CN103326972A

CN103326972A - 一种滤波器组多载频调制系统及其设计方法

Info

Publication number: CN103326972A
Application number: CN2013102721043A
Authority: CN
Inventors: 王光宇; 庄陵; 邵凯
Original assignee: Chongqing University of Post and Telecommunications
Current assignee: Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority date: 2013-07-01
Filing date: 2013-07-01
Publication date: 2013-09-25

Abstract

本发明提出了一种滤波器组多载频调制系统及其设计方法。本发明根据系统的设计要求确定原型滤波器，由原型滤波器在角频率轴上移位得到发送端的综合滤波器组，接收端的分析滤波器组满足时域完全重建条件。与传统的频域设计相比，本发明放弃了传统滤波器组多载波调制器中综合滤波器组是分析滤波器组的共轭转置这一约束条件，从而可以根据系统的设计要求自由设计综合滤波器组。本发明的多载频调制器在满足完全重建条件的同时，还具有很高的频率分辨率，特别适合应用在对频率分辨率要求严格的通信系统中。

Description

一种滤波器组多载频调制系统及其设计方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别涉及一种滤波器组多载频调制系统。

背景技术

随着多媒体信息化时代的到来，无线通信技术已经渗透到社会生活的方方面面。基于视频、图像、数据的通信业务需求逐渐增大，传统的以语音通信为主的移动通信网络已经无法满足人们日益提升的消费需求。为了实现高速宽带的数据通信要求，未来的无线通信系统必须具备抗多径干扰能力和高的频谱利用率。

在信号的无线传输过程中，由于无线信道的多径传输，接送端接收到的信号是不同路径传输信号的叠加，由于不同路径信号有延时，因此接收到的合成信号有混叠，产生符号间干扰（Inter-symbol interference，ISI），特别当传输数据速率很高时，符号间干扰会很严重，给系统带来很大的误码率，限制了高速率无线通信技术的发展，成为高速率数据通信的瓶颈。研究表明，如果多径信道的时延扩展远小于一个传输符号的符号周期，则由多径传播造成的符号间干扰可以忽略不计。多载波调制技术（Multi-carrier modulation technique，MCM）正是一种在不降低信息传输速率的条件下有效克服ISI的传输方法，它用N个子载波来并行地传输信息符号，使得每个子信道内的符号时间是单载波传输时的N倍，从而有效克服传输符号因为多径传播而造成的ISI。目前广泛应用于无线通信系统中的正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplex，OFDM）技术即是多载波技术的一种，其每个子载波上传输的是矩形脉冲包络的复指数信号，并在相邻时域符号间添加循环前缀（Cycling prefix，CP）作为保护间隔，从而能够很好的抑制ISI和降低系统接收的复杂度。

滤波器组由分析滤波器组和综合滤波器组组成，其中有共同输入的称为分析滤波器组，它将输入信号分解为占据不同频带的子带信号，然后进行传输。在接收端，各子带信号通过综合滤波器组中的相应滤波器的处理后，各子带信号相加合成为一个新的宽带信号。在分解合成过程中子带信号的重叠程度取决于分析和综合滤波器的设计。从滤波器组的角度，OFDM调制器可视为一种原型函数为矩形窗的滤波器组多载频调制系统。矩形脉冲的频谱可以看作是Sinc函数与一组位于各个子载波频点上的冲击函数的卷积，尽管在频域上这组Sinc谱重叠且相互正交，但Sinc函数旁瓣较大，衰减缓慢，因而OFDM调制器易受频率偏差影响，峰均比较高，带外干扰大，频谱泄露高。另外OFDM虽然最大程度上抑制了ISI干扰但仍受载波间干扰（Inter-carrier Interference，ICI）的影响，增加CP减小了频谱利用率。为了解决这些问题，实现在时频双弥散信道下的可靠通信，人们提出了采用非矩形脉冲作为原型函数的多载波技术，逐渐形成了基于滤波器组的多载波技术（Filter Bank based Multi-carrier，FBMC）。即首先在每个子带上采用时域和频域均有较好性能的滤波器进行处理，然后合成为宽带信号进行发送和接收。

