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Die Erfindung betrifft ein Verfahren
zur Aufteilung der Bitrate von QPSK-Signalen durch Aufspaltung des
Spektrums der QPSK-Signale auf mindestens zwei Kanäle mit bandbegrenzten
Filtern in dem Modulator und dem Demodulator.
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Aus dem Fachbuch „Nachrichtentechnik" von E.
Herter/W. Lörcher,
5. Auflage, erschienen im Hanser-Verlag 1990, Seiten 110 ff, sind
die Grundlagen der PSK-Verfahren bekannt und die Realisierung von
PSK-Modulatoren und -Demodulatoren und die Frequenzvervielfachung
beschrieben. So ist es möglich,
aus einem 2-PSK-Signal durch Quadrieren einen Träger 2f
T zu
erzeugen, aus dem sich danach durch Frequenzteilung der gewünschte Träger f
T ergibt. Dazu ist angegeben, dass allgemein
bei einem N-PSK-Signal ld(n)md quadriert werden muss. Beim Quadrieren
verdoppeln sich die Phasenwinkel. Nach der ersten Quadrierstufe
bei 2-PSK erhält
das Signal dabei die Phasenlage 0 und 360°. Da diese Phasenlagen aber
gleich sind, enthält
das Spektrum des zweimal quadrierten Signals nach der Phasenwinkelverdopplung
Beiträge,
die in gleiche Richtung weisen. Spektral gesehen bedeutet dies,
dass die erwünschte
Linie bei einem Vielfachen der ursprünglichen Trägerfrequenz f
T erreicht
ist, z.B. bei vier f
T. Der dabei durch Fre quenzteilung
gewonnene Referenzträger
der Frequenz f
T hat – verglichen mit der korrekten
Null-Phase – eine
um
(n = 0 ... 3) verschobene
Phase.
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Aus der IEEE Transactions on Communications
37 Nr. 5 (May 1989), Seiten 437 bis 448 ist ein Vorschlag bekannt,
wie sich die Bitrate von QPSK durch Hinzufügen eines zweiten orthogonalen
Signals verdoppeln lässt.
4 auf Seite 447 zeigt solche
Signalformen. Aufgrund der senkrechten Flanken der Impulse ist die
Bandbreite sehr groß bzw. geht
bei Bandbegrenzung die Orthogonalität verloren und es tritt Intersymbolinterferenz
(ISI) und Übersprechen
(ÜS) zwischen
den Kanälen
auf. Zum Abschluss des Aufsatzes gehen die Autoren D. Saha und G.
Birdsall auf bandbegrenzte Systeme ein, die bandbegrenzte Sendefilter
P
1 und P
2 und entsprechende
Matched Filter P
1 und P
2 auf
der Empfangsseite verwenden (
13 auf
Seite 446). Die Bitrate 1 / T = 2f für
einen Zweig eines QPSK-Systems (also insgesamt 4f
g)
wird darin in zweimal
aufgespaltet und ist
damit gleich wie bei QPSK. Diese Anordnung wird jeweils für den Sinus-
und Cosinus-Träger
verwendet. Die Autoren machen die Aussage, dass es unendlich viele
Möglichkeiten
für die
Paare P
1 und P
2 gibt
und geben drei Beispiele in
14 auf
Seite 447 ohne die zugehörigen
Impulsantworten der Einzelfilter P
1 und
P
2, der in Kette geschalteten Sende- und Empfangsfilter
P
1P * / 1 und P
2P * / 2 und
gehen auf das Übersprechen
P
1P * / 2 nicht ein. Da die Filter P
1 reell und
P
2 imaginär sind, gilt P * / 1 = P
1 und
P * / 2 = –P
2. Eine genauere Betrachtung zeigt, dass
die Bedingungen ISI- und ÜS-frei
nur mit den Beispielen (a) und (b) zu erzielen sind und das Beispiel
(c) nach
14 ungünstig die
Bedingungen nicht erfüllt.
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Die Idee des Hinzufügens eines
zweiten, zum Ansteuerungsimpuls der QPSK orthogonalen Impulses zur
Modulation des Sinus- und Cosinus-Trägers ist auch aus der
US 4,680.777 bekannt.
