NO800783L - Fremgangsmaate og apparat for overfoering av digitale data - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører generelt elektronisk kommunikasjon, og spesielt kommunikasjonssystemer der et bærebølge-signal som er modulert med digitale data overføres gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler.

Overføring av digitale data ved hjelp av bæresignaler gjennom enkelte medier kan medføre diskriminering mot harmoniske signaler som forurenser mediet, for på korrekt måte å detektere og demodu-lere bæresignalet for å gjenvinne dataene. Et eksempel på et slikt system er et elektrisk kraftforsyningssystem som en kommu-nikasjonskanal for data som tillater overvåkning av kunders nytte-last for avregnings formål og for styring av belastninger fra et sentralt, fjerntliggende sted. Bortsett fra den bredbåndede og pulsformede støyen som finnes i et kraftnett og som utfjør et ugunstig miljø for kommunikasjonssignaler, så må harmonisk støy bestående av harmoniske av nettets grunnfrekvens (60 Hz i USA og . 50 Hz i europeiske land) fjernes hvis et meningsfylt kommunikasjonssignal skal overføres og mottas. En meget effektiv måte å løse dette problemet på, er forklart i US-patent nr. 3 368 036,

der det er beskrevet et kommersielt system kjent som "Kineplex",

og som er utviklet av søkeren av foreliggende patent for over-føring av en flerhet av bæresignaler ved forskjellige likt adskilte frekvenser i et frekvensmultipleks-arrangement mellom en felles sender og mottager mens krysstale mellom de forskjellige kanalene unngås. Dette blir oppnådd ved å sette baud-perioden (varigheten av en enkelt periode over hvilken bæresignalkarakteristikken,

f.eks. fasen, forblir konstant for å definere en eller flere bits) lik det resiproke av frekvensseparasjonen mellom tilstøtende harmoniske. Den velkjente resulterende funksjonen (sin x)/x, hvor x = fTT(F-F ) radianer, og som er representativ for spektraltettheten som funksjon av frekvensen i frekvensområdet for et pulset bæresignal (med baudperiode T) ved en spesiell bærefrekvens F ,

har nuller ved alle de andre bæresignalfrekvensene. En mottagerdetektor som integrerer det likestrøms-signalet (DC-signalet) som utvikles fra bæresignalet og som indikerer dataene over en periode slik baudperioden (og som følgelig har en tilpasset frekvensrespons) slipper derfor bare gjennom den bæresigna1 frekvensen som er av interesse, mens den forkaster alle andre. Hvis alle disse uønskede bæresignalfrekvensene like overfor den spesielle bæresignalfrekvensen som er av interesse,blir analogisert til de harmoniske

frekvenser av kraftsignalet som finnes i et kraftforsyningssystem,

er det lett å se at Kineplex-teknikken for diskriminering mot likt adskilte signalfrekvenser, direkte kan anvendes på problemet med å overføre et kommunikasjonssignal over et kraftforsyningsnett som er forurenset med harmonisk støy.

Selv om det stadig voksende feltet med kraftlinjekommunika-sjoner ikke benytter den forannevnte Kineplex-teknikken (se f.eks. US-patentene nr. 4 109 204 og 4 012 734), skal det bemerkes at

alle de systemene som er foreslått til dato, sentrerer bæresignalet enten på en harmonisk av nettfrekvensen eller mellom to tilstøtende harmoniske, og dermed ikke drar fordel av de ganske' forskjellige størrelsene som oppvises av kraftnettharmoniske i diskriminerings-prosessen.

Med det forangående i minne, er det et hovedformål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe nye og forbedrede midler for overføring av kommunikasj<p>nssignaler som indikerer digitale data gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler.

Det er videre et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe slike nye og•forbedrede midler hvor de tilstøtende harmoniske er av ulik størrelse.