基于滤波器组的调制系统主要由综合滤波器组和分析滤波器组组成。综合滤波器组位于系统的发送端，用于将各个子带信号合成为宽带发送信号，分析滤波器组位于接收端，实现各子带信号的分解。一个完全重建的滤波器组能够构成一个完全重建的基于滤波器组的调制系统。

当前在设计基于DFT滤波器组多载频调制器时，一般都选取综合滤波器为分析滤波器的时间反转（Time-reversed）,即综合滤波器组是分析滤波器组的共轭转置。这样设计的滤波器组能够最大程度上满足滤波器组频域完全重建特性，并可以采用FFT快速算法实现其结构，同时滤波器组设计问题转化为一个原型滤波器的设计，有效简化了设计问题。但是这样设计得到的滤波器组不具备高阻带衰减或高频率分辨率特性，也就不能适用于对此特性有较高要求的应用中，如认知无线电。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术滤波器组不具备高阻带衰减或高频率分辨率特性，也就不能适用于对此特性有较高要求的应用中的缺陷，本发明提出一种一种滤波器组多载频调制系统。

本发明解决上述技术问题的技术方案是，一种滤波器组多载频调制系统，该系统包括发送端和接收端，其特征在于，发送端包括综合滤波器组，由原型滤波器在频率轴上平移得到发送端综合滤波器组；接收端包括分析滤波器组，分析滤波器组和综合滤波器组的系数矩阵满足关系：

接收端接收到信号后，去除发送端加的前缀，通过M点FFT运算，进行FFT变换把信号变化到频域，FFT的输出进行频域均衡去除信道干扰后通过M点IFFT还原为时域信号

经过分析滤波器组处理和数据合成后得到重建的基带调制信号

经过基带解调后得到重建的发送端信号

式中，T_s ^T表示综合滤波器组系数矩阵的转置，D矩阵由单位矩阵I_M和零矩阵组成。

其中，分析滤波器组对信号的处理具体为，由输入信号乘以分析滤波器系数矩阵。发送端综合滤波器组由原型滤波器在频率轴上平移2kπ/M得到，综合滤波器组和原型滤波器的关系为：H_k(e^jω)＝H(e^jω)e^-j2πk/M，式中，H(e^jω)表示原型滤波器频谱，H_k(e^jω)表示发送端综合滤波器频谱，0≤k≤M-1，M为通道数。

本发明还提出一种滤波器组多载频调制系统设计方法，设计滤波器组的原型滤波器；根据原型滤波器设计综合滤波器组；由滤波器组时域完全重建条件设计分析滤波器组；基于综合滤波器组和分析滤波器组实现滤波器组多载频调制系统。

其中，采用FIR滤波器作为原型滤波器，根据调制系统对滤波器组的频率特性要求确定原型滤波器或原型函数，由原型滤波器的频率特性决定发送端综合滤波器组的频率分辨率。

滤波器组多载频调制系统的完全重建条件为，发送端综合滤波器组系数矩阵和接收端分析滤波器组系数矩阵相乘的结果为由单位矩阵I_M和零矩阵组成的D矩阵。由原型滤波器在角频率轴上移位得到发送端综合滤波器组，发送端综合滤波器组和原型滤波器的关系为：H_k(e^jω)＝H(e^jω)e^-j2πk/M，式中，H(e^jω)表示原型滤波器频谱，H_k(e^jω)表示发送端综合滤波器组频谱，0≤k≤M-1，M为通道数。滤波器组时域完全重建条件为：分析滤波器组和综合滤波器组的系数矩阵满足关系：

本发明放弃了传统滤波器组多载波调制器设计中综合滤波器组是分析滤波器组的共轭转置这一约束条件，从而可以根据系统的设计要求自由设计综合滤波器组。同时采用滤波器组时域完全重建条件设计分析滤波器组，在满足系统完全重建特性同时满足系统的设计要求，具备高的阻带衰减或频率分辨率，本发明特别适合应用在对频率分辨率要求严格的通信系统中。

