的概念而图23图示了在UE中的通过MAC层的多载波的管理的概念。

参考图22和23，一个MAC层管理和操作用于发射和接收的一个或多个频率载波。在这种情况下，资源管理是灵活的，因为由一个MAC层管理的频率载波不必是连续的。在图22和23中，一个PHY层对应于一个分量载波。在这里，一个PHY层不必意指独立的射频（RF）设备。虽然通常一个独立的RF设备意指一个PHY层，但是一个RF设备不限于此并且可以包括多个PHY层。

图24图示了在BS中的通过多个MAC层的多个载波的管理的概念而图25图示了在UE中的通过多个MAC层的多个载波的管理的概念。图26图示了在BS中的通过多个MAC层的多个载波的管理的概念而图27图示了在UE中的通过一个或多个MAC层的多个载波的管理的概念。

区别于图22和23中所示的结构，多个载波可以通过多个MAC层来控制，如图24至27所示。

多个MAC层可以控制一对一的多个载波，如图24和25中所示。参考图26和27，MAC层可以控制一对一的一些载波并且一个MAC层可以控制其它载波。

上述系统包括为连续的或非连接的一至N个载波。这可以应用于上行链路和下行链路两者。TDD系统被配置成使得用于下行链路传输和上行链路传输的N个载波被操作，并且FDD系统被配置成使得多个载波被分别地用于上行链路和下行链路。FDD系统可以支持非对称载波聚合，其中聚合的载波的数目和/或载波带宽在上行链路与下行链路之间是不同的。

当在上行链路中聚合的分量载波的数目等于下行链路中的数目时，能够将所有分量载波配置成使得他们与现有的系统兼容。然而，不从本发明排除未被考虑为与现有系统兼容的分量载波的配置。

虽然根据当使用下行链路分量载波#0来发射PDCCH时，通过下行链路分量载波#0来发射与该PDCCH相对应的PDSCH的假定来进行以下描述，但是显而易见的是PDSCH可以使用交叉载波调度通过不同的下行链路分量载波来发射。术语‘分量载波’能够使用等同意义的术语（例如小区）来代替。

图28图示了在支持载波聚合的无线通信系统中发射UCI的场景。这个场景基于UCI是ACK/NACK信息的假定。然而，这是示例性的并且UCI可以包括诸如信道状态信息（例如CQI、PMI、RI等）和调度请求信息（例如SR）的控制信息。

图28图示了其中5个DLCC被链接到一个ULCC的非对称载波聚合。这个非对称载波聚合可以从UCI传输的角度来设置。也就是说，用于UCI的DLCC-ULCC链接和用于数据的DLCC-ULCC链接可以彼此不同。当假定一个DLCC能够发射最大两个码字时，需要至少两个ULACK/NACK比特。在这种情况下，对于使用一个ULCC发射通过5个DLCC接收到的用于数据的ACK/NACK信息，至少10个ACK/NACK比特是必要的。如果DTX状态还被支持用于每一个DLCC，则对于ACK/NACK传输需要至少12个比特（=5^5=3125=11.6比特）。常规的PUCCH格式1a/1b能够发射具有最大2个比特的ACK/NACK信息，并且因此其不能发射具有增加数目的比特的ACK/NACK信息。虽然已经描述了载波聚合提高了UCI的数量，但是TDD系统和中继系统中的天线的数目的增加、回程子帧的存在等可能引起UCI的数量的增加。类似于ACK/NACK信息，当与多个DLCC有关的控制信息被通过一个ULCC发射时，控制信息的数量增加。例如，当与多个DLCC有关的CQI/PMI/RI被通过发射时，UCI有效负荷可能增加。DLCC和ULCC还可以分别被称作DL小区和UL小区，并且锚定DLCC和锚定ULCC可以分别被称作DL主小区（PCell）和ULPCell

DL主CC可以被定义为与UL主CC链接的DLCC。在这里，链接包括隐式的链接和显式的链接。在LTE中，一个DLCC和一个ULCC被唯一地配对。例如，根据LTE标准的与UL主CC链接的DLCC能够被称作DL主CC。这可以被认为隐式链接。显式链接意指网络提前配置链接并且其可以通过RRC用信号传送。在显式链接中，与UL主CC配对的DLCC可以被称作DL主CC。在这里，UL主（锚定）CC可以为携带PUCCH的ULCC。否则，UL主CC可以为通过PUCCH或PUSCH携带UCI的ULCC。DL主CC可以通过更高的层信令来配置。DL主CC可以为UE通过其执行初始接入的DLCC。除了DL主CC之外的DLCC可以被称作DL次CC。同样地，除了UL主CC之外的ULCC可以被称作UL次CC。

DL-UL配对可以仅对应于FDD。可以不针对TDD另外地定义DL-UL配对，因为TDD使用相同的频率。DL-UL链接可以通过SIB2的ULEARFCN信息根据UL链接确定。例如，DL-UL链接可以通过在初始接入的事件下解码并且在其它情况下通过RRC信令获取的SIB2来获得。因此，仅存在SIB2链接并且可以不显式地定义其它DL-UL配对。例如，在图28中所示的5DL：1UL结构中，DLCC#0和ULCC#0处于SIB2链接关系并且其它DLCC可以处于与未被设置到对应的UE的其它ULCC的SIB2链接关系。

现将参考附图描述用于有效地发射增加数量的UCI的方案。具体地，提出了用于发射增加数量的UCI的新的PUCCH格式/信号处理过程/资源分配方法。在以下描述中，考虑到已经在LTE中定义到PUCCH格式2，由本发明提出的PUCCH格式被称为新的PUCCH格式、LTE-APUCCH格式或PUCCH格式3。由本发明提出的PUCCH格式的技术精神可以以相同的或相似的方式容易地应用于能够发射UCI的任意物理信道（例如PUSCH）。例如，本发明的实施例能够应用于周期性地发射控制信息的周期性的PUSCH结构或非周期性地发射控制信息的非周期性的PUSCH结构。

在以下描述中，LTE的现有PUCCH格式1（正常CP）的UCI/RS符号结构被用作应用于根据本发明的实施例的PUCCH格式3的子帧/时隙级UCI/RS符号结构。然而，子帧/时隙级UCI/RS符号结构是示例性的并且本发明不限于特定的UCI/RS符号结构。在根据本发明的PUCCH格式3中，UCI/RS符号的数目、UCI/RS符号的位置等可以根据系统设计自由地改变。例如，根据本发明的PUCCH格式3可以使用LTE的现有PUCCH格式2/2a/2b的RS符号结构来定义。

根据本发明的实施例的PUCCH格式3可以用来发射任意类型/大小的UCI。例如，根据本发明的PUCCH格式3可以发射诸如ACK/NACK、CQI、PMI、RS、SR等或其组合的信息。此信息可以具有任意大小的有效负荷。以下实施例和图的描述集中于根据本发明的PUCCH格式3发射ACK/NACK信息的情况。然而，ACK/NACK信息可以被任意UCI代替并且可以与以下实施例中的其它UCI一起发射。

示例1

图29a至29f图示了根据本发明的实施例的PUCCH格式的结构和用于该PUCCH格式的结构的信号处理过程。

图29a图示了根据本发明的PUCCH格式应用于PUCCH格式1（正常CP）的情况。参考图29a，信道编码块对信息比特a_0、a_1、…、a_M-1（例如多个ACK/NACK比特）信道编码以生成编码的比特（编码的比特或编码比特）（或码字）b_0、b_1、…、b_N-1。在这里，M表示信息比特大小而N表示编码的比特大小。例如，信息比特包括用于通过多个DLCC接收到的多个数据（或PDSCH）的多个ACK/NACK比特。信息比特a_0、a_1、…、a_M-1被联合编码，无论形成信息比特的UCI的类型/数目/大小如何。例如，当信息比特包括用于多个DLCC的多个ACK/NACK比特时，针对所有的信息比特而不是每一个DLCC和每个ACK/NACK比特执行信道编码以生成单个码字。信道编码不限于此并且包括简单的重复、单一的编码、ReedMuller（RM）编码、凿孔的RM编码、咬尾卷积编码（TBCC）、低密度奇偶校验码(LDPC)或turbo编码。编码的比特可以考虑到调制阶数和资源数量而被速率匹配，这在图中未示出。速率匹配功能可以包括在信道编码块中或者可以由单独的功能块来执行。例如，信道编码块能够对多个控制信息执行（32，0）RM编码以生成单个码字并且对该码字执行循环缓冲速率匹配。

现将进行详细描述执行(32,0)RM编码的情况。等式10表示当信息比特a_1、a_1、…、a_M-1具有小于11比特的长度时的信道编码。

[等式10]

\tilde{b}_i = Σ_{n = 0}^{M - 1} (a_n \cdot M_{i, n}) \mod 2

在这里，(i=0，…,31)表示信道编码的输出比特，而M_i，n表示用于信道编码的基本序列。M_i，n的示例在表14中示出。

随后，输出比特为由必要的长度速率匹配的循环缓冲。也就是说，可以根据等式11由必要的长度来循环地重复。

[等式11]

b_i = \tilde{b} (i \mod 32)

在这里，b_i(i=0，…,N-1)表示在速率匹配之后的编码的比特。

当信息比特a_1、a_1、…、a_M-1具有多于11个比特的长度时，能够将信息比特划分成各11个比特，对所划分的比特执行(32,0)RM编码以及然后组合结果。

[表14]

i	M_i，0	M_i，1	M_i，2	M_i，3	M_i，4	M_i，5	M_i，6	M_i，7	M_i，8	M_i，9	M_i，10
												0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1
												2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1
												4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1
												6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1
												8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1
												10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1
												12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1
												14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1
												16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0
												18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0
												20	1	0	1	0	0	0	1	0	0	0	1
21	1	1	0	1	0	0	0	0	0	1	1
												22	1	0	0	0	1	0	0	1	1	0	1
23	1	1	1	0	1	0	0	0	1	1	1
												24	1	1	1	1	1	0	1	1	1	1	0
25	1	1	0	0	0	1	1	1	0	0	116 -->
												26	1	0	1	1	0	1	0	0	1	1	0
27	1	1	1	1	0	1	0	1	1	1	0
												28	1	0	1	0	1	1	1	0	1	0	0
29	1	0	1	1	1	1	1	1	1	0	0
												30	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
31	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0

调制器对经编码的比特b_0、b_1、…、b_N-1进行调制以生成调制符号c_0、c_1、…、c_L-1，其中L表示调制符号的大小。调制方法通过修改传输信号的大小和相位来执行。例如，调制方法包括n-PSK（相移键控）和n-QAM（正交幅度调制）（n是2或更大的整数）。具体地，调制方法可以包括BPSK（二进制PSK）、QPSK（四相PSK）、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAM等。

划分器将调制符号c_0、c_1、…、c_L-1划分成时隙。将调制符号划分成时隙的顺序/图案/方案不是特别有限的。例如划分器可以顺序地将调制符号划分成时隙（集中式方案）。在这种情况下，调制符号c_0、c_1、…、c_L/2-1可以被划分成时隙0并且调制符号c_L/2、c_L/2+1、…、c_L-1可以被划分成时隙1，如图29a中所示。另外，调制符号当被划分成时隙时可以被交织（或排列）。例如，偶数的调制符号可以被划分成时隙0并且奇数的调制符号可以被划分成时隙1。可以改变调制操作和划分操作的顺序。