Det er ytterligere et formål med den foreliggende oppfinnelse

å tilveiebringe slike nye og forbedrede midler hvor mediet er et elektrisk kraftforsyningssystem og de harmoniske er multipler av kraftsystemfrekvensen.

De foregående formål og andre samt de midler som brukes til å oppnå dem ifølge den foreliggende oppfinnelse, vil fremgå klarere av den følgende detaljerte beskrivelse og de vedføyde tegninger.

I samsvar med de foregående formål fremhever den foreliggende oppfinnelse overføringen av et bæresignal modulert med digitale data gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler ved å anbringe bæresignalfrekvensen asymmetrisk mellom to av de tilstøtende harmoniske, og ved å anvende en baudhastighet for dataene slik at spektraltetthetsnullene (sin x)/x til det modulerte bæresignalet i frekvensdomenet faller sammen med de harmoniske som svarer til frekvensresponsen til en tilpasset mottagerdetektor.

Dette medfører fastsettelse av baudhastigheten til den harmoniske grunnfrekvensen eller til en faktor av denne. I en alternativ ut førelsesform hvor den overførte baudhastigheten og integrasjonsperioden for "integrer-og-kast"-prosessen som brukes i detektoren for sampling av DC-signalet som indikerer de data som baudperioden inneholder, er forskjellige, idet integrasjonsperioden er mindre enn den som svarer til baudperioden for å tilveiebringe beskyttelses-tid (guard time), tilveiebringer detektorens integrasjonsperiode (sin x)/x - nullene for å diskriminere mot de harmoniske. Den foregående teknikk er spesielt fordelaktig i et medium slik som et elektrisk kraftforsyningsnett hvor tilstøtende harmoniske har ulike størrelser og asymmetrien til bæresignalfrekvensen mellom de harmoniske tillater innføring av et større antall spektraltetthetsnuller av (sin x)/x-funksjonen mellom bæresignalet og den høyere harmoniske (odde ordens trippel) enn den lavere harmoniske (lik orden) for å oppnå forsterket diskriminering mot disse. Figur 1 er en skisse av typiske harmoniske av grunnfrekvensen som man finner i et 60 Hz kraftforsyningsnett , utledet på grunnlag av virkelige målinger. Figur 2a til 2d er representasjoner av (sin x)/x i frekvensplanet basert på tidligere kjent teknikk, mens figurene 2e og 2f er lignende representasjoner basert på den foreliggende oppfinnelse. Figur 3 er et blokkskjema som representerer en fire-faset differensiell faseskiftnøklet (DSPK) modulator for utførelse av den foreliggende oppfinnelse. Figur 4 er et blokkskjema over en firefaset faseskiftnøklet demodulator for mottagelse og detektering av de digitale data som overføres over det modulerte bæresignalet. Figur 1 er en billedmessig representasjon i frekvensplanet av typiske harmoniske av kraftforsyningsfrekvensen som finnes på en 3-faset 60 Hz kraftforde1ings1inje, og som er utledet på grunnlag av målinger. Som antydet foran, interferer disse harmoniske, som har amplityder i millivoltområdet, alvorlig med evnen til på korrekt måte å overføre og motta datakommunikasjonssignaler over kraftlinjene. Som nevnt ble dette problemet med harmonisk inter-ferens eller krysstale som finnes i kommunikasjonssystemer med frekvensmultipleks, unngått ved hjelp av søkerens Kineplex-teknikk som tidligere er utviklet for slike systemer (der hver frekvens-kanal og alle de gjenværende kanaler henholdsvis er analoge med bærefrekvensen og de nettharmoniske i et kra ftforsyningsnett) , og nå med hensyn på de senere utviklede kraftlinje-kommunikasjonssystemer ved å sentrere bærefrekvensen Fc mellom to tilstøtende