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Ausgehend vom Stand der Technik nach
der IEEE-Schrift liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren
anzugeben, das die Bedingungen: frei von Intersymbolinterfrequenz
(ISI) und Übersprechen
(ÜS) zwischen
den Kanälen
erfüllt
und die angesprochenen unendlich vielen Möglichkeiten auf eine Klasse
von Filtern bei der Realisierung reduziert.
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Die gestellte Aufgabe löst das im
Anspruch 1 angegebene Verfahren im Zusammenwirken der einzelnen
Verfahrensschritte und gibt die Aufspaltung des Spektrums der QPSK-Signale in mindestens zwei
Frequenzbänder,
die Übertragung
derselben im Frequenzmultiplex und die Dimensionierung der Filter
im Modulator und Demodulator in Abhängigkeit von der Übertragungsfunktion
an.
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Vorteilhafte weitere Verfahrensschritte
und deren Ausgestaltungsformen sind in den Unteransprüchen ergänzend angegeben.
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Die Erfindung wird nachfolgend unter
Zugrundelegung der in den Zeichnungen dargestellten 1 bis 15 im
einzelnen erläutert.
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In 1 sind
die aus der eingangs genannten IEEE-Schrift bekannten orthogonalen Impulsformen
wiedergegeben.
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In 2 ist
das Basisbandmodell eines Q2PSK-Senders
und -Empfängers
dargestellt, wie er aus 13 der
IEEE-Schrift zu entnehmen ist. Senderseitig wird zunächst eine
serielle Parallelumwandlung vorgenommen und das umgewandelte Signal den
beiden Filtern P1 und P2 zugeführt. Das
so aufgespaltene Signal wird nach der Filterung einer Additionsstufe
zugeführt,
mit einem Cosinusträger
und in einem zweiten identischen Zweig mit einem Sinusträger moduliert
und zum Empfänger
mit Cosinus- und Sinus-Demodulatoren übertragen.
Die demodulierten Signale gehen auf die beiden Signalzweige mit
Filtern P * / 1 und P * / 2, werden mit Vielfachen von 2T abgetastet
und in einem Schwellenentscheid auf die Datensignale entschieden.
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In 3 sind
die Beispiele wiedergegeben, die aus der eingangs genannten IEEE-Schrift, 14, ersichtlich sind, speziell
in den 3a, 3b und 3c, die Impulsantworten zu den Beispielen
(a, b, c) in 3 und zwar
unterteilt nach Sendefilter und Impulsantwort des Gesamtsystems
und das Übersprechverhalten
dargestellt. 3c zeigt,
dass die Forderungen für
ISI und ÜS
nicht exakt erfüllt
werden.
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Von diesen bekannten Systemen wird
bei der Betrachtung der Erfindung anhand der 4 bis 15 ausgegangen.
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Die für die Signalaufspaltung zum
Einsatz kommenden Filter können
frequenzmäßig benachbarte
Filter (Variante A) oder im gleichen Frequenzbereich liegende Filter
(Variante B) sein. Das Verfahren nach der Erfindung löst darüber hinaus
die Anwendung einer duobinären
Codierung. Darüber
hinaus lässt
das Verfahren gemäß der Erfindung
sich von einer Entwurfsmethode von zwei (Q2PSK)
auf n (QnPSK) Teilsignale erweitern.
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Mit dem Verfahren wird ferner die
offene Frage der Anwendung einer duobinären Codierung gelöst. Durch
Ersatz der Filter P2...Pn durch
eine Reihenschaltung von einem Tiefpassfilter P1 und
anschließender
Modulation mit äquidistanten
Sinus- und Cosinus-Trägern
ergibt sich ein Multiträgersystem.
Seine Realisierung kann ähnlich
wie bei OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) über DFT (Diskrete
Fourier-Transformation) und IDFT (Inverse DFT) erfolgen. Gegenüber OFDM
bietet QnPSK jedoch etliche Vorteile, nämlich kompakteres
Spektrum, geringeren Crestfaktor, geringere Empfindlichkeit bei
frequenzselektiven Kanälen
und bezüglich der
Trägersynchronisation.
