DE1591054B2 - Nachrichtenempfaenger fuer frequenzmodulierte signale - Google Patents

Description

15 91 064

voneinander abgezogen werden.

Bei dem bisher bekannten Empfänger ist die Konstruktion der Rückkopplungsschleife auf Grund der Stabilitätserfordernisse an die Rückkopplungselemente sehr schwierig. So sind z.B. mindestens 6 DB Dämpfung pro Oktave Frequenzänderung für das zu verwendende Filter notwendig. Fernerhin muß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers innerhalb der Rückkopplungsschleife groß genug sein, damit der in Verbindung mit dem empfangsseitigen Adressensignal auftretende Frequenzhub vernachlässigbar klein ist. Aus diesem Grunde ist ein Verstärkungsfaktor von ungefähr 50 bis 60 DB erforderlich. Schließlich sollte die Rückkopplung für das gewünschte Nachrichtensignal und die Adressensignale mit Ausnahme des den Empfänger identifizierenden Adressensignals praktisch vernachlässigbar klein sein. Das Bandpaßfilter, welches das empfangsseitige Adressensignal auswählt, muß deshalb die anderen Signale sehr stark dämpfen. Die benötigte Selektivität und damit die Filtergüte des als Filter verwendeten Widerstandskreises müssen deshalb äußerst hoch sein. So muß beispielsweise die Filtergüte oberhalb 1000 liegen. In der Praxis läßt sich ein solcher Wert mit konventionellen Mitteln nur sehr schwer erreichen.

Ein anderer Nachteil des bekannten Empfängers besteht darin, daß es notwendig ist, für jede Adressenfrequenz einen verschiedenen Frequenzhub vorzusehen, damit verhindert werden kann, daß die Frequenzumsetzung der ungewünschten Nachrichtensignale innerhalb annehmbarer Grenzen für den verbesserten Demodulator liegen. Bei dem bekannten Empfänger wird ferner das Adressensignal, das zur Modulation des empfangsseitig erzeugten Trägers verwendet wird, von dem Ausgang am verbesserte Demodulator abgezweigt. Dieser ist jedoch nicht besonders gut geeignet, das Adressensignal zu demodulieren. Dies hat zur Folge, daß das Adressensignal gedämpft und verzerrt wird.

Da fernerhin bei dem bekannten Empfänger das Adressensignal durch ein Filter ausgewählt wird, darf das gesamte Nachrichtensystem keine Adressenfrequenzen aufweisen, die hinsichtlich ihrer Oberwellen

k zueinander irgendwie in Beziehung stehen.

W Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Adressiersignale auswertenden Empfänger so auszubilden, daß er unempfindlich gegen momentane Frequenzschwankungen des empfangenen Adressensignals ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das empfangsseitig erzeugte Adressensignal mit Hilfe eines Adressensignalgenerators lokal innerhalb des Empfängers erzeugt. Durch Phasenvergleich des innerhalb des Adressensignalgenerators empfangsseitig erzeugten Signals mit dem demodulierten sendeseitigen Adressensignal wird ein Fehlersignal erzeugt, das die Synchronisation des empfangsseitig erzeugten Signals mit dem sendeseitigen Adressensignal ermöglicht, welches mit dem Nachrichtensignal moduliert ist. Durch Amplitudenvergleich dieser Signale ist es möglich, die Amplitude des empfangsseitig erzeugten Adressensignals anzupassen. Da der sendeseitige Frequenzhub und deshalb die notwendige Signalamplitude im voraus festliegt, erfolgt das Einregulieren der Amplitude des empfangsseitig erzeugten Adressensignals über einen kleinen Teilbereich der Signalamplitude. Durch Phasen- wie auch Amplitudensteuerung des empfangsseitig erzeugten Adressensignals ist es mit ziemlich guter Näherung möglich, momentane Frequenzschwankungen des sendeseitigen Adressensignals empfangsseitig am Eingang des verbesserten Demodulators zu kompensieren.

Innerhalb des Empfängers wird ein Phasenfehlersignal dadurch abgeleitet, daß gleichzeitig zwei Signale demoduliert werden, wobei das erste ein von dem

ίο Rückkopplungsdemodulator des Frequenzhubrückkopplungskreises kommendes Signal ist, und wobei das zweite ein von dem empfangsseitig erzeugten Adressensignal abgeleitetes Signal ist, das durch Phasenverschiebung von einem Viertel der empfangsseitigen Signalperiode entsteht. Das durch diese Modulation entstehende resultierende Signal ist proportional zu dem Sinus von φ, wobei φ der Phasenwinkel zwischen dem sendeseitigen, mit dem Nachrichtensignal modulierten Adressensignal und dem empfangsseitig erzeugten Adressensignal ist. Demzufolge hat das Fehlersignal innerhalb eines Bereiches von 180° die erforderliche Größe, um die gewünschte Rückkopplung zu erzeugen. Es sollte an dieser Stelle bemerkt werden, daß das Fehlersignal nicht von der Amplitude des Adressensignals abhängt, die ohnehin nur innerhalb eines begrenzten Bereiches schwankt. Das Amplitudenfehlersignal wird ebenfalls durch gleichzeitige Demodulation von zwei Signalen erzeugt, wobei das erste Signal von dem Frequenzmodulator innerhalb der Frequenzhubrückkopplungsschleife hergeleitet ist, und das zweite Signal ein von dem Ortsadressensignalgenerator abgegebenes Signal ist. Sobald die Synchronisation der sende- und empfangsseitigen Adressensignale erreicht ist, ist das Demodulationsprodukt proportional zu der algebraischen Differenz zwischen den beiden Signalamplituden. Aus diesem Grunde kann dieses Demodulationsprodukt dazu verwendet werden, die Amplitude des empfangsseitigen Adressensignals zu regulieren.