o

kraftnettharmoniske og sende med en baudhastighet som er en faktor av grunnfrekvensen Fg (60 Hz) slik at den resulterende (sin x)/x-funksjonen (negative lober invertert bare for å bringe klarhet i fremstillinger) frembringer spektraltetthetsnuller på de harmoniske i frekvensplanet , som vist på figur 2a og 2b, for eksempel to baudhastigheter R på henholdsvis 30 og 15 baud pr. sekund. Ved å bruke en tilpasset mottågerdetektor som har samme frekvensrespons slik som der hvor bæresignalet blir omformet til et DC-signal som indikerer baudverdien som så blir integrert over en periode lik l/R, blir bare den energien som inneholdes i Fc detektert og energien som utgjøres av de tilstøtende harmoniske F Hblir for-kastet. Som vist videre på figur 2c og 2d, antyder en del av den tidligere kjente litteratur lokalisering av bæresignalet Fc på en nettharmonisk F for å oppnå høyere datahastigheter (i tilfellet på figur 2c er R lik grunnfrekvensen, eller 60 baud), uten hensyn-tagen til tapet av diskriminering'mot den sammenfallende harmoniske frekvensen.

Det vises tilbake til figur 1, idet det skal■bemerkes at ingen av disse forannevnte tidligere kjente teknikker drar fordel av ulikheten i størrelse av de harmoniske av kraftnettfrekvensen. Bortsett fra de generelt avtagende størrelsene av de harmoniske

med stigende frekvens, legger man merke til at der et et visst mønster der par av fremtredende odde ordens harmoniske F^blir fulgt umiddelbart av en meget mindre fremtredende odde harmonisk FQT. Som kjent svarer de harmoniske FQTtil de odde ordens harmoniske av nettfrekvensen som kan deles med tre (f.eks. den tredje, den niende, den femtende, osv. harmoniske som er multipler av 180 Hz og her er benevnt tripler, derfor bruken av indeksen T) og som er dempet i størrelse fra de odde harmoniske FQTsom ikke er delelige med tre, noe som er et resultat av kansellerings-virkninger på tre-fase balanserte kraftforsyningsnett generelt.

Som kjent oppviser de like ordens harmoniske F den minste størrelser. Ved sentrering av bærefrekvensen Fc mellom to til-støtende harmoniske som på figurene 2a og 2b, eller på en harmonisk for den saks skyld som på figurene 2c og 2d, blir diskrimineringen mot de harmoniske på hvilke de første nullene faller, behandlet likt , uten hensyn til at disse harmoniske har forskjellige størrelser og kunne og skulle ha blitt behandlet forskjellig.

Hvis bæresignalet Fc som vist på figur 2e , er asymetrisk anbrakt mellom to tilstøtende harmoniske slik som F E og F , så opp-nås det to fordeler. Siden FQThar den største størrelsen blant hvilke som helst av tre på hverandre følgende harmoniske, forsterker for det første anbringelsen av bæresignalet mellom de andre to harmoniske harmonisk diskriminering på grunn av deres reduserte størrelse. For det andre plasserer anbringelsen av bæresignalet Fc nærmere F£enn FQTdet første nullpunktet til

(sin x)/x-funksjonen (anta en baudhastighet R på 20 baud pr. sekund) på den minste av de to harmoniske slik at den harmoniske diskriminering forsterkes ytterligere. Dette tilveiebringer ytterligere en dempning på 6 db (en spenningsforbedring på to til en) i forhold til den minste harmoniske, noe som er ønskelig siden energien i en gitt harmonisk i virkeligheten ikke er uendelig smal som vist teoretisk på den billedmessige fremstillingen. Hvis det er ønskelig med enda større diskriminerings forsterkning og en lavere datahastighet kan godtas, så kan flere nullpunkter innskytes mellom bæresignalet Fc og den største av de tilstøtende harmoniske FqTbare ved å anvende datahastigheter som er høyere faktorer av nettfrekvensen F . Et slikt eksempel er vist på figur 2f hvor den fjerde faktoren av nettfrekvensen på 60 Hz, ekvivalent med 15 baud, er skissert, slik at det tredje nullpunktet i (sin x)/x-funksjonen faller sammen medFQT.

