DE902017C - Mehrfachhochfrequenzuebertragungsanlage - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Mehrfachhochfrequenzübertragungsanlagen, die mit Verteilereinrichtungen versehen sind, um eine Anzahl von Übertragungskanälen für kurze Zeit hintereinander wirksam zu machen.

Die Erfindung setzt sich zur Aufgabe, Störungen und Übersprechen zwischen den verschiedenen Kanälen eines Mehrfachübertragungssystems auf ein Minimum herabzusetzen.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erwirkt, daß Zeichenimpulse verwendet werden, deren Dauer so kurz wie irgend möglich bemessen ist, und daß diese Zeichen durch unwirksame Perioden von bedeutend längerer Dauer getrennt werden. Die Verringerung der Intensität der Zeichen wird dann durch Verstärker kompensiert.

Nach einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal werden Störungen zwischen den verschiedenen Kanälen dadurch herabgesetzt, daß die Frequenzbandbreite eines jeden Kanals so gewählt wird, daß der Kanal eine Anzahl von Oberschwingungen der Verteilerfrequenz durchläßt, die gleich 2 k ■ N ist, wobei N die Anzahl der Kanäle und k eine ganze Zahl ist. Mit anderen Worten, die Breite eines jeden Kanals wird so gewählt, daß sie eine Anzahl von Unterschwingungen der höchsten erwünschten Oberschwingung der Verteilerfrequenz enthält.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung werden Frequenzbandfilter mit bestimmten Begrenzungspunkten benutzt, die in einem besonderen Verhältnis zu den Betriebsbedingungen des Systems stehen, so daß wesentlich einfachere Filter benutzt

werden können, wodurch auch die Kosten für das System herabgesetzt werden.

Zur Verringerung von Störungen und Übersprechen wird die wirksame Ubertragungsperiode des Verteilers so gewählt, daß die unwirksame Periode ein · ganzzahliges Vielfaches von der wirksamen Periode beträgt. Dabei beträgt jede dieser Perioden ein ganzzahliges Vielfaches der Periode der höchsten Oberschwingung der Verteilerfrequenz.

ίο Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein Generator benutzt, welcher spitzförmige Wellen erzeugt. Mit Hilfe dieser Steuerwellen werden die verschiedenen Kanäle nacheinander wirksam gemacht, indem ihre Stromwege geöffnet werden. Dieser Generator besteht aus einer Wheatstoneschen Brücke, deren zwei gegenüberliegende Zweige aus Widerständen und deren andere Zweige aus Kapazitäten bestehen, wobei der Mittelpunkt eines jeden Zweiges über einen Widerstand an einen abgestimmten Kreis angeschlossen ist, welcher Wellen mit regelmäßig verschobener Phase liefert. Aus diesen Wellen werden die spitzförmigen Steuerwellen erzeugt.

An Hand der Zeichnungen werden nun einige Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben. Die as Erfindung selbst wird dabei näher erläutert. Es zeigt Fig. ι schematische Darstellung eines Verteilersystems gemäß der Erfindung,

Fig. 2 bis io graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise einer Anordnung gemäß der Erfrndung,

Fig. Ii und 12 Schaltbilder von einzelnen Elementen der Anordnung von Fig. 1,

Fig. 13 graphische Darstellung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 12,

Fig. 14 Empfangsschaltung eines Kanals für ein Übertragungssystem gemäß der Erfindung.

Es ist zunächst zweckmäßig, die Betriebsbedingungen eines Verteilersystems näher zu untersuchen, sei es ein elektrisches oder ein mechanisches. Die Niederfrequenzschwingung eines jeden Kanals wird gemäß einer periodischen Funktion f(t) abgetastet, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Zeit zwischen zwei Abtastungen, die Abtastperiode, sei mit T bezeichnet. Die Frequenz F dieser Abtastung ist dann gleich ¹JT. Anstatt die niederfrequente Nachrichtenwelle in bisher üblicher Weise ganz zu übertragen, werden hier nur die durch die Abtastung erfaßten Werte übertragen. Aus diesen Abtastwerten wird empfangsseitig die niederfrequente Nachrichtenwelle wiederhergestellt. Zur Mehrfachübertragung können die Abtastwerte verschiedener Nachrichtenkanäle zeitlich ineinandergeschachtelt werden.

Es sei angenommen, daß die Frequenz F gleich 15 kHz ist. Die Funktion, die sich aus der Abtastung einer niederfrequenten Nachrichtenwelle ergibt, ist in Fig. 3 gezeigt.

Die Abtastung eines jeden Kanals ist um die Zeit t in bezug auf die Abtastung des vorhergehenden Kanals, wie in Fig. 4 gezeigt, verschoben. Die Zeit f heiße Kanalperiode. Der Zeitraum t_lt in dem die Abtastung selbst stattfindet, heiße Abtastzeit. Es ist nun erforderlich, die Abtastzeiten t_x der aufeinanderfolgenden Kanäle zu trennen, um Störungen zu vermeiden.

Die Kanalperiode t wird so in zwei Zeitabschnitte unterteilt. Der eine davon ist die Abtastzeit I₁ und der andere eine unwirksame Periode t_z.

Nach der Ineinanderschachtelung modulieren die Abtastwerte nacheinander eine hochfrequente Trägerwelle.

Empfangsseitig werden die einzelnen Kanäle nach der Demodulation der hochfrequenten Trägerwelle voneinander getrennt. Die Trennung erfolgt mit Hilfe derselben Funktion f (f), die am Sender zur Abtastung benutzt wird.

