DE2721283C2 - Drahtloses digitales Informationsübertragungssystem für sehr kurze Wellen - Google Patents

Description

— +/ und -τ- — / entspricht, mit ι einer beliebigen ,, Dauer zwischen 0 und —, während die binären Elemente mit umgekehrtem Vorzeichen Werte haben, die in jedem entsprechenden Zeitintervall entgegengesetzt sind, und das Produkt AF-AT, worin Δ Γ die Dauer eines beliebigen Teils eines dieser binären Elemente ist, während welcher dieses binäre Element eine konstante Spannut g aufv* ist, einen solchen Wert aufweist, daß am EiHe der Dauer Δ T die Phasendifferenz zwischen der Fre(f mz des Oszillators in diesem Zeitpunkt und dessen Ruhefrequenz einen Wert aufweist, der bei einem beliebigen ungeradzahligen Vielfachen von π/2 liegt.

2. Drahtloses Informationsübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Phasendifferenz gleich π/2 ist.

3. Drahtloses Informationsübertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Bit mit einem bestimmten Vorzeichen in umcodierter Form zu einem Zeitpunkt

T _u TT

0<f<- bzw. -j<i<-2

eine Spannung + V bzw. — V aufweist und jedes BiV mit entgegengesetztem Vorzeichen in umcodierter Form hierzu invers geschaltet ist.

4. Drahtloses Informationsübertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der kohärente Phasendemodulator {20) aus einem Hauptphasenvergleicher (8) mit Quadratur und einem gesteuerten Oszillator (11) mit einem Steuereingang und einer Nennfrequenz, die der Zwischenfrequenz entspricht, besteht, daß ferner der Hauptphasenvergleicher zwei Eingänge hat, wovon der erste Eingang der Eingang des Demodulators ist und der zweite Eingang mit dem Ausgang des gesteuerten Oszillators gekoppelt ist, und daß der Ausgang dieses Hauptphasenvergleichers über einen Tiefpaß (13) mit nachgeschaltetem Verstärker (14) mit dem Steuereingang dieses gesteuerten Oszillators gekoppelt ist und ein für die Informationen repräsentatives Bi-Phasen-Signal liefert.

5. Drahtloses Informationsubertragungssystem nach Anspruch 4, .dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Oszillator (11) über einen Koppler(lO) mit zwei Quadratur-Ausgängen mit dem Hauptphasenvergleicher (8) gekoppelt ist. daß ferner der gesteuerte Oszillator den Eingang dieses Kopplers speist und der zweite Emgang~des Hauptphasenvergleichers mit einem der Ausgänge dieses Kopplers verbunden ist und daß der Demodulator (20) außerdem aus einem Hilfsphasenvergleicher (9) mit Quadratur besteht, dessen einer Eingang mit dem Eingang des Demodulators und dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des Kopplers (10) verbunden ist, wobei der Ausgang des Hilfsphasenvergleichers über einen Bandpaß (15) den Frequenzteiler (16) speist, dessen Ausgang den Takt für die Signale liefert.

Die Erfindung bezieht sich auf ein drahtloses digitales Informationsubertragungssystem für sehr kurze Wellen und insbesondere auf Modulatoren bzw. Demodulatoren für binäre Informationen zur Übertragung über Millimeterwellen.

Die verschiedenen bereits bekannten Arten von Demodulatoren können je nach der gewählten Demodulation, d.h. inkohärent oder kohärent, in zwei Kategorien eingeteilt werden.

Die erste Kategorie umfaßt im wesentlichen die klassische Amplitudendemodulation, die Frequenzdemodulation und die differentielle Phasendemodulation. Bei all diesen Verfahren hängen die Gütemerkmale vom Signal-/ Geräuschverhältnis am Eingang des Demodulators mit konstantem Signalpegel ab.

Da bei den in Betracht gezogenen Übertragungsfrequenzen das Übertragungsband im Vergleich zum Frequenzband, das die Abweichungen des Senders noch erfaßt, schmal ist, d. h. also im Vergleich zu der entsprechenden Bandbreite des Senders, ist dieses Signal-ZGeräuschverhältnis nicht mehr so gut. Folglich sind auch die Qualitätsmerkmale der Verbindung nicht mehr so gut, sofern nicht an den Einrichtungen ein Frequenzkonstanthalter oder eine Regelung des lokalen Empfangsoszillators vorgesehen wird, damit am Eingang des Empfängers ein Bandpaß eingesetzt werden kann, dessen Durchlaßbereich so ausgelegt ist, daß eine optimale Übertragung des verwendetet! Modulationsspektrums gewährleistet wird. Solche Vorrichtungen sind natürlich kostspielig und beeinträchtigen die Betriebssicherheit der Einrichtungen.