Et blokkskjema over en fire-faset DPSK-modulator, generelt betegnet 10, som fortrinnsvis anvendes ved gjennomføring av den foreliggende oppfinnelse, er vist på figur 3, hvor nettfrekvenssignalet Fg blir tilført som en første inngang til en fasedetektor 12 ved passering gjennom et lavpassfilter 14 for å fjerne uønskede

frekvenser over nettets grunnfrekvens Fg og en begrenser/delerkrets 16 for å tilveiebringe et firkantbølgeutgangssignal hvis frekvens er lik baudhastigheten R. Fasedetektoren 12 sammen med en spenningsstyrt oscillator (VCO) 18 til hvilken dens utgang blir tilført etter å ha passert gjennom et lavpassfilter 20, og en N frekvensdelerkrets 22 som forbinder utgangen fra oscillatoren 18 med en andre inngang til fasedetektoren 12 , omfatter en faselåse-sløyfe-krets 24. Utgangs frekvensen fra oscillator 18, 4 Fc (4 Fc blir bestemt av verdien av N) følger derfor Fg (Fg er en multippel av R) slik at hvis nettfrekvensen varierer, så vareierer på samme

måte bæresignalet Fc for å opprettholde samsvar med denne og dermed nullpunktene i (sin x)/x-funksjonen i forhold til nettfrekvens-ens harmoniske FTjr.

Som anført i det forannevnte US-patent som dekker det nevnte Kineplex-systemet, så blir bæresignalet' F fremskutt 45° eller et odde multiplum av 45° i løpet av hver baudperiode, avhengig av verdiene av de to bits som utgjør baud-perioden. Dette er av-speilet i tabellen på figur 3 som viser forandringen i fasevinkel AG som en funksjon av både den første eller odde bit (i-fase-kanal) av hvert bit-par som utgjør en baud og den andre eller like bit (kvadratur-kanal) i paret. Hvis derfor begge bits er høye eller lik et logisk nivå en, blir bærefasevinkelen fremskutt 45°, og så videre. Vinkelen i parentes sammen med bitverdien i tabellen viser forandringen i dens kanalvinkel for å oppnå den netto inkrementale forandring i bærefasevinkelen Aø. Tabellen blir praktisert ved å påtrykke utgangen, 4Fc<av den spenningsstyrte oscillatoren 18 til en del-med-fire-krets 26 med fire utganger,

av hvilke alle har den samme frekvens Fc som adskiller seg i fase med 90°, ut fra en første fasevinkel på 0°. Fc blir selvsagt valgt slik at den faller sammen med asymmetrisk plassering mellom det to tilstøtende harmoniske F av nettfrekvensen som nevnt tidligere. Utgangslederne for 0° og 180° blir tilført en i-fase-multiplekskobler (mux switch) 28 med en enkelt utgang som er forbundet med 0°-inngangslederen når styrebiten på leder 30 til kobleren 28 svarer til et logisk nivå en og til 180°-inngangslederen når styrebiten på leder 30 svarer til et logisk nivå null. på tilsvarende måte blir utgangslederne for 90° og 270° fra delerkretsen 26 ' koblet til en kvadraturfase-multiplekskobler 32 hvis eneste ut-gangsleder er forbundet med 90°-inngangslederen når styrebiten på inngangsleder 34 svarer til et logisk nivå en og til 270°-inngangslederen når styrebiten svarer til et logisk nivå null, utgangene fra multiplekskoblerne 28 og 32 blir addert vektorielt i summerer 36 hvis utgang så tilveiebringer det modulerte bæresignalet Fc for overføring til et fjerntliggende sted via det elektriske kraftforsyningsnettet.