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Im Nachfolgenden wird zunächst der
Entwurf von Q2PSK-Systemen nach der Erfindung
beschrieben.
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Ausgegangen wird von einer QPSK mit
einem idealen Tiefpasskanal H
i der Bandbreite ω
g gemäß
4, in der die Signalverläufe der
Filter und die einzelnen Entwurfsschritte angegeben sind. Der Tiefpasskanal
H
i kann, wie gestrichelt angedeutet, durch
eine Nyquistflanke bei ω
g für
eine praktische Realisierung verändert
werden, ohne dass sich an den Nulldurchgängen der Impulsantwort bei
Vielfachen von
etwas ändert, wie
aus dem Diagram in der ersten Zeile oben und der Impulsantwort nebenstehend
sich ergibt. Da im P
1- und P
2-Zweig
(
2 oder
7 oder
8)
mit der halben Bitrate
übertragen wird, kann für P 2 / 1 ein
Tiefpass mit der halben Bandbreite verwendet werden (zweite Zeile
in
4). In
4 wurde P 2 / 1 bei
bereits durch eine Nyquistflanke
ergänzt.
Die Nullstellen der zugehörigen
Impulsantwort liegen entsprechend bei Vielfachen von
(Darstellung Zeile 1
in
4 rechts). Bildet
man P
2P * / 2 = H
i – P 2 / 1, so
liegen die Nullstellen der zu P
2m = P
2P * / 2 gehörenden
Impulsantwort ebenfalls bei
, so dass über diesen
Kanal ebenfalls mit der Bitrate
übertragen werden kann. Es ist
aus dem zweiten Schritt in
4 erkennbar,
dass P
2P * / 2 bei
die gleiche Nyquistflanke
wie P 2 / 1 hat, so dass P 2 / 1 + P
2P * / 2 = 1 in diesem
Bereich ist.
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Die Aufspaltung des PSK-Signals in
das reelle P
1 und das rein imaginäre P
2 ist durch Hinzufügen des Wurzelzeichens √
N und des entsprechenden
Vorzeichens bei P
2 leicht möglich, wodurch
die gewünschten
Impulsformerpaare P
1 und P
2 gefunden sind.
Soweit von Impulsen P
1 und P
2 die
Rede ist, so sind dies die Impulse, die an den Ausgängen der
Filter P
1 und P
2 abgreifbar
sind, dasselbe trifft auch auf P * / 1 und P * / 2 zu. Wird das erfindungsgemäße Verfahren eingesetzt,
dann tritt auch kein Übersprechen
durch P
1P * / 2 oder P
2P * / 1 auf.
Dies ist im unteren Teil von
4 abgehandelt
und belegt. Durch die gleichen Nyquistflanken bei
ergibt sich ein ÜS-Spektrum,
das symmetrisch zu
ist und punktsymmetrisch
zu ω =
0 ist. Da P
1 und P
2 orthogonale
Träger
haben (in Quadratur stehen), kann man dieses ÜS auch als Quadratur-ÜS bezeichnen.
Zu diesem Spektrum gehört
eine Impulsantwort, die bei dem Vielfachen von
Nullstellen hat und damit
in den Abtastpunkten der Nutzsignale nicht stört. Dies ist dadurch belegbar,
dass P
1P * / 2 durch Umsetzung eines reellen Spektrums
R(ω) mit
entstanden gedacht werden
kann. Durch diesen Sinus-Träger
entstehen dann Nullstellen im zugehörigen Zeitsignal beim Vielfachen
von
. Diese benachbarte Anordnung
der Filter wird als Variante A bezeichnet.
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In 4 ist
unten ferner ein Sonderfall dargestellt. Verläuft nämlich die Nyquistflanke senkrecht,
so werden die beiden Übertragungskanäle durch
Frequenzmultiplex getrennt, was aus dem letzten Diagram ersichtlich
ist.