Im Falle einer kohärenten Demodulation kann auf obengenannte Vorrichtungen verzichtet werden, jedoch ist hier die Rückgewinnung des Trägersignals erforderlich.

Das Erzeugen und Aussenden eines geeigneten Signals wäre in diesem Fall aufwendig.

Mitunter wird beim Empfang ein vom Sender übertragener Trägerrest, z.B. bei der Demodulation mit Phasentästüng, Verwendet.

Bei der Erzeugung von Millimeterwellen direkt durch einen Oszillator, was wenig aufwendig ist, tritt jedoch oszillatoreigenes Rauschen auf. Die Rückgewinnung des Trägersignals erfordert daher eine minimale Bandbreite, wenn eine ausreichende Qualität erzielt werden soll, was jedoch mit dem geringen Durchlaßbereich kaum vereinbar ist, wenn der Störfrequenz-Modulationsbereich ver-

^h mieden werden soll. Auch da ergibt sich eine Einschränkung der Leistungsfähigkeit dieses bereits bekannten Systems.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bei den

' bekannten geschilderten Systemen auftretenden Nachteile durch den Einsatz von sehr einfachen und kostengünstigen Vorrichtungen wesentlich zu verringern.
Ausgehend von einem drahtlosen digitalen Infbrma-

* tionsübertragungssystem. dessen Sendeeinrichtung aus einem unabhängigen, mit Binärsignalen frequenanodu-.io

j Iierten Oszillator besteht, der das zu übertragende Frequenzband direkt erzeugt und dessen Empfangseinrichtung einen Frequenzumsetzer für die empfangenen radiofrequenten Signale in ZF-Signale. einen ZF-Verstärker und einen Demodulator umfaßt, wird diese Aufgabe ge- is

= maß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Demodulator ein kohärenter Phasendemodulator ist, daß die Sendeeinrichtuns zusätzlich eine Vorrichtung aufweist, die die einzelnen Bits der binären Information in Form von binären Elementen liefert und jedes der binären Elemente. die aus einer Folge von Gleichspannungsimpulsen bestehen, den wen +V oder —V haben kann, und zwar symmetrisch zu einer Spannung V₀. die die Ruhet'requenz des Oszillators bestimmt, wobei der Wert ± V der Frequenzabweichung ± Δ F entspricht, daß ferner jedes binäre Element dieselbe Dauer That und einen Wert, der

den Zeitintervallen -=-+/ und -zr-t entspricht, mit 1

T
einer beliebieen Dauer zwischen 0 und —, während die

¹

binären Elemente mit umgekehrtem Vorzeichen Werte haben, die in jedem entsprechenden Zeitintervall entgegengesetzt sind und das Produkt AF-AT, worin Γ die Dauer eines beliebigen Teils eines dieser binären Elemente ist. während welcher dieses binäre Element eine konstante Spannung aufweist, einen solchen Wert aufweist, daß am Ende der Dauer Δ Fdie Phasendifferenz zwischen der Frequenz des Oszillators in diesem Zeitpunkt und dessen Ruhefrequenz einen Wert aufweist, der bei einem

ungeradzahligc.i Vielfachen von —- liegt.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung jind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden soll die Erfindung anhand der Zeichnung noch näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Übertragungssystcms nach der Erfindung. Am Anschluß 1 liegen die zu übertragenden digitalen Informationen an. Sie werden vor der Frequenzmodulation im Codierer 2 umcodiert. Die Frequenzmodulation erfolgt z.B. mit Hilfe einer Kapazitätsdiode in Abhängigkeit der Amplitude des zu übertragenden Signals, wobei ein Oszillator 3 in einem Millimeterwellenbereich frei schwingt und eine Sendeantenne 4 speist.

Die von einer Antenne 5 empfangenen Signale werden durch einen Umsetzer 6 in einen Zwischenfrequenzbereich umgesetzt, der beispielsweise aus einem Mischer mit einem unabhängigen lokalen Oszillator besteht.

Die ZF-Signale werden nach der Verstärkung im Verstärker 7 dem Demodulator 20 zugeführt.

Letzterer weist den Hauptphasenvergleicher 8 und den Hilfsphasenvergleicher 9 auf. die jeweils an einem ihrer beiden Eingänge die ZF-Signale und an einem ihrer zweiten Eingänge die Signale empfangen, die jeweils von den beiden Ausgängen des Quadraturkoppler 10 geliefert werden. Der Quadraturkoppler wird vom geregelten Oszillator Π gespeist.

Der Ausgang des Hauptphasenvergleichers 8 speist einen der Eingänge eines Regenerators 12 und steuert über einen Tiefpaß 13 mit nachgeschaltetem Verstärker 14 den Oszillator 11.

