NO148800B - System for overfoering av digitale data, samt fremgangsmaate og apparat for sending av slike data - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører generelt elektrisk, kommunikasjon og spesielt kommunikasjonssystemer for over-føring av digitale data ved hjelp av modulerte bæresignaler gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler.

Overføring av digitale data ved hjelp av et bæresignal gjennom et medium kan medføre diskriminering mot harmoniske signaler som forurenser mediet for å kunne detektere og de-modulere bæresignalet på korrekt måte slik at de overførte data kan gjenvinnes. Et eksempel på et slikt system er bruken av elektriske kraftforsyningsnett som en kommunika-sjonskanal for data som tillater overvåking av forbruke-

res belastning for regnskapsformål og styring av disse fra et sentralt fjerntliggende sted. I tillegg til den bred-båndede støyen og pulsstøyen som finnes på et elektrisk kraftnett og som utgjør et ugunstig miljø for kommunikasjonssig-naler, må harmonisk støy bestående av harmoniske av nettets grunnfrekvens (f.eks. 60 Hz i USA og 50 Hz i europeiske land)

og heretter referert til som systemharmoniske, unngås hvis et meningsfullt kommunikasjonssignal skal overføres og mot-

tas ved bruk av rimelige mengder kommunikasjonssignal-effekt.

I norsk patentsøknad nr. 80 0783 fra samme søker, er det foregående problemet løst ved å plassere bæresignalet asymmetrisk mellom to tilstøtende systemharmoniske og ved å anvende en slik datahastighet at alle systemharmoniske, innbefattet de to tilstøtende harmoniske, faller sammen med nullpunkter i spek-traltetthetsf unks jonen (sin x)/x (hvor x = "ITT (F-F ) der F er den frekvensvariable, Fc bærefrekvensen og T er baudperioden) for det modulerte bæresignalet i frekvensplanet, for derved å gi virkningsfull diskriminering mot de systemharmoniske i mottager-detektoren som har en tilpasset tids- og frekvens-respons. I nevnte patentsøknad er det anført at hvis det ønskes større diskriminering mot de systemharmoniske, så kan ytterligere små lober innskytes mellom bæresignalet og de tilstøtende systemharmoniske, slik at overført energi og tilpasset mot-tagerfilterfølsomhet tilordnet lobene nær de harmoniske blir redusert, men bare på bekostning av reduserte datahastigheter. I tider med hurtig økende datakommunikasjoner kan en slik begrensning være en alvorlig ulempe for ethvert kommersielt levedyktig kommunikasjonssystem.

Bortsett fra fordeler som kan utnyttes som beskrevet i den nevnte patentsøknad, er det fordelaktig å tilveiebringe

en anordning for å øke og/eller optimalisere datahastigheter for en begrenset båndbredde, mens det likevel oppnås diskriminering mot de systemharmoniske ved å fortsette å la nullpunktene i spektraltettheten for alle kommunikasjons-signaler falle sammen med de systemharmoniske frekvensene

og ved å tilveiebringe motsvarende detektorer tilpasset

til spektraltettheten.

Med det foregående i minne er det et hovedformål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe et nytt og forbedret

system for overføring av digitale data i form av modulerte kom-munikas jonssignaler gjennom et medium som er forurenset med systemharmoniske signaler, hvor det er oppnådd en økning og/eller optimalisering av datahastigheter med en begrenset båndbredde

uten tap av diskriminering mot systemharmoniske.

