DE3238194A1 - Fm-datenempfaenger mit direkter modulation - Google Patents

Fm-datenempfaenger mit direkter modulation

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DE3238194A1 DE19823238194 DE3238194A DE3238194A1 DE 3238194 A1 DE3238194 A1 DE 3238194A1 DE 19823238194 DE19823238194 DE 19823238194 DE 3238194 A DE3238194 A DE 3238194A DE 3238194 A1 DE3238194 A1 DE 3238194A1
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    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
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Description

PHB 32.819 Jf 28.8.1982
"FM-Datenempfanger mit direkter Modulation"
Die Erfindung bezieht sich auf einen FM-Datenempf anger mit direkter Modulation, der dazu geeignet ist, als integrierte Schaltung (IC) ausgebildet zu werden und als Personenrufempfänger benutzt werden kann.
Es wurden viele Vorschläge gemacht, siehe beispielsweise die britische Patentanmeldung 1.530.602, für mit "Direktumwandlung" oder "Null Z.F." bezeichnete EmpfängerStrukturen, die für die Herstellung als integrierte Schaltung vorgesehen sind und die eine Alternative für den herrkömmlichen Ueberlagerungsempfänger bilden. ¥eil die Frequenz des·Ausgangssignals eines Direktumwandlungsempfängers für positive und negative Abweichungen des Modulationssignals von der Trägerfrequenz dieselbe ist, ist es notwendig, ein Paar Eingangsmischer vorzusehen, die Quadraturausgangssignale erzeugen und eine erheblich komplexen Demodulator erfordern um zwischen den positiven und negativen Fällen unterscheiden zu können.
Es ist nun eine Aufgabe der Erfindung, die Konstruktion eines FM-Datenempfängers mit direkter Modulation zu vereinfachen.
Diese Aufgabe löst die Erfindung bei einem FM-Datenempfanger mit direkter Modulation mit einer Mischstufe, die an einem zum ersten Eingang ein direkt modu-
■25 liertes FM-Signal mit einem Frequenzhub (Δί) und an einem zweiten Eingang Ortsoszillatorsignal empfängt, dadurch, dass das Ortsoszillatorsignal eine Frequenz innerhalb des Signalkanals hat, aber versetzt gegenüber der Trägerfre-* quenz des FM-Signals um einen Betrag (<5f), und dass eine Demodulator zum Unterscheiden zwischen den Signalisierungstönen (^f + Sf) und (Af - Sf) und zum Ableiten eines Ausgangsdatensignals daraus vorgesehen ist.
PHB 32.819 £ "" 28.8.1982
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass bei Versatz der Ortsoszillatorfrequenz gegenüber der Trägerfrequenz, f , und zwar um einen geringen Betrage Sf, die zwei Signalisierungstöne Af + Sf, die von dem Mischer abgeleitet sind, nicht länger gleich sind und dass eine viel einfachere Demodulatorschaltung benutzt werden kann. Je einfacher die Schaltungsanordnung ist, umso preisgünstiger und umso einfacher kann der Empfänger integriert werden. Insbesondere werden die Probleme von Quadraturmischern und Kanalausgleich vermieden. Der sich daraus ergebende Empfänger eignet sich für den Empfang von FM-Signalen mit geringer Bitgeschwindigkeit und mit einem grossen Frequenzhub, wie diese bei Personenrufempfängern benutzt werden.
¥eiterhin können, da die benachbarten Kanäle an dem Mischerausgang beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalisierungstöne, die benachbarten Kanäle durch ein Tiefpassfilter unterdrückt werden. Dies ist anders als bei einem überlagerungsempfänger, wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des genannten Signals liegen, das nur durch ein Bandpassfilter selektiert werden kann.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Einrichtung vorgesehen zur Verbesserung der Kanalselektivität. Diese Einrichtung enthält Bandpassfilter in dem Demodulator, wobei jedes Filter optimalisiert ist, um den zugeordneten Signalisierungston hindurchzulassen. Adaptivfilter können ebenfalls für diesen Zweck benutzt werden. Damit die Filter die zwei Signalisierungstöne trennen können, soll die Verschiebung (<5f) etwa die Hälfte der Datenbitgeschwindigkeit überschreiten. Ausserdem oder andererseits kann ein Tiefpassfilter oder ein anderes Bandpassfilter benutzt werden, das in dem Signalweg zwischen dem Mischer und dem Demodulator vorgesehen ist. Ein Vorteil der Verwendung eines anderen Bandpassfilters, dessen Durchlassbereich die Signalisierungstöne durchlässt, gegenüber einem Tiefpassfilter ist, dass ein
PHB 32.819 2f " " "■' '28.8.1982
gewisser Anteil der niederfrequenten i/f-Störsignale gedämpft werden kann.
