DE3238194C2

DE3238194C2 -

Info

Publication number: DE3238194C2
Application number: DE3238194A
Authority: DE
Inventors: Christopher Brian Harpenden Herts Gb Marshall
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-10-26
Filing date: 1982-10-15
Publication date: 1991-03-14
Also published as: JPS5881363A; DK156355C; DE3238194A1; JPH024183B2; US4523324A; GB2109201B; AU557133B2; DK470382A; CH662914A5; IT1152945B; FR2515451B1; AU8976482A; BE894799A; CA1210072A; IT8223887A0; GB2109201A; DK156355B; FR2515451A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen FM- Empfänger mit Direktumwandlung, der dazu geeignet ist, als integrierte Schaltung (IC) ausgebildet zu werden und als Personenrufempfänger benutzt werden kann.

Es wurden viele Vorschläge gemacht, siehe beispielsweise die britische Patentanmeldung 15 30 602, für mit "Direktumwandlung" oder "Null Z.F." bezeichnete Empfängerstrukturen, die für die Herstellung als integrierte Schaltung vorgesehen sind und die eine Alternative für den herkömmlichen Überlagerungsempfänger bilden. Weil die Frequenz des Ausgangssignals eines Direktumwandlungsempfängers für positive und negative Abweichungen des Modulationssignals von der Trägerfrequenz dieselbe ist, ist es notwendig, ein Paar Eingangsmischer vorzusehen, die Quadraturausgangssignale erzeugen und einen erheblich komplexen Demodulator erfordern, um zwischen den positiven und negativen Fällen unterscheiden zu können.

Es ist nun eine Aufgabe der Erfindung, die Konstruktion eines FM-Datenempfängers mit direkter Modulation zu vereinfachen.

Diese Aufgabe löst die Erfindung bei einem FM- Datenempfänger mit Direktumwandlung mit einer Mischstufe, die an einem ersten Eingang ein direkt moduliertes FM-Signal mit einem Frequenzhub (Δf) und an einem zweiten Eingang Ortsoszillatorsignal empfängt, dadurch, daß das Ortsoszillatorsignal eine Frequenz innerhalb des Signalkanals hat, aber versetzt gegenüber der Trägerfrequenz des FM-Signals um einen Betrag (δf), und daß eine Demodulator zum Unterscheiden zwischen den Signalisierungstönen (Δf+δf) und (Δf-δf) und zum Ableiten eines Ausgangsdatensignals daraus vorgesehen ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei Versatz der Ortsoszillatorfrequenz gegenüber der Trägerfrequenz, f_c, und zwar um einen geringen Betrag δf, die zwei Signalisierungstöne Δf±δf, die von dem Mischer abgeleitet sind, nicht länger gleich sind und daß eine viel einfachere Demodulatorschaltung benutzt werden kann. Je einfacher die Schaltungsanordnung ist, um so preisgünstiger und um so einfacher kann der Empfänger integriert werden. Insbesondere werden die Probleme von Quadraturmischern und Kanalausgleich vermieden. Der sich daraus ergebende Empfänger eignet sich für den Empfang von FM-Signalen mit geringer Bitgeschwindigkeit und mit einem großen Frequenzhub, wie diese bei Personenrufempfängern werden.

Weiterhin können, da die benachbarten Kanäle an dem Mischerausgang beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalierungstöne, die benachbarten Kanäle durch ein Tiefpaßfilter unterdrückt werden. Dies ist anders als bei einem Überlagerungsempfänger, wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des genannten Signals liegen, das nur durch ein Bandpaßfilter selektiert werden kann.

In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Einrichtung vorgesehen zur Verbesserung der Kanalselektivität. Diese Einrichtung enthält Bandpaßfilter in dem Demodulator, wobei jedes Filter optimalisiert ist, um den zugeordneten Signalisierungston hindurchzulassen. Adaptivfilter können ebenfalls für diesen Zweck benutzt werden. Damit die Filter die zwei Signalisierungstöne trennen können, soll die Verschiebung (δf) etwa die Hälfte der Datenbitgeschwindigkeit überschreiten. Außerdem oder andererseits kann ein Tiefpaßfilter oder ein anderes Bandpaßfilter benutzt werden, das in dem Signalweg zwischen dem Mischer und dem Demodulator vorgesehen ist. Ein Vorteil der Verwendung eines anderen Bandpaßfilters, dessen Durchlaßbereich die Signalisierungstöne durchläßt, gegenüber einem Tiefpaßfilter ist, daß ein gewisser Anteil der niederfrequenten 1/f-Störsignale gedämpft werden kann.