Die Phasen- und Amplitudenfehlersignale weisen eine Gleichstromkomponente und Komponenten sehr niedriger Frequenz auf. Sie müssen deshalb durch schmale Tiefpaßfilter mit gewünschter Selektivität herausgefiltert werden. Ein solches Filter kann sehr einfach durch einen RC-Kreis erzeugt werden, der bekanntermaßen die Stabilitätsanforderungen erfüllt. Für das ordnungsgemäße Funktionieren der Fehlersignalerzeugung ist einzig und allein die Identität der Wellenformen der von den Sendestationen übermittelten Adressensignale und der in den Empfangsstationen erzeugten Adressensignale notwendig. Diese Bedingung beschränkt jedoch die vorliegende Erfindung nicht ausschließlich auf sinusförmige Adressensignale. Die Vorteilhaftigkeit der NichtVerwendung von sinusförmigen Signalen soll an anderer Stelle noch beschrieben werden.

Zur Adressierung kann eine beliebige Frequenz und ihre Oberwellen verwendet werden. Die Oberwellen sollten jedoch innerhalb des verwendbaren Frequenzbandes für die Nachrichtensignale liegen. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand der Fig. 1 bis 3 erläutert. Es zeigt ,

Fig. 1 eine schematische Blockdarstellung des bekannten Empfängers,

Fig. 2 eine schematische Blockdarstellung einer vorteilhaften Ausführungsform eines Empfängers gemäß der Erfindung und

Fig. 3 eine schematische Blockdarstellung einer

weiteren vorteilhaften Ausführungsform eines Empfängers gemäß der Erfindung.

Fig. 1 zeigt eine der Nachrichtenverbindungen, welche einen Nachrichtensatellit 2 im Rahmen eines zum Stande der Technik gehörenden Vielfachsystems herstellen kann. Eine solche Verbindung verbindet einen an einer Station A gelegenen Sender 1 mit einem an einer Station B gelegenen Empfänger 3.

Das zu übermittelnde Nachrichtensignal wird dem Eingang H des Senders 1 zugeführt und innerhalb eines konventionellen Mischers 12 mit dem innerhalb des Oszillators 13 erzeugten sinusförmigen Adressensignal der Freqzenz F₁ additiv gemischt. Das resultierende Summensignal wird einem Modulator 14 zugeführt, wo es eine innerhalb eines Oszillators 15 erzeugte Trägerfrequenz frequenzmoduliert. Eine Antenne 16 sendet das somit erzeugte FM-Signal in Richtung des Nachrichtensatelliten 2, der es mit Hilfe einer Antenne 21 empfängt, mit Hilfe eines Verstärkers 22 verstärkt, die Trägerfrequenz des Signals verändert und schließlich mit Hilfe einer Antenne 23 in Richtung einer Empfangsstation 3 wieder aussendet.

An der Empfangsstation 3 wird das FM-Signal von einer Antenne 31 empfangen, die mit dem Eingang eines Frequenzmischers 32 verbunden ist. Der Ausgang des Frequenzmischers 32 ist mit dem Eingang eines verbesserten Demodulators 33 verbunden. Der Ausgang dieses Demodulators wird auf der einen Seite an eine Ausgangsklemme 34 des Empfängers 3 und auf der anderen Seite mit dem Eingang eines Filters 35 verbunden. Das Filter 35 ist ein auf die Frequenz F₁ abgestimmtes Bandpaßfilter. Da der Durchlaßbereich dieses Filters sehr schmal ist, können ohne merkliche Dämpfung nur Signale mit Frequenzen sehr nahe an F₁ durchgelassen werden. Die Bandbreite des Filters 35 muß im Hinblick auf Schwankungen der Frequenz F₁, die durch die Drift und die Instabilitäten des Oszillators 13 bedingt sind, und im Hinblick auf den Doppler-Fizean-Effekt, der durch die Bewegung des Satelliten 2 verursacht wird, festgelegt werden.

Nach Durchgang durch einen Verstärker 36 frequenzmoduliert das über das Filter 35 gelangende Signal innerhalb des Modulators 38 eine von einem Ortsoszillator 37 erzeugte Welle. Das von dem Modulator 38 erzeugte Modulationsprodukt wird einem zweiten Eingang des Frequenzmischers 32 zugeführt. Die Frequenz des Ortsoszillators 37 ist von der Trägerfrequenz, die für die verschiedenen Signale am Eingang des Frequenzmischers 32 gemeinsam ist, verschieden. Die Ruheträgerfrequenz des von dem Frequenzmischer 32 kommenden Signals ist z.B. so gewählt, daß sie die Differenz zwischen der Trägerfrequenz der an dem ersten Eingang des Frequenzmischers 32 gelangenden Signale und der Frequenz des Ortsoszillators 37 ist.