Der Ortsoszillator kann einen Oszillator mit hoher Stabilität enthalten. Andererseits kann der Ortsoszillator mit einer Frequenzregelanordnung stabilisiert sein, das von dem Datenausgangssignal des Demodulators oder von dem Ausgangssignal des Mischers oder der Bandpassfilter in dem Demodulator eine Regelspannung ableiten kann. Im letzteren Fall wird ein Signal von dem Mischer oder von den Bandpassfiltern nach Summierung wieder mit einem anderen Ortsoszillatorsignal mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzhub f gemacht. Nach Filterung des Ausgangssignals des anderen Mischers wird das Signal einer Frequenzdiskriminierung ausgesetzt. Das Ausgangssignal des Diskriminators enthält eine Regelspannung, die dem Ortsoszillator zugeführt wird.
Gewtinschtenfalls kann in dem Empfänger eine automatische Verstärkungsregelung angewandt werden.
Um die Grosse des Schutzbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu maximieren, ist es erwünscht, dass die Verschiebung (o"f) des Ortsoszillators weniger als der Frequenzhub ist»
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines FM-Datenempfängers für direkte Modulation nach der Erfindung,
Figur 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums eines Eingangssignals,
Figur 3 eine Darstellung des Frequenzspektrums der Signale an dem Ausgang des Mischers nach Figur 1,
Figur k ein Blockschaltbild eines FM-Datenempfängers für direkte Modulation mit automatischer Fre-* quenzregelung und automatischer Verstärkungsregelung,
Figur 5 Diagramme der Bandpassfilter zweiter Ordnung, die in Figur 1 und k benutzt werden, wobei die
; " ; ; · · ; -PHB 32.819 X '*" "28.8. 1982
Abszisse die Dämpfung (d) und die Ordinate die Frequenz (f) darstellt,
Figur 6a. bis 6C Diagramme zur Erläuterung der zweiten AFR-Methode.
In den Zeichnungen wird ein FM-Eingangssignal mit direkter Modulation 10 (Figur 2) mit dem Träger f und mit dem Frequenzhub Af, d.h. bei einer Frequenz f + Δ£
C —
von einer Antenne 12 empfangen und einem Eingang eines Mischers 14 zugeführt. Ausser dem gewünschten Signal werden auch Nachbarkanalsignale 16, 18 in Figur 2 gestrichelt dargestellt empfangen und dem Mischer 14 zugeführt. In der ersten Ausführungsform ist ein Ortsoszillator 20 mit hoher Stabilität mit einer Frequenz f = f -Sf, die innerhalb des Signalkanals liegt, aber die um einen geringen Betrag of gegenüber der Trägerfrequenz f verschoben ist, mit dem
Mischer Ik verbunden. Obschon nicht untenstehend detailliert beschrieben, kann der Ortsoszillator stattdessen eine Frequenz (f + Sf) aufweisen. Das Ausgangssignal des Mischers 14 enthält die Signalisieriingstöne ^f +Sf und Af - of und die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale 16*, 18», wie in Figur 3 dargestellt. Aus einer Betrachtung des Ausgangsspektrums des Mischers in Figur 3 dürfte es einleuchten, dass die zwei Signalisierungstöne Af +Of und Af - Sf durch 2ό f getrennt sind. Da die Signalisierungströne in ihrer Frequenz voneinander abweichen, können sie nun durch einen geeeigneten Diskriminator voneinander unterschieden werden.
In der dargestellten Ausführungsform geschieht dies dadurch, dass die Töne voneinander Und Von jeder anderen niederfrequenten Störung durch die Bandpassfilter 22 bzw. Zk ausgefiltert werden, die eine Bandbreite in der Grössenordnung der Bitgeschwindigkeit, d.h. 500 Hz für eine Bitgeschwindigkeit von 512 Bits/Sekunde, aufweisen. Das Ausgangssignal jedes Bandpassfilters 22, 2k wird einem Amplituden- (oder Hüllkurven-)-Detektor 26 bzw. 28 zugeführt. Um das Datensignal wiederzugewinnen, werden die' Ausgangssignale der Amplitudendetektoren 26, 28 in einer Differenzschaltung 30 verglichen, um am Anschluss 32 ein
PHB 32.819 J?f "" "23.8.1982
Datoiiaus gangs signal zu erhalten.
