DE3010537A1

DE3010537A1 - Anordnung zur uebertragung digitaler daten

Info

Publication number: DE3010537A1
Application number: DE19803010537
Authority: DE
Inventors: Warren B Bruene
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1979-03-19
Filing date: 1980-03-19
Publication date: 1980-10-02
Also published as: SE8002107L; ATA147280A; NO800783L; FR2452214B1; AT372225B; US4302844A; FR2452214A1; DK116880A; GB2045034A; CA1136220A; GB2045034B

Description

Patentanwälte

Dipl.-Irig. Dipl.-Chem. Dipl.-Ing.

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

19. März 1980

ROCKWELL INTERNATIONAL CORPORATION

600 Grant Street

Pittsburgh, Pennsylvania 15219 /V.St.A.

Unser Zeichen: R 993

Anordnung zur übertragung digitaler Daten

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die elektronische Nachrichtenübertragung und insbesondere auf ein Nachrichtenübertragungssystem, bei dem ein mit digitalen Daten moduliertes Trägersignal über ein von Harmonischensignalen gestörtes Medium übertragen wird.

Bei der übertragung digitaler Daten mittels eines Trägersignals über ein Medium kann es erforderlich sein, Harmonischensignale zu unterdrücken, mit denen das Medium gestört ist, damit das Trägersignal zur Wiedergewinnung der Daten einwandfrei festgestellt und demoduliert wird. Ein Beispiel eines solchen Systems ist die Verwendung elektrischer Stromversorgungsnetze als Übertragungskanal für Daten, was ermöglicht, Verbraucher für Abrechnungszwecke zu überwachen und für die Verbraucherführung von einer entfernten Zentrale aus zu steuern. Neben Breitband- und Impulsstörungen, die in einem Stromversorgungsnetz vorhanden sind und der übertragung von Signalen abträgliche Bedingungen ergeben, müssen Harmonischenstörungen aus

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Oberwellen der Grundfrequenz des Energieversorgungsnetzes (60 Hz in den Vereinigten Staaten und 50 Hz in europäischen Ländern) vermieden werden, wenn ein aussagekräftiges Signal übertragen und empfangen werden soll. Eine sehr wirksame Möglichkeit zur Lösung dieses Problems ist in der US-PS 3 368 erläutert; in dieser Patentschrift ist ein unter der Bezeichnung "Kineplex" bekanntes kommerzielles System zum übertragen mehrerer Trägersignale mit verschiedenen, gleich weit voneinander entfernt liegenden Frequenzen in einer Frequenzmultiplexanordnung zwischen einem gemeinsamen Sender und einem Empfänger beschrieben, bei dem ein Nebensprechen zwischen den verschiedenen Kanälen verhindert wird. Dies wird dadurch erreicht, daß die Baudperiode (d.h. die Dauer der einzelnen Periode, in der die Trägersignalkenngröße, beispielsweise die Phase, zur Definition einer oder mehrerer Bits konstant bleibt) gleich dem Kehrwert des Frequenzabstandes zwischen benachbarten Harmonischen eingestellt wird. Die sich ergebende bekannte Funktion (sin x)/x, mit χ = 7rT(F-F ) rad, die

das über der Frequenz aufgetragene Spektrum im Frequenzbereich für ein impulsmoduliertes Trägersignal (mit der Baudperiode T) bei einer bestimmten Trägerfrequenz F, repräsentiert, hat bei allen anderen Trägersignalfrequenzen Nullstellen. Ein Empfängerdemodulator, der das aus dem Trägersignal entwickelte, die Daten kennzeichnende Gleichstromsignal für eine der Baudperiode entsprechende Periode integriert (und folglich einen dazu passenden Frequenzgang hat), läßt nur die interessierende Trägersignalfrequenz durch, während er den Durchgang aller anderen sperrt. Wenn alle diese unerwünschten Trägersignalfrequenzen bezüglich der besonderen interessierenden Trägersignalfrequenz mit den in einem Stromversorgungsnetz vorhandenen Harmonischenfrequenzen des Netzsignals gleichgesetzt werden, ist zu erkennen, daß das Kineplex-Verfahren zur Unterscheidung gleich weit voneinander entfernt liegender Signalfrequenzen direkt auf das Problem der übertragung eines Nachrichtensignals über ein Harmonischenstörungen aufweisendes Energieversorgungsnetz angewendet werden kann. 030040/0743