Die Ausgleichssignale des Hilfsphasenvergleichers 9 laufen durch den Bandpaß 15 und ihre Frequenz wird im Frequenzteiler 16 durch zwei geteilt, bevor der zweite Eingang des Regenerators 12 gespeist wird, der an seinem Ausgang 17 identische Signale wie diejenigen, die am Anschluß 1 angelegt worden sind, abgibt.

Die Funktionsweise wird mit Hilfe der Fig. 2a und 2b beschrieben, die die binären Elemente darstellen, die der Codierer 2 in dem angeführten Beispiel liefert, und zwar in Übereinstimmung mit den logischen Signalen »0« und »1« der binären Informationsquelle im Takt der Bitfolgefrequenz/.

Die binären Elemente nach den Fig. 2a und 2b haben

eine Dauer T= -, während welcher sie jeweils die logischen Werte »+ 1« und »—1« aufweisen und welchen die Modulationsspannungen +V und — V «ntsprechen. und zwar symmetrisch zur Spannung V₀. die die Ruhefrequenz F₀ des Oszillators 11 bestimmt. Den Spannungen + V entsprechen die Frequenzen F₀+A F. z. B. entspricht F₀+AFder Spannung +V.

Von 0 bis — und von ^z-r- bis T ist der logische Wert

von Element 2a »—1« und von — bis -— »+1«. Das

4 4

Element nach Fig. 2b hat die inversen Werte.

Diese Signale sind identisch mit dem zweiten Grundvektor für die Zerlegung in Walsh-Funktionen und werden allgemein Walsh II genannt. Δ F und damit V sind so gewählt, daß am Ende einer Zeit Δ/, während der das binäre Element einen konstanten Wert hat. die vom Frequenzsprung herrührende Phasenmodulation eine Phasenverschiebung von - zum nicht modulierten Signal bewirkt. Man kann also schreiben für Δ T= ■— und

also: AF=-.

Die Fig. 2c und 2d zeigen die Änderung der Phase φ des modulierten Trägersignals während der Zeit T des Elements nach Fig. 2b und seine trigonometrische Darstellung in Form eines Punkts "M. der mit konstanter

Geschwindigkeit von - - bis + ^ auf einem trigonometrischen Kreis C mit den Koordinatenachsen OA'und O)' läuft.

Aus dieser Darstellung läßt sich leicht eine Zerlegung in zwei um 90° phaserverschobene Signale, entsprechend diesem modulierten Träger, durch Projektion des Punktes M auf die beiden Koordinatenachsen ableiten.

Die Fig. 2e zeigt diese beiden Quadraturkomponenten. Die Projektion auf die Achse 0 V ergibt die Kurve Vl für das binäre Element nach Fig. 2b und die Kurve V2 (gepunktet) für das binäre Element nach Fig. 2a

So erhält man als Informationsträger Signale mit Bi-Phasencodierung mit Mittelwert Null.

Sie werden leicht aus dem ZF-Signal am Ausgang des Hauptphasenvcrgleichtis 8 abgeleitet, der die Aufgabe hat. eine Nullspannung zu liefern, wenn die angelegten Signale in Phasenquadratur versetzt sind, was durch

Steuerung des Oszillators 11 erreicht wird, so daß er diese mittlere, durch den Tiefpaß 13 gefilterte Spannung auf Null halt. Diese Bi-Phase-Signale können anschließend mit bekannten Mitteln in Binärsignale umgewandelt werden. Die Wahl des Signaltyps gibt jedoch die Möglichkeil. die Verarbeitung vereinfacht durchzuführen.

So kann der Hilfsphasenvergleicher 9. identisch mit dem Hauptphasenvergieicher 8. aber vom Oszillator 11 mit einer Spannung versorgt werden, die urn 90° phasenverschoben zu der an dem Hauptphasenvcrgleicher angelegten Spannung ist. das durch die Kurve X der Fig. 2e dargestellte Signal abgeben. Letzteres Signal ist gleich, unabhängig vom Vorzeichen des betrachteten Bits. Es hat einen Mittelwert / 0. der dem Tragerrest entspricht, und eine Periode, die doppelt so groß wie diejenige des Takts der Inibrmationsbits ist. Dieser Takt kann mit Hilfe des Bandpasses 15 und des Frequenzteilers 16 wiederhergestellt werden.

Der Takt wird dom Regen·?™·»¹' 12 zugeführt, wo er mit dem zweiphasigen Ausgangssignal des Hauptphasenvergleichers 8 verknüpft wird, so daß ein Binärsignal mit zwei entgegengesetzten Polaritäten entsteht, tlas leicht in ein Signal vom anfangs verwendeten Typ umgesetzt werden kann. Die Zweideutigkeit von π. die aus der Teilung durch /wei resultiert, kann leicht mit Hilfe des Zweiphasensignals durch bekannte Verfahren (z.B. mit Hilfe einer Differenzcodierung bei der Sendung und einer Differenzdecodierung beim Empfang) behoben werden.