Der Ortsoszillator kann einen Oszillator mit hoher Stabilität enthalten. Andererseits kann der Ortsoszillator mit einer Frequenzregelanordnung stabilisiert sein, das von dem Datenausgangssignal des Demodulators oder von dem Ausgangssignal des Mischers oder der Bandpaßfilter in dem Demodulator eine Regelspannung ableiten kann. Im letzteren Fall wird ein Signal von dem Mischer oder von den Bandpaßfiltern nach Summierung wieder mit einem anderen Ortsoszillatorsignal mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzhub f gemacht. Nach Filterung des Ausgangssignals des anderen Mischers wird das Signal einer Frequenzdiskriminierung ausgesetzt. Das Ausgangssignal des Diskriminators enthält eine Regelspannung, die dem Ortsoszillator zugeführt wird.

Gewünschtenfalls kann in dem Empfänger eine automatische Verstärkungsregelung angewandt werden.

Um die Größe des Schutzbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu maximieren, ist es erwünscht, daß die Verschiebung (δf) des Ortsoszillators weniger als der Frequenzhub ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines FM-Datenempfängers für direkte Umwandlung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums eines Eingangssignals,

Fig. 3 eine Darstellung des Frequenzspektrums der Signale an dem Ausgang des Mischers nach Fig. 1,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines FM-Datenempfängers für direkte Umwandlung mit automatischer Frequenzregelung und automatischer Verstärkungsregelung,

Fig. 5 Diagramme der Bandpaßfilter zweiter Ordnung, die in Fig. 1 und 4 benutzt werden, wobei die Abszisse die Dämpfung (d) und die Ordinate die Frequenz (f) darstellt,

Fig. 6A bis 6C Diagramme zur Erläuterung der zweiten AFR-Methode.

In den Zeichnungen wird ein FM-Eingangssignal mit direkter Umwandlung 10 (Fig. 2) mit dem Träger f_c und mit dem Frequenzhub Δf, d. h. bei einer Frequenz f_c±Δf von einer Antenne 12 empfangen und einem Eingang eines Mischers 14 zugeführt. Außer dem gewünschten Signal werden auch Nachbarkanalsignale 16, 18 in Fig. 2 gestrichelt dargestellt empfangen und dem Mischer 14 zugeführt. In der ersten Ausführungsform ist ein Ortsoszillator 20 mit hoher Stabilität mit einer Frequenz f_L = f_c-δf, die innerhalb des Signalkanals liegt, aber die um einen geringen Betrag δf gegenüber der Trägerfrequenz f_c verschoben ist, mit dem Mischer 14 verbunden. Obschon nicht untenstehend detailliert beschrieben, kann der Ortsoszillator statt dessen eine Frequenz (f_c+δf) aufweisen. Das Ausgangssignal des Mischers 14 enthält die Signalisierungstöne Δf+δf und Δf-δf und die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale 16′, 18′, wie in Fig. 3 dargestellt. Aus einer Betrachtung des Ausgangsspektrums des Mischers in Fig. 3 dürfte es einleuchten, daß die zwei Signalisierungstöne Δf+δf und Δd-δf durch 2 δf getrennt sind. Da die Signalisierungstöne in ihrer Frequenz voneinander abweichen, können sie nun durch einen geeigneten Diskriminator voneinander unterschieden werden.

In der dargestellten Ausführungsform geschieht dies dadurch, daß die Töne voneinander und von jeder anderen niederfrequenten Störung durch die Bandpaßfilter 22 bzw. 24 ausgefiltert werden, die eine Bandbreite in der Größenordnung der Bitgeschwindigkeit, d. h. 500 Hz für eine Bitgeschwindigkeit von 512 Bits/Sekunde, aufweisen. Das Ausgangssignal jedes Bandpaßfilters 22, 24 wird einem Amplituden- (oder Hüllkurven-)Detektor 26 bzw. 28 zugeführt. Um das Datensignal wiederzugewinnen, werden die Ausgangssignale der Ampitudendetektoren 26, 28 in einer Differenzschaltung 30 verglichen, um am Anschluß 32 ein Datenausgangssignal zu erhalten.