DFT预编码器对于被划分成每个时隙的调制符号执行DFT预编码（例如12点DFT）以便于生成单载波波形。参考图29a，划分成时隙0的调制符号c_0、c_1、…、c_L/2-1可以被DFT预编码成DFT符号d_0、d_1、…、d_L/2-1，而划分成时隙1的调制符号c_L/2、c_L/2+1、…、c_L-1可以被DFT预编码成DFT符号d_L/2、d_L/2+1、…、d_L-1。DFT预编码可以由其它对应的线性运算（例如沃尔什预编码）来代替。

扩展块以SC-FDMA符号级（时域）来扩展DFT预编码的信号。以SC-FDMA符号级的时域扩展使用扩展码（序列）来执行。扩展码包括准正交码和正交码。准正交码包括伪噪声（PN）码。然而，准正交码不限于此。正交码包括沃尔什码和DFT码。然而，正交码不限于此。在以下的描述中，为了便于描述，将正交码用作扩展码。然而，正交码是示例性的并且可以由准正交码来代替。扩展码大小（或扩展因子SF）的最大值由用于控制信息传输的SC-FDMA符号的数目来限制。例如，当在一个时隙中4个SC-FDMA符号被用于控制信息传输时，具有长度4的（准）正交码w0、w1、w2、w3可以被用于每个时隙。SF意指控制信息的扩展程度并且可以与UE复用顺序或天线复用顺序有关。SF可以根据系统要求而被改变成1、2、3、4……，并且在BS与UE之间预定义或者通过DCI或RRC信令而用信号传送到UE。例如，当用于控制信息的SC-FDMA符号中的一个被凿孔以便于发射SRS时，具有减小的SF（例如SF=3而不是SF=4）的扩展码可以应用于对应的时隙的控制信息。

通过上文提到的过程生成的信号被映射到PRB中的子载波并且然后经历IFFT以转换成时域信号。循环前缀被添加到时域信号以生成SC-FDMA符号，该SC-FDMA符号然后通过RF单元发射。

现将根据发射用于5个DLCC的ACK/NACK比特的假定更详细地描述上文提到的过程。当每一个DLCC可以发射2个PDSCH时，如果包括DTX状态则用于DLCC的ACK/NACK比特可以为12个比特。假定使用了QPSK和SF=4时间扩展则编码块大小（在速率匹配之后）可以为48比特。编码的比特被调制成24个QPSK符号并且12个QPSK符号被划分成每个时隙。在每个时隙中，12个QPSK符号通过12点DFT而被转换成12个DFT符号。在每个时隙中，使用时域中具有SF=4的扩展码将12个DFT符号扩展并且映射到4个SC-FDMA符号。由于12个比特通过[2个比特×12个子载波×8个SC-FDMA符号]来发射，所以编码速率是0.0625（=12/192）。在SF=4的情况下，每PRB可以复用最大4个UE。

在图29a中所示出的过程中映射到PRB的信号可以通过各种等同的信号处理过程来获得。现将参考图29b至29g描述与图29a的信号处理过程等同的信号处理过程。

图29b示出了图29a的DFT预编码器和扩展块的操作的顺序被改变的情况。扩展块的功能与将从DFT预编码器输出的DFT符号序列乘以在SC-FDMA符号级的特定常数的操作对应，并且因此相同的信号值被映射到SC-FDMA符号，即使DFT预编码器和扩展块的操作的顺序被改变。因此，用于PUCCH格式3的信号处理过程能够以信道编码、调制、划分、扩展以及DFT预编码的顺序来执行。在这种情况下，划分和扩展可以通过一个功能块来执行。例如，调制符号可以被交替地划分成时隙并且同时以SC-FDMA符号级扩展。替代地，调制符号可以被复制使得它们在被划分成时隙时对应于扩展码的大小，并且所复制的调制符号可以被一对一地乘以扩展码的相应元素。因此，针对每个时隙生成的调制符号序列被扩展到多个SC-FDMA符号。然后，与SC-FDMA符号相对应的复符号序列对于每个SC-FDMA符号被DFT预编码。

图29c示出了图29a的调制器和划分器的操作的顺序被改变的情况。在这种情况下，在用于PUCCH格式3的信号处理过程中，以子帧级来执行联合信道编码和划分，并且以时隙级顺序地执行调制、DFT预编码以及扩展。

图29d示出了图29c的DFT预编码器和扩展块的操作的顺序被改变的情况。如上文所描述，由于扩展块的功能与将从DFT预编码器输出的DFT符号序列乘以在SC-FDMA符号级的特定常数的操作对应，所以相同的信号值被映射到SC-FDMA符号，即使DFT预编码器和扩展块的操作的顺序被改变。因此，在用于PUCCH格式3的信号处理过程中，以子帧级来执行联合信道编码和划分，并且以时隙级来执行调制。对于每个时隙生成的调制符号序列被扩展到多个SC-FDMA符号并且对于每个SC-FDMA符号被DFT预编码。在这种情况下，调制和扩展操作可以通过一个功能块来执行。例如，在经编码的比特的调制期间，所生成的调制符号可以直接以SC-FDMA符号级扩展。替代地，在经编码的比特的调制期间，所生成的调制符号可以被复制使得它们对应于扩展码的大小并且一对一地乘以扩展码的相应元素。

图29e示出了根据本实施例的PUCCH格式3应用于PUCCH格式2（正常CP）的情况而图29f示出了根据本实施例的PUCCH格式3应用于PUCCH格式2（扩展CP）的情况。虽然基本信号处理过程与参考图29a至29d所描述的过程相同，但是由于LTE的PUCCH格式2被重新使用所以UCISC-FDMA符号和RSSC-FDMA符号的数目/位置不同于图29a的那些。

表15示出了在PUCCH格式3中的RSSC-FDMA符号位置。假定在时隙中的SC-FDMA符号的数目在正常CP的情况下是7（索引：0至6）并且在扩展CP的情况下是6（索引：0至5）。

[表15]

表16和17示出了根据SF值的示例性扩展码。表16示出了具有SF=5和SF=3的DFT码而表17示出了具有SF=4和SF=2的沃尔什码。DFT码是由

{\overset{&OverBar;}{w}}_{m} = [\begin{matrix} w_{0} & w_{1} & \cdot \cdot \cdot & w_{k - 1} \end{matrix}]

表示的正交码，其中w_k＝exp(j2πlon/SF)，其中k表示DFT码大小或SF值并且m是0、1、..、SF-1。表16和17示出了m被用作用于正交码的索引的情况。

[表16]

[表17]

码索引m可以被提前指定或者从BS用信号传送。例如，码索引m可以隐式地与构成PDCCH的CCE索引（例如最低的CCE索引）链接。码索引m可以通过PDCCH或RRC信令被显示地指定。此外，码索引m可以从通过PDCCH或RRC信令指定的值得到。码索引m可以对于每个子帧、每个时隙、以及多个SC-FDMA符号独立地给出。优选地，码索引m可以对于每个子帧、每个时隙以及多个SC-FDMA符号改变。也就是说，码索引m可以以预定的间隔跳跃。

使用与物理小区ID（PCI）相对应的扰码（例如诸如Gold码的PN码）的小区特定加扰或使用与UEID（例如RNTI）相对应的扰码的UE特定加扰可以另外地应用于小区间干扰随机化，其在图中未示出。加扰可以对于全部信息来执行、在SC-FDMA符号中执行、在SC-FDMA符号之间执行、或者对于全部信息和SC-FDMA符号两者执行。对全部信息加扰可以通过在划分之前对信息比特、编码的比特以及调制符号执行加扰来实现。SC-FDMA符号内加扰可以通过在划分之后对调制符号或DFT符号执行加扰来实现。SC-FDMA符号间加扰可以通过在扩展之后对时域中对SC-FDMA符号执行加扰来实现。

等式12表示比特级加扰。可以对信息比特或经编码的比特（即码字）执行比特级加扰。

[等式12]

\tilde{a} (i) = (a (i) + c (i)) \mod 2

或

\tilde{b} (i) = (b (i) + c (i)) \mod 2

在这里，和表示加扰的比特序列，而a(i)和b(i)分别表示信息比特序列和编码的比特序列。此外，c(i)表示加扰序列，mod表示模运算，并且i为0或更大的整数。

现在将描述加扰加扰序列生成过程。定义为具有长度31的Gold序列的PN序列可以被用作加扰序列。具有长度MPN的PN序列c(n)可以通过等式13来定义。

[等式13]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

在这里，N_c=1600并且利用x1(0)=1、x1(n)=0，n=1,2，…,30来初始化第一m序列。第二m序列的初始值可以通过等式14来给出。

[等式14]

在这里，n_s为时隙索引，表示小区ID，n_RNTI表示小区RNTI（C-RNTI），以及表示地板函数（flooringfunction）。

可以使用乘法运算代替等式12的模算术并且使用具有复值的扰码来执行符号级加扰。

UE复用可以通过在经历DFT预编码器之前应用CDM来实现。例如，在经历DFT预编码器之前的信号是时域信号，并且因此CDM可以通过环式移位（或循环移位）或沃尔什（或DFT）扩展来实现。CDM可以以信息比特级、编码的比特级以及调制符号级来执行。具体地，例示了使用具有SF=2的沃尔什码将2个UE复用到一个SC-FDMA符号的情况。当对12个编码的比特执行QPSK时，生成了a₀a₁a₂a₃a₄a₅的复信号。使用沃尔什码[+1+1][+1-1]来扩展每个UE的控制信息的示例为如下。

–UE#0:应用[+1+1]。发射a₀a₁a₂a₃a₄a₅a₀a₁a₂a₃a₄a₅。

–UE#1:应用[+1-1]。发射a₀a₁a₂a₃a₄a₅-a₀-a₁-a₂-a₃-a₄-A₅。

在这种情况下，可以另外地执行交织。在扩展之前或之后可以应用交织。应用扩展和交织两者的示例为如下。

–应用UE#0:[+1+1]。发射a₀a₀a₁a₁a₂a₂a₃a₃a₄a₄a₅a₅。

-应用UE#1:[+1-1]。发射a₀,-a₀,a₁,-a₁,a₂,-a₂,a₃,-a₃,a₄,-a₄,a₅,-a₅。

从在DFT预编码器之前的阶段中的扩展和/或交织生成的信号经历DFT预编码（并且必要时另外地经历以SC-FDMA符号级的时间扩展）并且映射到对应的SC-FDMA符号的子载波。

图30图示了根据本发明的本实施例的另一示例性PUCCH格式。虽然图30中所示的PUCCH格式具有与图29中所示的PUCCH格式的基本结构相同的基本结构，但是图30的PUCCH格式与图29的PUCCH格式的区别在于相同的编码的比特在逐个时隙的基础上重复。因此，图30中所示的信号处理块不包括划分器。

将根据对于通过多个DLCC接收到的数据发射多个ACK/NACK比特的假定来给出将PUCCH资源分配给UE的方法的描述。为了方便描述，PUCCH资源包括用于控制信息传输的资源和/或用于RS传输的资源并且假定用于控制信息传输的（准）正交资源被称为资源A并且用于RS传输的（准）正交资源被称为资源B。资源A包括PRB索引和扩展码（例如沃尔什码）索引中的至少一个。可以对于资源A给出一个代表性的逻辑索引并且PRB索引和扩展码索引可以从代表性的逻辑索引得到。资源B包括PRB索引、环式移位索引以及正交覆盖索引中的至少一个。可以对于资源B给出一个代表性的逻辑索引，并且PRB索引、环式移位索引以及正交覆盖索引可以从代表性的逻辑索引推断出。资源A和资源B的逻辑索引可以与彼此链接。另外，构成资源A和资源B的资源的索引可以与彼此链接。替代地，可以定义单独的（代表性的）PUCCH资源索引并且与资源A和/或资源B链接。也就是说，资源A和/或资源B可以从单独的PUCCH资源索引推断出。