In Fig. 2f ist das Spektrum von jeder der Komponenten .V '.tnd )' des Signals, d.h. die Verteilung ihrer Ener- :io gie E in Abhängigkeit von der Frequenz / dargestellt. Die Kurve .S" stellt den Spektraldichteverlauf der Komponente >' dar. die sich aus der Modulation des Trägers durch eine zufällige Folge von logischen Werten »0« und »I» ergibt. Man kann feststellen, daß dieser Spektral- is

dichteverlauf bei den Frequenzen / = /₀± - (n = ganze

gerade Zahl oder Null) Nullstellen hat. bei denen Linien der Tragerkomponente Λ auftreten, die sich davon klar unterscheiden.

Die Berechnung zeigt, daß die Umhüllende der Spektr.ilencrgie der Komponente Y. ausgehend von der Trägerfrequenz mit μ statt mit J₁ im Fall von klassischer

Modulation mit Phasentastung abnimmt; daraus ergibt sich bei identischer Taktfrequenz eine deutliche Reduzierung des belegten Bandes.

Die Darstellungen nach den Fig. 2a bis 21" beziehen sich auf einen Phasenhub von ± . Es ^;st auch ein anderer Phasenhub möglich, aber die Berechnungen zeigen, daß dies mit einem Leistungsverlust vor allem durch Energieübertragung des Informaiionssignals in der Komponente .V verbunden ist und man muß die Werte Απ [k = beliebige ganze Zahl) vermeiden, da für diese Werte die Komponenten .V und Y beide einen Mittelwert Null haben und daher keine kohärente Phasendemodulation möglich ist. Der Phasenhub soll vorzugsweise einen Wert

π , ,
von ± _Λ haben.

Diese Abbildungen beziehen sich ebenso auf Walsh-Funktionen ersten Grades, aber es ist auch möglich, gerade Walsh-Funktionen beliebigen Grades zu verwenden, d.h. Walsh-Funktionen, die eine ebenfalls beliebige Anzahl ungerader Stufen haben und die Symmetrie bezüglich der Mitte des betrachteten Bit-Elementes der Dauer /gewährleisten. Hierbei wird die Dauer T für jede Stufe so gewählt, daß am Ende der Stufe der gewählte maximale Phasenhub erhalten wird (als Absolutwert). Aber die Folge davon wäre eine größere Breite des abgestrahlten Linienspektrums und der Teilungsfaktor des Frequenzteilers 16 müßte auf den gewählten Grad abgestimpTt werden.

Im beschriebenen Beispiel wird die empfangene Energie zu gleichen Teilen zwischen der eigentlichen Information und der Trägerinformation aufgeteilt.

Es ergibt sich daraus ein theoretischer und effektiver Verlust von 3dB. Aber bei klassischen Verfahren der Phasenumtastung wird mit vergleichbaren Verlusten gerechnet, die durch die begrenzten Möglichkeiten der entsprechenden Modulatoren verursacht werden.

So weist das Übertragungssystem nach der Erfindung Eigenschaften auf. die denen der bekannten Systeme gleichwertig sind, wobei es jedoch den Vorteil hat. daß hier nicht-frequenzstabilisierte Oszillatoren mit hohem Eigenrauschen verwendet werden können. Auch darf hier die ZF-Bandbreite wesentlich größer gewählt werden als die Bandbreite des modulierten Spektrums. Dies verursacht keine Verschlechterung des Signal'Rausch-Verhältnisses am Ausgang des Demodulators als Folge des Fehlens der Schwellenwirkung, weil die Möglichkeit gegeben ist, eine kohärente Phasenmodulation durchzuführen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Drahtloses digitales Informationsübertragungssystem, dessen Sendeeinrichtung aus einem unab- hängigen, mit Binärsignalen frequenzmodulierten Oszillator besteht, der das zu übertragende Frequenzband direkt erzeugt und dessen Empfangseinrichtung einen Frequenzumsetzer für die empfangenen radiofrequenten Signale in ZF-Signale, einen ZF-Verstärker und einen Demodulator umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator ein kohärenter Phasendemodulator (20) ist, daß die Sendeeinrichtung zusätzlich eine Vorrichtung (2) aufweist, die die einzelnen Bits der binären Informationen in Form von i*> binären Elementen liefert, und jedes der binären Elemente, die aus einer Folge von Gleichspannungsimpulsen bestehen, den Wert +V oder —V haben kann, und zwar symmetrisch zu einer Spannung V₀, die die .Ruhefrequenz des Oszillators (11) bestimmt, wobei Sei Wert +V der Frequenzabweichung +AF entspricht, daß ferner jedes binäre Element dieselbe Dauer T hat und einen Wert, der den Zeitintervallen