Gewünschtenfalls können (nicht dargestellt) Adaptivfilter statt der Bandpaßfilter 22, 24 benutzt werden. Adaptivfilter sind bekannt und beispielsweise auf den Seiten 191 bis 194 des Buches "Applications of Linear Integrated Circuits" von E. R. Hnatek, erschienen bei J. Wiley & Sons, 1975, bechrieben. Es genügt anzugeben, daß sie dadurch funktionieren, daß beispielsweise die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang eines Filters verglichen wird, um ein Fehlersignal abzuleiten. Wenn das Filter einwandfrei abgestimmt ist, ist die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang richtig. In dem beschriebenen Demodulator würden die Adaptivfilter dann sich selbst einstellen, indem sie Änderungen in der Tonfrequenz folgen würden. Folglich könnte eine geringe Drift der Ortsoszillatorfrequenz zugelassen werden, weil das Adaptivfilter als Trimmanordnung wirksam sein könnte, um jede Drift zu entfernen, die zurückbleiben würde, nachdem beispielsweise die automatische Frequenzregelung (AFR) angewandt worden ist. Der Vorteil der Verwendung eines Adaptivfilters ist, daß es Änderungen im Frequenzhub Δf, die kein genau regelbarer Parameter sind, folgen könnte.

Vorzugsweise ist der Offset δf weniger als der Frequenzhub Δf, um eine zu große Trennung zwischen den Signalisierungstönen und unzulässige Verringerung des Sicherheitsbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu vermeiden. Die obere Grenze des Offsets ist, wenn das Sicherheitsband 40 in Fig. 3 auf Null verringert ist.

Wenn festgestellt wird, daß die Bandpaßfilter 22, 24 eine unzureichende Kanaltrennung bewirken, können die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale 16′, 18′ dadurch abgeschwächt werden, daß ein Tiefpaß- oder ein Bandpaßfilter 36 zwischen den Ausgang des Mischers 14 und die Bandpaßfilter 22, 24 geschaltet wird. Das Filter 36 ist eigentlich wesentlich in Situationen, in denen der Diskriminator nicht filtert oder wo ein geringer Kanalabstand verbunden ist wegen der Verwendung des versetzten Ortsoszillatorsignals f_c-δf (oder f_c+δf), so daß das Sicherheitsband 40 (Fig. 3) zwischen den Signalen enger ist als zwischen den benachbarten Kanälen des empfangenen Signals an der Antenne 12. Da die beiden Nachbarsignalkanäle 16′ und 18′ an dem Ausgang des Mischers beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalisiertöne, können die Kanäle 16′ und 18′ durch ein Tiefpaßfilter unterdrückt werden (ungleich einem Superheterodynempfangssystem wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des gewünschten Signals liegen, die nur durch Verwendung eines Bandpaßfilters selektiert werden können). Ein Vorteil der Ausbildung des Filters 36 als Bandpaßfilter gegenüber einem Tiefpaßfilter ist, daß seine Kennlinie steib ist und deswegen selektiver und ein Teil des 1/f-Rauschens fortlassen kann.

Eine große Stabilität des Ortsoszillators 20 ist notwendig, um die Signalisierungstöne der beschriebenen Frequenzen zu erzeugen. Wenn beispielsweise die Ortsoszillatorfrequenz f_L = f_c-δf driftet, während der Träger f_c des empfangenen Signals konstant ist, wandern die Signalisierungstöne Δf-δf und Δf+δf symmetrisch um den direkten Umwandlungspunkt und sind dann im Gleichlauf (siehe Fig. 6A und 6B). Wenn die Frequenz des Ortsoszillators und des Träges sich nähern, nähern sich die zwei Töne, d. h. |δf| nimmt ab, während wenn sie auseinandergehen, die Töne ebenfalls getrennt werden.

Der Ortsoszillator 20 kann an sich ein Oszillator hoher Stabilität sein, aber dies ist teuer. Eine alternative Lösung ist, eine automatische Frequenzregelung (AFR) vorzusehen, die schwieriger auszubilden ist als im Aufbau herkömmlicher Empfänger.