Gewünschtenfalls können (nicht dargestellt) Adaptivfilter statt der Bandpassfilter 22, Zk benutzt werden. Adaptivfilter sind bekannt und beispielsweise auf den Seiten I9I bis 19^ des Buches "Applications of Linear Integrated Circuits" von E.R. Hnatek, erschienen bei J. Wiley (& Sons, 1975, beschrieben. Es genügt anzugeben, dass sie dadurch funktionieren, dass beispielsweise die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang eines Filters verglichen wird,.um ein Fehlersignal abzuleiten. Fenn das Filter einwandfrei abgestimmt ist, ist die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang richtig. In dem beschriebenen Demodulator würden die Adaptivfilter dann sich selbst einstellen, indem sie Änderungen in- der Tonfrequenz folgen würden. Folglich könnte eine geringe Drift der Crtsoszillatorfrequenz zugelassen Werden, weil das Adaptivfilter als Trimmanordnung wirksam sein könnte, um jede Drift zu entfernen, die zurückbleiben würde, nachdem beispielsweise die automatische Frequenzregelung (AFR) angewandt worden ist. Der Vorteil der Verwendung eines Adaptivfliters ist, dass es Änderungen im Frequenzhub Af, die kein genau regelbarer Parameter sind, folgen könnte.
Vorzugsweise ist der Offset St weniger als der Frequenzhub Af, um eine zu grosse Trennung zwischen den Signalisierungstönen und unzulässige Verringerung des Sicherheitsbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu vermeiden. Die obere Grenze des Offsets ist, wenn das Sicherheitsband 4O in Fig. 3 auf Null verringert ist.
Wenn festgestellt wird, dass die Bandpassfilter 22, Zk eine unzureichende Kanaltrennung bewirken, können die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale I61, 18· dadurch abgeschwächt werden, dass ein Tiefpass- oder ein Bandpassfilter J6 zwischen den Ausgang des Mischers 1fy und die Bandpassfilter 22, Zk geschaltet wird. Das Filter 36 ist eigentlich wesentlich in Situationen, in denen der Diskriminator nicht oder wo ein geringer Kanalabstand vor-
PHB 32.819 * ""** """""^β.8.1982
torsignals f - of (oder f + <£f), so dass das Sicherheitsband ko (Figur 3) zwischen den Signalen enger ist als zwischen den benachbarten Kanälen des empfangenen Signals an der Antenne 12. Da die beiden Nachbarsignalkanäle 16· und 18' an dem Ausgang des Mischers beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalisiertöne, können die Kanäle 16' und 18« durch ein Tiefpassfilter unterdrückt werden (ungleich einem Superheterodyneinpfangssystem, wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des gewünschten Signals liegen, die nur durch Verwendung eines Bandpassfilters selektiert werden können). Ein Vorteil der Ausbildung des Filters 36 als Bandpassfilter gegenüber einem Tiefpassfilter ist, dass seine Kennlinie steib ist und deswegen selektiver und ein Teil des 1/f-Rauschens fortlassen kann.
Eine grosse Stabilität des Ortsoszillators 20 ist notwendig, um die Signalisierungstöne der beschriebenen Frequenzen zu erzeugen. Wenn beispielsweise die Ortsoszillatorfrequenc f = f - Sf driftet, während der Träger f des
JL/ C ■ C
empfangenen Signals konstant ist, wandern die Signalisierungstöne Af -nf und Af + Of symmetrisch um den direkten Umwand lungspunkt und sind dann im Gleichlauf (siehe Figur 6a und 6b). Wenn die Frequenz des Ortsoszillators und des Trägers sich nähern, nähern sich die zwei Töne, d.h. j 6fj nimmt ab, während wenn sie auseinandergehen, die Töne ebenfalls getrennt werden.
Der Ortsoszillator 20 kann an sich ein Oszillator hoher Stabilität sein, aber dies ist teuer. Eine alternative Lösung ist, eine automatische Frequenzregelung (AFR) vorzusehen;, die schwieriger auszubilden ist als im Aufbau herkömmlicher Empfänger.
Figur h zeigt zwei alternative AFR-Verfahren, die bei dem FM-Datenempfanger mit direkter Modulation entsprechend der Erfindung benutzt werden kann. In Figur k sind für entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie in Figur 1.