Den kjente teknikk på dette område kan anses representert ved to US-patentskrifter, nemlig: US-patent 4 109 204 angir overføring av en informasjons-bit som et par av adskilte pulser med et mellomliggende tidsintervall som er lik det resiproke av forskjellen mellom frekvensene av en bærebølge og av tilstø-tende harmoniske. US-patent 3 368 036 beskriver "Kineplex"-systemet for sending av multippel-toner hvis frekvenser har innbyrdes avstand overensstemmende med det inverte av tiden mellom bit-intervallene. Ingen av disse patentskrifter angir eller antyder: 1. Plassering av et bæresignal mellom to tilstøtende harmoniske slik at det befinner seg nærmere den ene av de harmoniske enn den annen, 2. modulering av bæresignalet med data ved en baudhastighet som er slik at spektraltetthets-nullene av bæresignalet i frekvensplanet faller sammen med de to tilstø-tende harmoniske, 3. plassering av i det, minste ett ytterligere bæresignal, modulert med digitale data ved den samme baud-hastighet, slik at dette også befinner seg mellom de to til-støtende harmoniske, og 4. med en frekvensavstand fra det første bæresignal som

er lik baud-hastigheten eller et multiplum av denne.

Nærmere angivelser av systemet ifølge oppfinnelsen såvel som en fremgangsmåte og et apparat for sending av digitale data, er gitt i patentkravene.

I henhold til de foregående formål gir den foreliggende oppfinnelse økt datahastigheter uten noe tap av diskriminering mot systemharmoniske signaler som forurenser et medium gjennom hvilket digitale data skal overføres ved hjelp av et bæresignal. Kort resymert skjer dette ved å anvende multipleks-bæresignaler mellom to tilstøtende systemharmoniske i stedet for et enkelt bæresignal som anvendt i henhold til teknikkens stand, og ved å anbringe bæresignalene asymmetrisk med eller uten et sentrert bæresignal i forhold til de tilstøtende systemharmoniske og modulere dem ved en baud-hastighet slik at nullpunktene i spek-traltetthetsfunksjonen (sin x)/x for alle bæresignalene i frekvensplanet faller sammen med de tilstøtende systemharmoniske til hvilket mottagerdetektorens frekvensrespons er tilpasset. Hvert bæresignal gir således en ytterligere kanal over hvilken digitale data kan overføres for å øke den totale mengde data som kan overføres i en gitt tidsenhet. Selv med en begrenset sendereffekt som må spres blant de flere bæresignaler og som derfor medfører en begrensning når man betrakter signal/støy-forholdet er det vist at det kan oppnås betydelig forbedrede datahastigheter innenfor en begrenset båndbredde uten tap av diskriminering mot systemharmoniske.

Oppfinnelsen skal i det følgende forklares nærmere i tilknytning til tegningene, hvor: Figurene la-ld er (sin x)/x-representasjoner i frekvensplanet for de digitalt datamodulerte bæresignalene og tilsvarende frekvensresponser for henholdsvis en til fire mul-tiplekskanaler for mottagerdetektorero Figur 2 er et blokkskjerna for en multiplekssender for utførelse av den foreliggende oppfinnelse.

Figur 3 er et blokkskjema over en multipleksmottager

for utførelse av den foreliggende oppfinnelse.

Figur 4 er et detaljert blokkskjema som svarer til en

av kanalene til senderen på figur 2.

Figur 5 er et detaljert blokkskjema over en av kanalene i mottageren på figur 3.

Som anført i den tidligere nevnte patentsøknad kan digitale data meget vel overføres over et bæresignal gjennom et medium forurenset med systemharmoniske signaler, ved å anbringe bæresignalet asymmetrisk mellom to tilstøtende systemharmoniske og modulere bæresignalet med en baud-hastighet slik at (sin x)/x-spektralnullene for bæresignalet

i frekvensplanet faller sammen med de system-harmoniske, til hvilken spektralfordeling mottagerdetektor-responsen er tilpasset. Dette blir utført ved å sette baudhastigheten til en faktor av systemets grunnfrekvens og velge et bæresignal hvis frekvens adskiller seg fra frekvensen til den nærmeste av de tilstøtende systemharmoniske med den samme faktor av systemets grunnfrekvens. Dette er eksemplifisert på figur la der datahastigheten R er 20 baud. De negative lobene til den velkjente (sin x)/x-funksjonen (hvor x = 7^ t (F-Fc) , og F er den frekvensvariable, Fc er bærefrekvensen og T baudperioden) er blitt invertert for å repre-sentere absoluttverdier. Hvis det antas at virkningsfull deteksjon av de modulerte data som bæres av bæresignalet Fc^, kan utføres ved å gjenvinne energi-innholdet av hovedloben sammen med to sidelober på hver side av hovedloben,