Fig. 4 zeigt zwei alternative AFR-Verfahren, die bei dem FM-Datenempfänger mit direkter Modulation entsprechend der Erfindung benutzt werden kann. In Fig. 4 sind für entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie in Fig. 1.

Eine erste und weniger bevorzugte AFR-Methode ist, ein Tiefpaßfilter 42 mit einem Durchlaßbereich von beispielsweise 0 bis 5 Hz zwischen der Datenausgangsklemme 32 und einem Frequenzregeleingang 44 des Ortsoszillators 20 vorzusehen. Die Theorie dieser AFR-Methode ist der Dämpfungsfaktor (d) jedes Filters 22, 24 gleich entsprechend Fig. 5, so daß die Bandbreiten gleich sind. Wenn die Verstärkungen der zwei Teile bezüglich der zentralen Frequenz gleich eingestellt sind, kann das Verhalten der Filter 22, 24 bei Signalen e^j ^ω ^t auf je einer Seite der zentralen Frequenz in zwei Glieder aufgeteilt werden - der Effekt der "nahen" und "fernen" (oder konjugierte) Pole 46, 48 bzw. 50, 52, Fig. 5. Der Effekt des "nahen" Poles 46, 48 ist derselbe für die beiden Filter 22, 24, so daß der Unterschied zwischen den Verstärkungen der zwei Filter, wenn sie nicht abgestimmt sind, durch die "fernen" Pole bestimmt wird (kalibriert durch die "nah"-Polcharakteristik). Wenn nicht abgestimmt, ist ein Ton auf einer niedrigen Frequenz als normal und der andere auf einer höheren Frequenz als normal, wobei die "fern"-Charakteristiken zunehmen bzw. abnehmen entsprechend dem Reziprokwert der Länge der gestrichelten Linie in Fig. 5.

Wenn vorausgesetzt wird, daß in dem Datensignal gleiche Anteile "Einsen" sowie "Nullen" übertragen werden, ergibt der mittlere Pegel des Datenausgangssignals an der Klemme 32 eine AFR-Spannung von dem Tiefpaßfilter 42. Der theoretisch maximale Abstimmbereich ist [f_c-(Δf-δf/2)] ± [Δf+δf/2]. Versuche haben der Theorie entsprechende Resultate ergeben, aber es wurde gefunden, daß eine kritische Abstimmung der Bandpaßfilter 22, 24 notwendig ist, um ungewollte Einraststellen zu vermeiden.

Die zweite AFR-Methode benutzt die Symmetrie des Spektrums um die Abweichung Δf herum. Das Signal von dem Mischer 14, das für Nachbarkanalselektivität durch ein Tiefpaßfilter gefiltert sein kann, wird in einer Mischstufe 60 mit einem Signal entsprechend der Differenzfrequenz Δf gemischt, die von einem Ortsoszillator 62 abgeleitet ist. Das Ausgangssignal der Mischstufe wird einem Diskriminator 66 über ein Tiefpaßfilter 64 zugeführt. Der Diskriminator 66 vergleicht das Signal von dem Tiefpaßfilter 64 mit einem Bezugssignal, das in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel δf ist, und ergibt ein Ausgangssignal, das der Differenz zwischen dem Eingangssignal und δf proportional ist. Der Diskriminator 66 kann einen Foster-Seeley-Diskriminator enthalten. Das Ausgangssignal des Diskriminators 66 wird über ein anderes Tiefpaßfilter 68 mit einem Durchlaßbereich zwischen beispielsweise 0 und 5 Hz einem Regeleingang 70 des Ortsoszillators 20 zugeführt.

Die Wirkung der zweiten AFR-Methode dürfte aus den Fig. 6A bis 6C deutlich sein. In diesen Figuren bezeichnet die Ordinate die Ortsoszillatorfrequenz f_L. In den Fig. 6A und 6B bezeichnet die Abszisse die Tonfrequenz f_A und in Fig. 6C die dem Regeleingang 70 zugeführte Spannung. Die ansteigenden Pfeile mit den ausgezogenen Linien stellen Signale dar, die durch die Übertragung von f_c+Δf entstanden sind, und die Pfeile, die durch gestrichelte Linien dargestellt werden, sind Signale, die durch Übertragung von f_c-Δf entstanden sind. Es sei erwähnt, daß diese Figuren um f_L = f_c symmetrisch sind.

