CH662914A5 - Datenempfaenger fuer ein fm-eingangssignal. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Datenempfänger für ein FM-Eingangssignal nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Es wurden viele Vorschläge gemacht, siehe beispielsweise die britische Patentanmeldung 1 530 602, für mit «Direktumwandlung» oder «Null Z.F.» bezeichnete Empfängerstrukturen, die für die Herstellung als integrierte Schaltung vorgesehen sind und die eine Alternative für den herkömmlichen Überlagerungsempfänger bilden. Weil die Frequenz des Ausgangssignals eines Direktumwandlungsempfängers für positive und negative Abweichungen des Modulationssignals von der Trägerfrequenz dieselbe ist, ist es notwendig, ein Paar Eingangsmischer vorzusehen, die Quadraturausgangssignale erzeugen und einen erheblich komplexen Demodulator erfordern, um zwischen den positiven und negativen Fällen unterscheiden zu können.

Es ist nun eine Aufgabe der Erfindung, die Konstruktion eines Datenempfängers für ein FM-Eingangssignal zu vereinfachen.

Diese Aufgabe löst die Erfindung mit einem Datenempfänger für ein FM-Eingangssignal gemäss dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1.

Ein solcher Datenempfänger lässt sich ohne Schwierigkeiten als integrierte Schaltung (IC) realisieren und kann in vorteilhafter Weise als Personenrufempfänger Anwendung finden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass bei Versatz der Ortsoszillatorfrequenz gegenüber der Trägerfrequenz, fc, und zwar um einen geringen Betrag 5 f, die zwei Signalisierungstöne A f ± ô f, die von dem Mischer abgeleitet sind, nicht länger gleich sind und dass eine viel einfachere Demodulatorschaltung benutzt werden kann. Je einfacher die Schaltungsanordnung ist, umso preisgünstiger und umso einfacher kann der Empfänger integriert werden. Insbesondere werden die Probleme von Quadraturmischern und Kanalausgleich vermieden. Der sich daraus ergebende Empfänger eignet sich für den Empfang von FM-Signalen mit geringer Bitgeschwindigkeit und mit einem grossen Frequenzhub, wie diese bei Per-sonenrufempfängern benutzt werden.

Weiterhin können, da die benachbarten Kanäle an dem Mischerausgang beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalisierungstöne, die benachbarten Kanäle durch ein Tiefpassfilter unterdrückt werden. Dies ist anders als bei einem Überlagerungsempfänger, wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des genannten Signals liegen, das nur durch ein Bandpassfilter selektiert werden kann.

In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Einrichtung vorgesehen zur Verbesserung der Kanalselektivität. Diese Einrichtung enthält Bandpassfilter in dem Demodulator, wobei jedes Filter optimiert ist, um den zugeordneten Si-gnalisierungston hindurchzulassen. Adaptivfilter können ebenfalls für diesen Zweck benutzt werden. Damit die Filter die zwei Signalisierungstöne trennen können, soll die Verschiebung (S f) etwa die Hälfte der Datenbitgeschwindigkeit überschreiten. Ausserdem oder andererseits kann ein Tiefpassfilter oder ein anderes Bandpassfilter benutzt werden, das in dem Signalweg zwischen dem Mischer und dem Demodulator vorgesehen ist. Ein Vorteil der Verwendung eines anderen Bandpassfilters, dessen Durchlassbereich die Signalisierungstöne durchlässt, gegenüber einem Tiefpassfilter ist, dass ein gewisser Anteil der niederfrequenten 1/f-Störsignale gedämpft werden kann.

Der Ortsoszillator kann einen Oszillator mit hoher Stabilität enthalten. Andererseits kann der Ortsoszillator mit einer Frequenzregelanordnung stabilisiert sein, das von dem Datenausgangssignal des Demodulators oder von dem Ausgangssignal des Mischers oder der Bandpassfilter in dem Demodulator eine Regelspannung ableiten kann. Im letzteren Fall wird ein Signal von dem Mischer oder von den Bandpassfiltern nach Summierung wieder mit einem anderen Ortsoszillatorsignal mit einer Frequenz entsprechend dem Frequenzhub f gemacht. Nach Filterung des Ausgangssignals des anderen Mischers wird das Signal einer Frequenzdiskriminierung ausgesetzt. Das Ausgangssignal des Diskriminators enthält eine Regelspannung, die dem Ortsoszillator zugeführt wird.

Gewünschtenfalls kann in dem Empfänger eine automatische Verstärkungsregelung angewandt werden.

