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Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzumgetasteter Telegraphienachrichten
Es ist bekannt, Telegraphienachrichten, wie z. B. die des Fernschreibers, mit Hilfe
des Frequenzumtastverfahrens (F 1-Modulation) über eine Draht-oder Funkverbindung
zu übertragen. Bei diesem Modulationsverfahren entspricht jeder der beiden möglichen
elektrischen Zustände des Nachrichtenkanals (z. B. Zeichen und Trennschritt oder
0 und 1)
einer von zwei möglichen, durch den Sender ausgestrahlten
Frequenzen.
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Die Demodulation derartiger nach dem Frequenzumtastverfahren übertragener
Nachrichten kann in bekannter Weise mit Hilfe eines Frequenzdiskriminators (z. B.
Riegger-Kreis oder Ratio-Detektor) vorgenommen werden. Dieser setzt die angebotenen
Frequenzsprünge in Gleichspannungssprünge um, die anschließend über einen Tiefpaß
Kippstufen zur Zeichenregenerierung zugeführt werden. Um eine möglichst verzerrungsfreie
Demodulation der Nachricht zu erreichen, erfolgt die Abstimmung der frequenzumgetasteten
Nachricht, z. B. im drahtlosen Funkverkehr, mit Hilfe des Empfängers so, daß diese
symmetrisch zum Nullpunkt des Frequenzdiskriminators liegt.
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Die Konstanz dieser symmetrischen Abstimmung während der übertragungszeit
des Nachrichtensignals und damit die Reproduzierbarkeit der einmal aufeinander abgeglichenen
Sende- und Empfangsanlagen nach oftmaligem Frequenzwechsel, charakterisieren wesentlich
die Güte der übertragung. Die Temperatur- und Alterungsbeständigkeit des Diskriminators,
besonders die genaue Frequenzlage seines Nullpunktes über eine lange Zeit, sind
von Wichtigkeit. Sie werden im wesentlichen von den Eigenschaften der Reaktanzen
des Diskriminators in dieser Beziehung bestimmt. Besonders die Alterung von Induktivitäten
hat zur Folge, daß der Diskriminatornullpunkt im Laufe der Betriebszeit wandert
und durch eine Kontrollmessung öfters nachgeeicht werden muß. Da eine Veränderung
des Diskriminatomullpunktes einen Anstieg der Zeichenverzerrungen und damit eine
Verschlechterung der Fehlerzahl mit sich bringt, werden besondere Maßnahmen zur
Erzielung eines temperatur- und alterungsbeständigen Diskriminators ergriffen. Diese
Maßnahmen bestehen einerseits darin, Schaltungsanordnungen mit der geringstmöglichen
Anzahl von frequenzbestimmenden Reaktanzen zu verwenden, andererseits darin, die
notwendigen Reaktanzen besonderen Fertigungs- und Behandlungsmethoden zu unterwerfen,
die, wie die Erfahrung gezeigt hat, jedoch keine ausreichend zuverlässige Alterungsbeständigkeit
erreichbar werden läßt. Es gibt zwar bekanntlich Diskriminatoren mit einem Quarz,
jedoch sind sie für die meisten Zwecke zu schmalbandig, und ferner sind zusätzliche
Reaktanzen erforderlich.
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Die Erfindung beseitigt diese Nachteile dadurch, daß die empfangene
Nachricht in zwei Mischstufen mit Hilfsschwingungen gleicher Frequenz, die in der
Mitte zwischen den beiden Umtastfrequenzen liegt und z. B. mit einem Quarz frequenzstabilisiert
ist, wobei die Hilfsschwingungen gegeneinander eine Phasenverschiebung von
90' haben, gemischt wird und daß der bei der Frequenzumtastung auftretende
Sprung der Phasenverschiebung der einen Differenzfrequenz von Empfangsfrequenz und
der einen Hilfsschwingung gegen die andere Differenzfrequenz von + 901 auf
- 901 in einen Sprung der positiven Polarität einer Gleichspannung in die
negative Polarität oder umgekehrt umgewandelt wird.