så skal det bemerkes at det kreves en båndbredde på 12 0 Hertz for en overføringshastighet på 20 baud. Dette er det samme som 6 Hz pr. enkelt baud eller 0,167 baud pr. Hertz, noe som gjelder uansett datahastigheten for en enkelt frekvenskanal basert på de foregående tilpasningskrav. Hvis det er ønskelig med en høyere datahastighet, noe som ikke er uvanlig etter hvert som datakommunikasjoner utvikler seg, kan dette tilveiebringes ved å bruke en enkelt kanal, men bare på bekostning av redusert harmonisk diskriminering basert på den forannevnte patentsøknad. Hvis det f.eks. anvendes en datahastighet på 30 baud ved å sentrere bæresignalet mellom de to tilstøtende harmoniske, så vil det ikke være noen lobe med lavt nivå mellom hovedresponsloben som omgir bæresignalet og den høyere frekvensharmoniske, men istedet ingen lobe, noe som påvirker diskrimineringen mellom disse i ugunstig retning. Selv om ekstra frekvenska-

naler kan innføres utenfor frekvensområdet mellom de to til-støtende harmoniske, nødvendiggjør dette anvendelse av et større frekvensområde som kanskje ikke er tilgjengelig på grunn av begrenset frekvensspektrum for kommunikasjoner i det mediet kommunikasjonene føres gjennom.

Uten tap av harmonisk diskriminering tilveiebringer

den foreliggende oppfinnelse høyere datahastigheter mens frekvensområdet for kommunikasjoner bevares ved å multiplekse bæresignaler mellom de samme to tilstøtende harmoniske og modulere dem med digitale data slik at nullpunktene i spektraltettheten (sin x)/x står i forbindelse med disse. Ved å se på figur ltø vil man f„eks. se at et annet bæresignal FC2 er blitt innskutt mellom de samme to harmoniske som det første bæresignalet Fc]_, med en frekvensavstand fra både den nærmeste harmoniske frekvensen og det andre bæresignalet lik 20 Hertz. Når det moduleres med den samme hastighet på 2 0 baud som det første bæresignalet Fcl, oppviser det annet på <F>c2 nullpunkter (bølgeformen Fc2 er vist streket) ved begge de tilstøtende harmoniske samt ved det andre bæresignalet, noe som også gjelder det første. Anta igjen at all den energi som er nødvendig for vellykket deteksjon av de digitale data inneholdes i hovedloben til bæresignalet sammen med dets to par med sidelober, det er da å bemerke at den totale båndbredde som kreves for en sammensatt over-føringshastighet på 40 baud (20 baud pr. frekvenskanal) er 140 Hertz sammenlignet med 120 Hertz for 20 baud. Over-føringshastigheten er således fordoblet uten tap av harmonisk diskriminering ved å utvide båndbredden med bare 20 Hertz eller med 16,7% av båndbredden for en enkelt kanal. Ved å bruke to kanaler som skissert på figur lb, kreves det bare 3,5 Hertz pr. baud-enhet for å gi 0,29 baud dataover-føring pr. Hertz.