Auf dem sich entwickelnden Gebiet der Nachrichtenübertragung über das Energieversorgungsnetz wird das erwähnte Kineplex-Verfahren zwar nicht angewendet (siehe beispielsweise US-PSen 4 109 204 und 4 012 734), doch ist zu erkennen, daß in allen bisher vorgeschlagenen Systemen das Trägersignal entweder auf eine Harmonische der Netzfrequenz oder mittig zwischen zwei benachbarte Harmonische gelegt wird, wodurch der Vorteil der ungleichartigen Größen der Harmonischen des Energieversorgungsnetzes bei dem Erkennungsprozeß nicht ausgenutzt wird. Mit Hilfe der Erfindung soll demgemäß eine Anordnung zur übertragung von digitale Daten kennzeichnenden Nachrichtensignalen über ein von Harmonischensignalen gestörtes Medium geschaffen werden. Die mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Anordnung soll so ausgestaltet sein, daß benachbarte Harmonische ungleiche Größen haben. Bei der mit Hilfe der Erfindung zu schaffenden Anordnung soll das Medium ein elektrisches Energieversorgungsnetz sein, und die Harmonischen sollen Vielfache der Netzfrequenz sein.

Nach der Erfindung wird die übertragung eines mit digitalen Daten modulierten Trägersignals über ein mit Harmonischensignalen gestörtes Medium dadurch verbessert, daß die Trägersignalfrequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen gelegt wird und daß für die Daten eine solche Baudrate benutzt wird, daß die Nullstellen der Spektrumsfunktion (sin x)/x des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich mit den Harmonischen zusammenfallen, die der Frequenzantwort eines dazupassenden Empfängerdemodulators entsprechen. Dies bringt mit sich, daß die Baudrate auf die Harmonischengrundfrequenz oder auf eine Subharmonische der Grundfrequenz eingestellt wird. In einer anderen Ausführung, bei der die gesendete Baudrate und die Integrationsperiode für den Integrations- und Abspeicherprozeß, der im Demodulator zur Abtastung des die Daten im Baud kennzeichnenden Gleichstromsignals

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benutzt wird, verschieden sind, wobei die Integrationsperiode kleiner als die Dauer der Baudperiode ist, damit eine Schutzzeit entsteht, ergibt die Integrationsperiode des Demodulators die Nullstellen der Funktion (sin x)/x so, daß eine Unterscheidung von den Harmonischen erhalten wird. Das geschilderte Verfahren ist besonders günstig in einem Medium wie einem elektrischen Energieversorgungsnetz, bei dem benachbarte Harmonische ungleiche Größen haben und die Asymmetrie der Trägersignalfrequenz zwischen den Harmonischen das Einfügen einer größeren Anzahl von Nullstellen des Spektrums der Funktion (sin x)/x zwischen das Trägersignal und die größere Harmonische (ungeradzahlige Dreifache) als zwischen das Trägersignal und die kleinere Harmonische (geradzahlige Vielfache) gestattet, damit eine verbesserte Unterscheidung von den Harmonischen erzielt wird.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 typische Harmonische der Grundfrequenz eines 60 Hz-Stromversorgungsnetzes nach tatsächlich durchgeführten Messungen,

Fig. 2a bis 2d

Diagramme der Funktion (sin x)/x im Frequenzbereich gemäß dem Stand der Technik,

Fig. 2e und 2f

ebensolche Darstellungen wie in den Figuren 2a bis 2d, jedoch auf der Grundlage der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines vierphasigen Phasendifferenzmodulators zur bevorzugten Durchführung der Erfindung und

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Fig. 4 ein Blockschaltbild eines vierphasigen Phasendifferenzdemodulators zum Empfangen und Demodulieren der mittels des modulierten Trägersignals übertragenen digitalen Daten.