Um den Einfluß von Störungen herabzusetzen, wird jeder einzelne Hochfrequenzkanal mit einem Tiefpaßfilter versehen, dessen Durchlaßband die Größe φ hat. Um die beste Wahl der Elemente, die das System bilden, treffen zu können, ist es in erster Linie zweckmäßig, die Intensität der in Verbindung mit einem Verteiler übertragenen Zeichen näher zu untersuchen. Es sei angenommen, daß, während die übrigen Kanäle sich im Ruhezustand befinden, die reine Frequenz f mit der Amplitude α über den Kanal 1 übertragen wird. Diese Frequenz ist mit ihrer Amplitude in der Fig. 5 a gezeigt.

Für dieses und für die folgenden Frequenzspektren ist die Frequenz als Abzisse und die Amplitude als Ordinate dargestellt. Wenn der Kanal abgetastet wird, so wird die Niederfrequenzschwingung mit der Funktion f(t) multipliziert, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Die Funktion f (t) selbst kann als eine Fouriersche Reihe wie folgt entwickelt werden:

f(t) = a₀ + 2 Ci₁ · cos 2 π Ft + 2 O₂- cos 4 π Ft + Za₃-COSOwFi...

Das Spektrum von f(t) ist in Fig. 5 b gezeigt. Die Nachricht des Kanals 1 mit der Amplitude a und der Frequenz f moduliert nun die Funktion f(t). Bei der Modulation ergibt sich eine Funktion g (t):

g (i) = f (ί) · a · cos 2 π ft.

Mit Gleichung (1) erhält man für g (t) den Ausdruck: g (t) = α a₀ cos 2 π ft + a CL₁ cos 2 π (F + f) t + a O₁ cos 2 π (F — f) t + α α₂ cos 2 π (2 F -f- f) t + aCt₂cos 2 π (2F — f)t... Dieses Spektrum ist in Fig. 5 c gezeigt. In Fig. 5 d ist eine Trägerwelle d mit der Amplitude A und der Frequenz F gezeigt. Wird diese Trägerwelle nun durch die Funktion g (t) moduliert, so erhält man das in Fig. 5e dargestellte Spektrum, m ist dabei der Modulationsgrad.

Es soll vorderhand angenommen werden, daß die Schwingungskreise so gedämpft sind, daß sämtliche wichtigen Komponenten in gleicher Weise durchgelassen werden. Empfangsseitig wird das Spektrum von Fig. 5e zur Demodulation der hochfrequenten Trägerwelle mit der Trägerwelle noch einmal moduliert. Unter der Voraussetzung, daß die Produkte einer Zwischenmodulation vernachlässigt werden, entsteht dann nach der Demodulation des Hochfrequenz- iao spektrums von Fig. 5e das Niederfrequenzspektrum, welches in Fig. 5f gezeigt ist. Die Amplituden sind hier proportional zui⁸, da ja zur Demodulation mit der Trägerwelle multipliziert wurde. In den Fig. 5f und 5 gist der allen Amplituden gemeinsame Faktor w/2 i»5 der Übersicht halber weggelassen worden.

Schließlich wird zur endgültigen Demodulation und gleichzeitigen Verteilung noch einmal mit f(t) moduliert. Es ergibt sich so das in Fig. 5 g gezeigte Spektrum. Die von dem Tiefpaßfilter unterdrückten Frequenzen sind dabei weggelassen worden.

Es ist somit ersichtlich, daß die Frequenz f in

verschiedener Weise wiederhergestellt werden kann.

Sämtliche Komponenten sind dabei phasengleich.

Ihre Summe ergibt die Amplitude der empfangenen

ίο Niederfrequenz und ist dementsprechend proportional

+ 2 Ct₁ ² + 2 (Z₂ ² + 2 Gt₃ ²...) (2)

Die Größe in der Klammer soll mit ρ bezeichnet werden. Sie stellt den quadratischen Mittelwert von f(t) dar. Betrachtet man f(t) als einen Strom, so stellt ρ die mittlere Leistung dar, welche verbraucht wird, wenn dieser Strom durch einen Einheitswiderstand fließt, ρ errechnet sich zu tJT. Ist die Zeit I₁

ao gleich der halben Kanalperiode TJ2, dann ist ρ = ¹J₂N. Die Amplitude der empfangenen Niederfrequenz ist somit proportional zu ^4²ρ. Dieser Amplitude entspricht eine in einem Einheitswiderstand verbrauchte Leistung (A ²ρ)² = A⁴f.

as Nachdem die Amplitude der Übertragungszeichen festgelegt worden ist, ist es zweckmäßig, auch die Intensität der Störung näher zu untersuchen. Deshalb sei ein dauerndes Störspektrum, wie es in Fig. 6 a dargestellt ist, angenommen. Seine Amplitude ft sei in bezug auf die Frequenz konstant. Die stöienden Komponenten dieses Spektrums, nämlich die, die nach der Demodulation und Verteilung die Niederfrequenz ergeben, sind in Fig. 6 b gezeigt.

Die Demodulation der Hochfrequenz ergibt das in der Fig. 6 c gezeigte Niederfrequenzspektrum. Die endgültige Demodulation und Verteilung am Empfänger, die durch die Kombination der beiden Spektren b und c erfolgt, ergibt das Spektrum in der Fig. 6d. Die Größe des durch das Tiefpaßfilter durchgelassenen Frequenzbandes ist gleich φ.

Die Ströme der gleichen Niederfrequenz sind nicht phasengleich, da sie das Ergebnis verschiedener Störungsströme sind. Es ist deshalb erforderlich, die Leistungen und nicht die Amplituden zu addieren.