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Störend ist jedoch für eine Realisierung
die senkrechte Flanke von P2 bei der Grenzfrequenz ωg. Ausgehend von einer Nyquistflanke von
Hi kann, wie aus 5, in der die Bedingungen für die Vermeidung
von Übersprechen
(ÜS) angegeben
sind, ersichtlich, auch bei P2m= P2P * / 2 eine Nyquistflanke bei ωg aufgebracht werden. Diese reicht bis in
den Bereich unterhalb ωg hinein. Um Übersprechen (ÜS) zu vermeiden,
darf in diesem Fall P1 nicht in den Bereich dieser
Nyquistflanke hineinfallen.
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Hierdurch ist sichergestellt dass
die beiden Kanäle
durch Frequenzmultiplex getrennt sind, sich aber bei
mit ihren Nyquistflanken überlappen
dürfen,
ohne dass Übersprechen
(ÜS) auftritt.
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5 gibt
die Bedingungen für
die Vermeidung von Übersprechen
(ÜS) zwischen
den PSK-Signalen an. Man kann zeigen, dass sich auch 3a als ein Spezialfall der
Entwurfsmethode interpretieren lässt,
wenn die additiven Nyquistflanken Pa entsprechend
gewählt
werden.
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Es erhebt sich allerdings die Frage,
ob das bekannte Beispiel in
3a besonders
günstig
ist, da beide Kanäle
die gesamte Bandbreite ausnützen. Bei
leistungsbegrenztem Übertragungskanal
sind in dem Beispiel nach
3a und
bei dem Entwurfsverfahren entsprechend Filterpaar-Beispiel in
3b (und natürlich auch
bei allen anderen Kanälen
mit Nyquistflanken bei
die Störabstände
gleich. Die Filterpaare
P
1 und P
2 werden,
wie auch im Stand der Technik in der IEEE angegeben, bei Aufteilung
in den unteren und oberen Frequenzbereich mit sich überlappenden
Nyquistflanken bei
mit dem Faktor √
2 multipliziert, um
gleich wie bei QPSK zu
machen. Die Spitzenamplitude ist dann gegenüber Beispiel
3a kleiner, was einen Gewinn bei amplitudenbegrenzten
Kanälen
bringt, wodurch belegt ist, dass das Beispiel
3a nicht günstig ist. Ein Gewinn ergibt
sich jedoch bei einer Erweiterung auf Mehrträgersysteme der Variante A.
Bei einem Roll-off-Faktor r = o sind dies 3 dB. Das Beispiel in
3a mit der größeren Spitzenamplitude
entspricht bei Mehrträgersystemen
einer Variante B. Für
eine Realisierung müsste
Beispiel
3a von den
senkrechten Flanken befreit werden. Dies ist nicht möglich, ohne
dass ISI und/oder ÜS
auftritt.
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6 zeigt
Möglichkeiten
einer Verfahrens-Realisierung der Filterung der Signale P1 und P2 ohne Übersprechen
und den Übergang
zu einem Mehrträgersystem
(Variante B).
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In Beispiel d erhält P
1 eine
Wurzel-Nyquistflanke bei ω
g und P
2 Wurzel-Nyquistflanken
bei
und
. Dadurch ist das ÜS Null,
weil das Spektrum von P
1P * / 2 symmetrisch zu
und punktsymmetrisch
zu ω =
0 ist (siehe auch
4 unten).
P 2 / 1 und P
2m wird dabei sinnvollerweise durch
Demodulation ins Basisband umgesetzt. Wichtig zur Vermeidung des Übersprechens
ist, dass P
2 im Bereich von P
1 symmetrisch
um
ist.
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Beispiel e zeigt, dass P1 und
P2 in diesem Bereich auch betragsmäßig gleich
gemacht werden können.
Es können
weitere Kanäle
mit gleichen Flanken im Frequenzmultiplex hinzugefügt werden.
Man kommt auf diese Weise zu einem Mehrträgersystem. Damit kein ÜS auftritt,
müssen
die einzelnen Kanäle frequenzmäßig getrennt
sein, dürfen
sich also zunächst
nicht überlappen,
was im Beispiel f dargestellt ist.
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Die Wurzel-Nyquistflanken können sich
gemäß Beispiel
g auch frequenzmäßig überlappen.