Die Ruheträgerfrequenz des verbesserten Demodulators 33 ist gleich der oben beschriebenen Differenz, wobei die Parameter des verbesserten Demodulators so gewählt sind, daß unter den günstigsten Bedingungen des Demodulators das mit dem entsprechenden Adressensignal der Frequenz F₁ verbundene Nachrichtensignal demoduliert. Der Frequenzhub des von dem Mischer 32 kommenden Signals ist gleich der Differenz zwischen dem Frequenzhub des am ersten Eingang dieses Mischers liegenden Signals und dem Frequenzhub des von dem Modulator 38 kommenden Signals.

Demzufolge weist der Frequenzhub des an den Eingang des verbesserten Demodulators gelangenden Signals nur vernachlässigbare Komponenten der Frequenz F₁ auf, wobei das Nachrichtensignal unverändert bleibt. Dieses Signal wird deshalb von dem verbesserten Demodulator 33 normal demoduliert und erscheint an der Ausgangsklemme 34 des Empfängers 3.

In Fig. 2 sind jene Komponenten eines Empfängers gemäß der Erfindung mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet, die Komponenten des Empfängers gemäß Fig. 1 entsprechen. Das von dem Satelliten 2 (vergleiche Fig. 1) übermittelte Signal wird von einer Antenne 31 des Empfängers 3 empfangen. Dieses Signal wird daraufhin an den Eingang eines Frequenzmi-

*5 schers 32 gelegt.

Der Ausgang dieses Frequenzmischers ist mit dem Eingangeines verbesserten Demodulators 33 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit der Ausgangsklemme 34 des Empfängers 3 verbunden ist. Der Ausgang des Mischers ist ferner mit dem Eingang eines Adressensignaldemodulators 39 verbunden, der konventioneller Bauart ist und aus einem Begrenzer und einem Diskriminator besteht. Der Demodulator 39 arbeitet in einem genügend breiten Frequenzband,

^a5 damit das dem Empfänger 3 entsprechende Adressensignal ohne übermäßige Verzerrung demoduliert werden kann. Die an diesen Demodulator gestellten Anforderungen sind dann erfüllt, wenn das Rückkopplungselement zufriedenstellend arbeitet, d.h.

3°. wenn der dem Adressensignal entsprechende Modulationsindex genügend reduziert ist.

Der Ausgang des Adressensignaldemodulators 39 ist mit dem Eingang eines Verstärkers 30 verbunden. Der Ausgang dieses Verstärkers wiederum steht mit der Eingangsklemme 301 einer Vorrichtung 300 in Verbindung, die in dem folgenden als »Ortsadressensignalgenerator« bezeichnet sein soll. Die Eingangsklemme 301 des Generators 300 liegt parallel zu den beiden Eingangsklemmen 3021 und 3031 von zwei Synchrondemodulatoren 302 und 303, die konventionelle Ringmodulatoren sein können.

Die Demodulatoren 302 und 303 weisen für den Empfang von niederfrequenten Signalen Eingangsklemmen 3021 und 3031 und für den Empfang von hochfrequenten Trägersignalen Eingangsklemmen 3022 und 3032 auf. Vom Ausgang der Synchrondemodulatoren 302 und 303 werden die modulierten Signale an den Eingang von Tiefpaßfiltern 304 und 305 geleitet. Das Ausgangssignal vom Filter 304 wird an die Steuerklemme 3061 eines Steueroszillators 306 geführt. Das Ausgangssignal vom Filter 305 wird hingegen an die Ausgangsklemme 3071 des Formerkreises 307 geführt, der an seiner zweiten Eingangsklemme 3072 ein Eingangssignal von dem Steueros- zillator 306 erhält. Der Steuerpszillator 306 erzeugt ein sinusförmiges Signal, dessen Frequenz in Abhängigkeit der an die Steuerklemme 3061 geführten Spannung variiert. Bei Abwesenheit einer Steuerspannung ist diese Frequenz sehr nahe der Frequenz des dem Empfänger 3 entsprechenden Adressensignals.

Der Formerkreis 307 arbeitet derart, daß das frequenzvariable sinusförmige Signal des Steueroszillators 306 in ein Signal mit einer für die Adressensignale ausgewählten Wellenform transformiert wird, wobei die Amplitude des abgegebenen Signals von der Steuerspannung an der Eingangsklemme 3071 abhängig ist. Bei Abwesenheit einer Steuerspannung ist die

Amplitude des aus dem Formerkreis 307 kommenden Signals sehr nahe der Amplitude des Signals, auf welche der Empfänger 3 eingestellt ist.

Der Ausgang des Formerkreises 307 ist an die Ausgangsklemme 309 des Ortsadressensignalgenerators 300 geführt. Diese Ausgangsklemme ist wiederum mit der Eingangsklemme des Modulators 38 verbunden, so daß das Adressensignal des Stromkreises 307 das von dem Ortsoszillator 37 erzeugte Signal frequenzmodulieren kann. Die Ausgangsklemme 307 ist fernerhin mit der Eingangsklemme einer Verzögerungsleitung 308 verbunden, welche das Adressensignal über eine Viertelperiode verzögert. Der Ausgang der Verzögerungsleitung 308 ist mit der Trägerfrequenzklemme 3022 des Synchrondemodulators 302 verbunden. Der Ausgang des Formerkreises 307 ist hingegen mit der Eingangsklemme 3032 des Synchrondemodulators 303 verbunden.