Die Wirkung dieser Störung ist dann proportional zu

A*(a_oz+2a₁*+2a₂*+2a₃*...), (3)

also proportional zu A²Q.
Der Geräuschabstand, das ist das Verhältnis von Zeichen zu Störung, soll nun nachstehend bestimmt werden. Wie oben bereits erläutert, ist die Amplitude der empfangenen Niederfrequenz proportional zu A² ρ und ihre Leistung proportional zu A* ρ². Die Störleistung ist, wie der Ausdruck (3) angibt, proportional zu A ² ρ. Der Geräuschabstand ist somit proportional zu

A⁴ ρ²

(4)

Bei Gleichheit der wirksamen und der unwirksamen Periode der einzelnen Kanäle ist ρ gleich ¹J₂ N. Bei einem System mit zwölf Kanälen ist ρ gleich ¹Z₂₄, was ein Verlust an Geräuschabstand von τη 24 = 3,i8 Neper bedeutet.

Wenn das gleiche Verhältnis Zeichen: Störung unter sonst gleichen Bedingungen erreicht werden soll, muß die Leistung an der Sendestation mit ¹Jq multipliziert werden. Wenn keine unwirksamen Perioden vorhanden wären, so müßte die übertragene Leistung mit der Anzahl der Kanäle multipliziert werden, und wenn die unwirksamen Zeiten gleich den wirksamen Zeiten sind, ist die doppelte Leistung erforderlich.

Es liegen also folgende beiden Fälle vor: 1. N Gespräche werden über N verschiedene Kanäle übertragen. 2. Die N Gespräche werden durch Anwendung des Verteilerprinzips über einen einzigen Kanal übertragen. Um die Störungen herabzusetzen, beträgt die Abtastzeit t_x nur einen Bruchteil ^x\k der Kanalperiode.

Um nun das gleiche Verhältnis der Zeichen: Störung und gleichzeitig die gleiche Intensität der Zeichen im zweiten wie im ersten Fall sicherzustellen, ist es erforderlich, daß im zweiten Fall eine Leistung übertragen wird, die kmal so groß ist wie im ersten Fall, Die Übertragung dieser gesamten Leistung, die oft zu groß ist, kann gemäß der Erfindung durch Benutzung eines Verteilersystems vermieden werden. In diesem Verteilersystem wird die Trägerwelle während der unwirksamen Zeiten unterdrückt, wodurch dieselbe Gesamtleistung empfangsseitig zur Verfügung steht.

Wenn die Intensität eines Zeichens algebraisch für den Fall errechnet wird, bei dem eine reine Frequenz f über den Kanal ausgesendet wird, während die übrigen Kanäle außer Betrieb sind, dann ergibt sich, daß diese Frequenz allerdings mit einer niedrigeren Intensität wiederhergestellt wird, als wenn sie ohne Abtastung übertragen worden wäre.

Bei der Abtastung wird die Amplitude mit ρ, dem mittleren Wert der Funktion f(t), multipliziert.

Bei zwölf Kanälen und wenn die Abtastzeit t_x halb so groß wie die Kanalperiode t ist, ist die Amplitude 24mal kleiner, was eine zusätzliche Dämpfung des Signals von In 24² = 2 In 24 = 6,36 Neper bedeutet. Gleichzeitig wird die Störung aber auch um 3,18 Neper herabgesetzt. Der Geräuschabstand wird also nur um 3,18 Neper verkleinert.

Die Hüllkurve der Hochfrequenzschwingung besitzt infolge ihrer Modulation kleine Erhöhungen, wie es Fig. 7 zeigt.

Jedesmal, wenn die Schwingungen durch einen Schwingungskreis gehen, wird die Hüllkurve dieser Hochfrequenzschwingung infolge von Schaltvorgängen verzerrt, wie es durch die gestrichelte Linie in der Fig. 7 angedeutet ist. Auf der Abszisse ist in den Fig. 7, 8 und 9 die Zeit aufgetragen.

Die Verhältnisse liegen überall so, als ob die Abtastfunktion f(t) gemäß der in Fig. 8 gezeigten Kurve verändert worden sei.

Es ist bereits erwähnt worden, daß die Amplitude der reinen empfangenen Nachrichtenfrequenz f proportional zu dem Mittelwert der Abtastfunktion f(t) iao ist. Sie ist somit nicht proportional zu der Fläche des mit gestrichelten Linien gezeichneten Rechtecks, sondern proportional zu der schraffierten Fläche in Fig. 8.

Wenn nun die Periode t_x klein ist im Verhältnis zu den Zeitkonstanten der Schwingungskreise, d. h. wenn diese sehr stark gedämpft sind, dann wird die

Intensität des empfangenen Signals nicht wesentlich herabgesetzt. Die Verzerrung am Anfang des Impulses ruft dementsprechend nur eine kleine Verringerung der empfangenen Intensität hervor.
Die Verzerrung am Ende des Impulses ist unangenehmer, da sie den Impuls verlängert, so daß ein Stück von ihm in die dem nächsten Impuls zugeordnete Periode hineinfällt, wie es in Fig. 9 dargestellt ist. Der nächste Impuls ist durch ein gestricheltes Rechteck angedeutet.

Zurückgreifend auf den Fall, in welchem die Übertragung über den Kanal 1 erfolgt und der Kanal 1 abgehört wird, so wird ein Zeichen vernommen, dessen Amplitude proportional in der schraffierten Fläche S (Fig. 9) ist. Beim Abhören des Kanals 2 wird man ein Zeichen hören, dessen Amplitude zu der schraffierten Fläche s proportional ist.