Styrebitene på lederne 30 og 34 vlir utledet fra seriedataene som skal overføres ved hjelp av bæresignalet Fc ved først å påtrykke seriedataene på en to-bits serie/parallell-omformer 38 hvor hver to bits av påfølgende seriedata blir omformet til de parallelle utgangene som svarer til deri første eller odde bit og den andre eller like bit i løpet av et passende baudtidssignal som utledes fra utgangen av begrenser/deler-kretsen 16. De to utgangs-bitene fra omformer 38 blir tilført en differensialkoder 40 hvor de blir sammenlignet med de foregående bitene for å tilveiebringe differensialmodulasjon der bæresignalfasevinkelen i hver baudperiode tjener som referansesignal for den neste etterfølgende baud-perioden. Som vist i tabellen frembringer ingen forandring i bitverdi i den løpende perioden i forhold til den foregående,

en styrebit "0".Styrebitutgangene fra differensialkoderen 40 blir så tilført deres respektive multiplekskoblere 28 og 32 via en buffer-krets 42 som blir brukt til å romme eventuelle tids-ulikheter mellom seriedata-hastigheten og bæresignalets overfør-ingshastighet , og en port 44 som blir styrt fra utgangen av . begrenser/deler-kretsen 16 som åpner porten 44 ved begynnelsen av hver baudperiode for å opprettholde baudtids-synkroniseringen.

Blokkskjemaet for en firefaset DSPK-demodulator, generelt betegnet 48, for bruk i forbindelse med den foreliggende oppfinnelse, er vist på figur 4. Siden virkemåten til denne demodulatoren er beskrevet i detalj i US-patentsøknad nr. 015 672, skal den omtales bare kort her. Bæresignalet Fc og nettfrekvenssignalet Fs som mottas fra kraftnettet , blir splittet i to baner, idet bæresignalet Fc blir dirigert via den øvre banen gjennom et båndpassfilter 50 og en forsterker 52 til et par blanderkretser 54 og 56 som hver er forbundet med et par integratorkretser, henholdsvis 58 og 60.

Hver blanderkrets 54 og 56 består av en sin 6 -blander 62 for tilveiebringelse av et DC-signal som svarer til kvadraturkomponenten (lik bit) og en cos 9 -blander 64 for tilveiebringelse av i-fase-komponenten (odde bit). Hver av integratorkretsene 58 og 60 består av en sin 9 -integrator 66 og en cos 9 -integrator 68 for integrering av de DC-signalene som de tilføres fra sine respektive blanderkretser i løpet av alternerende baudperioder, idet en av integratorkretsene integrerer i løpet av odde perioder og den andre i løpet av like perioder. Utgangene fra integratorene 66

og 68 er representative for de to bitverdiene i hver baudperiode i kraft av sine respektive fortegn. Det skal bemerkes at så lenge det resiproke av disse integrasjonsperiodene er lik eller er

faktorer av nettforsyningsfrekvensen F s, blir nullpunktfordelere i forbindelse med (sin x)/x-funksjonen oppnådd, uten hensyn til at baudoverførings-hastigheten kan være lenger og ikke selv slik forbundet med nettfrekvensen F . Dette tillater anvendelse av be-

s

skyttelsestider ved begynnelsen og slutten av hvert integrasjons-intervall for å eliminere muligheten av at signalenergi i en baudperiode strekker seg inn i den følgende baudperioden, noe som ellers kunne forringe deteksjonsprosessen.

DC-utgangene fra blanderkretsene 54 og 56 blir tilveiebrakt ved synkron deteksjon ved å blande med bæresignalet Fc et signal av samme frekvens men med forskjellig fase med enten en fast fasevinkel 9 K (for cos 9 -vlandere 64) eller 9^R+9<0>°(for sin 9 -blanderne 62). Disse signalene blir tilført blanderkretsene 54 og 56 i de korrekte baudperioder ved utgangen av logikkstyrekrets 70 som er anordnet i den nedre banen som tilfø^ res nettfrekvensen Fs etter at denne har passert gjennom et lavpassfilter 72. Etter passering gjennom en begrenset/deler-krets 74 for å utvikle et firkantbløgesignal med frekvens R, blir det nettfrekvensavhengige frekvenssignalet R tilført en faselåsesløyfe-krets 76, hvis utgang, som er lik 4 F c , så blir delt med 4 via en delerkrets 78 for cpå dens utgang å tilveiebringe de to kvadratur-blandesignalene.