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An Hand der Zeichnung wird die Erfindung nachstehend näher erklärt.
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F i g. 1 zeigt ein Beispiel für ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung mit Breitband-Phasenschiebernetzwerken 8 und
9,
F i g. 2 einen bekannten 901-Breitbandphasenschieber (8 bzw.
9 in F i g. 1),
F i g. 3 ein Beispiel mit Torschaltungen 21,
F i g. 4 eine einfache Ausführungsfonn der Torschaltungen 21 und der Laufzeitglieder
22, F i g. 5 und 6 die zugehörigen Schwingungen.
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In F i g. 1 wird am Punkt 1 das in eine feste Zwischenfrequenz
umgesetzte und auf eine bestimmte Amplitude begrenzte F 1-Signal zugeführt. Es wird
mit Hilfe einer von einem Quarzoszillator 2 abgeleiteten Hilfsfrequenz, die in der
Mitte zwischen den beiden Umtastfrequenzen liegen soll, einmal in einem Modulator
3 (Mischstufe) direkt, zum anderen nach
einer Phasenverschiebung
von 900 in einem Phasenschieber 4 in einem zweiten Modulator 5 auf
die Differenzfrequenz umgesetzt. An den Punkten 6 und 7
erscheinen
somit für die beiden Umtastfrequenzen zwei Spannungen, die im Idealfall amplituden-
und frequenzgleich sind und sich nur durch ihren Phasenwinkel zueinander unterscheiden.
Bezieht man z. B. die Phase dieser Spannungen von 7 auf 6, so ist
der Phasenwinkel + 90', wenn die unterhalb der Vergleichsfrequenz liegende
Umtastfrequenz am Punkt 1
erscheint, und beträgt - 90', wenn die oberhalb
der Vergleichsfrequenz liegende Umtastfrequenz am Punkt 1 vorliegt. Mit Hilfe
dieser Anordnung wird also das frequenzumgetastete Nachrichtensignal in zwei Signale
konstanter Amplitude und Frequenz umgewandelt, deren Phasenlage entsprechend dem
Nachrichteninhalt zwischen + 90' und - 90' umspringt. Die an den Punkten
6 und 7 auftretenden Spannungen werden nun an eine Schaltungsanordnung
herangeführt, die den Phasenumschlag von ± 901 in einen Polaritätswechsel
einer Gleichspannung umwandelt.
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1-Eerzu sind, wie in F i g. 1 dargestellt, Breitband-Phasenschiebernetzwerke
8 und 9 geeignet. Solche Netzwerke haben bekanntlich die Eigenschaft,
die Eingangsspannungen in Abhängigkeit von der Frequenz in ihrem Phasenwinkel so
zu verändern, daß die Differenz der Phasen der Ausgangsspannungen 10
und
11 zueinander einen bestimmten Winkel, z. B. 900, in einem relativ
großen Frequenzbereich näherungsweise haben, was durch die Symbole 991 (co)
und q12 «o) angedeutet ist. Dadurch erscheinen an den Punkten 10 und
11 nun zwei in Amplitude und Frequenz gleiche Spannungen, die in Abhängigkeit
der Frequenzumtastung ihre Phasenlage von 0' auf 1801
verändern. Dies
ist notwendig, weil der nachfolgende Phasendetektor 12 nur auf ± 1801 anspricht.
Er wandelt in bekannter Weise den Phasensprung in den Polaritätswechsel einer Gleichspannung
um. Die Ausgangsspannung wird über einen Tiefpaß 13 mehreren Kippstufen 14
zur Zeichenregenerierung zugeführt. Das demodulierte frequenzumgetastete Nachrichtensignal
steht am Punkt 15 zur Verfügung und kann z. B. einer Fernschreibmaschine
oder einer datenverarbeitenden Anlage zugeführt werden.