Die vorhergehenden Gleichungen gehen von der Annahme aus, daß die Zeitkonstante Θ des Schwingungskreises mindestens mehrere Male in der Abtastzeit I₁ enthalten ist. Die Schaltvorgänge sind dabei vernachlässigt worden.

Wenn an Stelle einer Anpassung der Fläche S an die Fläche des Viereckes auf t_x die Berechnung mit s5 Berücksichtigung der Schaltvorgänge durchgeführt wird, so stellt man folgendes fest: 1. Die Zeichenimpulse müssen möglichst kurz sein. Ferner ist es wichtig, sie durch unwirksame Perioden zu trennen. Die Intensität des Signals wird natürlich dadurch herabgesetzt. Aber das kann leicht durch Verstärker wieder ausgeglichen werden. 2. Wie aus Fig. 9 ersichtlich ist, ergibt sich S zu:

s errechnet sich wie folgt:

S=Vi-

daraus folgt:

■==J (1 — β * J dt = I₁- β(ΐ — e ^B).

A\ ΓL

\z-e ^BJ ,

-JlY⁸

Läßt man die Potenzen e . weg, so erhält man einen Wert, der etwas größer als s[S ist:

C-)

— ι

sJS kann also nicht größer werden als

C-)

— ι

Der Einfachheit halber soll nun angenommen werden, daß t₂ gleich t_t ist. Weiter soll dem obigen Ausdruck eine Pegeldifferenz von 4 Neper entsprechen. Die Rechnung ergibt dann:

k 1=^

Weiter soll die Abtastfrequenz 15 kHz betragen. Die Anzahl der Kanäle, die zugelassen werden können, beträgt dann mit ^₁= T/2 N:

Zt₁ 2 · 15 · io³ · 3,17

Es soll nun nachstehend der Fall erörtert werden, bei dem ein Hochfrequenzfilter vorgesehen ist, welches ein Frequenzband von der Breite ψ durchläßt. Wie bei dem vorhergehenden Fall verhält sich alles so, als wenn die Abtastfunktion verzerrt wäre. Bei der Entwicklung der Reihe ist es erforderlich, daß man bei der Oberschwingungsfrequenz mF gerade unterhalb von 9?/2 aufhört. Die Abtastfunktion

y = a₀ + 2 2j o-m cos 2 π m — 1 J-

ist dann durch folgenden Ausdruck gegeben:

m π

COS 2 π m — . (5)

t bedeutet hierbei die Zeit. _g5

Von den Schaltvorgängen soll hier abgesehen werden. Dann bleibt die Fläche 5 in Fig. 8 annähernd gleich t_t. Die Fläche s, die jetzt durch die Beschränkung des Bandes auf die Breite φ bedingt ist, beträgt

S= / ydt.

Bei der Bestimmung von a_m ist der Koordinatenanfangspunkt in die Mitte der Abtastzeit t_x gelegt worden. Dementsprechend sind auch die Grenzen des Integrals zu setzen. Nach der Auflösung des Integrals ergibt sich für s:

_m sm²m7T

s =

w² π²

cos

2nm N

Es sei nun angenommen, daß I₁ = t₂ = —- ist. Dann

T
wird mit S = t_x = —j-=- :

sm^a

mn

Tn

zN ' N

1 mn

\2~N

mn ,,.

■C0S2 —. (6)

Für m = 00 muß s gleich 0 sein, weil es sich ja dann, wie vorausgesetzt, um Rechteckimpulse handelt und

y dann zwischen den Integrationsgrenzen — + t₂ und 3 — -f i₈ gleich ο ist. Es gilt also:

₂N

Y mnV

mn

2N mn · cos 2

■ O .

ίο Subtrahiert man diesen Ausdruck von (6), so erhält man für s/S:

. mn
sm² —=-■ s I^ 2iv mn

■ COS 2 —T^- .

iV

Ί (mnV

\2N/

Der Ausdruck unter dem Summenzeichen wird mit

dem Faktor Δ

, der Differenz von zwei aufein-

anderfolgenden Werten von —^, multipliziert und der Kehrwert dieses Faktors vor das Summenzeichen gesetzt. Mit Δ \—^-\ =-^wird s/S dann:

sm²

2 N

mn . ■ cos 2 —— ·Δ N

\2N)
Für den Ausdruck unter dem Summenzeichen kann

man sich ein Rechteck von der Breite Δ (-τ?-) und der Höhe

mn

sin*

2iV

mn "2N

COS 2

»ζπ

vorstellen. Trägt man —^ auf der Abszisse und

sin'

N
mn ~2~W

COS 2-

mn

mn

auf der Ordinate eines Koordinatensystems auf, so wird s/S durch den Gesamtinhalt aller dieser Rechtecke dargestellt. Das erste Rechteck erstreckt sich dabei von m bis m + 1.