Ytterligere to eksempler på øket dataoverføring uten tap av harmonisk diskriminering og med bevaring av fre-kvensbåndbredden, er vist billedmessig på figurene lc og ld for tre og fire kanaler (med den laveste sentrerte loben mellom FC2 og F .j som representerer en første sidelobe for både Fcl og Fc4). De forbedringene som kan utledes er opp-ført i nedenstående tabell, hvor man vil legge merke til at etter som antall kanaler øker, avtar den inkrementale forbedring i baud pr. enhet båndbredde. Med en begrenset mengde sendereffekt som må spres over de multiplekserte bæresignalene, vil man derfor komme til et punkt der tapet i signal/støy-forholdet blir en mer kritisk faktor som strider mot ytterligere økning av antall kanaler. Men inntil det punktet er nådd, avhengig av de spesielle karakte-ristikkene til det mediet signalene skal overføres over og til det kommunikasjonsutstyret som skal brukes, vil man innse fordelene ved å multipleksere bæresignaler mellom de samme to tilstøtende harmoniske.

Som et eksempel vil det bli beskrevet et apparat for realisering av den her beskrevne oppfinnelse i forbindelse med en firefaset dif f erensiell f aseskif tnøklet (DSPK) itio-dulasjonsmåte som anvendes i et kommersielt kommunikasjonssystem kjent som "Kineplex", som selges av den foreliggende søker og som er beskrevet i detalj i U.S. patent nr. 3 368 036. En multipleks-sender 11 for utførelse av oppfinnelsen er vist på figur 2. Senderen 11 omfatter en flerhet på

N frekvenskanaler 13 som hver utgjør en seriebane gjennom hvilken systemets nettfrekvens Fg blir ført og består av

et lavpassfilter 13 for forkastelse av alle signaler over Fs, en begrenser/deler 16 for fra Fg å tilveiebringe en firkantbølge med en frekvens som er den riktige faktor F , en faselåse-sløyfekrets 24 for frembringelse av et bæresignal 4Fc-^ (faktoren fire kommer av den fire-fasede rao-dulasjonsmåten) som er synkronisert i frekvens med den valgte faktor av Fg og en modulator 15 hvor de digitale data som skal overføres blir modulert på bæresignalet. Utgangen fra begrenseren/deleren 16 blir også tilført di-

rekte til modulator 15 for baud-tidsstyring. Utgangene fra modulatorene 15 til de enkelte kanalene 13 blir kom-binert til et sammensatt signal av summerer 17 og blir fortrinnsvis lineært forsterket av forsterker 19 før de anbringes på kraftnettet for overføring til mottageren.

Om ønsket kan et felles lavpassfilter 14 og en begrenser/ deler 16 deles av alle kanalene 13.

En multipleksmottager 21 for anvendelse i forbindelse med foreliggende oppfinnelse er vist på figur 3. N kanaler 23 mottar systemets grunnfrekvens Fg og bæresignalene Fc fra kraftnettet. Hver kanal 2 3 inneholder to baner, idet den øvre banen fører bæresignalet Fc for å detektere dataene og den nedre banen tilveiebringer tidsstyrings- og frekvens-innføringssignalene. Den øvre banen i hver kanal består følgelig av et båndpassfilter 50 som utelukker fjerne harmoniske for å beskytte det dynamiske området til forsterker 52, og en synkrondetektor 25 hvis utgang tilveiebringer DC-signaler hvis polaritet indikerer de over-førte data, og et dataregister 92 i hvilket dataene blir lagret for etterfølgende utmatning. Selv om synkrondeteksjon ved å anvende integrerte DC-signaler som beskrevet-i det følgende blir foretrukket, kan oppfinnelsen prakti-seres med andre typer detektorer, slik som å anvende AC-integrerte signaler som beskrevet i U.S. patent 2 905 812. Den nedre banen for tilveiebringelse av de nødvendige inn-førings- og tidsstyrings-signaler består av et lavpassfilter 72, en begrenser/deler 74 og en faselåse-sløyfekrets 76 som virker som deres motstykker på figur 2 for å utvikle 4 Fc og faselåsesløyfen 76 er via en del-med-fire-krets 78 forbundet med en styrelogikk-krets 70 gjennom to kvadratur-avhengige signaler for å tilveiebringe innførings- og tids-styringssignalene ved utgangen fra logikk-kretsen 70, idet dette arrangementet bare er nødvendig på grunn av den firefasete modulasjonen som fortrinnsvis velges ved realisering av oppfinnelsen. Om ønsket kan lavpassfilter 72 og be-grenseren/deleren 74 være felles for flere kanaler, i lik-het med i senderen på fig. 2. Likeledes kan båndpassfilter 50 deles av mottagerkanalene. Forsterker 52 kan imidlertid tilveiebringe buffer-isolasjon mellom synkrondetektorene,