Das von dem Ortsoszillator 37 erzeugte Signal wird nach seiner innerhalb des Modulators 38 erfolgten Frequenzmodulation an die zweite Eingangsklemme des Frequenzmischers 32 geführt. Es sei angenommen, daß das Signal des Ortsoszillators 37 eine verschiedene Frequenz als die Trägerfrequenz ist, die gemeinsam für die verschiedenen, an den ersten Eingang des Frequenzmischers 32 gelegten Signale ist. Die aus dem Frequenzmischer 32 stammenden Signale weisen eine Ruheträgerfrequenz auf, die gleich der Differenz zwischen der Trägerfrequenz der Sendesignale am Eingang des Frequenzmischers 32 und der Frequenz des Ortsoszillators 37 ist. Die gemeinsame Ruheträgerfrequenz der an die Eingänge des verbesserten Demodulators 33 und des Adressensignaldemodulators 39 gelegten Signale ist gleich dieser Differenz. Der Frequenzgang des von dem Frequenzmischer 32 kommenden Signals ist gleich der Differenz zwischen dem Frequenzhub des dem ersten Eingang des Frequenzmischers 32 zugeführten Signals und des aus dem Modulator 38 kommenden Signals. Da der Frequenzhub des Adressensignals im voraus bekannt ist, kann die Signalamplitude am Ausgang des Formerkreises 307 im voraus mit Genauigkeit festgelegt werden. Ohne daß dies eine Begrenzung darstellen sollte, kann vorerst angenommen werden, daß die beiden Amplituden genau gleich sind und daß die Grundkomponenten dieser Signale einen Spitzenwert gleich 1 aufweisen.

Das das Eingangssignal modulierende sendeseitige Adressensignal weist eine Grundkomponente auf, die gleich dem Cosinus von 2 f_at ist, wobei f_a die Adressenfrequenz ist. Das Signal des Formerkreises 307 hat hingegen eine Grundkomponente gleich dem Cosinus von (2μ/_β/ + φ). Als Folge des Mischvorganges ist das Zwischenfrequenzausgangssignal des Frequenzmischers 32 durch die Komponente cos (2π/_αί) — cos (2nf_at + φ) frequenzmoduliert.

Da das Signal des Formerkreises 307 durch die Verzögerungsleitung 308 eine Viertelperiode verzögert ist, hat das Signal an der Eingangsklemme 3022 des Synchrondemodulators 302 eine Grundkomponente von sin (2nf_at + φ). Das Produkt der Synchrondemodulation des ausgangsseitig vom Verstärker 30 kommenden Signals und des über die Verzögerungsleitung 308 gelangenden Signals hat demnach die folgende Form: sin {2nf_at + φ) [cos (2π/_α/) - cos (2nf_at + φ)\ was gleich ist V₂ sin (4nfj + φ) + sin ψ - sin 2{2nf_at + φ). Die Komponenten sin (4jtfj + φ) und sin (2nf_at + φ), die in der Nähe der Frequenz 2/_u liegen, werden mit Hilfe des Tiefpaßfilters 304 entfernt.

Da jedoch die Frequenz des Steueroszillators 306 in der Nähe der Adressenfrequenz liegt und da demzufolge φ langsam mit der Zeit sich verändert, verbleibt nach dem Durchgang durch das Filter 304 einzig und allein die Komponente (V₂ sin φ). Das durch das Tiefpaßfilter 304 gelangende Signal ist demnach ein Fehlersignal, welches dazu verwendet werden kann, die Phase des Steueroszillators 306 über die

ίο Eingangsklemme 3061 zu steuern. Die durch die Differenz zwischen den Phasen der sende- und empfangsseitigen Adressensignale bedingte Komponente (V₂ sin φ) wird mit Hilfe des Steueroszillators 306 und des Formerkreises 307 auf null gebracht.

Es muß hervorgehoben werden, daß die Funktionsweise des aus dem Steueroszillator 306, einem Formerkreis 307, einem Synchrondemodulator 302 und einem Tiefpaßfilter 304 bestehenden System dem eines Empfängers vergleichbar ist, der phasenstarr mit einem das Sendesignal modulierenden Signal arbeitet. Es soll fernerhin hervorgehoben werden, daß die Phasenregulierung nicht von den Amplituden der sende- und empfangsseitigen Adressensignale abhängt.

Die Einregulierung der Signalamplitude durch den Formerkreis 307 soll nun erläutert werden, wobei angenommen wird, daß der Phasenwinkel ungefähr null, d.h. die Phase des Steueroszillators 306 richtig eingeregelt sei. Wenn α, die Amplitude des das Nachrichtensignal modulierenden sendeseitigen Adressensignals und a₂ die Signalamplitude des Formerkreises 307 ist, dann ist das Modulationssignal am Ausgang des Frequenzmischers 32 gleich dem Ausdruck (O₁ — U₁) cos 2nf_at. Das verstärkte Signal wird an die Eingangsklemme 3031 des Synchrondemodulators 303 gelegt. Da das an die Eingangsklemme 3032 desselben Synchrondemodulators 303 gelegte Signal in Phase mit dem an der Eingangsklemme 3031 liegenden Signal ist, entsteht am Ausgang des Tiefpaßfilters 305 ein Amplitudensignal, das proportional zu dem Ausdruck (a₂ — α,) ist und welches als Fehlersignal für die Steuerung von a₂ verwendet werden kann. Dieses Signal wird deshalb dem Steuereingang 3071 des Formerkreises 307 zugeführt.