Die treppenförmige Kurve, die so entsteht, soll nun durch eine stetige Kurve ohne Knicke ersetzt werden. Der Wert s/S wird dabei nur um einen geringen Betrag

größer. Mit — — % ist s/S dann durch folgenden Integralausdruck gegeben:

sin² — · cos 2 χ · dx. 2

Diese Funktion von χ soll nun mit R (x) bezeichnet werden. Eine Integration ist nicht möglich, jedoch kann diese Schwierigkeit auf folgende Weise überwunden werden: 1. Die Kurve, welche R als eine Funktion von χ (oder als eine Funktion von m) darstellt, wird zunächst aufgetragen. Da die Periode von

sin² — cos 2 λ;

gleich 2 η ist, so ist die Achse von # in zwei Perioden geteilt, die durch die Werte χ = 2kn begrenzt sind, wobei k eine ganze Zahl ist. 2. Die Werte von R können annähernd für die letzten Perioden berechnet werden, da R gleich Null bei χ = oo ist. Beim Übergang von dem einen Ende einer Periode zu dem Ende der vorhergehenden Periode ändert sich R um einen sehr geringen Betrag, welcher annähernd berechnet werden kann. Dementsprechend sind die sehr kleinen Werte der Funktion R (x) bei χ = 2 k η annähernd bekannt. 3. Bei Zeiten innerhalb einer Periode kann R dadurch berechnet werden, daß der Ausdruck — durch einen

Mittelwert ersetzt wird. 4. Die Funktion R (x) verhält sich wie eine gedämpfte periodische Funktion, und die angedeuteten Annäherungswerte ermöglichen die Festlegung dieser Funktion mit Ausnahme für die erste Periode. 5. Für die erste Periode kann die Abweichung der Funktion R (x) von der Gleichung (6) stufenweise berechnet werden.

Die Fig. 10 zeigt die entstandenen Resultate für den Fall, daß N = zwölf Kanäle ist. Die Werte s/S, welche go die Störungen darstellen, sind als Funktion von m, der Ordnungszahl der höchsten vom Filter durchgelassenen Oberschwingung, gezeigt. Die Periode dieser Kurve ist gleich η oder in m ausgedrückt:

mn

~2~N~

= η oder m = 2N.

(8)

Die Störung ist, wie aus dem Vorhergehenden zu entnehmen, sehr klein, wenn eine Anzahl von Harmonischen, die gleich 2kN ist, durchgelassen wird. Hieraus ergibt sich, daß die Periode der höchsten Oberschwingung gleich

2kN

2N

(9)

sein soll.

Mit anderen Worten, die Größe jedes Kanals soll so gewählt werden, daß eine ganze Anzahl von Unterschwingungen der höchsten Oberschwingung darin enthalten ist.

Zum Beispiel wenn N = zwölf Kanäle ist und die unwirksamen Perioden so gewählt werden, daß sie gleich den wirksamen Perioden sind, so ist

ι
24

Wenn das engste Bandfilter benutzt wird, welches den vorhergehenden Erklärungen entspricht, so ist & = ι und m = 24. Die Größe des Filters ist somit iao

φ = -γ- = 2 χ 24 χ 15 = 720 kHz .

Mit m — 24 ergibt die Berechnung, die zu der Kurve in Fig. 10 geführt hat, s/5 = rd. 0,001, und dies entspricht In 1000 = 6,9 Neper.

Da die Kurve, die s entspricht, in der Nähe der für m gewählten Werte sehr ausgedehnt ist, können Filter gewählt werden, deren Begrenzungslinien nicht absolut scharf sind, was ein wesentlicher Vorteil ist.

Wenn die wirksamen Perioden ein Bruchteil -r an-

It

statt die Hälfte der gesamten Periode sind, können Störungen oder ein Übersprechen in Übereinstimmung mit einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal ίο herabgesetzt werden, wenn i. eine unwirksame Periode gewählt wird, die ein Vielfaches einer wirksamen Periode ist, und 2. wenn diese Perioden so gewählt werden, daß sie eine Anzahl ganzer Perioden der höchsten Oberschwingung enthalten. Fig. ι zeigt schematisch ein Verteilersystem für hochfrequente, elektrische Übertragung unter Verwendung von acht Kanälen. Der Ausgangsstrom eines Schwingungserzeugers 1 von 10 kHz wird einer Vorrichtung 2 zugeführt, die acht sinusförmige Ströme erzeugt, deren Phasen gleichmäßig zueinander verschoben sind. Mit Hilfe einer Schaltanordnung, die schematisch bei 3 nur für den einen Kanal gezeigt ist, wird jeder dieser Ströme dazu benutzt, um eine Welle von spitzer Form zu erzeugen, deren Dauer etwa ¹Z₁₅₀₀OO Sekunde beträgt. Diese Stromstöße werden dazu benutzt, um die Sperrung der Gitter eines Modulators 4, dem die niederfrequente Nachrichtenwelle zugeführt wird und der für jeden Kanal gesondert vorgesehen ist, aufzuheben. In diesem Falle sind die in dem Modulator benutzten Röhren oberhalb der Grenze vorgespannt, bei welcher diese Röhren einen Strom durchlassen, wenn die Spannung der spitzförmigen Wellen nicht zugeführt wird. Die mit 4 bezeichneten Schaltanordnungen sind so bemessen, daß die Modulation der spitzförmigen Wellen mit den niederfrequenten Nachrichten wellen im wesentlichen linear ist, wobei die Nachrichtenwellen beispielsweise bei S zugeführt werden. Ein Modulationsgrad von 70 °/₀ kann beispielsweise gewählt werden. Die durch die niederfrequente Nachricht S modulierten Stromstöße werden nacheinander erzeugt und dann einem gemeinsamen Verstärker 5 zugeführt und gelangen von hier aus zu einem Oszillatormodulator 6 von beispielsweise 75 000 kHz und bewirken dort, daß jeder Stromstoß eine Erhöhung des hochfrequenten Ausgangsstromes bewirkt. Die Ausgangsleistung des Oszillatormodulators 6 wird einer Antenne 7 zugeführt, die ein hinreichend breites Frequenzband überträgt.