og bør derfor fortrinnsvis ikke deles av flere kanaler.

Et detaljert blokkskjema for en av senderkanalene 13

på figur 1 er vist på figur 4, hvor nettfrekvenssignalet Fg blir påtrykket som en første inngang til en fasedetektor 12 etter å ha passert gjennom lavpassfilteret 14 og begrenser/deler 16. Fasedetektor 12 som sammen med en spen-ningsregulert oscillator 18 til hvilken detektorens 12 utgang er forbundet via et lavpassfilter 20, og en frekvens-delerkrets 22 for deling med K, forbinder utgangen av oscillatoren 18 med en annen inngang til fasedetektoren 12, utgjør faselåse-s]øyfekretsen 24. Utgangsfrekvensen fra oscillatoren 18, 4F„, der 4F„,bestemmes av verdien av K og R og derfor følger Fg slik at hvis nettfrekvensen varierer,

så varierer også bæresignalet Fc tilsvarende, og dermed nullpunktene i (sin x)/x-funksjonen overfor nettfrekvensens harmoniske FH . Resten av apparatet på figur 4 som ennå

ikke er omtalt, omfatter modulatoren 15.

Som beskrevet i det forannevnte US-patent som beskriver Kineplex-systemet, blir bæresignalet Fc fremskutt 45° eller et odde multiplum av 45° i løpet av hver baudperiode i avhengighet av verdiene av de to bitene som omfatter baud-perioden. Dette er avspeilt i tabellen på figur 4 som viser endringen i fasevinkelenA & som en funksjon av både den første eller odde biten (i-fase-kanal) for hvert bitpar som utgjør en baud, og den andre eller like biten (kvadraturkanal) i paret. Hvis derfor begge bitene er høye eller lik et logisk nivå én , blir bærebølgens fasevinkel fremskutt 45°, osv. Vinkelen i parentes sammen med bitverdien i tabellen viser forandringen i dens kanalvinkel for å oppnå den netto inkrementale forandring i bærefasevinkelen AQ . Tabellen blir satt ut i praksis ved å påtrykke utgangen, 4FC, av oscillatoren 18 til en del-med-fire-krets 26 med fire utganger,

av hvilke alle har den samme frekvens F c' , men adskiller seg^

i fasevinkel med 90° når det begynnes med en fasevinkel 0°. Fc er selvsagt valgt slik at den faller sammen med den a-symmetriske plassering mellom de to tilstøtende nettharmo-niske FH som anført tidligere. 0° og 180°-utgangene er koblet til en i-fase multiplekskobler 2 8 som har en enkelt utgang som er koblet til 0°-inngangslederen når styrebiten

på leder 30 til multiplekskobleren 28 svarer til et logisk nivå én, og til 180°-inngangslederen når styrebiten på leder 30 svarer til et logisk nivå null. På tilsvarende måte er

90°- og 2 70°-utgangslederne fra delekretsen 26 forbundet med en kvadfatur-fase multiplekskobler 32 hvis eneste utgangs-leder er forbundet med 90°-inngangslederen når styrebiten på inngangsleder 34 til denne svarer til et logisk nivå £n og til 270°-inngangslederen når styrebiten svarer til et logisk nivå null. Utgangene fra multiplekskoblerne 2 8 og 32 blir addert vektorielt i summerer 36 hvis utgang så tilveiebringer ueft modulerte bæresignalet Fc som blir påtrykket summerer 17 på figur 2.