附图说明

图1DFT滤波组的多相分解实现结构；

图2DFT滤波器组多载频调制器的多相分解实现结构；

图3本发明提出的滤波器组多载频调制器结构图；

图4滤波器组多载频调制器的数学模型；

图5滤波器组多载频调制器的设计流程图；

图6本发明的滤波器组调制器的实现框图。

具体实施方式

本发明提供的滤波器组调制器是在OFDM结构上发展而来的，因此滤波器组的结构是DFT调制滤波器组结构，如图1所示。图1给出了DFT滤波器组的多相分解实现结构，这种结构的优点是可以用快速傅离叶变换（FFT）来实现滤波器组，在图1中，原型滤波器的系数长度和滤波器组通道数的关系为L＝NM，这里N表示滤波器系数的扩展数。一般的滤波器组结构是分析-综合结构，当把滤波器组用到调制器中时，分析和综合需要交换，也即发送端为综合滤波器组，而接收端采用分析滤波器在组。发送端的综合滤波器组目的是把输入数据调制到各子载频上，然后合成为高速数据发送到信道，而接收端的分析滤波器组的作用是把各子载波上的数据分解出来。

对于DFT滤波器组，只需要把发送端和接收端的FFT和IFFT交换就得到基于DFT滤波器组的多载频调制系统，

如图2所示为DFT滤波器组多载频调制器。发送端的综合滤波器组目的是把输入数据调制到各子载频上，然后合成为高速数据发送到信道，而接收端的分析滤波器组的作用是把各子载波上的数据分解出来。在图2中，x(n),

分别表示发送端的输入信号和接收端的重建信号，z^-1表示信号的延时，↓M表示对信号进行M点抽样（M为抽样点数），↑M表示对信号进行M点插值，h(n)为原型滤波器。在图2中，信号是以帧的方式来处理的，每帧信号包含M点样值。在发送端，每M点信号样值进入延时链后先进行多相分解和滤波，然后进行IFFT变化后进入信道。在接收端，接收到的M点样值首先进行M点插值和滤波器处理，然后信号通过叠加后得到重建信号

为了使系统正交，图2中的滤波器组调制器须满足下面的条件：

1.接收端的分析滤波器组系数是发送端综合滤波器组系数的共轭转置。

2.滤波器组的频谱满足功率互补条件，也即滤波器组的功率谱相加等于1。

但这两个条件很苛刻，根据这两个条件设计出的调制器的频率分辨率不高，也就是说，子载波之间的干扰大，这在OFDM系统中体现得特别明显，当传输数据速率很高时，误码率加大。而且，低的频率分辨率还会影响系统的性能，比如在认知无线电网络中，低频率分辨率将会影响系统对频谱的感知。

为了使发送端具有高的频率分辨率，本发明提出了一种设计发法，在提高系统频率分辨率的同时，又能保持系统的正交性。本发明放弃了传统滤波器组多载频调制器设计中综合滤波器组是分析滤波器组的共轭转置的约束条件，让发送端可以任意地设计具有高频率分辨率的综合滤波器组，而系统的完全重建由接收端的分析滤波器组来保证。分析滤波器组是根据滤波器组时域完全重建条件来设计的。这种方法提高了调制器的设计自由度，设计的调制器适用于对频率分辨率要求较高的应用。

如图3所示为本发明提出的滤波器组多载频调制器结构图。图3中与图2的区别在于接收端分析滤波器组（H_k(z)0≤k≤M-1）和图2中不同。在图2中，接收端的滤波器组的结构和发送端成共轭转置的关系，这是DFT滤波器组完全重建条件要求的，但在图3中，由于共轭转置的约束条件不存在，所以，根据时域完全重建条件设计得到接收端分析滤波器组H_k(z)。图3中发送端和图2一样，信号的处理流程也一样，信号都是以帧（M点）为单位来处理。但在接收端，由于没有调制结构，FFT变化不能使用，因此接收信号首先需要经过滤波出来，然后进行抽样和并串变化，最后叠加后得到重建信号