Eine Möglichkeit, Spannungen mit Hilfe eines Schwingungserzeugers von 10 kHz zu erzeugen, deren Phasen regelmäßig zueinander verschoben sind, ist in der Fig. 11 dargestellt, wobei es sich um acht verschiedene Phasen handelt. Die durch den Schwingungserzeuger erzeugte Spannung wird der einen Wicklung eines Transformators T zugeführt. Der Mittelpunkt der Sekundärwicklung dieses Transformators ist geerdet. Die Kapazitäten C ι und C 2 und die Widerstände Ri und R-z sind derart dimensioniert, daß die Spannung an dem Punkt C eine Phasenverschiebung von 90° zu der Spannung bei dem Punkt A, der mit dem einen Ende der Sekundärwicklung des Transformators T verbunden ist, aufweist. ■ In gleicher Weise sind die Kapazitäten C 3 und C 4 und die Widerstände i?3 und i?4 so bemessen, daß die Spannung an dem Punkt G eine Phasenverschiebung von 270⁰ hinter der Spannung am Punkt A hat. Die Punkte B, D, F und H sind die elektrischen Mittelpunkte der Brückenarme, was leicht mit Hilfe eines Vektordiagramms gezeigt werden kann. Somit hat die Spannung an jedem dieser Punkte einen Phasenwinkel von etwa 45,135, 225 und 315⁰ gegenüber Erde. Unter gewissen Umständen kann es zweckmäßig sein, daß die acht Phasenwinkel innerhalb ziemlich ausgedehnter Grenzen, beispielsweise innerhalb von ± 30⁰, reguliert werden können, ohne daß die Einstellungen der übrigen Phasenwinkel dadurch verändert werden. Zu diesem Zweck ist jeder der vorher erwähnten Punkte durch einen veränderlichen Abstimmungskreis CA über die Widerstände R'τ, R'2, R'3, R'4, i?'5 und R'6, welche CA und die Brücke entkoppeln, verbunden.

An den Eckpunkten A und E der Brücke enden die Verbindungen, die den Phasen 1 und 5 entsprechen und die mit PAi bzw. Ph 5 bezeichnet sind. Die Phasen Phz, Ph?,, Ph^₁ Ph6, Ph¹J und Ph8 entstehen durch die Spannungen, die, wie gezeigt, zwischen den Punkten B, C, D bzw. F, G, H und Erde erzeugt werden. Jeder der Punkte PAi, PÄ2 usw. in Fig. 11 ist über einen Kopplungskondensator 32 mit go dem Gitter der Röhre 31 in Fig. 12 verbunden. Die Größe des Kondensators 32 ist so gewählt, daß sie eine zweckmäßige Vorspannung dieses Gitters bewirkt und dabei den während der positiven Halbwelle auftretenden Gitterstrom berücksichtigt. Unter der Voraussetzung, daß die Eingangsimpedanz hoch in bezug auf die Impedanz des Gitterkathodenkreises bei einer beträchtlichen positiven Vorspannung des Gitters ist, und unter der Voraussetzung, daß die Gitter durch eine verhältnismäßig hohe, in der Größen-Ordnung von 150 Volt liegende Spannung gesteuert werden, übt der Gitterstrom eine schnelle begrenzende Wirkung auf die positiven Halbwellen aus. Dies ist in Fig. 13 dargestellt, in welcher die Kurve a die Spannung des Phasenverteilerkreises 2 in Fig. ι als Funktion der Zeit darstellt. Die Kurve b zeigt die Vorspannung der Röhre 31, die Kurve c zeigt die Spannung an den Enden des Widerstandes .33 in Fig. 12, und die Kurve d zeigt die Gittervorspannung für die Röhre 34, die sich aus der theoretischen Betrachtung der Kurve c ergibt. Die Kurve e der Fig. 13 zeigt die Gitterspannung des Gitters der Röhre 34 in Fig. 12, wie sie tatsächlich auftreten kann. Die Kurve f stellt den Anodenstrom dieser Röhre 34 dar.

Wenn ein reiner Widerstand in den Belastungskreis der Röhre 34 eingesetzt wird, so erhält die der Anodenspannung entsprechende Welle eine im wesentlichen rechteckige Form, wie bei c in Fig. 13 gezeigt. Die von dieser Kurve abgeleitete Kurvet zeigt die erforderlichen Punkte für eine geeignete Vorspannung der Verteilerröhren.

Bei dem Erfindungsgegenstand handelt es sich nicht nur darum, um eine zweckmäßige Arbeitsweise des Verteilers sicherzustellen, spitzförmige Wellen von 10 kHz zu erzeugen, sondern auch die Spitzen der Impulse mit größter Genauigkeit und mit größter

Konstantheit hinsichtlich der Zeit zu verlegen. Zufällige Verschiebungen würden Störungen bei den Gesprächen hervorrufen. Unter solchen Umständen ist es zweckmäßig, zur Festlegung der Impulse den Augenblick zu wählen, wenn die sinusförmige Welle die Nullinie passiert, da dieser Augenblick leichter festzulegen ist als das Maximum der sinusförmigen Welle.

Die stellen Kurventeile bei e in Fig. 13 entsprechen dem Augenblick, wenn die sinusförmige Welle die Nullinie schneidet, und somit sind sämtliche folgenden Impulse mit Hilfe dieses Teils der sinusförmigen Welle festgelegt.