Das Diagramm von Fig. 1 zeigt im Frequenzbereich typische Netzfrequenzharmonische, die in einer Leitung eines 60 Hz-Dreiphasen-Stromversorgungsnetzes mit Hilfe tatsächlich durchgeführter Messungen gefunden wurden. Wie bereits einleitend angegeben wurde, ergeben diese Harmonischen, die Amplituden im Millivoltbereich haben, ernsthafte Störungen beim einwandfreien Senden und Empfangen von Nachrichtensignalen über Netzleitungeni Wie ebenfalls erläutert wurde, wurde das Problem der Harmonischenstörungen oder des Nebensprechens bei Frequenzmultiplex-Nachrichtenübertragungssystemen mittels des für solche Systeme entwickelten Kineplex-Verfahrens vermieden, wobei jeder Frequenzkanal und alle übrigen Kanäle der Trägerfrequenz bzw. der Netzharmonischen in einem Energieversorgungsnetz analog sind, während derzeit das Problem bei den sich entwickelnden späteren Nachrichtenübertragungssystemen über Energieversorgungsleitungen dadurch vermieden wird, daß die Trägerfrequenz F mittig zwischen zwei benachbarte Netzharmonische gelegt wird und mit einer Baudrate gesendet wird, die ein ganzzahliger Bruchteil der Grundfrequenz F_ (60 Hz) ist, so daß die resultierende Funktion (sin x)/x (deren negative Abschnitte nur der deutlicheren Darstellung wegen umgekehrt sind) Spektrumsnullstellen bei den Harmonischen im Frequenzbereich erzeugt, wie in den Figuren 2a und 2b dargesellt ist, die die Baudraten R mit dem Wert 30 Baud pro Sekunde bzw. 15 Baud pro Sekunde angeben. Durch die Verwendung eines angepaßten Empfängerdemodulators mit einem ebensolchen Frequenzgang wie der, bei dem das Trägersignal in ein den Baudwert anzeigendes Gleichstromsignal umgesetzt

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wird, das dann für eine Zeitperiode mit der Dauer 1/R integriert wird, wird nur die im Trägerfrequenzsignal F enthaitene Energie demoduliert, während die aufgrund der angrenzenden Harmonischen F„ verursachte Energie unterdrückt wird. Wie in den Figuren 2c und 2d dargestellt ist, ist in bekannten Druckschriften sogar vorgeschlagen, das Trägersignal F

zur Erzielung höherer Datenraten auf eine Netzharmonische F_TT

zu legen (wobei im Fall von Fig. 2c der Parameter R gleich der Grundfrequenz oder gleich 60 Baud ist); diese Maßnahme wird trotz des Verlustes bei der Unterdrückung der übereinstimmenden Harmonischenfrequenz angewendet.

Bezugnehmend auf Fig. 1 sei bemerkt, daß keine der bekannten Lösungen die unterschiedlichen Größen der Netzharmonischen ausnutzt. Neben den mit wachsender Frequenz abnehmenden Größen der Harmonischen ist ein unterscheidbares Muster zu erkennen, bei dem auf Paare auffallender Harmonischer ungerader Ordnung F_= unmittelbar eine wesentlich weniger auffallende ungeradzahlige Harmonische F folgt. Die Harmonischen F_OT entsprechen bekanntlich denjenigen ungeradzahligen Harmonischen der Netzfrequenz, die durch drei teilbar sind (beispielsweise die dritten, neunten, fünfzehnten usw. Harmonischen, die Vielfache von 180 Hz sind und hier als Dreifache bezeichnet und mit dem Index T gekennzeichnet sind) und die hinsichtlich ihrer Größe bezüglich der geradzahligen Harmonischen F₀^ gedämpft sind, die nicht durch drei teilbar sind, was sich allgemein aus den Löschwirkungen in symmetrischen Dreiphasen-Stromversorgungsnetzen ergibt. Die geradzahligen Harmonischen F„ sind bekanntlich am kleinsten. Durch mittige Anbringung der Trägerfrequenz F zwischen zwei benachbarte Harmonische gemäß den Figuren 2a und 2b oder bei einer Harmonischen gemäß den Figuren 2c und 2d, wie aus dem Stand der Technik hervorgeht, wird die Unterdrückung der Harmonischen, auf die die

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ersten Nullstellen fallen, gleich behandelt, ohne Rücksicht darauf, daß diese Harmonischen unterschiedliche Größen haben und auf unterschiedliche Weise behandelt werden könnten und sollten.