De analoge utgangene fra integratorkretsene 58 og 60 blir omformet til digitale verdier ved hjelp av en analog digital-omformer 80 ved sekvensiell tilføring gjennom en multiplekskobler 82 under styring av en utgang fra logikkstyrekretsen 70. De digitale signal-utgangene fra omformer 80 blir så tilbakeholdt i lageringsregistre 84 slik at faseinformasjonen under hver baudperiode kan sammen-lignes med den for den umiddelbart foregående perioden for å eliminere fasevinkelen 9R og oppnå differensen mellom 92og 9^, indeks 2 betegner den lepende baudperioden og indeks 1 betegner den umiddelbart foregående baudperioden. Den forannevnte til-bakeholding av data er selvsagt nødvendig bare fordi et differensiell modulasjonsmåte foretrekkes fremfor en absolutt referanse-metode , slik at det kan fastslås et referansesignal med korrekt fase for detektoren. De databitverdiene som defineres av sinus og cosinus av A9 , der A9 er lik ©2~®l ' klir formulert i den trigonometriske kombinasjonskretsen 86 som så blir tilkoblet dekoderen 88 som anvender tabellen på figur 3 til ved sin utgang å tilveiebringe de to seriebitene som inneholdes i baudperioden. Utgangen fra dekoder 88 blir innført i et dataregister 90 under styring av en utgang fra logikkstyrekretsen 70, som virker som et skiftregister for å motta og lagre bits, inntil et forutbestemt bitmønster, slik som i et innlednings- og adresse-felt , blir gjen-kjent ved hjelp av sammenligning i en komparatorkrets 92. Ved gjenkjennelse av en gyldig melding, blir dataene i register 90 forskjøvet ut til et permanent register (ikke vist) for passende behandl ing.

Den foreliggende oppfinnelse er ikke begrenset til den foregående firefasete differensielle fasenøklingsmetoden som bare ble beskrevet som et eksempel. Rammen for oppfinnelsen begenses følgelig bare av de følgende patentkrav.

Claims (12)

1. Apparat for overføring av digitale data ved hjelp av et bæresignal gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler, idet de harmoniske kan elimineres i mottagerdetektoren,karakterisert vedmidler for generering av et bæresignal hvis frekvens er asymmetrisk anbrakt mellom to av de til-støtende harmoniske, og ved midler for modulering av bæresignalet med digitale data med en baudhastighet slik at nullpunktene i spektraltettheten til det modulerte bæresignalet faller sammen med to tilstøtende harmoniske.

2. Apparat ifølge krav 1,karakterisert vedat en av de harmoniske som omgir bæresignalfrekvensen er av større størrelse enn den andre , og at frekvensavstanden mellom bæresignalfrekvensen og den største av de harmoniske er større enn den mellom bæresignalfrekvensen og den minste av de harmoniske.

3. Apparat ifølge krav 2,karakterisert vedat mediet er et trefaset 60 Hz elektrisk kraftforsyningsnett hvor de harmoniske er multipler av nettfrekvensen og den største av de nevnte omgivende harmoniske er en odde harmonisk som er et multiplum av 180 Hz.