发送端输入信号经过信号延时进行M点抽样进行IFFT变换后对信号进行M点插值。接收信号首先经过滤波，然后进行抽样和并串变化，最后叠加后得到重建信号

如图4所示为本发明滤波器组的数学模型，T_s和T_a分别为综合滤波器组系数矩阵和分析滤波器组系数矩阵，获得滤波器组的输入输出关系为

其中，x为输入信号，

为输出信号，得到DFT多载频调制系统的完全重建条件为：

T_sT_a＝D,即发送端综合滤波器组系数矩阵和接收端分析滤波器组系数矩阵相乘的结果，由单位矩阵I_M和零矩阵组成。其中h₀……h_N-1为综合滤波器组系数，g₀……g_N-1为分析滤波器组系数，N表示滤波器系数的扩展数，D矩阵由单位矩阵I_M和零矩阵组成，

即DFT多载频调制系统的完全重建条件为，发送端综合滤波器组系数矩阵和接收端分析滤波器组系数矩阵相乘的结果为由单位矩阵I_M和零矩阵组成的D矩阵。

由上式可得到接收端分析滤波器组的系数矩阵。上式是一个线性方程组，其最小二乘法解为接收端分析滤波器组的系数矩阵：

T_{a} = D {T_{s}^{T} {(T_{s} T_{s}^{T})}^{- 1}}

式中，T_s ^T表示综合滤波器组系数矩阵的转置，上述关系为滤波器组时域完全重建条件。

如图5所示为滤波器组多载频调制器的设计流程图。参见图5所示，包含以下步骤：

步骤1:根据系统要求设计发送端综合滤波器组的原型滤波器；

步骤2：由原型滤波器设计发送端的综合滤波器组；

步骤3：由滤波器组时域完全重建条件设计分析滤波器组；

步骤4：基于设计的滤波器组实现滤波器组多载频调制器的设计。

确定原型滤波器采用FIR滤波器，可任意定义滤波器组的频率特性和频率分辨率。根据调制系统对滤波器组的频率特性要求确定原型滤波器或原型函数。不受正交滤波器组完全重建条件的限制。根据需要可以选择窗函数法、频率抽样法、最佳一致逼近法等方法来设计。原型滤波器的频率特性决定发送端综合滤波器组的频率分辨率，在本发明中，滤波器组的频率特性和频率分辨率可以任意定义，不受限制。

发送端采用DFT滤波器组结构，由原型滤波器设计发送端综合滤波器组。由原型滤波器在频率轴上平移得到发送端综合滤波器组。在频域，发送端综合滤波器组和原型滤波的关系为H_k(e^jω)＝H(e^jω)e^-j2πk/M，式中，H(e^jω)表示原型滤波器频谱，0≤k≤M-1，M为通道数。综合滤波器组H_k(e^jω)由原型滤波器H(e^jω)在频率轴上平移2kπ/M得到。

接收端分析滤波器组。分析滤波器组的任务是保证系统的完全重建，本发明根据时域完全重建条件来设计分析滤波器组。接收端分析滤波器组的系数矩阵满足公式

T_{a} = D {T_{s}^{T} {(T_{s} T_{s}^{T})}^{- 1}}

要求。

由上述原型滤波器、综合滤波器组、分析滤波器组构建滤波器组多载频调制器。

图6给出了本发明设计的滤波器组多载频调制系统的实现框图。发送端包括：基带调制，信号多相分解和滤波，IFFT，数据合成，加前缀。经过基带调制的发送端信号，信号多相分解和滤波，IFFT，数据合成，加前缀，进入信道发送到发送端。其中，信号多相分解和滤波具体为对信号进行延时处理和进行M点抽样。