Fig. 6A zeigt das Audiospektrum des Signals von dem Mischer 14 und zeigt den Fall für eine Ortsoszillatorfrequenz f_L, die gegenüber dem Träger f_c driftet. Wie obenstehend erwähnt, bewegen sich die Töne Δf+δf und Δf-δf symmetrisch um den "direkten Umwandlungs"-Punkt (d. h. wenn f_L = f_c), aber außerhalb f_L = f_c-Δf und f_L = f_c+Δf (nicht dargestellt) laufen die Signale parallel.

Fig. 6B zeigt die Änderung des Spektrums an dem Ausgang der Mischstufe 60, wenn die Ortsoszillatorfrequenz f_L gegenüber f_c driftet. Der Offset δf ist auf der Abszisse angegeben.

Fig. 6C zeigt die Übertragungscharakteristik des Diskriminators und zeigt ebenfalls, daß die einwandfreie Abstimmung auftritt, wenn der Ortsoszillator 20 eine Frequenz hat entsprechend f_c-δf. Die schraffierten Teile in Fig. 6C zeigen Gebiete von Stabilität an. Diese Figur zeigt, daß das zweite AFR-System eine nicht-lineare Regelspannungsänderung ergibt und einen asymmetrischen Abstimmbereich. Dieser Abstimmbereich [f_c-(Δf-δf)] ± [Δf] ist leicht verringert in Vergleich zu der ersten Methode, die ebenfalls eine nicht-lineare Regelspannungsänderung und einen asymmetrischen Abstimmbereich ergibt.

Erwähnenswert ist, daß die Nennfrequenz des in dem Ortsoszillator 20 benutzten Kristalls von der, auf der er arbeitet, abweicht. Beim Einschalten des Empfängers befindet sich der Ortsoszillator in der Mitte des Anfangsabstimmbereiches [f_c-Δf+δf], aber der Endabstimmbereich weicht davon ab, wie obenstehend angegeben.

Obschon in Fig. 4 nicht dargestellt, wurde gefunden, daß es nützlich ist, in den AFR-Ausgang einen Diodenbegrenzer aufzunehmen, um Überschießen und ungewolltes Einrasten zu vermeiden, was wegen ungleicher positiver und negativer Gebiete der Diskriminatorcharakteristik auftreten kann. Eine Untersuchung des AFR-Sytems für δf/Δf = ½ zeigte, daß ein Einrastbereich von nahezu 2Δf erreicht werden kann.

Eine Untersuchung der zweiten AFR-Methode zeigte, daß es möglich war, die Ortsoszillatorfrequenz des Oszillators 20 innerhalb ±250 Hz des Trägers f_c über ein Fehlabstimmbereich von ±2,5 kHz zu halten.

Wenn die Ortsoszillatorfrequenz f_L auf f_c+δf durch Umkehrung des Vorzeichens des AFR-Eingangssignals für den Ortsoszillator 14 eingestellt wäre, würden die hier betrachteten Frequenzen auf entsprechende Weise abweichen, beispielsweise die rechte Abweichung der Diskriminatorcharakteristik würde über der linken in Fig. 6C liegen anstatt darunter, wie dies dargestellt ist, so daß entsprechende Änderungen vorzunehmen wären, basiert auf das einwandfreie Abstimmen bei f_L = f_c+δf und den Beginn des unteren Bereichs der Unstabilität bei f_L = f_c-δf. Auch die theoretischen Abstimmbereiche in den ersten und zweiten Methoden sind [f_c+(Δf-δf/2)] ± [Δf+δf/2] bzw. [f_c-(Δf-δf)] ± [Δf].

Obschon in Fig. 4 nicht dargestellt, enthält eine dritte AFR-Methode das Addieren der Ausgangssignale der Bandpaßfilter 22, 24 und das Zuführen des Summensignals zu der Mischstufe 60 statt des Signals, das von dem Mischer 14 abgeleitet ist. Im übrigen ist die dritte Methode dieselbe wie die zweite Methode.