Es tritt dann allerdings außer
dem Quadratur-ÜS
auch ein Inphase-ÜS
auf, das durch einen Offset benachbarter Kanäle um eine halbe Bitdauer im
Abtastzeitpunkt zu Null gemacht werden kann (OQPSK).
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Diese Filteranordnung im selben Frequenzbereich
sei Variante B genannt. Gegenüber
Variante A ist kein Vorteil in der Gesamtbitrate gegeben, wie bei
der Erläuterung
von 3a ausgeführt, die
der Variante B entspricht. Die Filter in jedem Kanal (reell und
imaginär)
bilden ein Hilbert-Paar, wie dies aus dem IEEE-Aufsatz bekannt ist.
Bei einer Realisierung mittels Modulation empfiehlt es sich, mit
einem Träger
in Bandmitte umzusetzen (Zweisei tenband-Übertragung). Variante B ist
durch [4] und [5] als Mehrträgersystem
bekannt.
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Erweiterung
auf duobinäre Übertragung
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Die Erweiterung auf Partial-Response-
oder duobinäre Übertragung
ist erfindungsgemäß recht einfach
unter Berücksichtigung
der Entstehung eines Partial-Response-Signals. Bekanntlich liefert
der in
7 oben angegebene
Cosinuskuppenkanal H
C(ω) eine entsprechende Impulsantwort. Über den
Cosinuskuppenkanal wird mit der Bitrate 2f
g wie
beim idealen Tiefpass übertragen.
Seine Impulsantwort kann, wie in
7 gezeigt,
gedeutet werden als zwei mit dem Faktor ½ multiplizierte Impulsantworten
eines idealen Tiefpasses, die gegeneinander um die Zeit
also den Abstand der
Nullstellen der Sinus-Funktion, versetzt sind. Damit hat diese zu
H
C(ω) gehörende Impulsantwort
wieder Nullstellen im Abstand
wie aus den Diagrammen
unterhalb des Blockschaltbildes ersichtlich ist. Es werden praktisch statt
eines Dirac-Stoßes δ(t) für ein Bit
zwei im Abstand
aufeinanderfolgende Dirac-Stöße übertragen.
Am Empfänger
wird nun wieder im Abstand
abgetastet, aber um
gegenüber dem idealen Tiefpass versetzt.
Dadurch erhält
man gemäß
7 bei
der Impulsantwort V
PR_ die Werte ½. Folgen weitere positive
und negative Impulsantworten, so überlagern sich deren Abtastwerte.
Es entstehen also die Werte 0, +1 und –1. Die 0 bedeutet, dass das Bit
sich gegenüber
dem vorhergegangenen geändert hat.
Durch eine bekannte Vorcodierung ist erreichbar, dass durch Doppelweg-Gleichrichtung
erreicht wird, dass –1
in +1 wieder zu einer binären
Entscheidung um die Schwelle 0,5 auf 0 oder 1 verwendet werden kann.
Allerdings werden dabei 3 dB an Störabstand eingebüßt. Dem
steht als Vorteil jedoch gegenüber, dass
H
C(ω)
keine senkrechte Flanke wie der ideale Tiefpass hat und haben muss.
Der Verlust von 3 dB lässt
sich durch eine Viterbi-Decodierung vermeiden.
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Aus
7 ist
ferner entnehmbar, dass man die um
versetzten Impulsantworten
des idealen Tiefpasses auch subtrahieren kann. Die zugehörige Impulsantwort
V
PR_ hat dann die Abtastwerte –½ und +½. Zu der
Subtraktion der Impulsantworten gehört die Übertragungsfunktion
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Die Auswertung lässt sich wie beim normalen
duobinären
Signal durch sendeseitige Vorcodierung und empfangsseitige Doppelweg-Gleichrichtung
durchführen.
Bei diesem Verfahrensschritt sollte in der Vorcodierung die Bit-Inversion
entfallen, damit keine negierte Bitfolge entstehen kann. Diese modifizierte
duobinäre
Codierung ist für
das Folgende wichtig. Bei Q
2PSK wird mit
der halben Bitrate f
g pro Kanal übertragen.