Obwohl die Wellenform der Adressensignale in den Veröffentlichungen gemäß dem Stande der Technik nicht festgelegt worden ist, so waren solche Empfänger jedoch unter der stillschweigenden Voraussetzung beschrieben, daß die Adressensignale sinusförmig seien, da diese Wellenform sehr einfach zu erzeugen ist und da zu erwarten war, daß selektive Rückkopplungseinrichtungen sehr einfach für unmodulierte, d.h. sinusförmige Signale hergestellt werden könnten. Es lagen jedoch bisher keine theoretischen Überlegungen für die Wahl dieser Wellenform vor.

Auf Grund von Erfahrungen, die während Versuchen mit dem Nachrichtensystem gemäß der Erfindung gewonnen worden sind, hat sich jedoch gezeigt, daß Adressensignale mit sinusförmigen Wellenformen nicht besonders günstig sind. In der Tat muß bei der Wahl der Wellenform berücksichtigt werden, daß verschiedene Frequenzhübe verschiedenen Adressensignalcn zugeordnet sein sollen, damit ein momentaner Frequenzwechsel jenes Signals, welches durch ein moduliertes Signal mit einem anderen als dem auf den Empfänger eingestellten Adressensignal erzeugt wird und welches an den Eingang des verbesserten Demodulators des Empfängers geführt wird, größer als ein

709 630/30

ίο y i U64

ίο

vorgegebener Minimalwert. Dieser Minimalwert muß so gewählt sein, daß die Interferenz des Signals mit der Demodulation des gewünschten Signals begrenzt ist.

Ein gewisser Abstand zwischen den Frequenzhüben der nebeneinander liegenden sinusförmigen Adressenfrequenzen ist notwendig. Aus diesem Grunde ist das Frequenzband, das von den verschiedenen, innerhalb eines Systems übermittelten Signalen gefüllt ist, im Verhältnis zu dem Frequenzband von Nachrichtensystemen mit einer ähnlichen Übertragungskapazität, bei welcher die Frequenzmodulation mit gestuften Trägerfrequenzen erfolgt und die Bänder der einzelnen Modulationssignale nebeneinander getrennt liegen, sehr breit. Ein Hauptgrund für die Verwendung von sinusförmigen Adressensignalen - d.h. die offenkundige Einfachheit bei der Konstruktion eines solchen Empfängers - hat sich jedoch auf Grund von Erfahrungen als nicht allein maßgebend erwiesen, so wie bereits oben angedeutet worden ist. Bei Frequenzversetzungsrückkopplungsschleifen der beschriebenen Art können nichtsinusförmige Adressensignale verwendet werden, und zwar mit einer Wellenform in Form gleichschenkeliger Dreiecke.

Die Wellenform mit gleichschenkeligen Dreiecken besteht aus einem periodischen Wechselsignal mit einem Gleichstrommittelwert von null und einer Spitze während jeder Halbperiode, so daß der Absolutwert der Neigung -d.h. die zeitliche Ableitung der Signalgröße - konstant ist und abwechslungsweise zwischen den einzelnen Spitzen positive und negative Werte aufweist. So wie bereits angedeutet worden ist. bedingt die Natur der Adressensignale mit Hinblick auf die Nachrichtensignale einen viel schnelleren Wechsel der Momentanfrequenz. Es ist deshalb angebracht, Adressensignale mit Wellenform zu verwenden, die eine konstante Neigung aufweisen, damit mit denselben eine konstante Änderung der Momentanfrequenz erreicht werden kann. Aus diesem Grund können alle Adressensignale denselben Frequenzhub Af_a aufweisen.

Wenn Oberwellen der Frequenz f_a als Adressenfrequenz verwendet werden, ist der Wechsel der Momentanfrequenz der Adressensignale, die an die Eingänge der verbesserten Demodulatoren der Empfänger gelegt sind, dauernd gleich 4f_aAf_a oder ein Vielfaches dieses Wertes.

Die Werte der Grundfrequenz f_a und der Frequenzhub Af_a sollten genügend groß gewählt sein, damit das Produkt 4f_aAf_a gleich dem erforderlichen Minimum ist. Es sei angenommen, daß K die höchste der als Adressensignale verwendeten Oberwellen mit der Grundfrequenz f_a ist. Um zu verhindern, daß das gesamte verwendete Frequenzband breiter als 2Af_a ist (d.h. Kf_a mag in der Größenordnung von AfJlO liegen), sollte im Vergleich mit Af_a die Oberwelle Kf_a relativ niedrig liegen. f_a und Af_a können jedoch so gewählt sein, daß das von den Signalen des Nachrichtensystems besetzte Frequenzband in seiner Breite minimisiert wird.