Eine erste und weniger bevorzugte AFR-Methode ist, ein Tiefpassfilter 42 mit einem Durchlassbereich von
9 ":■■.. Ί ■"':..-"'.'' 32381 9A
PHB 32.819 /f '■" ' "28.8.1982
beispielsweise O bis 5 Hz zwischen der Datenausgangsklemme 32 und einem FrequenzregeIeingang 44 des Ortsoszillators vorzusehen. Die Theorie dieser AFR-Methode ist der Dämpfungsfaktor (d) jedes Filters 22, 24 gleich, entsprechend Figur 5, so dass die Bandbreiten gleich sind. Wenn die Verstärkungen der zwei Teile bezüglich dör zentralen Frequenz gleich eingestellt.sind, kann das Verhalten der Filter 22,
i L·^ t *
24 bei Signalen e s auf je einer Seite der zentralen Frequenz in zwei Glieder aufgeteilt worden - der Effekt der "nahen" und "fernen" (oder konjugierte) Pole 46, 48 bzw. 50, 52, Figur 5· Der Effekt des "nahen" Poles 46, 48 ist derselbe für die beiden Filter 22, 24, so dass der Unterschied zwischen den Verstärkungen der zwei Filter, wenn sie nicht abgestimmt sind, durch die "fernen" Pole bestimmt wird (kalibriert durch die "nah"-Polcharakteristik). Wenn nicht abgestimmt, ist ein Ton auf einer niedrigen Frequenz als normal und der andere auf einer höheren Frequenz als normal, wobei die "fern"-Charakteristiken zunehmen bzw. abnehmen entsprechend dem Reziprokwert der Länge der gestrichelten Linie in Figur 5.
Wenn vorausgesetzt wird, dass in dem Datensignal gleiche Anteile "Einsen" sowie "Nullen" übertragen werden, ergibt der mittlere Pegel des Datenausgangssignals an der Klemme 32 eine AFR-Spannung von dem Tiefpassfilter 42. Der theoretisch maximale Abstimmbereich ist If -'(Af - 6f/z)l + [Δί + <5f/2j. Versuche haben der Theorie entsprechende Resultate ergeben, aber es wurde gefunden, dass eine kritische Abstimmung der Bandpassfilter 22, 24 notwendig ist, um ungewollte Einraststellen zu vermeiden.
Die zweite AFR-Methode benutzt die Symmetrie des Spektrums um die Abweichung Af herum. Das Signal von dem Mischer 14,.das für Nachbarkanalselektivität durch ein Tiefpassfilter gefiltert sein kann, wird in einer Mischstufe 6o mit einem Signal entsprechend der Diff erenzfrequejiz 4f gemischt, die von einem Ortsoszillator 62 abgeleitet ist. Das Ausgangssignal der Mischstui'e wird einem Diskriminator 66 über ein Tiefpassfilter 64 zugeführt. Der Diskriminator
PHB 32.819 X "" "-'"--"-28.8.1982
66 vergleicht das Signal von dem Tiefpassfilter 6k mit einem Bezugssignal, das in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel cJf ist, und ergibt ein Ausgangssignal, das der Differenz zwischen dem Eingangssignal und df proportional ist. Der Diskriminator 66 kann einen Foster-Seeley-Diskriminator enthalten. Das Ausgangssignal des Diskriminators 66 wird über ein anderes Tiefpassfilter 68 mit einem Durchlassbereich zwischen beispielsweise 0 und 5 Hz einem Regeleingang 70 des Ortsoszillators 20 zugeführt.
Die Wirkung der zweiten AFR-Methode dürfte aus den Figuren 6A bis 6C deutlich sein. In diesen Figuren bezeichnet die Ordinate die Ortsoszillatorfrequen? fT. In den Figuren 6a und 6b bezeichnet die Abszisse die Tonfrequenz f. und in Figur 6C die dem Regeleingang 70 zugeführte Spannung. Die ansteigenden Pfeile mit den ausgezogenen Linien stellen Signale dar, die durch die Uebertragung von f + Af entstanden sind, und die Pfeile, die durch gestrichelten Linien dargestellt werden, sind Signale, die durch Uebertragung von f - Af entstanden sind. Es sei
erwähnt, dass diese Figuren um fT =' f symmetrisch sind.