Styrebitene på lederne 30 og 34 blir utledet fra seriedataene for overføring på bæresignalet Fc ved først å påtrykke seriedataene på en to-bits serie/parallell-omformer 38 der to og to biter av påfølgende seriedata blir omformet til de parallelle utmatninger som svarer til den første eller odde biten og den andre eller like biten ved hjelp av en passende baud-tidstakt som utledes fra utgangen på begrenser 16. De to utgangsbitene fra omformer 38 blir ført til en differensialkoder 40 hvor de blir sammenlignet med de foregående bitene for å tilveiebringe differensialmodulasjon der bæresignalets fasevinkel i hver baudperiode tjener som referansesignal for den neste påfølgende baudperiode. Som vist i den vedlagte tabell vil ingen forandring i baud-verdien i' den løpende baudperioden fra den foregående baud-perioden frembringe en utgangsstyrebit "1", mens en forandring tilveiebringer en utgangsstyrebit "0". Styrebitut-matningene fra differensialkoderen 40 blir så tilført deres respektive multiplekskoblere 2 8 og 32 via en bufferkrets 42 som blir anvendt for å romme eventuelle tidsulikheter mellom seriedatahastLghe^en 0g overføringsbaudhastigheten på bæresignalet, og en port 44 som blir takstyrt fra utgangen fra

begrenser/deler 16 og som åpner porten 44 ved begynnelsen av hver baudperiode for å opprettholde baudtidssynkroni-seringen.

Det detaljerte blokkskjemaet for en av mottagerkanalene på figur 3 er vist på figur 5. Siden virkemåten til denne kretsen er beskrevet i detalj i U.S. patentsøknad nr. 015 672, vil den bli behandlet bare kortfattet her. Bæresignalene Fc og nettfrekvenssignalet Fs og de harmoniske FH av dette nær Fc-signalene som mottas fra kraftnettet blir splittet opp i to baner, idet bæresignalene Fc og FH blir dirigert via den øvre banen gjennom båndpassfilter 50 og forsterker 52 til et par blanderkretser 54 og 56 som hver er tilordnet et par integratorkretser 58 og 60. Bortsett fra den nedre banen og båndpassfilter 50, forsterker 52 og et dataregister 92 med tilhørende kompara-tor 94, utgjør hele apparatet på figur 5 synkrondetektoren 25 på figur 3. Hver blanderkrets 54 og 56 består av en sin/^6 -blander 62 for tilveiebringelse av et DC-signal som tilsvarer kvadratur-komponenten (lik bit) og en cos C\ 6-blander 64 for tilveiebringelse av i-fase-komponenten (odde bit). Hver av integratorkretsene 5 8 og 60 består av en sin 9 -integrator 66 og en cos 6 -integrator 68 for inte-grasjon av de DC-signalene som påtrykkes disse fra deres respektive blanderkrets under alternerende baudperioder, idet en av integratorkretsene integrerer i løpet av odde perioder og den andre i løpet av like perioder. I løpet av ikke-integrasjons-periodene blir hver integratorkrets tilbakestilt til en forutbestemt tilstand som forberedelse til dens etterfølgende integrasjonsperibde. Utgangene fra integratorene 66 og 68 er representative for de to bitver-diene i hver baudperiode i kraft av deres respektive for-tegn. Det skal bemerkes at så lenge det resiproke av disse integrasjonsperiodene er faktorer av nettfrekvensen F , oppnås nullpunkt-fordelene i tilknytning til (sin x)/x-funksjonen. Likevel kan baud-overføringstidsintervallet velges lenger og behøver ikke selv å være slik forbundet med nettfrekvensen F . Dette tillater bruk av bevoktnings-tider ved begynnelsen og slutten av hvert integrasjons-intervall i forhold til overførings-baudintervallet for å eliminere muligheten av signalenergi i en baudperiode som strekker seg inn i den påfølgende baudperioden, noe som ellers kan påvirke deteksjonsprosessen i ugunstig retning. Når baudoverføringsperioden pr. kanal overstiger mottager-integrasjonsperioden, svarer betegnelsen R på figur 1 for utnulling av.de harmoniske, til det resiproke av mottager-

integrasjonsperioden og ikke baudoverføringsperioden.