Zur Sicherstellung der höchsten möglichen Ver-Stärkung in der Röhre 31 in Fig. 12 ist es zweckmäßig, eine Anodenimpedanz zu benutzen, die etwas höher ist als die Impedanz der Röhre. Hieraus folgt, daß der Grad der Anodenstromabnahme oft kleiner ist als der Grad der Anodenstromzunahme. Diese Wirkung ist in der Kurve c (Fig. 13) gezeigt, wo die folgenden Teile, die der Zunahme des Anodenstromes entsprechen, steiler verlaufen als die entsprechenden Teile der Anodenstromabnahme. Die theoretische Kurve bei d in Fig. 13 zeigt einen scharfen negativen

25' Impuls und einen positiven Impuls, der vollständig gedämpft ist. Es ist offensichtlich, daß ein positiver Impuls erforderlich ist, um die Sperrung der Gitter der Verteilerröhren aufzuheben. Da jedoch diese Impulse nicht für den Zweck dienlich sind, so erhält man mit Hilfe eines abgestimmten, durch die Induktivität 36 ₄ und die niedrigen Kapazitäten gebildeten Kreises eine gedämpfte Welle, wie die Kurve e (Fig. 13) zeigt. Nicht nur der auf die Erregung der Induktivität 36 zurückzuführende ursprüngliche erste negative Impuls, sondern auch die Halbwelle mit positivem Vorzeichen wird zur Erregung der folgenden Röhre benutzt. Um zu verhindern, daß mit Ausnahme der zweiten positiven Halbwelle die Teile der bei e gezeigten Wellenform einen Anodenstrom in der Röhre 34 erzeugen, erhält die Röhre 34 eine ausreichende Gittervorspannung von einer Batterie. Die durch den Widerstand 35 bewirkte Dämpfung des abgestimmten Kreises verkleinert die Halbwellen, so daß kein Anodenstrom fließen kann. Die Wirkung eines Wellenzuges von niedriger Amplitude, wie bei χ auf der Kurve e in Fig. 13 gezeigt, wird auch durch die Wirkung der Gittervorspannung aufgehoben. Die Form des von der Röhre 34 kommenden Anodenstromes geht aus der Kurve f hervor. Diese Welle besitzt die erwünschte Form eines scharfen Impulses von etwa ¹Zi₅₀OOo Sekunde. In einem Verteilersystem mit acht Kanälen ist die maximale zulässige Zeit für jeden Kanal mit einer Verteilerfrequenz von 10 kHz gleich '/so 000 Sekunde, so daß eine erhebliche Spanne in der Zeit zwischen dem Ende eines vorhergehenden Stromstoßes und dem Anfang des nächsten Stromstoßes entsteht, wodurch unangenehme Störungen im wesentlichen vermieden werden. Diese spitzförmigen Wellen werden durch Zeichen moduliert, die durch den Transformator Ti bei S zugeführt werden. Die an dem Ausgangskreis CD in Fig. 12 auftretenden negativen Impulse werden, beispielsweise durch Widerstands-Kapazitäts-Kopplung, einem Verstärker zugeführt, dessen Röhren eine genügende Ausgangsleistung von z. B. 50 Watt abgeben. Die 6= positiven Stromstöße von diesem Verstärker dienen dann zur Anodenmodulation eines normalen Oszillators, wie er z. B. bei 6 in Fig. 1 gezeigt ist. Dieser Oszillator arbeitet beispielsweise mit einer Frequenz von 75 000 kHz. Die Ausgangsspannung des Oszillatormodulators wird einem geeigneten Übertragungsmittel, beispielsweise der Antenne yl, zugeführt.

Der Empfänger kann ein Überlagerungsempfänger sein, bei dem die Überlagerungsfrequenz als Verteilerfrequenz benutzt wird. In anderen Worten, der Empfänger eines jeden Kanals kann so eingerichtet werden, daß er auf die ankommenden Signale nur während der Periode anspricht, die einem Impuls des betreffenden Kanals entspricht, wobei die von den anderen Kanälen erzeugte Störung eliminiert wird. Ein praktischer Empfänger ist in Fig. 14 gezeigt. Die Antenne A empfängt die von der Antenne 7 in Fig. 1 ausgestrahlten Wellen. Diese Wellen werden über geeignete Kopplungsmittel dem Gitter der Röhre T zugeführt. Der Schwingungskreis, welcher aus den Induktivitäten L1 und L 2 und einem vorzugsweise veränderlichen Kondensator C besteht, zu dem die Anoden-Gitter-Kapazität hinzukommt, wird in dem hier betrachteten Beispiel auf 75 000 kHz abgestimmt. Die Überlagerungsfrequenz erhält man mit Hilfe eines Generators, welcher spitzförmige Wellen erzeugt. Ein solcher Generator ist bereits in Verbindung mit Fig. 11 näher beschrieben. Eine Verbindung besteht zwischen dem Punkt P1 in Fig. 12 und dem Punkt P2 in Fig. 14. Es ist auch möglich, den gleichen Generator von spitzförmigen Wellen sowohl sendeseitig als auch empfangsseitig zu benutzen, wenn die Anlage für einen Verkehr nach beiden Richtungen eingerichtet ist.