Wie in Fig. 2e dargestellt ist, ergeben sich zwei Vorteile, wenn das Trägersignal F asymmetrisch zwischen zwei benachbarte Harmonische, beispielsweise die Harmonischen F„ und F_n-,, gelegt wird. Ein Vorteil ergibt sich daraus, daß bei jeweils drei aufeinanderfolgenden Harmonischen die Harmonische F_Q= am größten ist und das Anbringen des Trägersignals zwischen den anderen zwei Harmonischen die Unterdrückung von Harmonischen wegen ihrer reduzierten Größe fördert. Der zweite Vorteil resultiert daraus, daß wegen der Anbringung des Trägersignals F näher bei der Harmonischen F„ als bei der Harmonic h·

sehen F_Q= die erste Nullstelle der Funktion (sin x)/x (bei einer angenommenen Baudrate R von 20 Baud pro Sekunde) auf die kleinere der zwei Harmonischen gelegt wird, was die Unterdrückung der Harmonischen zusätzlich verbessert. Dies ergibt eine zusätzliche Dämpfung von 6 dB bezüglich der kleineren Harmonischen (eine Spannungsverbesserung von 2:1), was eine erwünschte Verbesserung darstellt, da die in einer gegebenen Harmonischen enthaltene Energie an einer Nullstelle in Wirklichkeit nicht unendlich schmal ist, wie in dem theoretischen Diagramm dargestellt ist. Wenn eine stärkere Unterdrückung Harmonischer gewünscht wird und eine niedrigere Datenrate angewendet werden kann, können zwischen das Trägersignal F und die größere benachbarte Harmonische F_OT mehr Nullstellen eingefügt werden, indem einfach 'Datenraten angewendet werden, die höhere Subharmonische der Netzfrequenz F sind. Ein solches Beispiel ist in Fig. 2f angegeben, wo die vierte Subharmonische der Netzfrequenz von 60 Hz, die 15 Baud äquivalent ist, so angegeben ist, daß die dritte

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Nullstelle der Funktion (sin x)/x mit der Harmonischen F_nT zusammenfällt.

In Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines vierphasigen Phasenmodulators 10 dargestellt, bei dem die Erfindung angewendet wird; bei diesem Phasenmodulator wird das Netzfrequenzsignal F als erstes Eingangssignal einem Phasendetektor 12 zügeführt, nachdem es ein Tiefpaßfilter 14 zur Unterdrückung unerwünschter Frequenzen über der Netzgrundfrequenz F und eine Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 zur Erzeugung eines Rechtecksignals mit einer der Baudrate R entsprechenden Frequenz durchlaufen hat. Der Phasendetektor 12, ein spannungsgesteuerter Oszillator 18 (VCO), dem das Detektorausgangssignal über ein Tiefpaßfilter 20 zugeführt wird, sowie ein durch N teilender Frequenzteiler 22, der zwischen den Ausgang des Oszillators 18 und einen zweiten Eingang des Phasendetektors 12 eingefügt ist, bilden eine Phasenregelschaltung 24. Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 18 mit dem Wert 4 F (wobei der Wert 4 F vom Wert des Teilerfaktors N bestimmt wird) folgt somit der Frequenz F nach (wobei F eine Vielfache von R ist), so daß sich bei einer Änderung der Netzfrequenz auch die Trägersignalfrequenz F ändert, damit eine überein-Stimmung zwischen den Frequenzen und somit zwischen den Nullstellen der Funktion (sin x)/x bezüglich der Netzharmonischen F„ aufrechterhalten wird,
η

Wie in der US-PS 3 368 036 ausgeführt ist, die das oben erwähnte Kineplex-System betrifft, eilt das Trägersignal F um 45° oder ein ungeradzahliges Vielfaches dieses Werts in Abhängigkeit von den Werten der zwei das Baud bildenden Bits während jeder Baudperiode vor. Dies ist in der Tabelle von Fig. 3 wiedergegeben, die die Änderungen des Phasenwinkels Δθ in Abhängigkeit vom ersten oder ungeraden Bit (phasengleicher