Die Wahl der Ansprechfrequenzen ist durch folgende Überlegungen beeinflußt: Angenommen /,, /₂, /₃, /„ seien die Werte der verschiedenen Adressenfrequenzen. Solange die verschiedenen Signale durch Sender des Nachrichtensystems mit genau den gleichen Trägerfrequenzen gesendet werden, erfolgt bei Abwesenheit einer Modulation durch Nachrichtensignale die Zwischenmodulation zwischen den verschiedenen Signalen nach der Demodulation ungewollter Signale mit den Frequenzen, die folgendermaßen ausgedrückt werden können:

f⁼.ⁿifi +. *}ih + "3/3 + I¹Jn' ^{wobei n}v ^Λ2> «3

beliebige positive oder negative ganze Zahlen oder null sind.

Wenn die Frequenzen /,, /₂, /₃, /„ beliebige Frequenzen sind, deren Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Frequenzen größer als die obere Grenze des verwendbaren Frequenzbandes ist, ist es möglich, eine Kombination von Zahlen n_x, n₂, n_n zu finden, bei welchen die Zwischenmodulationsfrequenz /innerhalb des verwendbaren Frequenzbandes liegt. Man muß sich dabei vor Augen halten, daß solehe Kombinationen äußerst zahlreich sind.

Wenn hingegen die Ansprechfrequenzen aus einer harmonischen Serie der Form / = KJ_a ist, wobei K₁, K₂, K₃, K_n ganze positive Zahlen sind, dann ergeben sich produkteweise folgende Zwischenmodulationsfrequenzen. /— (^n₁K₁ + n₂, K₂ + n₃K₃ + n_nK„)f_a. Innerhalb des nützlichen Frequenzbandes ist es für keine dieser Zwischenmodulationsprodukte bei Abwesenheit von Modulation ausreichend, daß die Grundfrequenz f_a größer als die obere Grenze des verwendbaren Frequenzbandes ist. Bei vorhandener Modulation durch Nachrichtensignale bestehen die Zwischenmodulationsprodukte nicht mehr aus einzelnen Spektrallinien, sondern aus einem kontinuierlichen Frequenzspektrum. Dieses Spektrum weist jedoch zentrale Spektrallinien auf, die bei Abwesenheit von Modulation auftreten.

Innerhalb des verwendbaren Frequenzbandes kann die Zwischenmodulationsleitung auf einen vernachlässigbaren Wert vermindert werden, indem die Grundfrequenz f_a weit oberhalb der oberen Grenze des verwendbaren Bandes gewählt wird. In diesem Fall erscheint innerhalb des verwendbaren Frequenzbandes nur die Zwischenmodulationsleistung im Zusammenhang mit dem Nullfrequenzglied. Wenn die ausgewählten Oberwellen hoch genug liegen, d.h. wenn der Ausdruck K₁ im Verhältnis zu der niedrigsten Oberwelle wenigstens zwei oder drei ist, ist die Zwischenmodulationsleistung des Nullfrequenzgliedes vernachlässigbar. Bei den bisher bekannten Systemen ist die Verwendung von harmonischen Adressenfrequenzen nicht möglich, da innerhalb eines solchen Systems ein Empfänger irrtümlicherweise eine Adressenfrequenzoberwelle niedrigerer Ordnung als seine eigene Adressenfrequenz ansehen könnte.

Es können auch harmonische Adressenfrequenzen ohne Störung der Empfängersynchronisierung gewählt werden. So werden Fehlersignale für die genaue Phasen- und Amplitudenregelung der Adressensignale von dem Ortsgenerator wie folgt erhalten:

a) für das Amplitudenfehlersignal: durch Synchrondemodulation des von dem Frequenzdemodulator kommenden Signals mit dem Adressensignal selbst.

b) Für das Phasenfehlersignal: durch Synchrondemodulation desselben Signals mit demselben Adressensignal, das jedoch eine Viertelperiode zeitlich versetzt ist.

Die Synchrondemodulation wird mit Hilfe eines abgeglichenen Modulators, wie z.B. einem konventionellen Ringmodulator erreicht. In diesem Fall macht ein mit »Trägersignal« bezeichnetes Signal, in dessen Abhängigkeit die Modulation ausgeführt wird,

Dioden abwechslungsweise leitend oder nicht leitend; dies ist gleichsam, als ob das modulierte Signal mit einer periodischen Serie einer der Signalfrequenz entsprechenden Frequenz multipliziert würde, wobei dieselben nur in der Lage sind, in Abhängigkeit der Zeit Werte von — 1 und +1 anzunehmen (quadratisches Trägersignal). Diese Synchrondemodulation wird selbstverständlich mit Hilfe von Tiefpaßfiltern erreicht.

Wenn das zu demodulierende Signal periodisch, jedoch nicht sinusförmig ist, hat das Produkt seiner geraden Oberwellen mit dem quadratischen Trägersignal einen Mittelwert von Null. Im Hinblick auf den Mittelwert gilt dies jedoch nicht für die ungeraden Oberwellen. Aus diesem Grunde stören die ungeraden Oberwellen die Empfängersynchronisation. Es ist jedoch trotzdem möglich, harmonische Adressenfrequenzen zu verwenden, unter der Voraussetzung, daß sie eine inkomplette Serie von Oberwellen darstellen, wobei keine Adressenfrequenz eine ungerade Harmonische einer anderen darstellt. Beispielsweise können die Oberwellen der Serie (3, 4, 5, 6...23) usw. als Adressenfrequenzen verwendet werden.