Die auf Grund des durch den hochohmigen Widerstand R in Fig. 14 fließenden Gitterstromes an dem Gitter der Röhre T liegende negative Vorspannung wird derart einreguliert, daß sämtliche Schwingungen verhindert werden, mit Ausnahme für den Augenblick, in dem ein positiver Impuls über die Verbindung Pz ankommt. Somit kann der Empfangskreis nur während dieser kurzen Periode auf diesen Kanal ansprechen. Ein aus der Kapazität C1 und der Induktivität L gebildeter Stromkreis ist im vorliegenden Fall auf eine Frequenz von 10 kHz abgestimmt und mit einer Wicklung des Niederfrequenztransformators LF verbunden, um Stromstöße am Niederfrequenzausgang zu verhindern. Der an dem Empfänger angeordnete Schwingungserzeuger von 10 kHz, welcher die Spannungen von acht verschiedenen Phasen für den Generator von spitzförmigen Wellen speist, wird mit dem Oszillator auf der Sendeseite nach irgendeiner bekannten Art, die nachstehend näher beschrieben ist, in Gleichlauf gehalten. Eine Hochfrequenzstörung wird kaum zwischen den Schwingungserzeugern der acht Empfänger wahrgenommen, obwohl diese abwechselnd Wellenzüge von gleicher Frequenz zur Aussendung bringen. Dieser Vorteil wird dadurch erreicht, daß beim Beginn aller Teilperioden der Welle sämtliche übrigen Wellenzüge auf kaum wahrzunehmende Höhe herabgesetzt sind.

Die selbsttätige Vorspannung der Röhre T in Fig. 14, die durch den Fluß des Gitterstromes durch den Widerstand R entsteht, bewirkt eine Stabilität der Schaltung, die wesentlich höher ist, als wenn eine Batterie benutzt wird. Eine zufällige Amplitudenzunahme bei hochfrequenten Wellenzügen verursacht eine Zunahme der negativen Vorspannung des Oszillators, welche im wesentlichen die Höhe der Hochfrequenzwellen wiederherstellt.

Die Synchronisierung der die acht Phasen erzeugenden Oszillatoren kann wie folgt ausgeführt werden: Eine Steuerfrequenz von ziemlich niedriger Spannung wird einem der Verteilerkanäle überlagert. Die Frequenz dieser Steuerwelle kann beispielsweise gleich einem Drittel der Unterbrechungsfrequenz sein und kann mit Hilfe eines Frequenzteilers in Form eines Multivibrators erzeugt werden. Im Empfänger wird die dritte Harmonische dieser Steuerfrequenz ausgewählt, verstärkt und zur Synchronisierung des Oszillators auf der Empfangsseite benutzt. Zu diesem Zweck wird der Empfängsoszillator entweder mit der Hand oder selbsttätig so eingestellt, daß seine Frequenz langsam in den Bereich der Sendefrequenz gelangt. Wenn der Synchronismus genügend genau ist und das richtige Phasenverhältnis herrscht, arbeitet der Empfänger für genügend lange Zeit einwandfrei und ermöglicht so, daß die automatische Synchronisierung die Steuerung des Systems übernimmt.
Die Erfindung ist keineswegs auf die Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern sie kann auch in Verbindung mit Vielfachübertragungsanlagen über koaxiale Kabel benutzt werden und für die Vielfachübertragung von Nachrichten mit einer von der in diesem Ausführungsbeispiel verschiedenen Anzahl von Kanälen.

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Einrichtung zur Verringerung von Störungen und Übersprechen in Mehrfachhochfrequenzübertragungsanlagen, die mit einer Verteilervorrichtung arbeiten, um die Kanäle hintereinander für sehr kurze Zeitintervalle wirksam zu machen, dadurch gekennzeichnet, daß die wirksamen Perioden eines jeden Zeitelements so kurz wie irgend möglich sind und daß die unwirksamen Perioden zwischen zwei aufeinanderfolgenden wirksamen Perioden von beträchtlicher Länge sind.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des durch jeden Kanal übertragenen Frequenzbandes eine Anzahl von Oberschwingungen einer Frequenz enthält, die gleich 2 kN ist, wobei k eine ganze Zahl ist und N der Anzahl der Kanäle entspricht.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilter eines jeden Kanals bestimmte Begrenzungspunkte aufweisen.

4. Einrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die unwirksamen Perioden ein Vielfaches von den wirksamen Perioden sind und daß eine jede Periode eine ganze Zahl von Schwingungsperioden der höchsten Oberschwingungsfrequenz enthält.

5. Einrichtung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle während der unwirksamen Perioden unterdrückt wird.

6. Einrichtung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein jeder der Röhrengeneratoren, die die Trägerfrequenzen den betreffenden Kanälen zuführen, durch eine Spannung von spitzer Wellenform gesteuert wird.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die spitzförmigen Wellen den betreffenden Röhrengeneratoren nacheinander mit regelmäßig verschobener Phase zwischen den aufeinanderfolgenden Generatoren zugeführt werden.

8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Röhren derart vorgespannt sind, daß nur ein Teil der spitzförmigen Spannung die Röhre wirksam macht.

9. Einrichtung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die wirksame Periode durch Regelung der Vorspannung der Röhre eingestellt wird. *

10. Einrichtung nach Anspruch 7 zur Verwendung in einem aus acht Kanälen bestehenden Übertragungssystem, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenverschiebende Vorrichtung aus einer Wheatstoneschen Brücke besteht, deren entgegengesetzte Zweige aus Widerständen und deren andere beide Zweige aus Kapazitäten bestehen, wobei die Mittelpunkte eines jeden Zweiges und zwei sich gegenüberliegende Ecken der Brücke über Widerstände und Abstimmungskreise mit Erde verbunden sind, während die übrigen beiden Ecken der Brücke mit einem Generator, welcher spitzförmige Wellen erzeugt, verbunden sind, wobei jede Ecke der Brücke und jeder Mittelpunkt der Zweige mit dem dazugehörigen, mit dem Kanal verbundenen Schwingungserzeuger in Verbindung steht.

11. Einrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerfrequenz benutzt wird, um den Synchronismus zwischen den phasenverschiebenden Vorrichtungen an dem Sende- und an dem Empfangsende aufrechtzuerhalten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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