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Kanal) jedes ein Baud bildenden Bitpaars und des zweiten, geradzahligen Bits (um 90° phasenverschobener Kanal) des Paares zeigt. Wenn die beiden Bits einen hohen Wert, also den Digitalwert "1" haben, wird der Trägerphasenwinkel um 45° nach vorne verschoben usw.. Der auf der Seite des Bitwerts der Tabelle in Klammer angegebene Winkel zeigt die Änderung seines Kanalwinkels zur Erzielung der reinen Änderung des Phasenwinkels Δθ des Trägers. Das in der Tabelle zum Ausdruck gebrachte Ergebnis wird dadurch erhalten, daß das Ausgangssignal 4 F des Oszillators 18 einer durch vier teilenden Teilerschaltung 26 zugeführt wird, die vier Ausgänge aufweist, an denen jeweils ein Signal mit der gleichen Frequenz F erscheint, deren Phasenwinkel sich jedoch beginnend mit dem Phasenwinkel 0° jeweils um 90° unterscheiden. Die Frequenz F ist natürlich so gewählt, daß sie mit der asymmetrischen Stelle zwischen zwei benachbarten Netzharmonischen F zusammenfällt, wie oben erläutert wurde. Die Aus-

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gangsleitungen, an denen die Signale mit dem Phasenwinkel 0° und 180° erscheinen, werden einem phasengleichen Multiplexschalter 28 zugeführt-, der einen einzigen Ausgang aufweist, der mit der Nullgrad-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 30 zum Multiplexschalter 28 den Digitalwert "1" hat, während er mit der 180°-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 30 den Digitalwert "0" hat. In der gleichen Weise sind die Ausgangsleitungen der Teilerschaltung 26, an denen die um 90° und um 270° phasenverschobenen Signale erscheinen, mit einem 90°- Multiplexschalter 32 verbunden, dessen einzige Ausgangsleitung mit der 90°-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit an der Leitung 34 den Digitalwort "1" hat, während sie mit der 270°-Eingangsleitung verbunden ist, wenn das Steuerbit den Digitalwert "0" hat. Die Ausgangssignale der Multiplexschalter 28 und 32 werden in einem Summierglied 36

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vektoriell addiert, dessen Ausgangssignal dann das modulierte Trägersignal F zur übertragung zu einem entfernten Ort über

das elektrische Stromversorgungsnetz bildet.

Die Steuerbits an den Leitungen 30 und 34 werden aus den seriellen Daten zur Übermittlung durch das Trägersignal F dadurch abgeleitet, daß die seriellen Daten zunächst an einen 2 Bit-Seriell-Parallel-Umsetzer 38 angelegt werden, indem jeweils zwei Bits aus aufeinanderfolgenden seriellen Daten in parallele Ausgangssignale entsprechend dem ersten oder ungeraden Bit und dem zweiten oder geraden Bit unter der Steuerung durch einen geeigneten Baud-Zeittakt umgesetzt werden, der vom Ausgangssignal der Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 abgeleitet wird. Die zwei Ausgangsbits des Umsetzers werden einem Differenzcodierer 40 zugeführt, wo sie mit vorhergehenden Bits verglichen werden, damit eine Differenzmodulation erhalten wird, bei der der Phasenwinkel des Trägersignals in jeder Baudperiode als Bezugssignal· für die nachfol·gende Baudperiode dient. Wie in der begieitenden Tabelle angegeben ist, wird ein Ausgangssteuerbit mit dem Wert "1" erzeugt, wenn keine Änderung des Bitwerts in der laufenden Baudperiode gegenüber der vorhergehenden Baudperiode vorliegt, während eine Änderung ein Ausgangssteuerbit mit dem Wert "0" erzeugt. Die Steuerbits aus dem Differenzcodierer 40 werden dann an ihre jeweiligen Multiplexschalter 28 und 32 über eine Pufferschaltung 42 angelegt, die dazu benutzt wird, Zeitabweichungen zwischen der Seriendatenrate und der Ubertragungsbaudrate des Trägersignals auszugleichen; die Zufuhr erfolgt dabei über eine Torschaltung 44, die vom Ausgangssignal der Begrenzer/Teiler-Schaltung 16 getaktet wird, die die Torschaltung 44 am Beginn jeder Bauperiode freigibt, so daß die Baudzeitsynchronisierung aufrechterhalten wird.