DC-utmatningene fra blanderkretsene 54 og 56 er gjennom synkrondeteksjon ved fasesammenligning med bæresignalet Fc forsynt med et signal av samme frekvens, men som adskiller seg i fase med enten en fast fasevinkel 0R (for cos 0-blanderne 64) eller 0R + 90° (for sin 6-blanderne 62). Disse signalene blir tilført blanderkretsene 54 og 56 i de korrekte baudperioder ved utgangen av styrelogikk-kretsen 70 som er plassert i den nedre banen, til hvilken nettfrekvensen Fg påtrykkes ved passering gjennom lavpassfilter 72o Etter passering gjennom begrenser/deler-kretsen 74

for å utvikle firkantbølgesignalet med frekvens R, blir signalet R tilført faselåse-sløyfen 76 hvis utgang, som er lik / 4F c'. så blir delt med 4 via delekretsen 78 for på sin utgang å tilveiebringe to kvadratur-avhengige blandesignaler»

De analoge utgangene fra integratorkretsene 58 og 60 blir omformet til digitale verdier via en A/D-omforraer 80 ved sekvensiell føring gjennom en multiplekskobler 82 under styring av en utgang fra styrelogikk-kretsen 70. De digitale signalutgangene fra omformer 80 blir så tilbakeholdt i lager-registre 84 slik at fase-informasjonen i løpet av hver baud-periode kan sammenlignes med faseinformasjonen for den umiddelbart foregående perioden for å eliminere fase-vinkelen 9R og oppnå differensen mellom 02 og 0^, der indeks 2 betegner den løpende baudperioden og indeks 1 den umiddelbart forangående baudperioden. Den forannevnte tilbakeholdelse av data er selvsagt bare nødvendig fordi det anvendes differensial modulasjon istedet for et absolutt referansesystem for å fastslå et referansesignal med korrekt fase for detektoren. De databit-verdiene som defineres av sinus og cosinus av A 0, idet A© er lik 02-0^, blir formu-lert i en trigonometrisk kombinasjonskrets 86 som nå blir tilført dekoder 88 som realiserer tabellen på figur 3 for å frembringe de to seriebitene i baudperioden på sine utganger. Utgangen fra dekoder 88 blir innført i et dataregister 90 under styring av en utgang fra styrelogikk-kretsen 70, som virker som et skiftregister for å motta og lagre biter inntil et forutbestemt bitmønster, slik som i et innlednings- og adressefelt, blir gjenkjent ved sammen-ligning i en komparatorkrets 92. Ved gjenkjennelse av en gyldig melding blir dataene i register 90 forskjøvet ut til et permanent register (ikke vist) for passende behandling.

Den her beskrevne oppfinnelse er ikke begrenset til den firefasete DPSK-modulasjon som ble presentert bare som et eksempel på en anvendelse.

Claims (7)