Entsprechend müssen
die Partial-Response-Filter H
PR (
7) auf
statt ω
g ausgelegt sein, bzw. es wird
wie in
8 oben rechts angegeben. In
8 ist eine Q
2PSK-Übertragung
mit Partial-Response dargestellt. Im Blockschaltbild oben ist angegeben,
wie das Partial-Response-Filter jeweils empfangsseitig nachgeschaltet
werden muss. Für
eine Matched-Filter-Anordnung ist es als √
H
PR auf Sende- und Empfangsseite aufzuteilen
(
8 unten). Allerdings
läßt sich
dies bei H
S (
8 oben rechts)
nur für
den Betrag durchführen.
In
8 – rechts – sind die Übertragungsfunktionen
H
C und H
S im Diagramm
eingezeichnet. H
C ist für Q
2PSK
ungeeignet, weil dies ein Vorzeichenwechsel bei
zur Folge hätte und
empfangsseitig ab
ein invertierendes Filter
eingesetzt werden müsste.
Hingegen lässt
sich leichter und einfacher
realisieren.
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Diese Funktion wird sowohl sende-
und empfangsseitig eingefügt.
Zusätzlich
ist noch (z.B. auf der Empfangsseite) ein Hilbert-Filter mit der Übergangsfunktion
HH(ω)
= j sign(ω)
vorgesehen, um aus einer reellen Übertragungsfunktion eine imaginäre und umgekehrt
ableiten zu können.
Bei einer Realisierung der Filter durch Modulation wird aus einem
Cosinus-Träger
ein Sinus-Träger
und umgekehrt, dies ist in 9 für das Beispiel
in 3a gezeigt, weil dieses
Beispiel sehr übersichtlich
ist.
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In 9 oben
sind die einzelnen Filter und in der Zusammenfassung für ein Response-System dargestellt.
In dem Falle, dass P1 und P2 ein
Hilbert-Paar bilden, werden die Plätze P * / 1 und P * / 2 auf der Empfangsseite
einfach getauscht, wenn das Hilbert-Filter mit P * / 1 und P * / 2 zusammenfasst
wird. Ein Störabstandsverlust
ist damit nicht verbunden, da die Rauschleistung und der Betrag
des Abtastwertes des Nutzsignals unverändert bleibt.
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Im Nachfolgenden wird die Realisierung durch
Modulation und Demodulation und Übergang auf
QnPSK beschrieben.
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Während
P1 ein Tiefpass ist, ist P2 hingegen ein
Bandpass. Die zu P2P * / 2 gehörenden Impulsantworten sind
viel "hochfrequenter" als die zu P 2 / 1 gehörenden, wie aus den Beispielen 3b–3c ersichtlich
ist. In dem Bandpass P2P * / 2 läßt sich
eine Bitrate von fg übertragen. Im Falle der Realisierung
des Bandpasses P2 durch Modulation, darf
der Träger nicht
in die Bandmitte von P2 gelegt werden, was
einer Zweiseitenband-Modulation entsprechen würde, sondern man muss mit Restseitenband-Modulation arbeiten.
Dies ist der entscheidende Unterschied zu Variante B, bei der man
Zweiseitenband-Modulation verwenden würde.
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10 zeigt
die Realisierung durch Modulation und Demodulation und Übergang
auf Q
nPSK im oberen Teil, wobei durch Frequenzumsetzung
von P
1 in P
2 ein
unteres Seiten band zwischen
und ω
g erzeugt
wird. Damit bei ω
g eine Nyquistflanke gegeben ist, wird mit
einem Wurzel-Nyquistfilter bei ω
g gefiltert und man erhält P
2.
Die Nyquistflanke bei ω
g kann im Prinzip verschieden von der bei
sein.
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Im mittleren Teil von 10 (Empfängereingang) wird gezeigt,
wie P2 in dem Tiefpassbereich demoduliert
wird. Das Signal wird zunächst über denselben
Wurzel-Nyquisttiefpass wie bei der Modulation geschickt. Dadurch
wird bei ωg eine Nyquistflanke erzielt. Durch Demodulation
und Tiefpassfilterung mit P1 erhält man die
gewünschte Übertragungsfunktion P 2 / 1, über die
mit der Bitrate fg übertragen werden kann. Wesentlich
ist, dass der Demodulationsträger auf
der Wurzel-Nyquistflanke sitzt. Das Filter könnte auch ein Hochpass oder
ein Bandpass sein. Einen Bandpass kann man bei verschiedener Frequenz durch
Polyphasenfilter leicht realisieren. Nach der Demodulation ist dann
lediglich ein einfaches Filter zur Unterdrückung der Anteile der doppelten
Trägerfrequenz
nötig.