第一资源分配方法用信号传送资源A和资源B两者。例如资源A和资源B两者可以通过物理控制信道（例如PUCCH）或RRC信令用信号传送。在这种情况下，用于控制信息传输的资源A索引和用于RS传输的资源B索引可以分别用信号传送或者仅其中一个可以被用信号传送。例如，如果RS格式和索引符合LTE，则仅用于RS传输的资源B索引可以用信号传送。因为优选地在与RS的PRB相同的PRB中发射控制信息，所以用于控制信息的PRB索引可以从用于RS的资源B索引得到，并且控制信息可以通过与PRB索引相对应的PRB发射。用于控制信息的正交码索引可以从用于RS的正交覆盖索引或环式移位索引得到。替代地，可以用信号传送另外的PUCCH资源索引并且从该另外的PUCCH资源索引推断出资源A和/或资源B。也就是说，当给出了另外的PUCCH资源索引时，能够从另外的PUCCH资源索引推断出PRB和/或用于控制信息和PRB的正交覆盖索引、用于RS的正交覆盖索引和/或环式移位索引。

为了减少信令开销并且有效地使用资源，多个候选PUCCH资源（索引）可以通过更高层信令（例如RRC信令）用信号传送到UE或UE组，并且特定的PUCCH资源（索引）可以通过物理控制信道（例如PDCCH）来指示。如上文所描述，PUCCH资源（索引）可以给出为[资源A索引和资源B索引]、[资源A索引或资源B索引]或[单独的PUCCH资源索引]。具体地，PUCCH资源索引可以通过DL次CC的PDCCH用信号传送。当应用了载波聚合时，不必使用DL次CC的发射功率控制（TPC），因为PUCCH通过仅UL主CC发射。因此，PUCCH资源（索引）可以通过借助DL次CC发射的PDCCH的TPC字段用信号传送。

在动态ACK/NACK资源分配的情况下，第二资源分配方法重新使用LTE的隐式的方法。例如，可以推断对应于与特定的DLCC（例如主DLCC）的DL许可相对应的PDCCH的最低的CCE索引并且符合LTE规则（n_r=n_cce+NPUCCH⁽¹⁾）的资源索引。在这里，n_r表示资源A（和/或资源B）索引，n_cce表示构成PDCCH的最低的CCE索引，而N_PUCCH⁽¹⁾表示由更高层配置的值。例如，RS可以使用与所推断的资源索引相对应的资源。在控制信息的情况下，PRB索引可以从所推断的资源索引得到并且用于多个DLCC的ACK/NACK信息可以使用与PRB索引相对应的PRB中的对应的资源（例如扩展码）来发射。当从与控制信息相对应的资源索引推断出与RS相对应的资源索引时，不能从与控制信息相对应的资源索引得出用于RS的环式移位索引，因为来自RS资源（例如环式移位、正交覆盖以及PRB索引的组合）之中的与环式移位索引相对应的资源未被用于控制信息。

现将描述使用多天线传输方法来发射PUCCH的方案。虽然在以下的实施例中描述了2Tx发射分集方案，但是该实施例可以同样地/类似地应用于n-Tx发射分集方案。假定用于控制信息传输的（准）正交资源被称为资源A而用于RS的（准）正交资源被称为资源B。资源A和资源B的逻辑索引可以与彼此链接。例如，如果给出了资源B的逻辑索引，则可以自动地提供资源A的逻辑索引。资源A和资源B的逻辑索引可以通过不同的物理配置方法来配置。存在以下两种情况。

1）控制信息可以在所有天线（端口）处通过相同的PRB来发射。

A.控制信息可以通过被选择用于每个天线（端口）的两个不同的资源A（例如具有不同的索引的沃尔什或DFT码）来发射。

B.RS可以通过被选择用于每个天线（端口）的两个不同的资源B（例如环式移位和DFT覆盖的组合）来发射。

2）控制信息可以通过用于天线的不同的PRB来发射。例如，控制信息可以通过在天线（端口）0处的PRB#4来发射和通过在天线（端口）1处的PRB#6来发射。

A.用于通过不同的天线（端口）发射的控制信息的资源不是特别地有限的（即资源可以彼此等同或不同）。

B.用于通过不同的天线（端口）发射的RS的资源不是特别地有限的（即资源可以彼此等同或不同）。

在多天线发射（例如2Tx发射）模式中，用于控制信息传输的两个资源A（例如正交码）和用于RS传输的两个资源B（例如环式移位和DFT覆盖的组合）可以提前定义或者通过物理控制信道（例如PDCCH）/RRC信令提供。在这种情况下，用于控制信息和RS的信令可以单独地执行。当用于一个天线（端口）的资源信息被用信号传送时，可以从先前用信号传送的资源信息推断出用于另一天线（端口）的资源信息。例如，用于控制信息的扩展码索引m可以提前指定或者从BS用信号传送。否则，扩展码索引m可以与配置PDCCH的CCE索引隐式地链接。或者，扩展码索引m可以通过PDCCH或RRC信令显式地指定。扩展码索引m可以与用于RS的正交码索引或环式移位索引链接。可以在子帧、时隙或多SC-FDMA符号的基础上改变扩展码索引m。也就是说，扩展码索引m可以以特定的间隔（例如时隙）为单位跳跃。

示例2

图31和32图示了根据本发明的另一实施例的PUCCH格式结构和用于该PUCCH格式结构的信号处理过程。在本实施例中，在交织和本地方案中将控制信息FDM映射到频域。FDM映射可以用于UE复用或天线（端口）复用。本实施例可以应用于使用时域/频域循环移位的CDM应用。

参考图31，信道编码块对信息比特a_0、a_1、…、a_M-1（例如，多个ACK/NACK比特）信道编码以生成编码的比特（编码的比特或编码比特）（或码字）b_0、b_1、…、b_N-1。在这里，M表示信息比特大小而N表示编码的比特大小。例如，信息比特包括多个ACK/NACK比特。信息比特a_0、a_1、…、a_M-1被联合编码而无论形成该信息比特的UCI的类型/数目/大小。例如，当信息比特包括用于多个DLCC的多个ACK/NACK比特时，不对每一个DLCC或个别的ACK/NACK比特执行信道编码，而是针对所有信息比特来执行，从而生成单个码字。信道编码不限于此并且包括简单重复、单一编码、RM编码、收缩RM编码、尾咬卷积编码（TBCC）、低密度奇偶校验（LDPC）或turbo编码。考虑到在图中未示出的调制阶数和资源数量，编码的比特可以是速率匹配的。速率匹配功能被包括在信道编码块中或者可以通过独立的功能块来执行。

调制器对编码的比特b_0、b_1、…、b_N-1进行调制以生成调制符号c_0、c_1、…、c_L-1，其中L表示调制符号的大小。调制方法通过修改传输信号的大小和相位来执行。例如，调制方法包括n-PSK（相移键控）和n-QAM（正交振幅调制）（n为2或更大的整数倍）。具体地，调制方法可以包括BPSK（二进制PSK）、QPSK（正交PSK）、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAM等。

划分器将调制符号c_0、c_1、…、c_L-1划分成时隙。将调制符号划分成时隙的顺序/图案/方案未被特别地限制。例如，划分器可以顺序地将调制符号划分成时隙（集中式类型）。在这种情况下，调制符号c_0、c_1、…、c_L/2-1可以被划分成时隙0，而调制符号c_L/2、c_L/2+1、…、c_L-1可以被划分成时隙1，如图29a中所示。另外，当划分成时隙时调制符号可以被交织（或者改序）。例如，偶数编号的调制符号可以被划分成时隙0，而奇数编号的调制符号可以被划分成时隙1。可以改变调制操作和划分操作的顺序。

DFT预编码器对于划分成每个时隙的调制符号执行DFT预编码（例如，6点DFT）以便生成单载波波形。参考图29a，划分成时隙0的调制符号c_0、c_1、…、c_L/2-1可以被DFT预编码成DFT符号d_0、d_1、…、d_L/2-1，而划分成时隙1的调制符号c_L/2、c_L/2+1、…、c_L-1可以被DFT预编码成DFT符号的d_L/2、d_L/2+1、…、d_L-1。DFT预编码可以被另一对应的线性操作（例如，沃尔什预编码）所代替。

扩展块以SC-FDMA符号级（时域）来扩展DFT预编码的信号。使用扩展码（序列）来执行以SC-FDMA符号级的时域扩展。扩展码包括准正交码和DFT码。正交码包括沃尔什码和DFT码。然而，正交码不限于此。最大扩展码大小（或扩展因子SF）由用于控制信息传输的SC-FDMA符号的数目来限制。例如，当4个SC-FDMA符号被用于一个时隙中的控制信息传输时，具有长度4的（准）正交码w0、w1、w2、w3可以被用于每个时隙。SF意指控制信息的扩展程度并且可以与UE复用顺序或天线复用顺序相关。SF可以根据系统要求而被改变为1、2、3、4…，并且在BS与UE之间预定义或者通过DCI或RRC信令用信号传送到UE。例如，当SC-FDMA符号用于根据SRS发射控制信息时，具有SF=3的扩展码可以应用于对应的时隙的控制信息。扩展码的示例可以参考表16和17。

通过上述过程生成的信号被映射到PRB中的子载波。与第一实施例不同，扩展信号被非连续地映射到SC-FDMA符号中的子载波。图31示出了其中以交织方式在SC-FDMA符号中映射扩展信号的情况，而图32示出了其中以集中式方式在SC-FDMA符号中映射扩展信号的情况。映射到子载波的频域信号通过IFFT变换为时域信号。将CP添加到时域信号以生成SC-FDMA符号，该SC-FDMA符号然后通过RF单元发射。

现将根据发射用于5个DLCC的ACK/NACK的假定更详细的描述上文提到的过程。当每一个DLCC可以发射2个PDSCH时，当包括了DTX状态时，用于DLCC的ACK/NACK比特可以为12比特。根据使用QPSK、SF=4时间扩展和非连续映射的假定，编码块大小（在速率匹配之后）可以为24比特。编码的比特被调制成12个QPSK符号并且6个QPSK符号被划分成每个时隙。在每个时隙中，6个QPSK符号通过6点DFT而被转换为6个DFT符号。在每个时隙中，使用时域中具有SF=4的扩展码将6个DFT符号扩展并且映射到4个SC-FDMA符号。由于12比特通过[2比特×6个子载波×8个SC-FDMA符号]发射，所以编码速率为0.125（=12/96）。在SF=4的情况下，每PRB可以复用最大8个UE。

如果当DFT符号被映射到频域时，子载波间隔被从2个块改变为3个块，则可以复用最大12个UE。当子载波间隔被配置为4/6个块时，可以复用最大16/24个UE。在这里，RS能够采用具有SF=3的DFT码和在LTE中使用的环式移位。在LTE中具有SF=4的沃尔什码的情况下，因为复用顺序由RS的SF=3限制，所以不使用[11-1-1]。然而，本发明可以定义[11-1-1]使得其可以被重新使用。

使用与物理小区ID（PCI）相对应的扰码（例如，诸如Gold码的PN码）的小区特定加扰或使用与UEID（例如，RNTI）相对应的扰码的UE特定加扰可以另外地应用于小区间干扰随机化，其未被示出在图中。加扰可以对于全部信息执行、在SC-FDMA符号中执行、在SC-FDMA符号之间执行、或者对于全部信息和SC-FDMA符号执行。对全部信息加扰可以通过在划分之前以信息比特级、编码的比特级或调制符号级执行加扰来实现。SC-FDAM内符号加扰可以通过在划分之后对调制符号或DFT符号执行加扰来实现。SC-FDMA间符号加扰可以通过在扩展之后在时域中对SC-FDMA符号执行加扰来实现。