1. System for overføring av digitale data gjennom et medium som er forurenset med harmoniske signaler, ved å sende frekvensdelte, modulerte multipleks-bæresignaler gjennom mediet og med en karakteristikk som blir variert på en forutbestemt måte under hver baud-periode som er representativ for de nevte data, omfattende: en (første) anordning for generering av et første bæresignal, en (annen) anordning for generering av i det minste ett ytterligere bæresignal, en anordning for modulering av bæresignalene, en anordning for påtrykning av de modulerte bæresignaler på mediet i et punkt i dette, en anordning for mot-tagning av de modulerte bæresignaler fra mediet i et annet punkt i dette, og en detektoranordning for demodulering av bæresignalene ved å omforme deres variable karakteristikk til representative signaler, karakterisert ved at den første genereringsanordning genererer det første bæresignal ved en frekvens som er asymmetrisk plassert mellom to av de tilstøtende harmoniske, at den annen genereringsanordning genererer det nevnte (i det minste ett) ytterligere bærebølgesignal ved en frekvens som også er plassert mellom de nevnte to tilstøtende harmoniske, men som er forskjellig fra frekvensen av det første bæresignal og hvis frekvensavstand fra ethvert tilstøtende bæresignal er lik det resiproke av et forutbestemt tidsintervall eller et multiplum av dette, og at moduleringsanordningen modulerer bæresignalet méd individuelle digitale datastrømmer ved 'en hastighet som er lik det resiproke av baud-perioden, og at det omfatter en anordning for integrering av de nevnte representative signaler under hver baud-periode over det nevnte for-utbestemte tidsintervall som plasserer spektraltetthets-nullpunkter i detektoranordningens respons i frekvensplanet ved de nevnte to tilstøtende harmoniske.

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at det forutbestemt tidsintervall er lik baud-perioden.

<3.> System ifølge krav 1/ karakterisert ved at mediet er et elektrisk kraftnett og de harmoniske er multipler av nettfrekvensen.

4. System ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at detektoranordningen er en synkrondetektor og nevnte representative signaler er like-strøms ignaler.

5. Fremgangsmåte for sending av digitale data ved hjelp av frekvensdelte multipleks-bæresignaler gjennom, et medium som er forurenset med harmoniske signaler, omfattende generering av et første bæresignal, modulering av det første bæresignal og generering av i det minste ett ytterligere bæresignal, karakterisert' ved generering av et første bæresignal hvis frekvens er anbrakt asymmetrisk mellom to av de tilstøtende harmoniske, modulering av det første bæresignal med digitale data ved en baud-hastighet slik at spektraltetthets-nullpunktene for det modulerte bæresignalet i frekvensplanet faller sammen med de to nevnte tilstøtende harmoniske, generering av minst ett ytterligere bæresignal hvis frekvens også er anbrakt mellom de to nevnte harmoniske, men som er forskjellig fra frekvensen til det første bæresignalet og hvis frekvensavstand fra ethvert tilstøtende bæresignal er lik baud-hastigheten eller et multiplum av denne og modulering av hvert ytterligere bæresignal med digitale data ved nevnte baud-hastighet.

6. Apparat for sending av digitale data ved hjelp av frekvensdelte multipleksbæresignaler gjennom ét medium som er forurenset med harmoniske signaler, omfattende en (første) anordning for generering av et første bæresignal, en anordning for modulering av det første bæresignal, en (annen) anordning for generering av i det minste et ytterligere bæresignal, karakterisert ved at den første genereringsanordning genererer det første bæresignal ved en frekvens som er asymmetrisk plassert mellom to av de tilstøtende harmoniske, at moduleringsanordningen modulerer det første bæresignal med digitale data ved en baudhastighet slik at spektraltetthets-nullpunktene for det modulerte bæresignal i frekvensplanet faller sammen med de to tilstøtende harmoniske, og at den annen genereringsanordning genererer det nevnte (minst ett) ytterligere bæresignal ved en frekvens som også er plassert mellom de to nevnte tilstøtende harmoniske, men som er forskjellig fra frekvensen av det første bæresignal og hvis frekvensavstand fra ethvert tilstøtende bæresignal er lik baudhastigheten eller et multiplum av denne, samt at det omfatter en anordning for modulering av hvert ytterligere bæresignal med digitale data ved den nevnte baudhastighet.

7. Apparat ifølge krav 6, karakterisert ved at mediet er et elektrisk kraftforsyningsnett og de harmoniske er multipler av nettfrekvensen .