Diese Art der Demodulation mit Polyphasenfilter ist bei Mehrträgersystemen
vorteilhaft.
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Das Wurzel-Nyquistfilter auf der
Empfangsseite dient dazu, nach der Frequenzumsetzung bei ω = 0 Nyquistflanken
zu erzeugen, die sich in der Umgebung von ω = 0 zu einem konstanten Wert
addieren. Dieses Filter kann aber auch mit dem Empfangsfilter kombiniert
werden, wie im unteren Teil von 10 „Zusammenfassung
der Filter" gezeigt ist. Ohne die empfangsseitige Filterung würden sich
die Wurzel-Nyquistflanken bei ω =
0 zu einem Höcker
mit dem Maximalwert √2 addieren. Durch ein Empfangsfilter
P1E, das in dem Bereich der Wurzel-Nyquistflanken
bei ω =
0 invers ist, lässt
sich dies jedoch entzerren.
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Bei einem Mehrträgersystem wechseln sich bei
der Variante A reelle und imaginäre
Kanäle
ab. Für
die Modulation und Demodulation der reellen Kanäle wird zweckmäßigerweise
mit cosωgt umgesetzt. Dabei sollte über eine
Zwischenfrequenz ein Umsetzen erfolgen, um das Wurzel-Nyquistfilter √H
R für jeden
Kanal gleich machen zu können.
Die Umsetzung der Kanäle
kann natürlich
auch gleich in den Hochfrequenzbereich erfolgen, ohne die nochmalige
Umsetzung mit zwei orthogonalen Trägern vornehmen zu müssen. In
diesem Falle entfallen also die orthogonalen Träger völlig (Mehrträgersystem).
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Das Prinzip der Aufteilung des Übertragungskanals
Hi in zwei Frequenzbereiche lässt sich ferner
auf mehr Frequenzbereiche erweitern. 11 zeigt
dies schematisch für
drei Kanäle,
wobei die Nyquistflanken an den Trennstellen weggelassen sind. Das
mittlere Filter P2m wird in P2 zerlegt.
Dann findet weder ein ÜS
zwischen den Kanälen
1 und 2 noch zwischen den Kanälen
2 und 3 statt. Es gibt ferner kein ÜS zwischen Kanal 1 und 3, da
diese frequenzmäßig getrennt
sind, sofern ihre Nyquistflanken nicht ineinander fallen. Diese
Methode kann auf n Kanäle erweitert
werden, wodurch eine Anordnung im Basisband erhalten wird, die dann
auf einen Cosinus- und Sinus-Träger
gegeben werden muss.
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12 veranschaulicht
den Übergang
auf QnPSK und das Gesamtspektrum Hg(ω),
wobei die rein imaginären
Spektren gestrichelt dargestellt sind. Die Teilsignale werden dabei
binär mit
0 und 1 moduliert. Die Daten im Cosinus-Zweig sind mit dc1,.
dc2... bezeichnet, die im Sinus-Zweig mit
ds1, . ds2........
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Da die Trägerfrequenzen äquidistant
sind, bietet es sich an, die Modulation mit IDFT und die Demodulation
mit DFT durchzuführen.
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Gegenüber einer OFDM ergeben sich
dabei folgende Vorteile:
- – Nachbarkanäle dürfen sich überlappen,
ohne dass es ein ÜS
gibt, weil sich bei Variante A stets ein rein reelles Spektrum mit
einem rein imaginären
mit symmetrischen Flanken überlappt.
- – Bei
OFDM müssen
die Träger
sehr genau in den Nulldurchgängen
der durch die Rechteckimpuls-Tastung entstehenden si-Spektren liegen, was
hier unkritisch ist.
- – Das
Spektrum ist kompakt und weist nicht die si-Ausläufer auf.