In dem speziellen Fall, daß die gleichschenkelige dreieckige Wellenform für die Adressensignale verwendet wird, kann der Ortsadressensignalgenerator 300 in einfacherer Weise konstruiert werden, so wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Die Komponenten, die für beide Generatoren in Fig. 2 und 3 gemeinsam sind, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die Eingangsklemme für den Ortsadressensignalgenerator 300 von Fig. 3 ist parallel mit den Signaleingangsklemmen 3021 und 3031 der Synchrondemodulatoren 302 und 303 verbunden. Der Ausgang des Demodulators 302 ist mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 304 verbunden, dessen Ausgang wiederum zu dem Steueroszillator 306 führt.

Ausgangsseitig ist der Steueroszillator 306 mit der Eingangsklemme 3022 des Synchrondemodulators 302 und dem Eingang des Formerkreises 307 verbunden. Der Formerkreis 307 besteht aus einem konventionellen Rechteckwellengenerator 307_p einem hinsichtlich seiner Verstärkung veränderlichen Verstärker 307₂, dessen Verstärkung in Abhängigkeit der an seinen Steuereingang 3071 gelegten Spannung verändert werden kann, und einem konventionellen Integrator 307₃, dessen Ausgangsklemme 309 diejenige des Formerkreises 307 ist. Die Ausgangsklemme 309 ist mit der Ausgangsklemme des Ortsadressengenerators 300 und der Eingangsklemme 3032 des Synchrondemodulators 303 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem Tiefpaßfilter 305 in Verbindung steht. Der Ausgang des Filters 305 ist mit der Steuerklemme 3071 des Verstärkers 307₂ des Formerkreises 307 verbunden.

Die Amplitudensteuerung des von dem Ortsadressensignalgenerators 300 erzeugten Signals beruht auf einem Wechsel des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 307₂. Die Steuerspannung an der Steuerklemme 307, bedingt eine Amplitudenänderung des von dem Formerkreis 307 kommenden Signals. Die Verbindüngen zwischen dem Steueroszillator 306, dem Formerkreis 307, dem Synchrondemodulator 303 und dem Tiefpaßfilter 305 sind ihrer gegenseitigen Verbindungen den Verbindungen in Fig. 2 identisch, wobei ebenfalls die Funktionsweise der einzelnen EIe-

»5 mente dieselbe ist.

Im Hinblick auf die Steuerung der Phase des an den Ortsadressensignalgenerator 300 geleiteten Signals macht bei dieser Alternativlösung die Verzögerung um eine Viertelperiode zwischen den Nulldurchgangen des den Formerkreis 307 zugeführten und abgeleiteten Signals den in Fig. 2 gezeigten Verzögerungskreis 308 unnötig. Dieser Kreis kann deshalb eliminiert werden und die durch den Steueroszillator 306 erzeugten Signale direkt der Trägereingangsklemme 3022 des Synchrondemodulators 302 zugeführt werden.

Ein weiterer Vorteil der Frequenzhubrückkopplungsvorrichtung besteht in der Leichtigkeit, mit welcher die Synchronisationsanforderungen erfüllt werden können. Bei Abwesenheit einer zusätzlichen Steuerspannung ist es einzig und allein notwendig, daß der Frequenzwert des Ortsgenerators mit einer solchen Adressenfrequenz ausgewählt wird, die nur geringfügig gegenüber derjenigen des entsprechenden Generators innerhalb des Senders des Nachrichtensystems verändert ist, damit eine kurzzeitige Änderung der Phasendifferenz zwischen dem sende- und empfangsseitigen Adressensignal auftritt, bevor das Rückkopplungselement die Phase mit dem sendeseitigen Adressensignal synchronisiert. Die Phasendifferenz weist somit zu einer gegebenen Zeit einen Wert auf, der innerhalb des Bereiches liegt, in welchem die Rückkopplung wirksam wird, und in welchem deshalb die Verriegelung, d.h. die Synchronisation eintreten kann. Zusätzliches Rauschen, das unter normalen Arbeitsbedingungen bei einem breiten Frequenzband auftritt, hat geringe Bedeutung, da das von dem Adressensignal abgeleitete und durch Synchrondemodulation im Hinblick auf das Adressensignal demodulierte und empfangsseitig erzeugte Fehlersignal vor seiner Verwendung ein sehr schmales Bandpaßfilter durchläuft.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Nachrichtenempfänger für den Empfang von mit Informations- und Adressensignalen modulierten Frequenzmodulationssignalen, welcher nur die einer bestimmten Adresse zugeordnete Information auswertet, bestehend aus einem Frequenzmischer (32), welcher an einen selektiven Demodulator (33) angeschlossen ist, und einem an den Frequenzmischer (32) angeschlossenen Frequenzmodulator (38), welcher vom Ortsoszillator (37) gespeist ist, gekennzeichnet durch

a) einen mit dem Frequenzmischer (32) verbundenen Demodulatorkreis (39), welcher von dem Mischerausgangssignal das dazugehörige Adressensignal ableitet,

b) einen spannungsgesteuerten Steueroszillator (306), welcher ein Ortsadressensignal erzeugt,

c) einen auf das Ausgangssignal des Demodulatorkreises (39) ansprechenden Phasenfehlerkreis (302, 304), welcher ein Phasenfehlersignal an den Steuereingang des Steueroszillators (306) abgibt,

d) einen in Abhängigkeit des Ausgangssignals des Steueroszillators (306) gesteuerten WeI-lenformkreis (307), über dessen Steuereingänge sowohl die Wellenform wie auch die Amplitude des von dem Steueroszillator (306) abgegebenen Adressensignals beeinflußbar sind,

e) einen Amplitudenfehlerkreis (303, 305), welcher in Abhängigkeit der Ausgangssignale des Wellenformkreises (307) und des Demodulatorkreises (39) ein dem einen Steuereingang des Wellenformkreises (307) zugeführtes Amplitudenfehlersignal erzeugt, und

f) eine Steuerverbindung des Wellenformkreises (307) zum Frequenzmodulator (38).