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In F i g. 2 ist ein bekannter 901-Breitbandphasenschieber
dargestellt. Es ist ein aus Allpässen aufgebautes Zweiphasennetzwerk. Die Eingangsspannungen
6 und 7 steuern je einen Transistor 16 und
17, deren Innenwiderstand groß im Vergleich zu den Abschlußwiderständen 20
der Allpässe sind. Diese Allpässe, deren Anzahl abhängig von der Genauigkeit der
Winkelapproximation und der erwünschten Bandbreite sind, bestehen aus gekoppelten
Induktivitäten 18 im Längszweig und Kapazitäten 19 im Querzweig der Anordnung. Diese
Art der Zweiphasennetzwerke ermöglicht in einem relativ breiten Frequenzbereich
eine sehr genaue Approximation des Phasenwinkels von 900 und zeigt bei realisierbaren
Spulengüten eine gute Konstanz des Betragens des Übertragungsmaßes der Allpaßglieder
in Abhängigkeit von der Frequenz.
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Um die im Phasendetektor 12 in F i g. 1 erzeugten Gleichspannungssignale
möglichst verzerrungsfrei an den Tiefpaß 13 und die nachfolgenden Kippstufen
14 weiterzuführen, kann man den Phasendetektor als Zweiwegephasengleichrichter ausbilden,
so daß die Brummspannung die doppelte Frequenz der Differenzfrequenz zwischen Nachrichten
und Gleichsignal hat. Um die durch die Brummspannung verursachten Verzerrungen noch
weiter zu verringern, wird insbesondere für Nachrichtensendungen mit kleinem Modulationsindex
vorgeschlagen, diesen nach bekannten Verfahren zu vergrößern. Das frequenzumgetastete
Nachrichtensignal gelangt somit erst nach einer Frequenzvervielfachung an den beschriebenen
Demodulator.
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In Abwandlung des Beispiels in F i g. 1 wird, wie in F i
g. 3 gezeigt, vorgeschlagen, an Stelle der Breitbandphasenschieber
8 und 9 und des Phasendetektors 12 zwei elektronische Schaltstufen
21 einzusetzen, die je nach Phasenlage der beiden Eingangsspannungen
6 und 7 eine Ausgangsspannung erzeugen, die ebenfalls den erwünschten
Polaritätswechsel bei Frequenzumtastung bzw. Phasenwechsel aufweist. An Hand von
F i g. 3 wird die Wirkungsweise dieser Schaltanordnung näher erläutert. Sie
enthält Torschaltungen 21, die jeweils durch eine der ihr zugeführten beiden Spannungen
nach einer geeignet bemessenen, im Laufzeitglied 22 erzielten Laufzeit gesperrt
werden können. Dadurch entsteht am Ausgang der Torschaltungen jeweils immer dann
eine Impulsreihe oder nicht, je nachdem ob die eine der ihr zugeführten Wechselspannungen
der anderen nach- oder voreilend in der Phase ist. Die so entstehende Impulsreihe
steuert einen bistabilen Multivibrator 23 (Kippstufe), dessen Ausgangssignale
einem Tiefpaß 13 und Kippstufen 14 zur Zeichenregenerierung zugeleitet werden.
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Als Beispiel sei angenommen, daß die Torschaltungen immer dann ein
Ausgangssignal abgeben, wenn zur gleichen Zeit beide Eingangsspannungen positiv
und außerdem die über die Laufzeitglieder 22 herangeführte Sperrspannung unterhalb
eines positiven Schwellenwertes liegt und daß kein Signal am Ausgang entstehen kann,
wenn die von der einen Spannung abgeleitete Sperrspannung ihren positiven Schwellenwert
zeitlich vor dem Einsatz der positiven Halbwelle der anderen Spannung erreicht.