UE复用可以通过在经历DFT预编码之前将CDM应用到信号来实现。例如，在经历DFT预编码之前的信号是时域信号，并且因此CDM可以通过环式移位（或循环移位）或沃尔什（或DFT）扩展来实现。可以对于以信息比特级、编码比特级以及调制符号级的一个来执行CDM复用。具体地，例示了使用具有SF=2的沃尔什码将2个UE复用到一个SC-FDMA符号的情况。当对6比特编码的比特执行QPSK时，生成了a₀、a₁、a₂的复信号。每个UE的控制信息使用如下的沃尔什码[+1+1][+1-1]来扩展。

-UE#0：应用[+1+1]。发射a₀、a₁、a₂、a₀、a₁、a₂。

-UE#1：应用[+1-1]。发射a₀、a₁、a₂、-a₀、-a₁、-a₂。

在这种情况下，可以另外地执行交织。在扩展之前或之后可以应用交织。如下应用了扩展和交织两者。

-UE#0：应用[+1+1]。发射a₀、a₀、a₁、a₁、a₂、a₂。

-UE#1：应用[+1-1]。发射a₀、-a₀、a₁、-a₁、a₂、-a₂。

图33和34图示了根据发明的本实施例的另一示例性PUCCH格式。虽然图33和34中所示的PUCCH格式具有和图31和31中所示的PUCCH格式的基本结构相同的基本结构，但是图33和34的PUCCH格式与图31和32的PUCCH格式的区别在于相同的编码的比特在逐个时隙基础上重复。因此，图33和34中所示的信号处理块不包括划分器。

将根据对于通过多个DLCC接收到的数据发射多个ACK/NACK比特的假定来给出将PUCCH资源分配给UE的方法的描述。为了方便描述，假定用于控制信息传输的（准）正交资源被称为资源A并且用于RS传输的（准）正交资源被称为资源B。资源A包括PRB索引、扩展码（例如，沃尔什码）索引以及根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引）中的至少一个。对于资源A可以给出一个代表性的逻辑索引并且PRB索引，扩展码和根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引）可以从该代表性的逻辑索引得到。资源B包括PRB索引、环式移位索引以及正交覆盖索引中的至少一个。对于资源B可以给出一个代表性的逻辑索引，并且PRB索引、环式移位索引以及正交覆盖索引可以从该代表性的逻辑索引中推断。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此链接。另外，构成资源A和资源B的资源的索引可以彼此链接。

第一资源分配方法用信号传送资源A和资源B两者。例如，资源A和资源B两者可以通过物理控制信道（例如，PUCCH）或RRC信令用信号传送。在这种情况下，用于控制信息传输的资源A索引和用于RS传输的资源B索引可以被相应地用信号传送，或者仅其中一个可以被用信号传送。例如，如果RS格式和索引符合LTE，则可以仅用信号传送用于RS传输的资源B索引。因为优选在和RS的PRB相同的PRB中发射控制信息，所以用于控制信息的PRB可以从用于RS的资源B索引得到，并且控制信息可以通过与PRB索引相对应的PRB发射。用于控制信息的正交码索引可以从正交覆盖索引或用于RS的环式移位索引得到。根据用于资源A的频域因子的子载波移位（或偏移或索引）可以从用于RS的环式移位索引中推断。替代地，根据用于资源A的频域因子的子载波移位（或偏移或索引）可以被RRC用信号传送。在这里，频率因子（或与此相对应的线性运算，例如，频率因子的倒数）可以被RRC用信号传送，或者在DLCC的数目的基础上隐式确定。也就是说，频率因子可以通过系统配置或提前指定。

FDM映射也可以应用于RS。可以在没有DFT预编码器（即，可以省略DFT预编码器）的情况下在频域中直接生成RS，因为使用了提前指定的低CM序列，反之在控制信息的情况下使用DFT预编码来生成低PARM/CM信号。然而，由于以下原因技术上优选将使用环式移位的CDM映射而不是FDM映射应用到RS。

–当FDM映射被用于RS时要求具有各种长度的序列的设计。也就是说，尽管在LTE中用于RS的最小序列长度为12，但是当频率因子（FF）（或子载波间隔）为2时需要具有长度6的新的序列。

–当FDM映射被用于RS时，信道估计性能可能在高频选择信道中下降，因为估计了特定频率位置的信道并且对其它位置执行了插补。然而，在CDM映射的情况下因为RS覆盖了所有的频率区域，信道估计性能不下降。

第二资源分配方法在动态ACK/NACK资源分配的情况下重新使用LTE的隐式方法。例如，可以推断对应于与特定DLCC（例如，主DLCC）的DL许可相对应的PDCCH的最低的CCE索引并且符合LET规则（n_r=n_cce+N_PUCCH⁽¹⁾）的资源索引。在这里，n_r表示资源A（和/或资源B）索引，n_cce表示构成PDCCH的最低的CCE索引，并且N_PUCCH⁽¹⁾表示由更高的层所配置的值。例如，RS可以使用与所推断的资源索引相对应的资源。在控制信息的情况下，PRB索引能够从所推断的资源索引得到并且用于多个DLCC的ACK/NACK可以在与PRB索引相对应的PRB中使用对应的资源（例如，扩展码和/或根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引））来发射。当从与控制信息相对应的资源索引中推断与RS相对应的资源索引时，不能从与控制信息相对应的资源索引中推断用于RS的环式移位索引，因为在RS资源（例如，环式移位、正交覆盖以及PRB索引的组合）之中与环式移位索引相对应的资源未被用于控制信息。

图35至41图示了根据本发明的实施例的定义资源索引的方法。图35和41示出了其中用于控制信息的资源索引（即，资源A索引）被定义为子载波映射图案/位置（例如，偏移的子载波索引）和扩展码（例如，正交码）的组合。当确认了用于RS传输的PRB时，用于控制信息传输的PRB可以被配置为用于RS传输的PRB。否则，用于控制信息的PRB可以通过物理控制信道（例如，PDCCH）/RRC信令用信号传送。在本实施例中，可以从RS的环式移位索引中推断用于控制信息的根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引）。否则，根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引）可以被RRC用信号传送。在这里，频率因子可以被RRC用信号传送或者在DLCC的数目的基础上隐式地确定。也就是说，频域因子可以通过系统来配置或者提前指定。在这种情况下，用于指示具体的资源的组合（例如，[PRB,扩展码]或[PRB,扩展码,频率因子]）的代表性索引不能在用于控制信息的信道资源中分别定义。

参考图35至41，框中的数字意指资源索引（即，用于控制信息传输的资源A索引）。在本实施例中，用于控制信息的资源索引与[正交码索引,子载波移位（或偏移或索引）]链接。因此，控制信息使用与资源索引相对应的正交码以SC-FDMA符号级来扩展并且映射到与资源索引相对应的子载波。虽然资源索引在图35至41中以频率资源的上升顺序（子载波索引）计数，但是可以在正交码索引轴的基础上对资源索引进行计数。图35b、36b、37b、38b、39b以及40b示出了用于控制信息的资源索引被RS复用顺序所限制。例如，如果RS复用顺序为3并且具有SF=4的沃尔什码被用于控制信息传输，则如在LTE中可以不使用[+1+1-1-1]（资源索引3）。

资源索引可以是相对值（例如，偏移）。例如，PUCCH格式2/2a/2b可以通过频带的最外部分发射，其中PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b共存的1个PRB可以位于在该频带的最外部分的内部，而PUCCH格式1/1a/1b可以通过PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b在LTE中共存的部分内部的部分来发射。当用于PUCCH格式1/1a/1b的PRB和用于PUCCH格式2/2a/2b的PRB一起存在（在LTE中仅允许一个PRB）时，如果HARQ-ACK/NACK资源的数目在对应的PRB中为M，则n基本上表示M+n。

图41图示了其中正交资源索引对于每个正交码索引交错或者沿着频率轴环式移位。在这种情况下，图37a中的资源索引对于每个正交码索引逐个子载波交错。环式移位或正交码索引可以以SC-FDMA符号级/时隙级小区特定/UE特定地跳跃。

图42图示了用于RS的资源索引方法。用于RS的资源索引方法可以符合LTE中定义的方法。

参考图42，框中的数字表示资源索引（即，用于RS传输的资源B的索引）。在此示例中，用于RS的资源索引与[环式移位值,正交码索引]链接。因此，RS序列沿着频率轴被环式移位与资源索引相对应的值并且在时域中使用与资源索引相对应的正交码覆盖。在图42中，表示环式移位间隔并且使用的环式移位值可以为（c为正整数）。可以将根据环式移位的相位移位值给出为其中n_s是时隙索引，l是SC-FDMA符号索引，n_cs(n_s,l)是环式移位值，以及N^RB _sc表示形成资源块的子载波的数目。

在此示例中，首先沿着环式移位轴对用于RS的资源索引进行计数。然而，可以首先沿着正交码轴对资源索引进行计数。RS的和控制信息的频率因子（或对应的线性运算，例如，频率因子的倒数）可以通过物理控制信道（例如，PDCCH）或RRC信令用信号传送。

用于控制信息的资源索引可以对应于用于RS的资源索引。在这种情况下，可以通过物理控制信道（例如，PDCCH）/RRC信令将控制信息资源索引和RS资源索引中的仅一个用信号传送到UE，并且可以从用信号传送到UE的资源索引中推断其它的。例如，可以从关于在RS中使用的环式移位的信息（例如，环式移位间隔）中推断频率因子。如果重新使用常规的信令，则用于RS的和用于控制信息的频率因子（间隔）两者可以通过一次信令来指定。具体地，它们分别与图42中所示的资源索引和如图35b、36b、37b、38b、39b以及40b中所示的资源索引相关联。

表18示出了映射和频率因子的示例。

[表18]

表19示出了考虑到可用资源（即，复用顺序）的数目的映射和频率因子的示例。例如，当根据环式移位的复用顺序在一个SC-FDMA符号中为6时，可以将和FF=6配对。

[表19]

替代地，频率因子可以被RRC用信号传送或者在DLCC的数目的基础上隐式地确定。具体地，频率因子可以在配置的DLCC的数目的基础上或者在激活的DLCC的数目的基础上隐式地确定。例如，用于5个配置的（激活的）DLCC的频率因子可以提前被配置为2并且使用。用于4、3、2以及1个配置的（激活的）DLCC的频率因子可以分别被隐式地配置和使用。

图43a图示了通过多个天线发射控制信息的信号处理过程。由于图43a中所示的信号处理过程的总体流程类似于参考图29至34所描述的实施例1和2的那些，所以以下描述集中于发射分集（TxD）映射器，该发射分集（TxD）映射器是图43a的信号处理过程与图29至34的信号处理过程之间的主要区别。TxD映射器执行资源分配/MIMO（多输入多输出）预编码/用于通过多个天线（端口）发射控制信息的处理。

将给出在使用TxD映射器在MIMO模式中发射PUCCH的方案的描述。虽然在以下实施例中描述了2Tx发射分集方案，但是实施例可以等同地/相似地应用于n-Tx发射分集方案。假定用于控制信息传输的（准）正交资源被称为资源A，而用于RS传输的（准）正交资源被称为资源B。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此链接。例如，如果给出了资源B的逻辑索引，则可以自动地提供资源A的逻辑索引。资源A和资源B的逻辑索引可以通过不同的物理配置方法配置。存在以下两个情况。