基带调制的目的，一是把输入二进制系列变换为一个更容易传输的复数，二是提高传输速率，基带调制可以是QPSK，16QAM和64QAM。输入数据系列通过基带调制后进行多相分解和滤波处理。经过滤波后的信号经过IFFT运算得到调制信号，IFFT输出加上循环前缀后即可发送。循环前缀的目的，一是抗无限信道的多径干扰，二是让信号和信道系统函数形成循环卷积，从而在接收端可以用简单的频域均衡器来去除信道干扰。

接收端包括：去前缀，M点FFT，频域均衡器，M点IFFT，分析滤波器组，数据合成和基带解调。

接收端信号接收后，首先去除发送端加的前缀，然后通过M点FFT运算，FFT的目的是把信号变化到频域，以便进行频域均衡运算去除信道干扰。FFT的输出进行频域均衡去除信道干扰后还需通过M点IFFT还原到时域信号

经过分析滤波器组和数据合成后得到重建的基带调制信号

分析滤波器组处理具体由输入信号乘以分析滤波器系数矩阵来实现的。经过基带解调后得到重建的发送端信号

本系统完全重建特性满足系统的设计要求，具备高的阻带衰减或频率分辨率，本发明特别适合应用在对频率分辨率要求严格的通信系统中。

本发明所列举的实施方式如上所述，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的一个案例，并非用以限定本发明。在不背离本发明精神以及实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明在实施的形式上或细节上做出各种相应的修改和变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利保护书所界定的范围为准。

Claims

1.一种滤波器组多载频调制系统，该系统包括发送端和接收端，其特征在于，发送端包括综合滤波器组，由原型滤波器在频率轴上平移得到发送端综合滤波器组；接收端包括分析滤波器组，分析滤波器组和综合滤波器组的系数矩阵满足关系：接收端接收到信号后，去除发送端加的前缀，通过M点FFT运算，进行FFT变换把信号变化到频域，FFT的输出进行频域均衡去除信道干扰后通过M点IFFT还原为时域信号

经过基带解调后得到重建的发送端信号，式中，T_s ^T表示综合滤波器组系数矩阵的转置，D矩阵由单位矩阵I_M和零矩阵组成。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，分析滤波器组对信号的处理具体为，由输入信号乘以分析滤波器系数矩阵。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，发送端综合滤波器组由原型滤波器在频率轴上平移2kπ/M得到，综合滤波器组和原型滤波器的关系为：H_k(e^jω)＝H(e^jω)e^-j2πk/M，式中，H(e^jω)表示原型滤波器频谱，H_k(e^jω)表示发送端综合滤波器频谱，0≤k≤M-1，M为通道数。

4.一种滤波器组多载频调制系统设计方法，其特征在于，设计滤波器组的原型滤波器；根据原型滤波器设计发送端综合滤波器组；由滤波器组时域完全重建条件设计接收端分析滤波器组；基于滤波器组多载频调制系统的完全重建条件实现滤波器组多载频调制系统。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，滤波器组多载频调制系统的完全重建条件为，发送端综合滤波器组系数矩阵和接收端分析滤波器组系数矩阵相乘的结果为由单位矩阵I_M和零矩阵组成的D矩阵。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，采用FIR滤波器作为原型滤波器，根据调制系统对滤波器组的频率特性要求确定原型滤波器或原型函数，由原型滤波器的频率特性决定发送端综合滤波器组的频率分辨率。

7.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，由原型滤波器在角频率轴上移位得到发送端综合滤波器组，发送端综合滤波器组和原型滤波器的关系为：H_k(e^jω)＝H(e^jω)e^-j2πk/M，式中，H(e^jω)表示原型滤波器频谱，H_k(e^jω)表示发送端综合滤波器组频谱，0≤k≤M-1，M为通道数。

8.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，滤波器组时域完全重建条件为：分析滤波器组和综合滤波器组的系数矩阵满足关系：

式中，T_s为综合滤波器组系数矩阵，T_a为分析滤波器组系数矩阵，T_s ^T表示综合滤波器组系数矩阵的转置，D矩阵由单位矩阵I_M和零矩阵组成。