Figur 6a zeigt das Audiospektrum des Signals
von dem Mischer 14 und zeigt den Fall für eine Ortsoszillatorfrequenz fT, die gegenüber dem Träger f driftet. Wie
J-/ . C
obenstehend, erwähnt, bewegen sich die Töne Af + Sf und Af - Of symmetrisch um den "direkten Umwandlungs-"Punkt (d.h. wenn f^ = fc) , aber ausserhalb fL =; f - Af und fT = f +Af (nicht dargestellt) laufen die Signale parallel.
Figur 6b zeigt die Änderung des Spektrums an dem Ausgang der Mischstufe 6θ, wenn die Ortsoszillatorfrequenz fT gegenüber f driftet. Der Offset if ist auf der Abszisse angegeben.
Figur 6C zeigt die ITbertragungscharakte.ristik des Diskriminators und zeigt ebenfallsr dass die einwandfreie Abstimmung auftritt, wenn der Ortsoszillator 20 eine Frequenz hat entsprechend f -Of, Die schraffierten Teile
in Figur 6C zeigen Gebiete von Stabilität an. Diese Figur
PHB 32.819- 0 - *"* *" " ":"28.8.1982
zeigt, dass das zweite AFR-System eine nicht-lineare Regelspannungsänderung ergibt und einen asymmetrischen Abstimmbereich. Dieser Abstimmbereich \f c - (Af - iff)] + [^f]
ist leicht verringert in Vergleich zu der ersten Methode,
die ebenfalls eine.nicht-lineare Regelspannungsänderung
und einen asymmetrischen Abstimmbereich ergibt.
Erwähnenswert ist, dass die Nennfrequenz des in dem Ortsoszillator'20 benutzten Kristalls von der, auf der er arbeitet, abweicht. Beim Einschalten des Empfängers befindet sich der Ortsoszillator in der Mitte des Anfangsabstimmbereiches f - Af + cff , aber der Endabstimmbereich weicht davon ab, wie obenstehend angegeben.
Obschori in Figur 4 nicht dargestellt, wurde
gefunden, dass es nützlich ist, in den AFR-Ausgang einen
Diodenbegreilzer aufzunehmen, um Uberschiessen und ungewolltes Einrasten zu vermeiden, was wegen ungleicher positiver und negativer Gebiete der Diskriminatorcharakteristik auftreten kann. Eine Untersuchung des AFR-Systems für
cTf/Af = -jr zeigte, dass ein Einrastbereich von nahezu 2 Λ f
erreicht werden kann.
Eine Untersuchung der zweiten AFR-Methode zeigte, dass es möglich war, die Ortsoszillatorfrequenz des Oszillators 20 innerhalb +250 Hz des Trägers f über einen Fehl-
^ ■ C
abstimmbereich von + 2,5 kHz zu halten.
Wenn die Ortsoszillatorfrequenz f auf f + cTf
x~i C
durch Umkehrung des Vorzeichens des AFR-Eingangssignals
für den Ortsoszillator 14 eingestellt wäre, würden die
hier betrachteten Frequenzen auf entsprechende Weise abweichen, beispielsweise die rechte Abweichung der Diskriminatorcharakteristik würde über der linken in Figur 6C
liegen anstatt darunter, wie dies dargestellt ist, so dass entsprechende Änderungen vorzunehmen wären basiert auf das einwandfreie Abstimmen bei f = f + df und den Beginn des
Lj C
unteren Bereichs der Unstabilität bei fT = f -of. Auch
Lc
die theoretischen Abstimmbereiche in den ersten und zweiten Methoden sind [fQ + (Af - Jf/2)1 + [~Af + cff/2]bzw.
[V - (Af -df)] ± [Af].
'P--;, -: :":.::::-·;:323819Α PHB 32.819 ja " " *--'-:5τ8.8.1982
Obschon in Figur 4 nicht dargestellt, enthält eine dritte AFR-Methode das Addieren der Ausgangssignale der Bandpassfilter 22, 24 und das Zuführen des Summensignals zu der Mischstufe 60 statt des Signals, das von dem Mischer 14 abgeleitet ist. Im übrigen ist die dritte Methode dieselbe wie die zweite Methode.
In Figur k kann eine automatische Verstärkungsregelung (AVI?.) angewendet werden, beispielsweise dadurch, dass ein Summenverstärker 72 mit den Ausgängen der Amplitudendetektoren 26, 28 verbunden wird. Der Ausgang des Summenverstärkers 72 ist mit einem Verstärkungsregeleingang eines einstellbaren Verstärkers Jk verbunden, der zwischen dem Mischer 14 und dem Demodulator liegt.