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Nimmt man z. B. an, daß die Phase der am Punkt 6 liegenden
Spannung, bezogen auf die Spannung am Punkt 7, + 90' ist, so liegt an der
linken Torschaltung zuerst an dem mit einem Punkt ge-
kennzeichneten Eingang,
an der rechten Torschaltung am nicht näher bezeichneten Eingang und dem Laufzeitglied
eine positive Spannung. Am Ausgang der Torschaltungen kann nun erst dann ein Signal
entstehen, wenn die vom Punkt 7 kommende Wechselspannung positive Werte annimmt.
Während nun am Ausgang der linken Laufzeitglieder ein durch das Laufzeitglied 22
festgelegter Impuls erscheint, ist dies bei der rechten Torschaltung nicht mehr
möglich, da bei geeignet gewählter Zeitkonstante diese bereits vor Eintreffen der
zweiten positiven Spannung gesperrt worden ist. Nach jeder Periode der Wechselspannung
entsteht somit bei + 90' Phasenlage der Steuerspannungen 6 und
7 am Ausgang der linken Torschaltung ein Impuls, der die bistabile Kippstufe
23 in eine bestimmte Lage zwingt. Ist die Phasenlage der beiden Wechselspannungen
6 und 7
- 90', so liefert die rechte Torschaltung eine Impulsreihe,
die die Kippstufe 23 in die andere stabile Lage umsteueft Die rechtzeitige
Sperrung der Torschaltungen kann nur dann erfolgen, wenn die Zeitkonstante des Laufzeitgliedes
22 so klein bemessen wird, daß die Sperrspannung die Schwelle innerhalb
einer
Viertelperiode der Wechselspannung überschreiten kann.
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F i g. 4 zeigt eine einfache Ausführungsform der Torschaltungen
21 und der Laufzeitglieder 22, die aus den Schaltungselementen 30, 31, 32
bestehen. Am Ausgang 26 (27) der Torschaltungen kann nur dann ein Impuls
entstehen, wenn beide Transistoren 24 und 25 zur gleichen Zeit durch eine
positive Spannung geöffnet worden und der Steuertransistor 28 noch gesperrt
ist.
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F i g. 5 und 6 zeigen für die beiden Umtastfrequenzen
den zeitlichen Verlauf der Spannungen an verschiedenen Punkten der Schaltung nach
F i g. 4. In F i g. 5 ist für eine Phasenverschiebung der Eingangswechselspannungen
von + 90' die Koinzidenz im Punktl gegeben. Der Impuls am Ausgang26 ist dort
so lange vorhanden, bis die Spannung am Punkt 29 an der Basis des Steuertransistors
28 die Schwelle S überschreitet. Dies erfolgt im Zeitpunkt
11.
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In F i g. 6 ist dargestellt, daß bei der Anordnung nach F i
g. 4 bei einer Phasenverschiebung von - 901 kein Ausgangsimpuls entstehen
kann, da bereits im Zeitpunkt II die Schwelle 5 überschritten worden ist,
bevor die an 6 anliegende Spannung positiv wird. Vertauscht man die Eingangsspannungen
6
und 7 gegeneinander, so entsteht bei der gleichen Anordnung nach
F i g. 4 eine Impulsreihe am Ausgang 27 bei einer Phasendifferenz
von - 90'. Die an den Ausgängen 26 und 27 entstehenden Impulsreihen
werden den entsprechenden Eingängen einer bistabilen Kippstufe 23 zugeführt.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich auch für Empfangsanlagen,
bei denen eine autermatische Frequenznachstimmung angewendet werden soll. Hierzu
müssen Nachstimmverfahren angewendet werden, deren Vergleichsfrequenz ebenfalls
in der Mitte der beiden Umtastfrequenzen liegt. Dadurch sind Demodulations- und
Nachstimmvergleichsfrequenz identisch. Vorteilhaft dient die Frequenz des die Hilfsschwingung
erzeugenden Oszillators gleichzeitig als Frequenznormale für eine automatische Frequenznachstimmung.