1）控制信息在所有天线（端口）处可以通过相同的PRB发射。

A.控制信息能够通过两个不同的资源A（例如，正交码和根据频率因子的子载波移位（或偏移或索引）的组合）发射。例如，正交码包括沃尔什码和DFT码，并且可以将频率因子给出为N_sc/N_freq或其倒数。在这里，N_sc表示PRB中的子载波的数目，而N_freq表示用于控制信息传输的子载波的数目。

B.RS可以通过被选择用于每个天线（端口）的两个不同的资源B（例如，环式移位和DFT覆盖的组合）发射。

2）控制信息可以通过用于天线的不同的PRB发射。例如，控制信息可以在天线（端口）0处通过PRB#4发射并且在天线（端口）1处通过PRB#6发射。

A.用于通过不同的天线（端口）发射的控制信息的资源未被特别地限制（即，资源可以彼此等同或不同）。

B.用于通过不同的天线（端口）发射的RS的资源未被特别地限制（即，资源可以彼此等同或不同）。

在多天线发射（例如，2Tx发射）模式中，用于控制信息传输的两个资源A（例如，正交码和根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）的组合）和用于RS传输的两个资源B（例如，环式移位和DFT覆盖的组合）可以被提前定义或者通过物理控制信道（例如，PDCCH）/RRC信令提供。在这种情况下，可以单独地执行用于控制信息和RS的信令。当用于一个天线（端口）的资源信息被用信号传送时，可以从提前用信号传送的资源信息中推断资源信息。例如，码索引m和/或根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）可以被提前指定或者从BS用信号传送。否则，码索引m和/或根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）可以与由PDCCH组成的CCE索引隐式地链接。或者，码索引m和/或根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）可以通过PDCCH或RRC信令来显式地指定。码索引m和/或根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）可以在子帧、时隙或多SC-FDMA符号基础上改变。也就是说，码索引m和/或根据频率因子的子载波位置（例如，移位、偏移或索引）可以以特定时间间隔（例如，时隙）的单位跳跃。

如果用于RS的复用顺序比用于控制信息的复用顺序的两倍更多，则可以应用以下的2Tx传输分集方案。在这种情况下，在用于RS的资源CS+OC+PRB之中的两个可以被用于每个发射天线的信道估计，并且仅一个资源（子载波位置+OC+PRB）可以被用于控制信息。

作为另一传输分集方案，Alamouti方案可以应用于频域中的DFT预编码器的输出值。Alamouti方案可以由以下矩阵表示。

[等式15]

(\begin{matrix} s_{1} & - s_{2}^{*} \\ s_{2} & s_{1}^{*} \end{matrix})

在这里，列0和列1分别表示通过天线（端口）0和天线（端口）1发射的信号向量，行0和行1分别表示通过第一和第二子载波发射的复信号向量，*表示复共轭运算。从该矩阵线性变换的任何形式均可以应用于本发明。

当Alamouti方案应用于根据本发明的实施例的PUCCH格式时，映射到与天线（端口）1相对应的SC-FDMA符号的DFT符号的顺序被对于每两个DFT符号改变。例如，d_0、d_1、d_2、d_3被映射到与天线（端口）0相对应的SC-FDMA符号，反之–d_1*、d_0*、-d_3*、d_2*被映射到与天线（端口）1相对应的SC-FDMA符号。这破坏了映射到天线（端口）1的信号的单载波属性，并且因此CM在天线（端口）1处增加。

现将参考图43b和43c描述即使当应用Alamouti方案时也不引起CM增加的多天线编码方案。图43b和43c图示了扩展运算。

参考图43b和43c，当控制信息被映射到天线（端口）0时，在经历DFT预编码之后，复信号被映射到子载波。当控制信号被映射到天线（端口）1时，执行了（1）以相反顺序到SC-FDMA符号中的子载波的映射，（2）复共轭运算以及（3）替代的负号添加（minussignaddition）。运算（1）、（2）以及（3）是示例性的并且可以改变运算的顺序。此方案可以等同地应用于本发明的实施例。例如，参考图29或30，映射到通过第一天线（端口）和第二天线（端口）发射的SC-FDMA符号的复符号序列可以按如下给出。

[等式16]

第一天线（端口）：a_k

第二天线（端口）；(-1)^mod(k，2)·conj(a_11-k)

在这里，a_k表示映射到SC-FDMA符号的子载波的复符号序列，k表示符号符号索引（0至11），mod(a,b)表示当a除以b时获得的余数，以及conj(a)表示a复共轭值。

等式16假定复信号被映射到SC-FDMA符号中的所有子载波的情况。考虑如图31至34中所示使用频率因子的情况，等式16可以归一化为等式17。

[等式17]

第一天线（端口）：a_k

第二天线（端口）：(-1)^mod(k,2)·conj(a_n-k)或者

(-1)^mod(k+1，2)·conj(a_n-k)

在这里，n表示（映射到SC-FDMA符号的子载波的复符号序列a_k的长度）-1（例如0≤n≤11）。

可以在频域中环式移位（例如，移位复符号序列的长度的一半）映射到通过第一天线（端口）或第二天线（端口）发射的SC-FDMA符号的复符号序列。表20、21和22示出了根据本发明的实施例应用了Alamouti方案的情况。

[表20]

[表21]

[表22]

示例3

图44图示了根据本发明的第三实施例的PUCCH格式结构和用于该PUCCH格式结构的信号处理过程。由于信号处理过程的总体流程类似于参考图29至43描述的流程，所以以下描述集中于CAZAC调制器，该CAZAC调制器为图44的信号处理过程与图29至43的信号处理过程之间的主要区别。

参考图44，CAZAC调制器将被划分为对应的时隙的调制符号[c_0,c_1,…,c_L/2-1]和[c_L/2,c_L/2+1,…,c_L-1]调制成对应的序列以生成CAZAC调制符号[d_0,d_1,…,d_L/2-1]和[d_L/2,d_L/2+1,…,d_L-1]。CAZAC调制器包括CAZAC序列或1RB的LTE计算机生成的（CG）序列。例如，如果LTECG序列为r_0、…、r_L/2-1，则CAZAC调制符号可以为d_n=c_n*r_n或d_n=conj(c_n)*r_n。虽然图44图示了时隙级联合编码，但是本发明可以等同地应用于对于每个时隙、时隙级重复以及其中应用了频率因子的情况的独立编码。在本实施例中，可以省略小区特定加扰，因为作为基本序列的CAZAC或CG序列是小区特定的。否则，仅UE特定加扰可以应用于更大的随机化。资源分配方法、与RS索引的关系、信令方法以及发射分集可以使用上述实施例中描述的方法。

示例4

将给出将动态ACK/NACK资源分配应用于第一、第二以及第三实施例中描述的新的PUCCH格式的情况的描述。以下描述可以等同地应用于其它新的PUCCH格式以及根据本发明的新的PUCCH格式。例如，LTEPUCCH格式2可以被重新使用为用于多ACK/NACK的新的PUCCH格式。在这种情况下，用于ACK/NACK的资源索引可以采用LTEPUCCH格式2中使用的方法，即首先在环式移位轴上索引资源并且然后索引PRB的方法。使用LTEPUCCH格式2作为新的PUCCH格式具有使用现有格式的优点。然而，因为在PUCCH格式2中仅可以支持最多13比特并且编码速率是有限的，所以PUCCH格式2在灵活性和性能方面劣于上述实施例中描述的PUCCH格式。

可以如下定义用于新的PUCCH格式的区域（或PRB）。

1.除LTE中定义的PUCCH区域之外还可以定义用于LTE-A的另外的PUCCH区域（或PRB）。

2.可以导出LTE中定义的PUCCH区域（或PRB）的一部分。也就是说，可以使用PUCCH区域的一些资源作为用于新的PUCCH格式的资源，同时根据LTE定义PUCCH区域。

将给出根据载波聚合场景的PUCCH格式自适应的描述。未限制用于PUCCH格式自适应的PUCCH格式。说明书中描述的PUCCH格式自适应被划分成以下两个类型。

1.根据载波聚合配置的PUCCH格式自适应

2.以分配给UE的PDCCH和/或PDSCH的数目为基础的格式自适应

A.仅基于PDCCH/PDSCH的数目的PUCCH格式自适应

B.基于携带PDCCH或PDSCH的DLCC的数目的格式自适应

将根据载波聚合配置的格式自适应方案描述为第一PUCCH格式自适应方案。当小区特定或UE特定聚合的DLCC的数目（N）小于特定值（例如2）时，HARQ-ACK/NACK资源可以对应于如LTE中的最低的CCE索引。在这里，所聚合的DLCC可以是候选DLCC，从该候选DLCC中对于交叉载波调度检测PDCCH。另外，所聚合的DLCC可以是针对相应的小区所配置的DLCC集合中的一些。此外，所聚合的DLCC可以是激活的DLCC。在这种情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N≥3时可以使用的方案包括使用M（M≤N）个资源执行同时传输的多序列调制（MSM）和选择资源中的一些并且发射所选择的资源的HARQ-ACK/NACK复用（或序列选择）。在这种情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N=1时，也就是说，当未执行载波聚合时（即1DL-1UL配对），HARQ-ACK/NACK资源可以使用LTE规则和PUCCH格式1/1a/1b。

当多于N个DLCC被小区特定地或UE特定地聚合时，HARQ-ACK/NACK可以通过在第一、第二以及第三实施例中描述的新的PUCCH格式来发射。可以将PUCCH资源配置为使得其对应于最低的CCE索引，而无论用于新的PUCCH格式的区域（或PRB）是否被定义成LTE独占或定义为与LTE兼容。在这种情况下，发射的HARQ-ACK/NACK信息可以对应于通过多个DLCC发射的数据。

将以指定给UE的PDCCH和/或PDSCH的数目为基础的PUCCH格式自适应描述为第二PUCCH格式自适应方案。虽然一般而言包括PDCCH的DLCC的数目等于包括PDSCH的DLCC的数目，但是当采用交叉载波调度时它们可以变得彼此不同。另外，如果用于每一个DLCC的PDCCH或PDSCH的数目被限制为1，则PDCCH/PDSCH的数目可以对应于用于PDSCH的DLCC的数目。用于HARQ-ACK/NACK资源的隐式规则可以与PDCCH有关。因为PDSCH的数目等于PDCCH的数目，所以以PDCCH的数目为基础进行以下描述。另外，因为基于携带PDCCH/PDSCH的DLCC的数目的PUCCH格式自适应可以通过扩展基于PDCCH的数目的PUCCH格式自适应来实现，省略其详细说明。

当被调度用于一个UE的PDCCH的数目（N）小于特定值时，用于HARQ-ACK/NACK传输的资源可以根据LTE规则对应于最低的CCE索引。在这里，在这种情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N≥3时使用的方案可以是使用M（M≤N）个资源执行同时传输的MSM和选择一些资源并且发射所选择的资源的HARQ-ACK/NACK复用（或序列选择）。在这种情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N=1时，也就是说，当调度一个UE的仅一个PDCCH时，HARQ-ACK/NACK资源可以使用LTE规则和PUCCH格式1/1a/1b。

当对于一个UE调度N个或更多个PDCCH时，HARQ-ACK/NACK可以通过最新定义的PUCCH格式来发射。可以将PUCCH资源配置为使得其对应于最低的CCE索引，而无论用于新的PUCCH格式的区域（或PRB）是否与用于LTEPUCCH格式的区域独占地或者兼容地定义。在这种情况下，多个HARQ-ACK/NACK信息可以对应于通过多个DLCC发射的数据。