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In Fig. 4 ist das Blockschaltbild eines vierphasigen Phasendemodulators 48 dargestellt, bei dem die Erfindung angewendet ist. Da die Wirkungsweise dieses Phasendemodulators in der USA-Patentanmeldung SN 015 672 genau beschrieben ist, wird er hier nur kurz erläutert. Das Trägersignal F und das aus dem Energieversorgungsnetz erhaltene Netzfrequenzsignal F sind auf zwei Wege aufgeteilt, wobei das Trägersignal F über den oberen Weg durch ein Bandfilter 50 und einen Verstärker zu zwei Mischerschaltungen 54 und 56 geleitet wird, von denen jeder zwei Integrationsschaltungen 58 bzw. 60 zugeordnet ist. Jede der Mischerschaltungen 54 und 56 besteht aus einem Sinus Θ-Mischer 62 zur Erzeugung eines Gleichstromsignals, das der um 90° phasenverschobenen Komponente (gerades Bit) entspricht, und aus einem Cosinus ©-Mischer 64 zur Erzeugung der phasengleichen Komponente (ungerades Bit). Jede der Integrationsschaltungen 58 und 60 besteht aus einem Sinus Θ-Integrator 66 und einem Cosinus Θ-Integrator 68 zum Integrieren der ihnen aus der jeweiligen Mischerschaltung während abwechselnder Baudperioden zugeführten Gleichstromsignale, wobei eine der Integrationsschaltungen während der ungeraden Perioden und die andere Integrationsschaltung während der geraden Perioden integriert. Während der Perioden,in denen keine Integration durchgeführt wird, wird jede Integrationsschaltung 58 und 60 auf einen vorbestimmten Zustand zur Vorbereitung auf die sich anschließende Integrationsperiode initialisiert. Die Ausgangssignale der Integrationsschaltungen 66 und 68 repräsentieren die zwei Bitwerte in jeder Baudperioda aufgrund ihrer jeweiligen Vorzeichen. Solange die Kehrwerte der Integrationsperioden gleich sind oder Subharmonische der Netzfrequenz F sind, werden die auf die Nullstellen der Funktion s

(sin x)/x zurückzuführenden Vorteile erhalten, ohne Rücksicht darauf, daß die Baudübertragungsrate länger sein kann und selbst nicht auf die Netzfrequenz F bezogen ist. Dies ermöglicht die Anwendung von Schutzzeiten am Beginn und am Ende

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jedes Intergrationsintervalls bezüglich des BaudübertragungsIntervalls, so daß die Möglichkeit beseitigt wird, daß die Signalenergie in einer Baudperiode in die nachfolgende Baudperiode reicht, was den Demodulationsprozeß beeinträchtigen könnte.

Die Gleichstromausgangssignale der Mischerschaltungen 54 und 56 werden durch Synchrondemodulation erhalten, indem mit dem Trägersignal F ein Signal mit gleicher Frequenz gemischt wird, dessen Phase sich jedoch von der Phase des Trägersignals entweder um einen festen Phasenwinkel θ_ (bei den Cos Θ-Μχ-schern 64) oder 6_R + 90° (bei den Sin ©-Mischern 62) unterscheidet. Diese Signale werden an die Mischerschaltungen 54 und 56 in den entsprechenden Baudperioden am Ausgang einer Steuerlogik 70 angelegt, die im unteren Weg liegt, dem die Netzfrequenz F nach Durchgang durch ein Tiefpaßfilter 72 zugeführt wird. Nach Durchgang durch eine Begrenzer/Teiler-Schaltung 74 zur Erzeugung eines Rechtecksignals mit der Frequenz R wird das mit der Netzfrequenz in Beziehung stehende Frequenzsignal R an eine Phasenregelschaltung 76 angelegt, deren Ausgangssignal, das die Frequenz 4 F hat, dann mittels einer Teilerschaltung 78 durch vier geteilt wird, so daß an deren Ausgang die zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Mischsignale geliefert werden.