- – Der
Crest-Faktor ist geringer, weil nicht getastete Sinus- und Cosinus-Schwingungen
sondern Impulse, die abklingen, übertragen
werden.
- – Das
Leistungsdichtespektrum des Sendesignals ist konstant, da sich die
Leistungsdichtespektren benachbarter Kanäle aufgrund der Nyquistflanken zu
einem konstanten Wert ergänzen.
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Grundsätzlich tritt bei der Variante
B nach der Demodulation und Filterung auch im Basisband (wie aus 13 oben hervorgeht) außer dem ÜS durch
obere und untere Nachbarkanäle
auch ÜS durch
den in Quadratur übertragenen
Kanal im selben Frequenzband auf, also ein 5-faches Übersprechen.
Bei verzerrungsfreiem Übertragungskanal kompensiert
sich dieses ÜS
jedoch völlig,
wozu gegebenenfalls ein Entzerrer einzusetzen ist. Dieses ÜS sei In-Kanal-Quadratur-ÜS (IKQÜS) genannt.
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Auch bei Variante A (wie aus 13 unten ersichtlich) tritt
von den Überlappungen
an der Restseitenbandflanke (RSB-Flanke) IKQÜS, also ein 2-faches Übersprechen
auf, das sich nur bei verzerrungsfreier Übertragung kompensiert. Es
ist jedoch viel kleiner als bei Variante B und damit ist bei bestimmten
Anwendungen (DAB, DVB-T, Mobilfunk) Variante A bei frequenzselektiven
Kanälen
in dieser Hinsicht günstiger.
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In
10 und
auch in
12 sind die RSB-Flanke
bei der Trägerfrequenz ω
g und die andere Flanke bei der tieferen
Frequenz
gleich gemacht worden.
Man kann aber auch vorteilhaft, wie aus
14 oben ersichtlich, die RSB-Flanke sehr viel
steiler machen (roll-off r
T nach Filterung
mit √
H
R
(ω), Demodulation mit ω
o, und Wurzel-Nyquistflankenfilterung). Für r
T = 0 ergibt sich Einseitenbandmodulation.
Dadurch lässt
sich das IKQÜS
im Prinzip beliebig klein machen. Die Wurzel-Nyquistflanke bei ω
u ergibt nach Demodulation und entsprechender Wurzel-Nyquistfilterung
die Nyquistflanke im Basisband mit roll-off r. Damit sich beide Flanken bei ω
o und ω
u nicht überlappen,
muss r + r
T ≤ 1 sein.
14 unten zeigt, wie man bei Mehrträgerübertragung
die Kanäle
vorteilhaft anordnet.
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In 15 ist
die duobinäre
Mehrträgerübertragung
am Beispiel eines Sendespektrums S(ω) für die beiden Varianten A und
B dargestellt. Die Variante B ist als Mehrträgersystem aus IEEE Transactions
on Communications COM-15, No. 6 (December, 1967), Seiten 805–811 sowie
COM-29, No. 7 (July 1981), Seiten 982–989 mit einem anderen Lösungsansatz bekannt.
Gemäß der bekannten
Schaltung werden über
Filter auf der Sende- und Empfangsseite 2L Basisbanddaten mit äquidistanten
Sinus- und Cosinus-Trägern
in Zweiseitenband-Modulation mit den Frequenzen fk(k
= 1...L) direkt in den HF-Bereich umgesetzt. Die Spektren überlappen
sich mit den Nyquistflanken bzw. den Wurzel-Nyquistflanken. Empfangsseitig
wird mit denselben Trägern
demoduliert. Man erhält
dabei ebenfalls Übersprechimpulse,
allerdings zwei verschiedene, nämlich
das Quadratur-ÜS (Übersprechen),
das entsprechend der Erfindung Nullstellen in den Abtastzeitpunkten
aufweist, und das Inphase-ÜS
(Überspre chen),
das ein symmetrisches Spektrum um die Nyquistflanke herum aufweist.
Das zugehörige
Zeitsignal ist mit dem Cosinus multipliziert und hat seine Nullstellen
um die halbe Bitdauer verschoben.