将给出错误处理的描述，为方便描述假定N=2。如果调度器将2个PDCCH（一般而言，其可以对应于通过2个DLCC发射的2个PDSCH）发射到一个UE，则UE可能误检测到一个PDCCH已经被调度。在这种情况下，虽然BS期望通过用于两个或更多的PDCCH的新的PUCCH格式接收HARQ-ACK/NACK信息，但是因为UE已经检测到一个PDCCH，则UE通过LTEPUCCH格式发射HARQ-ACK/NACK信息。因为BS接收到不同于所期望的格式的PUCCH格式，则BS识别对于一个PDCCH生成了DTX。

由BS识别UE的DTX状态可能影响基于增量冗余（IR）的HARQ的性能。当例如，因为UE不知道PDCCH已经被发射的事实而生成了DTX时，UE不能在软缓冲中存储与PDCCH相对应的PDSCH的解码的软比特结果值。因此，当生成了DTX时，BS必须不改变冗余版本（RV）或者在HARQ重传的情况下发射尽可能多的系统比特。然而，如果BS不知道UE的DTX状态并且以不同的RV值执行重传，则因为RV被改变并且系统比特在重传期间丢失，可能减少系统吞吐量。为此，在自WCDMA以来的标准中，3GPP将UE的DTX状态用信号传送给BS。

将给出在新的PUCCH格式中的用于ACK/NACK的资源确定方法和DTX处理方法的描述。在这里，假定新的PUCCH格式可以同时地发射包括与多个DLCC相对应的HARQ-ACK/NACK和DLCC的DTX状态的信息。例如，如果存在5个DLCC并且每一个DLCC发射2个码字，则新的PUCCH格式可以携带用于支持ACK/NACK和用于5个DLCC的DTX的至少12比特信息。

虽然为有助于解释而描述了用于新的PUCCH格式的PUCCH资源被独占地保留给每个CC的情况和多个CC中的至少一个被共享的情况，但是本发明不限于此。如果作为用于每个CC的PUCCH传输的资源的独占保留的示例存在4个DLCC并且对于每一个DLCC保留了10个PUCCH资源，则可以保留40（=10*4）个PUCCH资源，PUCCH资源索引0至9可以被用于DLCC#0，PUCCH资源索引10至19可以被用于DLCC#1，PUCCH资源索引20至29可以被用于DLCC#2，以及PUCCH资源索引30至39可以被用于DLCC#3（PUCCH资源堆叠）。如果作为通过多个CC共享PUCCH资源的示例存在4个DLCC并且对于每一个DLCC保留了10个PUCCH资源，则PUCCH资源索引0至9可以被所有DLCC所共享。

如上文所描述的，其中可以使用新的PUCCH格式的PUCCH区域（或PRB）可以被定义为用于LTE-A的新的区域（或资源的特定部分），或者使用LTE中定义的一些资源来定义。另外，可以如LTE中使用“最低CCE”概念或者可以应用另一隐式方法。

现将描述根据本发明的具体资源分配的示例。假定对于通过4个DLCC发射的4个PDSCH需要发射4个HARQ-ACK/NACK信号并且HARQ-ACK/NACK信号通过一个ULCC（例如，锚定UL载波）来发射。在这里，HARQ-ACK/NACK包括ACK、NACK、DTX以及NACK/DTX。假定对于每一个DLCC保留了10个PUCCH资源使得保留了总共40个PUCCH资源。虽然对于一个UE（即，UE#0）描述了本实施例，但是其可以等同地应用于多个UE。另外，虽然本实施例在独占资源定义中描述了资源0至39的顺序索引，但是其还可以应用于存在用于每一个DLCC的每个均具有索引0至9的4个PUCCH资源区域的情况。

图45图示了在UE#0处发射与下行链路指定载波索引（DACI）相关联的多个PDCCH的示例。在这种情况下，用于PDSCH的所有DLCC的状态根据新的PUCCH格式来发射，并且因此难以应用LTE的基于CCE的隐式映射。在本实施例中，假定对于每个CC将一个PDCCH发射到UE#0，UE#0成功地解码所有PDCCH以不生成DTX，并且每一个DLCC中的CCE索引从0开始。另外，CCE索引可以包括先前的DLCC的CCE索引。例如，用于DLCC#1的CCE索引可以为10至19。

DACI是用于发射到UE的PDCCH的计数器并且对于每个UE而被配置。当发射了多个PDCCH时，DACI可以指示PDCCH的顺序。如果发射了4个PDCCH，如图45中所示，则DACI具有0至3的值。DACI可以包括在对应的PDCCH的DCI字段中，并且用信号传送到对应的UE，或者通过其它的信令方法用信号传送到UE。在LTETDD中使用的下行链路指定索引（DAI）字段可以被用作为DACI字段。

DACI可以指示所有DLCC中的PDSCH的数目（或PDCCH的数目）。例如，如果DACI指示如图45中所示的示例中的PDCCH的数目，则PDCCH中的所有DACI值可以为4。当DACI指示PDCCH的数目时，DACI可以应用于UE在ACK/NACK绑定模式中发射ACK/NACK的情况。ACK/NACK绑定是通过逻辑与运算发射代表性的ACK/NACK的方法。例如，当ACK/NACK结果中的至少一个对应于NACK时将NACK作为代表值发射，而当所有的ACK/NACK结果对应于ACK时将ACK作为代表值发射。如果尽管指示PDCCH的总数目DACI值为4，但是通过UE成功解码的PDCCH的数目为3，这意指一个PDCCH未被解码，则可以将NACK、DTX、或NACK/DTX作为代表值用信号传送到BS。因此，BS和UE可以使用DACI知道DTX状态。当生成了DTX时发射NACK的方法是示例性的并且DTX状态可以通过不发射信息来用信号传送。本发明不被DTX信令方案所限制。

为了有助于描述，描述了使用DACI作为CC索引计数器的情况。可以设置DACI计数器使得其对应于用于交叉载波调度的载波指示字段（CIF）。例如，如果CIF值为3比特，则DACI值也可以为3比特。

可以从低频CC到高频CC对DACI计数（或者从高频CC到低频CC计数）。否则，可以以自主载波的升序对DACI进行循环计数。如果在一个DLCC中发射了多个PDCCH，则可以从低CCE索引到高CCE索引对DACI计数。例如，当用于DLCC#1的PDSCH的DLCC#0中的PDCCH0的最低的CCE索引为10并且用于DLCC#2的PDSCH的DLCC#0中的PDCCH1的最低的CCE索引为20时，PDCCH0可以具有比PDCCH1的值低的值。替代地，在每个PDCCH中发射的DACI值可以在不需要特定规则的情况下通过网络确定并且发射。也就是说，DACI可以不符合特定规则。

DACI可以被定义为与LTETDD中使用的DAI组合。例如，当存在4个DAI状态和5个DACI状态时，可以使用0至19的索引来定义DAI和DACI的总共20个组合。甚至在这种情况下，本发明也是适用的。

DACI的主要目的是使得UE能够检测DTX。例如，如果在图45的示例中与DLCC#2相对应的PDCCH的解码失败，则UE#0分别通过DCI0、DCI1以及DCI3获得DACI计数器值0、1以及3。因为漏掉了DACI=2，所以UE#0可以识别DCI2的盲解码已经失败（即，进入DTX状态），并且将DTX状态发射到BS。

然而，即使当使用了DACI时，UE#0也不能知道最后的DCI的盲解码是否失败了。换句话说，当即使BS已经将最后的DCI发射到UE#0而UE#0未能解码最后的DCI时，UE#0也不能知道最后的DCI的解码是否失败或者BS是否发射最后的DCI。参考图45，当尽管BS已经在DLCC#3中发射了DCI3而UE#0未能解码DCI3时，UE#0不知道DCI3是否存在或者DCI3的解码是否失败。

因此，本实施例提出向BS和UE正确地提供用于所有DLPDSCH的ACK/NACK（包括DTX）状态的方法。具体地，本实施例提出使用与PDCCH相对应的PUCCH资源发射ACK/NACK信息的方法，通过该PUCCH资源发射了DACI计数器的最后的值。

图46图示了根据本发明的实施例。该实施例示出了BS发射4个PDCCH并且UE#0成功地解码了所有PDCCH的情况。在这种情况下，通过4个DLCC发射的用于4个PDSCH的HARQ-ACK/NACK信息通过PUCCH资源34递送，该PUCCH资源34与所检测到的PDCCH之中的具有最大的DACI值3的PDCCH的最低的CCE索引4相对应。如果以相反顺序（例如，3、2、1、0）对DACI计数，则HARQ-ACK/NACK信息可以通过与第一PDCCH（DLCC#0）的最低的CCE索引2相对应的PUCCH资源2发射。

图47图示了UE#0成功地解码了与DCI2相对应的PDCCH并且未能对与DCI3相对应的PDCCH解码失败的情况。根据UE#0成功地解码了DCI3的假定，BS将期望从UE#0通过PUCCH资源34接收HARQ-ACK/NACK信息。然而，当UE#0成功地解码了DCI2（不必考虑DCI0和DCI1是否被成功地解码，因为UE#0可以通过DACI对其识别）但对DCI3解码失败时，UE#0通过与DCI2相对应的PUCCH资源20发射HARQ-ACK/NACK信息。因此，BS可以通过所发射的资源而关于最后的DCI3来识别DTX是否已发生。

图48图示了其中UE#0对DCI0、DCI2以及DCI3解码失败的情况。UE#0可以通过接收到的DACI识别DCI0的解码是否失败，因为UE#0已经成功地解码了DCI1。然而，UE#0不能知道是否对于DCI2和DCI3生成了DTX。UE#0通过PUCCH资源16来发射HARQ-ACK/NACK信息，尽管UE#0不知道是否对于DCI2和DCI3产生了DTX，该PUCCH资源16与检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值1的PDCCH的最低的CCE索引6相对应。因此，BS可以识别对于DCI2和DCI3生成了DTX。

图49图示了根据当通过一个DLCC发射了多个PDCCH时从低CCE索引到高CCE索引对DACI计数的假定，通过DLCC#3发射了2个PDCCH的情况。在这种情况下，UE#0通过PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源36与检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值3的PDCCH的最低的CCE索引6相对应。

图50图示了通过DLCC#3发射了2个PDCCH并且具有较低的CCE索引的DCI具有更大的DACI值的情况。在这种情况下，UE#0通过PUCCH资源34来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源34与检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值3的PDCCH的最低的CCE索引4相对应。

将参考图51和52对定义了用于DLCC的PUCCH使得共享PUCCH的情况给出描述。

图51图示了UE#0成功地解码了用于DLCC的所有4个PDCCH同时共享PDCCH的情况。在这种情况下，UE#0通过PUCCH资源4来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源4与所检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值3的PDCCH的最低的CCE索引4相对应。

图52图示了其中UE#0对具有DACI=3的DCI3解码失败的情况。在这种情况下，UE#0通过PUCCH资源0来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源0与所检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值2的PDCCH的最低的CCE索引0相对应。因此，BS可以识别对于DCI3生成了DTX。

图53图示了用于DLCC的PUCCH资源部分地重叠的情况。UE#0以和上述情况相同的方式来发射HARQ-ACK/NACK信息。

现将描述用于对于最后的DACI值解决DTX问题的另一方案。具体地，提出了同时地使用指示PDCCH计数器值的参数和指示PDCCH的数目的参数的方案。

例如，如果DACI0用作PDCCH计数器（例如DACI计算0至7，当为3个比特时），则DACI1可以发射指示分配的PDCCH（或PDSCH）的数目的信息（例如当为3个比特时DACI发射1至8；0不必发射）。例如，当4个PDCCH被发射时，每个PDCCH可以携带以下信息。