Die analogen Ausgangssignale der Integrationsschaltungen 58 und 60 werden in einem Analog/Digital-Umsetzer 80 in digitale Werte umgesetzt, nachdem sie einen Multiplexschalter 82 unter der Steuerung durch ein. Ausgangssignal aus der Steuerlogik 70 in sequentieller Weise durchlaufen haben. Die digitalen Ausgangssignale des Umsetzers 80 werden in Speicherregistern 84 festgehalten, so daß die Phaseninformation während jeder Baudperiode mit der Phaseninformation der unmittelbar vorangehenden Periode verglichen werden kann, damit der Phasen-

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winkel θ_η eliminiert und die Differenz zwischen θ_ und Q₁ erhalten wird, wobei der Index 2 die laufende Baudperiode und der Index 1 die unmittelbar vorangehende Baudperiode bezeichnet. Das erwähnte Festhalten der Daten ist natürlich nur deshalb erforderlich, weil ein Differenzmodulationsverfahren einem Verfahren mit einer absoluten Bezugsgröße vorgezogen wird, damit ein Bezugssignal mit der richtigen Phasenlage für den Demodulator erhalten wird. Die Datenbitwerte, die durch sin ΔΘ und cos Δθ definiert werden, wobei Δθ gleich θ~ - θ., ist, werden in einer trigonometrischen Kombinationsschaltung 86 gebildet, und sie werden dann einem Decodierer zugeführt, der die in Fig. 3 angegebene Tabelle verwirklicht und an seinem Ausgang die zwei in der Baudperiode enthaltenen seriellen Bits erzeugt. Die Ausgangssignale des Decodierers werden in ein Datenregister 90 unter der Steuerung durch ein Ausgangssignal aus der Steuerlogik 70 eingegeben, das als Schieberegister wirkt und Bits empfängt und speichert, bis ein vorbestimmtes Bitmuster, beispielsweise ein Vorsatz- und Adressenfeld, aufgrund des Vergleichs mit dem Inhalt einer Komparatorschaltung 92 erkannt wird. Nach dem Erkennen einer gültigen Nachricht werden die im Register 90 enthaltenen Daten in ein (nicht dargestelltes) Dauerregister zur entsprechenden Verarbeitung geschoben.

Es ist zu erkennen, daß die Erfindung nicht auf das geschilderte vierphasige Phasenmodulationsverfahren beschränkt ist, das nur als ein Anwendungsbeispiel erläutert wurde.

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Claims

Patentanwälte Dipl.-Ing. Dipl.-Chem. Dipl-Ing. E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser Ernsbergerstrasse 19 8 München 60 19. März 1980 ROCKWELL INTERNATIONAL CORPORATION 600 Granb Street Pittsburgh, Pennsylvania 15219 /V.St.A. Unser Zeichen: R 993 Patentansprüche

1. Anordnung zur übertragung digitaler Daten mittels eines Trägersignals durch ein mit Harmonischensignalen gestörtes Medium zum Beseitigen der Harmonischensignale im Empfängerdemodulator, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines Trägersignals, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, und eine Einrichtung zum Modulieren des Trägersignals mit digitalen Daten bei einer Baudrate in der Weise, daß die Nullstellen des Spektrums des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich mit den zwei benachbarten Harmonischen zusammenfallen.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine der benachbarten Harmonischen, zwischen denen die Trägersignalfrequenz liegt, hinsichtlich des Betrags größer als die andere Harmonische ist und daß der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der größeren Harmonischen größer als der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der kleineren Harmonischen ist.

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Schw/Gl

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches 60 Hz-Dreiphasen-Stromnetz ist, wobei die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind und die größere Harmonische eine ungeradzahlige Harmonische ist, die gleich einem Vielfachen von 180 Hz ist.