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulatorkreis (39) im wesentlichen aus einem Demodulator und einem nachgeschalteten, auf die Frequenz des zugeordneten Adressensignals eingestellten, Bandpaßfilter besteht.

3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenfehlerkreis aus einem Synchrondemodulator (303) und einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter (305) besteht.

4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenfehlerkreis aus einem Synchrondemodulator (302) und einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter (304) besteht.

5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenfehlerkreis (302, 304) zusätzlich eine die Phase des Adressensignals des Steueroszillators (306) um eine Viertelwellenlänge verschiebende Verzögerungsleitung (308) aufweist, deren Ausgangssignal dem einen Eingang des Synchrondemodulators (302) zugeführt ist.

6. Empfänger nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenformkreis (307) Signale mit einer gleichseitigen Dreiecksform bildet.

Empfänger nach dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1 für den Empfang von durch Nachrichtensatelliten ausgesendeten Signalen und die Arbeitsbedingungen, unter welchen solche Empfänger arbeiten, sind bereits bekannt (FR-PS 1438315). Diese Arbeitsbedingungen bestehen darin, daß die jeweiligen Sender mit einzelnen Adressenfrequenzen identifiziert werden. Letztere werden sendeseitig mit den Nachrichtensignalen gemischt, bevor die Modulation

ίο mit einer FM-Trägerfrequenz vorgenommen wird. Alle Sender verwenden dieselbe Trägerfrequenz. Die Empfänger müssen deshalb jeweils so gebaut sein, daß sie diejenigen Informationssignale demodulieren, die mit dem für den einzelnen Empfänger bestimmten

¹S Adressensignal gemischt sind, und alle anderen Informationssignale unterdrücken.

Innerhalb des Empfängers wird die Trennung der Nachrichtensignale dadurch erreicht, daß die empfangene Trägerfrequenz mit einem Signal gemischt wird.

Dieses Signal ist mit einem empfangsseitig erzeugten Adressensignal frequenzmoduliert und hinsichtlich seiner Phase und Amplitude dem sendeseitigen Adressensignal sehr ähnlich. Auf Grund dieses Mischvorganges erscheint das ausgewählte Nachrich-

«5 tensignal am Ausgang der Mischstufe als ein reines Zwischenfrequenz-FM-Nachrichtensignal. Alle anderen Nachrichtensignale erscheinen als Zwischenfrequenz-FM-Signale als Kombinationssignale aus Nachrichtensignalen und sende- und empfangsseitigen Adressensignalen. Auf Grund der Beziehung der Adressenfrequenzen weist das zu empfangende Nachrichtensignal den niedrigsten Frequenzhub auf.

Das Mischstufenausgangssignal wird daraufhin an einen Demodulator geführt, der in der Fachwelt unter dem Namen »Verbesserter Demodulator« bekannt ist. Ein solcher verbesserter Demodulator unterscheidet sich von einem gewöhnlichen Demodulator dadurch, daß er nur Eingangssignale mit einem Frequenzhub unterhalb eines vorgegebenen maximalen Wertes demoduliert. Da mit Ausnahme des ausgewählten Signals alle anderen Nachrichtensignale einen höheren, oberhalb eines bestimmten Wertes liegenden Frequenzhub aufweisen, so tritt am Ausgang des verbesserten Demodulators nur das Nachrichtensignal von demjenigen Sender auf, der dieselbe Adressenfrequenz wie die des betreffenden Empfängers aufweist.

Bei den bekannten Empfängern wird das empfangsseitige Adressensignal, das mit dem empfangenen Nachrichtensignal gemischt werden soll, mit Hilfe einer Rückkopplungsschleife erzeugt, weiche aus einem Ortsoszillator, einem Frequenzmodulator und einem Filter besteht. Das Filter, das ein sehr hohes Auflösungsvermögen aufweisen muß, ist auf die Adressenfrequenz abgestimmt und liegt am Ausgang des verbesserten Demodulators. Nur das Adressensignal selbst gelangt durch dieses Filter und wird nach Verstärkung dazu benutzt, eine örtlich erzeugte Trägerfrequenz mit einer Frequenzmodulation zu beaufschlagen. Diese Trägerfrequenz ist so gewählt, daß sie von der Trägerfrequenz des empfangenen Signals sich um einen Betrag unterscheidet, der der Ruheträgerfrequenz (Trägermittenfrequenz) des verbesserten Demodulators entspricht. Die Richtung der (momentanen) Frequenzumsetzung des lokal erzeugten FM-modulierten Trägerfrequenzsignals ist derart, daß beim Mischen die Frequenzhübe der Eingangssignale und des empfangsseitig erzeugten Oszillatorsignals