-DCI0:DACI0=0,DACI1=4

–DCI1:DACI0=1,DACI1=4

–DCI2:DACI0=2,DACI1=4

–DCI3:DACI0=3,DACI1=4

在这里，DACI1可以使用DACI0另外地定义。替代地，DACI1可以经PDCCH中的一个或多个发射。替代地，如果DCI中的一个被限制使得未对其执行交叉调度，则对应的DCI的CIF字段可以被用来携带DACI1。替代地，DACI0和DACI1可以通过RRC信令或广播信令发射。

用于解决在最后的DACI值中的DTX问题的另一方法使用RRC信令。在此方法中，特定的UE可以通过RRC信令指定唯一的PUCCH资源。PUCCH资源可以是被多个UE共享的资源或被分配用于SPS或ACK/NACK重复的资源。当在至少一个PDCCH中生成了DTX时，特定UE通过借助RRC信令于此指定的PUCCH资源来发射HARQ-ACK/NACK信息。当未生成DTX时，UE以隐式方式执行动态ACK/NACK操作。相反地，当未生成DTX时，UE可以使用于此分配的PUCCH资源来发射HARQ-ACK/NACK信息，并且当生成了DTX时可以隐式地执行动态ACK/NACK操作。在这种情况下，DACI可以简单地指示发射的PDCCH的数目。当DACI指示发射的PDCCH的数目时，不可能知道哪一个PDCCH丢失了并且仅可以识别是否生成了DTX。用于动态ACK/NACK操作的隐式规则将使用如下PUCCH资源来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源是与最大的CC索引的（一个或多个）PDCCH之中具有最大的CCE索引的PDCCH的最低的CCE索引相对应的PUCCH资源、与最大的CC索引的（一个或多个）PDCCH之中具有最低的CCE索引的PDCCH的最低的CCE索引相对应的PUCCH资源、与最低的CC索引的（一个或多个）PDCCH之中具有最低的CCE索引的PDCCH的最低的CCE索引相对应的PUCCH资源、或与最低的CC索引的（一个或多个）PDCCH之中具有最大的CCE索引的PDCCH的最低的CCE索引相对应。

如果DACI被定义为计算器，则可以使用具有最大的DACI值的PDCCH的最低的CCE索引来执行隐式的映射。

图54图示了根据隐式的规则并且DTX未被生成用于任何PDCCH，通过在最大的CC索引的（一个或多个）PDCCH之中具有最低的CCE索引的PDCCH的最低的CCE索引来定义PUCCH资源的情况。因为未生成DTX，UE#0通过PUCCH资源34来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源34与检测到的PDCCH之中具有最大的DACI值3的PDCCH的最低的CCE索引4相对应。HARQ-ACK/NACK信息可以为对于所有PDSCH的控制信息捆绑的信息。

图55图示了对于DCI1生成DTX的情况。在这种情况下，UE#0识别对于与DACI=2相对应的DCI生成了DTX，因为UE#0已经成功地对DACI=0、DACI=1以及DACI=3执行了解码。因为已经生成DTX，UE#0通过RRC用信号传送的PUCCH资源100发射HARQ-ACK/NACK信息。HARQ-ACK/NACK信息可以为对于所有PDSCH的控制信息捆绑的信息。

图56图示了UE#0对具有最后的DACI值的PDCCH解码失败的情况。在这种情况下，UE#0不能知道是否对于与DACI=3相对应的DCI生成了DTX。因此，UE#0认识到DTX未被生成并且PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息，该PUCCH资源36与从检测到的PDCCH当中通过与具有最大的DACI值2的PDCCH的最低的CCE索引6相对应。BS期望通过与DCI2相对应的PUCCH资源34接收HARQ-ACK/NACK信息（组合的ACK/NACK），其与具有最大的DACI值的PDCCH，或与RRC用信号传送的PUCCH资源100对应。然而，UE#0通过与DCI3相对应的PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息，并且因此BS认识到对于DCI2生成了DTX。

可以组合上文提到的方法。例如，可以组合用于检测DTX的方案（即，使用携带最后的DACI值的PDCCH的CCE索引的方案、同时地发射DATI0和DACI1的方案、以及使用RRC信令的方案）和格式适应。

示例5

现在将参考图57描述复用基于DFT或以PUSCH形式的新的PUCCH格式与PUCCH格式1/1a/1b的方案。新的PUCCH格式不限于特定格式并且包括在LTE中未定义的所有其它的传输方案。

图57示出定义了用于LTEPUCCH的PRB和用于LTE-APUCCH的PRB并且M个PRB对于不同的格式共存的情况。可以定义M个共存区域以在没有浪费的情况下有效地使用资源，并且特别地，M可以为1。替代地，M可以被定义为复数以便利用LTE-APUCCH格式代替LTEPUCCH区域。PUCCH可以具有用于发射一个或多个UCI的格式。共存区域和PRB的数目可以通过更高层信令（例如RRC信令）配置为偏移值或者以使得根据特定规则利用LTE-A的新的PUCCH格式资源索引来代替LTE资源索引的方式而隐式地用信号传送。

为了由M个PRB定义PUCCH格式1/1a/1b和新的PUCCH格式，需要考虑以下内容。LTE支持不同格式的PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2的共存。然而，对于不同的格式（例如，图29中所示的格式）和PUCCH格式1/1a/1b的共存需要另外的装置。

例如，当图29中图示的新的PUCCH格式和PUCCH格式1/1a/1b共存时，这两种格式可以被不同的正交覆盖复用，因为与PUCCH格式1/1a/1b相比，图29中图示的新的PUCCH格式不具有环式移位资源。同时，LTE执行环式移位跳跃，该环式移位跳跃改变以SC-FDMA符号级应用的环式移位值。也就是说，逐个符号改变通过组合基本序列和环式移位而获得的最终序列。新的PUCCH格式的上述DFT预编码的频域信号不具有与符号改变相对应的改变。然而，为了新的PUCCH格式和PUCCH格式1/1a/1b的共存，需要采用相同的环式移位跳跃图案。当未应用相同的环式移位跳跃图案时，正交覆盖的正交性被破坏并且因此不能复用不同的PUCCH格式。

为了解决此问题，本实施例提出将环式移位应用于新的PUCCH格式，以复用新的PUCCH格式和现有的PUCCH格式的方案。虽然环式移位可以以在如LTE中的频域中以相位循环序列的形式来定义，但是当存在DFT预编码器时其可以被定义在DFT之前的时域中。

等式18示出了在DFT预编码之前的时域中的环式移位的应用。

[等式18]

{\tilde{y}}_{t} (i) = y_{t} ((i + n_{CS, NEW}) \mod N_{L})

在这里，表示在时域中环式移位的符号序列。将或其等同的信息输入到DFT预编码器。在等式18中，y_t(i)表示（扩展）调制符号序列并且是在经历预编码之前的时域信号，i为0,1，…,N_L-1，并且N_L对应于y_t(i)的长度、DFT预编码器的大小或在SC-FDMA符号中控制信息被映射到的子载波的数目。当控制信息映射到SC-FDMA符号的所有的子载波时，如图29a中所示，N_L对应于N_SC，其中N_SC表示RB中的子载波的数目（例如12）。在等式18中，n_CS,NEW表示在0至N_L-1的范围内的环式移位值。

等式19示出了在DFT预编码之后的频域中的环式移位的应用。等式19与等式18等同。

[等式19]

{\tilde{y}}_{f} (i) = e^{2 π \cdot n_{CS, NEW} / N_{L}} \cdot y_{f} (i)

在这里，表示在频域中环式移位的复符号序列。将或其等同的信息映射到SC-FDMA符号的子载波。在等式19中，y_f(i)是表示从DFT预编码器输出的复符号序列或其等同的信息的频域信号，i为0,1，…,N_L-1，N_L表示y_f(i)的长度、DFT预编码器的大小或在SC-FDMA符号中控制信息被映射到的子载波的数目。当控制信息映射到SC-FDMA符号的所有子载波时，如图29a中所示，N_L=N_SC。N_SC表示RB中的子载波的数目（例如12），并且n_CS,NEW表示在0至N_L-1的范围内的环式移位值。

用于新的PUCCH格式的环式移位可以如LTE中以时隙和/或SC-FDMA符号级跳跃。在这种情况下，n_CS,NEW可以被定义为n_CS,NEW(1)或n_CS，NW(n_s,l)。在这里，l表示SC-FDMA符号索引并且n_S表示时隙索引。另外，可以对于每一个天线端口来定义用于新的PUCCH图案的环式移位或环式移位跳跃图案。也就是说，n_CS,NEW可以被定义为或在这里，p表示天线端口。用于新的PUCCH格式的环式移位跳跃图案（例如，或）通常可以根据小区特定参数来定义并且可以使用与用于LTEPUCCH格式相同的图案。

可以仅对于控制信息或者对于控制信息和RS两者来定义用于新的PUCCH格式的环式移位跳跃图案。也就是说，用于新的PUCCH格式的环式移位跳跃图案可以如LTE中对于每一个SC-FDMA符号来定义，以及仅对于新的PUCCH格式的控制信息或者对于整个新的PUCCH格式来定义。另外，用于新的PUCCH格式的环式移位跳跃图案可以隐式地/显式地用信号传送。例如，用于新的PUCCH格式的环式移位值可以通过网络给出或者由UE隐式地推断。如果RS也如在LTEPUCCH格式中而被定义在新的PUCCH格式的环式移位（CS）区域中，则CS跳跃可以应用于使用与在RS中使用的CS相同的值或者使用从该值推断（或与其对应）的CS值作为起始值的控制信息区域。

LTE以时隙级定义了正交覆盖重映射。在这种情况下，相同的正交重映射图案可以应用于在新的PUCCH格式中的复用。

即使当其图案不等同于在LTEPUCCH格式中使用的图案时，在新的PUCCH格式中的CS跳跃也是有益的。将对其详细描述。

当基于如LTE中定义的基本序列执行调制时，可以使用RS和控制信息两者来将信号的存在和不存在彼此区分。当UCI为ACK/NACK信息时，信号的不存在可以对应于在HARQ操作中用于所有传输块的反馈处于DTX状态（即，全DTX状态）的情况。在PUCCH格式1/1a/1b中，例如，因为RS和控制信息通过独立的OC来执行UE复用，所以通过在RS和控制信息符号中执行相关组合并且在RS与控制信息符号之间执行非相关组合所获得的最终匹配的滤波器输出可以用于检测全DTX状态。然而，在如图29中所示的新的PUCCH格式中，未基于基本序列调制控制信息区域，并且因此当使用控制信息来检测全DTX状态时，匹配的滤波器输出不能平均小区间干扰。也就是说，因为在邻近小区之间使用相同的OC图案并且因此匹配的滤波器输出不能移除小区间干扰，所以假报警必然增加。