4. Verfahren zur übertragung digitaler Daten mittels eines Trägersignals durch ein mit HarmonisehenSignalen gestörtes Medium zum Beseitigen der Harmonischensignale im Empfängerdemodulator, dadurch gekennzeichnet, daß ein Trägersignal erzeugt wird, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, und daß das Trägersignal mit digitalen Daten mit einer Baudrate so moduliert wird, daß die Nullstellen des Spektrums des modulierten Trägersignals im Frequenzbereich mit den zwei benachbarten Harmonischen zusammenfallen-

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine der benachbarten Harmonischen, zwischen denen die Trägersignalfrequenz liegt, hinsichtlich des Betrags größer als die andere Harmonische ist und daß der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der größeren Harmonischen größer als der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der kleineren Harmonischen ist.

6. Verfahrennach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches 60 Hz-Dreiphasen-Stromnetz ist, wobei die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind und die größere Harmonische eine ungeradzahlige Harmonische ist, die gleich einem Vielfachen von 180 Hz ist.

7. Anordnung zur Übertragung digitaler Daten über ein mit Harmonischensignalen gestörtes Medium mittels eines durch das Medium übertragenen modulierten Trägersignals, das eine die

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Daten repräsentierende Kenngröße aufweist, die in vorbestimmter Weise während jeder Baudperiode verändert wird, gekennzeichnet durch.eine Signalerzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines Trägersignals, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, eine Modulationseinrichtung zum Modulieren des Trägersignals mit digitalen Daten bei einer vorbestimmten Baudrate, einer Einrichtung zum Anlegen des modulierten Trägersignals an das Medium an einer Stelle, einer Empfangseinrichtung zum Empfangen des modulierten Trägersignals aus dem Medium an einer anderen Stelle, einem Synchrondemodulator zum Demodulieren des Trägersignals durch Umsetzen der sich ändernden Kenngröße in ein Gleichstromsignal und eine Einrichtung zum Integrieren des Gleichstromsignals während jeder Baudperiode für die Dauer eines Zeitintervalls, das die Nullstellen des Spektrums des Antwortsignals aus dem Synchrondemodulator im Frequenzbereich auf die zwei benachbarten Harmonischen legt.

8. Anordung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine

der benachbarten Harmonischen, zwischen denen die Trägersignalfrequenz liegt, hinsichtlich des Betrags größer als die andere Harmonische ist und daß der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der größeren Harmonischen größer als der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der kleineren Harmonischen ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches 60 Hz-Dreiphasen-Stromnetz ist, wobei die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind und die größere Harmonische eine ungeradzahlige Harmonische ist, die gleich einem Vielfachen von 180 Hz ist.

10. Verfahren für die übertragung digitaler Daten über ein mit Harmonischensignalen gestörtes Medium mittels eines durch das

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Medium übertragenen modulierten Trägersignals, das eine die Daten repräsentierende Kenngröße aufweist, die in vorbestimmter Weise während jeder Baudperiode verändert wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein Trägersignal erzeugt wird, dessen Frequenz asymmetrisch zwischen zwei der benachbarten Harmonischen liegt, daß das Trägersignal· mit digitalen Daten bei einer vorbestimmten Baudrate moduliert wird, daß das modulierte Trägersignal an einer Stelle an das Medium angelegt wird, daß das modulierte Trägersignal aus dem Medium an einer anderen Stelle empfangen wird, daß das Trägersignal durch Umsetzen der sich ändernden Kenngröße in ein Gleichstromsignal einer Synchrondemodulation unterzogen wird und daß das Gleichstromsignal während jeder Baudperiode für die Dauer eines Zeitintervalls integriert wird, das die Nullstellen des Spektrums des bei der Synchrondemodulation erzeugten Signals im Frequenzbereich auf die zwei benachbarten Harmonischen legt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine der benachbarten Harmonischen, zwischen denen die Trägersignalfrequenz liegt , hinsichtlich des Betrags größer als die andere Harmonische ist und daß der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der größeren Harmonischen größer als der Frequenzabstand zwischen der Trägersignalfrequenz und der kieineren Harmonischen ist.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Medium ein elektrisches 60 Hz-Dreiphasen-Stromnetz ist, wobei die Harmonischen Vielfache der Netzfrequenz sind und die größere Harmonische eine ungeradzahlige Harmonische ist, die gleich einem Vielfachen von 180 Hz ist.

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