In Fig. 4 kann eine automatische Verstärkungsregelung (AVR) angewendet werden, beispielsweise dadurch, daß ein Summenverstärker 72 mit den Ausgängen der Amplitudendetektoren 26, 28 verbunden wird. Der Ausgang des Summenverstärkers 72 ist mit einem Vestärkungsregeleingang eines einstellbaren Verstärkers 74 verbunden, der zwischen dem Mischer 14 und dem Demodulator liegt.

In der Ausführungsform der Empfängerschaltungen nach den Fig. 1 und 4 können die jeweiligen Blöcke aus leicht verfügbaren integrierten Schaltungen aufgebaut werden und ein detailliertes Schaltbild ist daher nicht dargestellt und beschrieben. Aber es dürfte einleuchten, daß die Signale von der Mischstufe 14 verschiedenartig demoduliert werden können, und zwar abhängig von dem Prinzip der Demodulation. Der Demodulator beruht auf einem Demodulationsprinzip des Vergleiches der Energien in den zwei Signalisierungstönen Δf+δf und Δf-δf. Andere Methoden können benutzt werden zum Vergleichen dieser Energien beruhend auf diesem Prinzip. Es können jedoch andere Prinzipien angewandt werden, wie das Zählen von Impulsen oder die Ratiodetektormethode, um zwischen den Signalisierungstönen zu unterscheiden.

In der Anwendung des FM-Datenempfängers mit direkter Umwandlung für Personenrufanlagen ist eine typische Bitrate 512 Bits/Sekunde, und die Abweichung Δf liegt in der Größenordnung von 4,5 kHz. Folglich liegt der Bereich der geeigneten Offset (δf) im wesentlichen zwischen 250 Hz und 4,0 kHz.

Claims

1. FM-Datenempfänger mit direkter Umwandlung mit einer Mischstufe, die an einem ersten Eingang ein direkt moduliertes FM-Signal mit einem Frequenzhub (Δf) und an einem zweiten Eingang ein Ortsoszillatorsignal empfängt, dadurch gekennzeichnet, daß das Ortsoszillatorsignal eine Frequenz innerhalb des Signalkanals hat, aber versetzt gegenüber der Trägerfrequenz des FM-Signals um einen Betrag (δf), und daß ein Demodulator zum Unterscheiden zwischen den Signalisierungstönen (Δf+δf) und (Δf-δf) und zum Ableiten eines Ausgangsdatensignals daraus vorgesehen ist.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Unterdrücken von Signalen von Nachbarkanälen vorgesehen ist.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Unterdrücken Bandpaßfilter in dem Demodulator umfaßt.

4. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Unterdrücken Adaptivfilter in dem Demodulator umfaßt.

5. Empfänger nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Unterdrücken ein Tiefpaßfilter enthält, das im Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator vorgesehen ist.

6. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Unterdrücken ein Bandpaßfilter enthält, das in dem Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator vorgesehen ist und dessen Durchlaßband die Signalisierungstöne Δf+δf und Δf-δf durchläßt.

7. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenzregelanordnung zum Stabilisieren der Ortsoszillatorsignalfrequenz vorgesehen ist.

8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzregelanordnung ein Tiefpaßfilter enthält, das zwischen einem Datenausgang des Demodulators und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.

9. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzregelanordnung eine zweite Mischstufe enthält mit einem ersten Eignang, der mit einem Ausgang der ersten Mischstufe verbunden ist, und mit einem zweien Eingang zum Empfangen eines Ortsoszillatorsignals mit einer Frequenz entsprechend der Abweichung Δf, wobei das Tiefpaßfilter mit einem Ausgang der zweiten Mischstufe verbunden ist, und mit einem Diskriminator, der zwischen dem Tiefpaßfilter und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.

10. Datenempfänger nach Anspruch 3 und Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzregelanordnung eine zweite Mischstufe enthält mit einem ersten Eingang, der ein Summensignal der Ausgänge der Bandpaßfilter erhält, und mit einem zweiten Eingang zum Empfangen eines Ortsoszillatorsignals mit einer Frequenz entsprechend der Abweichung Δf, wobei das Tiefpaßfilter mit einem Ausgang der zweiten Mischstufe verbunden sind und ein Diskriminator zwischen dem Tiefpaßfilter und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.

11. Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin automatische Verstärkungsregelmittel enthält.

12. Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Versatz (δf) des Ortsoszillatorsignals weniger ist als der Frequenzhub Δf.