4. Fremgangsmåte for overføring av digitale data ved hjelp av et bæresignal gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler, idet de harmoniske kan elimineres i mottagerdetektoren,karakterisert vedgenerering av et bæresignal hvis frekvens er asymmetrisk anbrakt mellom to av de tilstøtende harmoniske, og ved modulering av bæresignalet med digitale data med en baudhastighet slik at spektraltetthets-nullpunktene til det modulerte bæresignalet i frekvensplanet faller sammen med nevnte to tilstøtende harmoniske.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat en av de harmoniske som omgir bæresignalfrekvensen er av større størrelse enn den andre , og ved at frekvensavstanden mellom bære-signalf rekvensen og den største av de harmoniske er større enn den mellom bæresignalfrekvensen og den minste av de harmoniske.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 5,karakterisert vedat mediet er et trefaset 60 Hz elektrisk kraftforsyningsnett hvor de harmoniske er multipler av nettfrekvensen, og nevnte største omgivende harmoniske er et odde multiplum av 180 Hz.

7. Apparat for overføring av digitale data gjennom et medium som er forurenset av harmoniske signaler ved å sende et modulert bæresignal gjennom dette som har en karakteristikk som blir variert på en forutbestemt måte i løpet av hver baudperiode og som er representativ for dataene,karakterisert vedmidler for generering av et bæresignal hvis frekvens er asymmetrisk anbrakt mellom to av de tilstøtende harmoniske, midler for modulering av bæresignalet med digitale data ved en forutbestemt baudhastighet, midler for påtrykning av den modulerte bærebølgen på mediet ved et eller annet punkt, midler for å motta det modulerte bæresignalet fra mediet ved et annet punkt, synkrone detektormidler for demodu-lering av bæresignalet ved å omforme den varierende karakteristikken av dette til et DC-signal, og midler for integrering av DC-signalet i løpet av hver baudperiode over et tidsintervall som plasserer spektraltetthets-nullpunktene for responsen til detektormidlene i. frekvensplanet ved nevnte to .harmoniske.

8. ■ Apparat ifølge krav 7,karakterisert vedat en av de tilstøtende harmoniske som omgir bæresignalfrekvensen er av større størrelse enn den andre, og ved at frekvensavstanden mellom bæresignalfrekvensen og den største av de harmoniske er større en den mellom bæresignalfrekvensen og den minste av de harmoniske.

9. Apparat ifølge krav 8,karakterisert vedat mediet er et trefaset 60 Hz elektrisk kraftforsyningsnett der de harmoniske er multipler av nettfrekvensen og den største av de omgivende harmoniske er en odde harmonisk som er et multiplum av 180 Hz.

10. Fremgangsmåte for overføring av digitale data gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler ved å føre et modulert bæresignal gjennom dette med en karakteristikk som blir variert på"en•forutbestemt måte i løpet av hver baudperiode og som er representativ for dataene ,karakterisert vedgenerering av et bæresignal hvis frekvens er asymmetrisk anbrakt mellom to tilstøtende harmoniske, modulering av bæresignalet med digitale data med en forutbestemt baudhastighet , påtrykning av det modulerte bæresignalet på mediet ved et punkt, mottagning av det modulerte bæresignalet fra mediet ved et annet punkt, synkron detektering av bæresignalet ved omforming av dettes varierende karakteristikk til et DC-signal, og integrering av DC-signalet i løpet av hver baudperiode over et tidsintervall som plasserer s-eltraåtettjets-nullpunktene til den synkrone deteksjonsresponsen i frekvensplanet ved de nevnte tilstøtende harmoniske.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 10,karakterisert vedat en av de harmoniske som omgir bæresignalfrekvensen er av større størrelse enn den andre, og ved at frekvensavstanden mellom bære-signalf rekvensen og den største av de to harmoniske er større enn den mellom bæresignalfrekvensen og den minste av de to harmoniske.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 11,karakterisert vedat mediet er et trefaset 60 Hz elektrisk kraftforsyningsnett der de harmoniske er multipler av nettfrekvensen og den nevnte største av de omgivende harmoniske er en odde harmonisk som er et multiplum av 180 Hz.