为了解决前述的问题，本实施例另外提出通过在控制信息区域进行小区特定改变来移除小区间干扰的方案。在这种情况下，因为平均了小区间干扰，易以检测全DTX状态。用于小区特定改变的函数可以包括具有物理小区ID（PCI）作为种子值的变量。在此示例中，控制信息区域的改变不限于小区特定改变。然而，当控制信息区域的改变元素为小区特定而不是UE特定时，可以确保小区中根据CDM/FDM复用的UE之间的正交性，并且可以对于小区间干扰提供干扰随机化。更具体地，可以给出以下示例。假定对于RS符号结构，使用LTEPUCCH格式1/1a/1b等中的那些，并且对控制信息区域另外地执行使用扰码（例如LTEGold码）的调制，通过使用UEID（例如C-RNTI）作为种子值的PN发生器来生成该扰码。在控制信息解码期间，使用UE特定扰码用于小区间干扰随机化。然而，在这种情况下，加扰是无帮助的，因为为了全DTX检测，对于应用OC的区域执行了相关组合并且对子载波区域或预DFT区域的区域执行非相关组合。

1）（小区特定）CS跳跃适用于控制信息SC-FDMA符号。

A.如果CS跳跃对应于LTE格式，则另外地获得与LTE格式的共存的上述优点。

B.SC-FDMA复用数/时隙数/子帧数/系统帧数可以被视为跳跃图案发生器的种子值。

2）（小区特定）OC图案适用于控制信息SC-FDMA符号。

A.基于小区特定偏移的OC资源分配是适用的。

B.小区特定OC矩阵置换是适用的。

C.SC-FDMA复用数/时隙数/子帧数/系统帧数可以被视为跳跃图案发生器的种子值。

3）小区特定或UE特定加扰（比特级或调制符号级）适用于控制信息SC-FDMA符号。加扰可以应用于频域+时域、时域或在DFT阶段之前/之后。

A.SC-FDMA符号级的小区特定加扰

B.SC-FDMA符号级和子载波级的小区特定加扰

C.SC-FDMA符号级和预DFT级的小区特定加扰

D.SC-FDMA复用数/时隙数/子帧数/系统帧数可以被视为跳跃图案发生器的种子值。

现在将详细描述上述情况中的每一个。

1）（小区特定）将CS跳跃应用到控制信息SC-FDMA符号

CS跳跃可以以与LTEPUCCH格式相同的图案应用于新的PUCCH格式。首先，描述应用于LTEPUCCH格式的CS跳跃。等式20表示应用于LTEPUCCH格式1/1a/1b的CS跳跃，而等式21表示应用于LTEPUCCH格式2/2a/2b的CS跳跃。

[等式20]

α (n_{s}, l) = 2 π \cdot n_{cs} (n_{s}, l) / N_{sc}^{RB}

[等式21]

α (n_{s}, l) = 2 π \cdot n_{cs} (n_{s}, l) / N_{sc}^{RB}

n_{cs} (n_{s}, l) = (n_{cs}^{cell} (n_{s}, l) + n' (n_{s})) \mod N_{sc}^{RB}

在这里，n_oc(n_s)表示正交序列索引，α(n_s,l)代表表示为相位的环式移位值，以及n_cs(n_s,l)代表表示为索引的环式移位值。此外，表示小区特定环式移位值（索引），n_s表示时隙索引，l表示符号索引，并且表示RB中的子载波的数目。对于每一个参数的细节，可以参考3GPPTS36.211，并且该技术规范通过引用全部合并在本文中。

为了参考，通过以下等式来确定。

[等式22]

n_{cs}^{cell} (n_{s}, l) = Σ_{i = 0}^{7} c (8 N_{symb}^{UL} \cdot n_{s} + 8 l + i) \cdot 2^{i}

在这里，为小区特定环式移位值，c()为伪随机序列生成函数，表示时隙中的SC-FDMA符号的数目，n_s为时隙索引，并且l为SC-FDMA符号索引。

当用于新的PUCCH格式的CS跳跃未定义为与在LTEPUCCH格式中使用的相同的图案时，可以定义用于新的PUCCH格式的CS跳跃使得其仅被改变为小区特定图案。在这种情况下，可以重新使用用于LTEPUCCH格式的小区特定环式移位值（索引）

等式23表示在DFT预编码之前的时域中的环式移位的应用。

[等式23]

{\tilde{y}}_{t} (i) = y_{t} ((i + n_{CS, NEW}) \mod N_{L})

n_{CS, NEW} = n_{cs}^{cell} (n_{s}, l)

在这里，y_t(i)、i以及N_L对应于在等式18中所定义的，对应于在等式22中所定义的，并且可以对于每一个天线端口定义

等式24表示在DFT预编码之后的频域中的环式移位的应用。等式23与等式24等同。

[等式24]

{\tilde{y}}_{f} (i) = e^{2 π \cdot n_{CS, NEW} / N_{L}} \cdot y_{f} (i)

n_{CS, NEW} = n_{cs}^{cell} (n_{s}, l)

在这里，y_t(i)、i以及N_L对应于等式19中所定义的，和α(n_s,l)对应于等式22中所定义的，并且可以对于每一个天线端口定义

n_{CS, NEW} = n_{cs}^{cell} (n_{s}, l) .

2）将小区特定OC应用到控制信息SC-FDMA符号

假定小区A的UE#0和小区B的UE#1分别使用OC索引0和1，OC索引的数目为4，并且用于小区A的UE#0和小区B的UE#1的20个时隙中的OC图案如下。

-小区A:21323103413103231303

-小区B:23000201030201001121

最终应用的OC索引是如下的（分配的OC索引+跳跃图案）mod（OC的数目）。

–小区A:21323103413103231303

–小区B:30111312101312112232

3）用于控制信息SC-FDMA符号的小区特定加扰

参考图29，当用于UE#0的扩展码（或正交覆盖码）为[w0w1w2w3]时，可以将小区特定复扰码定义为[c0c1c2c3]。在这种情况下，SC-FDMA符号级加扰可以应用为[c0*w0c1*w1c2*w2c3*w3]。虽然为了方便将扰码定义为复值（例如1或-1），但是其可以以比特级来等同地定义。例如，复值-1可以等同为1。另外，复值的乘运算可以通过XOR或模运算来等同地实现。

除SC-FDMA符号级加扰之外，还可以执行频域中的加扰。也就是说，当扰码为c(k,n)时（在这里，k为频率索引而n为控制信息符号索引）时，可以执行诸如d(k)*c(k,n)*w(n)的加扰。在这里，d(k)表示映射到作为DFT预编码的符号的每一个SC-FDMA符号的信号，而w(n)为扩展码（或正交覆盖码）。

图58示出了当仅使用RS时以及使用RS和控制信息两者用于全DTX检测时获得的结果。与仅使用RS的情况相比，在共同使用RS和控制信息的情况下的最终的误检测性能提高了约2dB。

图59是示出了BS和UE的配置的方框图。

参考图59，无线通信系统包括BS110和UE120。BS包括处理器112、存储器114以及RF单元116。处理器112可以被配置成实现由本发明提出的过程和/或方法。存储器114被连接到处理器112并且存储与处理器112的操作有关的信息。RF单元116被连接到处理器112，并发射和/或接收RF信号。UE120包括处理器122、存储器124以及RF单元126。处理器112可以被配置成实现由本发明提出的过程和/或方法。存储器124被连接到处理器122并且存储与处理器122的操作有关的信息。RF单元126被连接到处理器122，发射和/或接收RF信号。BS110和/或UE120可以包括单个天线或多个天线。

在下文所描述的本发明的实施例是本发明的元件和特征的组合。除非另外提到，否则元件或特征可以被认为是选择性的。可以在没有被与其它元件或特征组合的情况下实现每个元件或特征。另外，可以通过组合元件和/或特征的部分来构造本发明的实施例。可以对在本发明的实施例中所描述的操作顺序进行重新排列。任何一个实施例的一些构造都可以被包括另一实施例中并且可以以另一实施例的对应的构造来替换。对本领域的技术人员而言将明显的是，在所附权利要求中未彼此明确地引用的权利要求可以组合呈现作为本发明的实施例或者通过在本申请被提交之后的后续修改被包括作为新权利要求。

在本发明的实施例中，集中在BS、中继装置、以及MS之中的数据发射和接收关系进行了描述。在一些情况下，描述为由BS执行的特定操作可以由该BS的上层节点来执行。即，显而易见的是，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，对于与MS的通信而执行的各种操作可以由BS或除了BS之外的网络节点来执行。术语‘BS’可以用术语‘固定站’、‘节点B’、‘增强的节点B（eNodeB或eNB）’、‘接入点’等来替换。术语’UE’可以用术语‘移动站（MS）’、‘移动订户站（MSS）’、‘移动终端’等来替换。

可以通过例如硬件、固件、软件或其组合的各种装置来实现本发明的实施例。在硬件配置中，可以通过一个或多个特定集成电路（ASIC）、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现根据本发明的实施例的方法。

在固件或软件配置中，可以以模块、程序、函数等的形式来实现本发明的实施例。例如，软件代码可以被存储在存储器单元中并且由处理器来执行。存储器单元位于处理器的内部或外部并且经由各种已知的装置发射和接收到处理器和来自处理器的数据。

本领域的技术人员将了解的是，在不脱离本发明的精神和本质特性的情况下，可以以除了在此陈述的特定方式以外的其它特定方式来执行本发明。上述实施例因此在所有方面都被解释成说明性的而不是限制性的。本发明的范围应该由所附权利要求和它们的合法等价物来确定，而不是由上述描述来确定，并且旨在将落入所附权利要求的意义和等价范围内的所有改变均包括在其中。

工业实用性

本发明可以用于无线通信系统中的UE、BS或其它装置。具体地，本发明实用于用于发射上行链路控制信息的方法和为此的设备。

Claims

1.一种在无线通信系统中在用户设备UE处通过第一和第二天线端口通过物理上行链路控制信道(PUCCH)发射控制信息的方法，所述方法包括：

使用第一和第二资源扩展第一调制的符号序列，以在子帧的第一时隙中分别获得与多个单载波频分多址SC-FDMA符号的每个相对应的第一和第二组第二调制的符号序列；

对所述第一和第二组第二调制的符号序列执行离散傅立叶变换DFT预编码以分别获得第一和第二组复符号序列；以及

分别通过所述第一和第二天线端口在所述第一时隙通过所述PUCCH发射所述第一和第二组复符号序列，

其中，在SC-FDMA符号级将加扰应用到所述第一和第二组第二调制的符号序列，以及

其中，所述第一和第二资源是正交的或准正交的资源。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，使用用于所述扩展的正交码和扰码的乘积来执行SC-FDMA符号级的所述加扰。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，使用[wi*c]来执行SC-FDMA符号级的所述加扰，其中，wi为用于所述扩展的正交码的第i个元素的值，而c为用于对应的SC-FDMA符号的加扰值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一资源不同于所述第二资源。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，使用不同的物理资源块PRB在各个天线端口在所述第一时隙中发送所述第一和第二组复符号序列。

6.一种配置成在无线通信系统中通过第一和第二天线端口通过PUCCH发射控制信息的UE，所述UE包括：

射频RF单元；以及

处理器，

其中，所述处理器被配置成：

对所述第一和第二组第二调制的符号序列执行DFT预编码以获得各个第一和第二组复符号序列；并且

其中，所述第一和第二资源是正交的或准正交的资源。

7.根据权利要求6所述的UE，其中，使用用于所述扩展的正交码和扰码的乘积来执行SC-FDMA符号级的所述加扰。

8.根据权利要求6所述的UE，其中，使用[wi*c]来执行SC-FDMA符号级的所述加扰，其中，wi为用于所述扩展的正交码的第i个元素的值，并且c为用于对应的SC-FDMA符号的加扰值。

9.根据权利要求6所述的UE，其中，所述第一资源不同于所述第二资源。

10.根据权利要求6所述的UE，其中，使用不同的物理资源块PRB在各个天线端口在所述第一时隙中发送所述第一和第二组复符号序列。