In der Ausführungsf orni der Empfänger schaltungen
IS nacIi ύοη Figuren 1 und k können die jeweiligen Blöcke aus leicht verfügbaren integrierten Schaltungen aufgebaut werden und ein detailliertes Schaltbild ist daher nicht dargestellt und beschrieben. Aber es dürfte einleuchten, dass die Signale von der Mischstufe 14 verschiedenartig demoduliert werden können und zwar abhängig von dem Prinzip der Demodulation. Der Demodulator in der beschriebenen und dargestellten Ausführungsform beruht auf einem Demodulationsprinzip des Vergleiches der Energien in den zwei Sxgnalisierungstönen Af + of und Af - cTf. Andere Methoden können benutzt werden zum Vergleichen dieser Energien beruhend auf diesem Prinzip. Es können jedoch andere Prinssipiori angewandt worden, wie das Zählern von Ijnpulsen oder die Ratiodetektormethode, um zwischen den Signalisierungstönen zu unterscheiden.
In der Anwendung des FM-Datenempfängers mit direkter Modulation für Personenrufanlagen ist eine typische Bitrate 512 Bits/Sekunde, und die Abweichung ^f liegt in der G-rössenordnung von 4,5 kHz. Folglich liegt der Bereich der geeigneten Off set (cT f) im. wesentlichen zwischen 250 Hz und 4,0 kHz.

Claims (12)

  1. PATENTANSPRÜCHE:
    FM-Datenempfanger mit direkter Modulation mit einer Mischstufe, die an einem ersten Eingang ein direkt moduliertes FM-Signal mit einem Frequenzhub (4f) und an einem zweiten Eingang ein Ortsoszillatorsignal empfängt, dadurch gekennzeichnet, dass das Ortsoszillatorsignal eine Frequenz innerhalb des Signalkanals hat, aber versetzt gegenüber der Trägerfrequenz des FM-Signals um einen Betrag (df), und dass ein Demodulator zum Unterscheiden zwischen den .Signalisierungstönen (^f + d\f ) und (Af -d\f) und zum Ableiten eines Ausgangsdatensignals daraus vorgesehen ist.
  2. 2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Einrichtung zum Unterdrücken von Signalen von Nachbarkanalen vorgesehen ist.
  3. 3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken Bandpassfilter in dem Demodulator umfasst.
  4. 4. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken Adaptivfilter in dem Demodulator umfasst.
  5. 5. Empfänger nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken ein Tiefpassfilter enthält, das im Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator vorgesehen ist.
  6. 6. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken ein Bandpassfilter enthält, das in dem Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator- vorgesehen ist und dessen Durchlassband die Signalisierungstöne Af + Of und Af - df durchlässt.
  7. 7· Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Frequenzregelanordnung
    PHB 32.81.9 *"" ''" "":
    zum Stabilisieren der Ortsoszillatorsignalfrequenz vorgesehen ist.
  8. 8. Empfänger nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzregelanordnung ein Tiefpassfilter enthält, das zwischen einem Datenausgang des Demodulators und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.
  9. 9. · Empfänger nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzregelanordnung eine zweite Mischstufe enthält mit einem ersten Eingang, der mit einem. Ausgang der ersten Mischstufe verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang zum Empfangen eines Ortsoszillatorsignals mit einer Frequenz entsprechend der Abweichung Af, wobei das Tiefpassfilter mit einem Ausgang der zweiten Mischstufe verbunden ist, und mit einem Diskriminator, der zwischen dem Tiefpassfilter und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.
  10. 10. Datenempfänger nach Anspruch 3 und Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzregelanordnung eine zweite Mischstufe enthält mit einem ersten Eingang, der ein Summensignal der Ausgänge der Bandpassfilter erhält, und mit einem zweiten Eingang, zum Empfangen eines Ortsoszillatorsignals mit einer Frequenz entsprechend der Abweichung Af, wobei das Tiefpassfilter mit einem Ausgang der zweiten Mischstufe verbunden sind und ein Diskriminator zwischen dem Tiefpassfilter und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.
  11. 11. Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis
    10, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin automatische Verstärk'ungsregelmittel enthält.
  12. 12. Datenempfänger· nach einjem der Ansprüche 1 bis
    11, dadurch gekennzeichnet, dass der Versatz (cff) des Ortsoszillatorsfignals weniger ist als der Frequenzhub Af.
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