Um die Grösse des Schutzbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu maximieren, ist es erwünscht, dass die Verschiebung (5 0 des Ortsoszillators kleiner als der Frequenzhub ist.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines FM-Daten-empfängers für direkte Modulation nach der Erfindung,

Fig. 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums eines Eingangssignals,

Fig. 3 eine Darstellung des Frequenzspektrums der Signale an dem Ausgang des Mischers nach Fig. 1,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines FM-Datenempfängers für direkte Modulation mit automatischer Frequenzregelung und automatischer Verstärkungsregelung,

Fig. 5 Diagramme der Bandpassfilter zweiter Ordnung, die in Fig. 1 und 4 benutzt werden, wobei die Abszisse die Dämpfung (d) und die Ordinate die Frequenz (f) darstellt,

Fig. 6A bis 6C Diagramme zur Erläuterung der zweiten AFR-Methode.

In den Zeichnungen wird ein FM-Eingangssignal mit direkter Modulation 10 (Figur 2) mit dem Träger fc und mit dem Frequenzhub A f, d.h. bei einer Frequenz fc ± A f von einer Antenne 12 empfangen und einem Eingang eines Mischers 14 zugeführt. Ausser dem gewünschten Signal werden auch Nachbarkanalsignale 16, 18 in Fig. 2 gestrichelt dargestellt empfangen und dem Mischer 14 zugeführt. In der ersten Ausführungs-form ist ein Ortsoszillator 20 mit hoher Stabilität mit einer Frequenz fL = fc - ô f, die innerhalb des Signalkanals liegt, aber die um einen geringen Betrag 8 f gegenüber Trägerfrequenz fc verschoben ist, mit dem Mischer 14 verbunden. Obschon nicht untenstehend detailliert beschrieben, kann der Ortsoszillator stattdessen eine Frequenz (fc + 5 f) aufweisen. Das Ausgangssignal des Mischers 14 enthält die Signalisierungstöne A + S f und 5 f - 8 f und die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale 16', 18', wie in Fig. 3 dargestellt. Aus einer Betrachtung des Ausgangsspektrums des Mischers in Fig. 3 dürfte es einleuchten, dass die zwei Signalisierungstöne A f + 8 f und A f -8 f durch 2 8 f getrennt sind. Da die Signalisierungstöne in ihrer Frequenz voneinander abweichen, können sie nun durch einen geeigneten Diskriminator voneinander unterschieden werden.

In der dargestellten Ausführungsform geschieht dies dadurch, dass die Töne voneinander und von jeder anderen niederfrequenten Störung durch die Bandpassfilter 22 bzw. 24 ausgefiltert werden, die eine Bandbreite in der Grössenordnung der Bitgeschwindigkeit, d.h. 500 Hz für eine Bitgeschwindigkeit von 512 Bits/Sekunde, aufweisen. Das Ausgangssignal jedes Bandpassfilters 22, 24 wird einem Amplituden- (oder Hüllkur-ven-)-Detektor 26 bzw. 28 zugeführt. Um das Datensignal wiederzugewinnen, werden die Ausgangssignale der Amplituden-dektoren 26, 28 in einer Differenzschaltung 30 verglichen, um am Anschluss 32 ein Datenausgangssignal zu erhalten.

Gewünschtenfalls können (nicht dargestellt) Adaptivfilter statt der Bandpassfilter 22, 24 benutzt werden. Adaptivfilter sind bekannt und beispielsweise auf den Seiten 191 bis 194 des Buches «Applications of Linear Integrated Circuits» von E.R. Hnatek, erschienen bei J. Wiley & Sons, 1975, beschrieben. Es genügt anzugeben, dass sie dadurch funktionieren, dass beispielsweise die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang eines Filters verglichen wird, um ein Fehlersignal abzuleiten. Wenn das Filter einwandfrei abgestimmt ist, ist die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang richtig. In dem beschriebenen Demodulator würden die Adaptivfilter dann sich selbst einstellen, indem sie Änderungen in der Tonfrequenz folgen würden. Folglich könnte eine geringe Drift der Ortsoszillatorfrequenz zugelassen werden, weil das Adaptivfilter als Trimmanordnung wirksam sein könnte, um jede Drift zu entfernen, die zurückbleiben würde, nachdem beispielsweise die automatische Frequenzregelung (AFR) angewandt worden ist. Der Vorteil der Verwendung eines Adaptivfilters ist, dass es

Änderungen im Frequenzhub A f, die kein genau regelbarer Parameter sind, folgen könnte.

Vorzugsweise ist der Offset 8 f kleiner als der Frequenzhub A f, um eine zu grosse Trennung zwischen den Signalisierungs-tönen und unzulässige Verringerung des Sicherheitsbandes zwischen den benachbarten Kanälen zu vermeiden. Die obere Grenze des Offsets ist, wenn das Sicherheitsband 40 in Fig. 3 auf Null verringert ist.

Wenn festgestellt wird, dass die Bandpassfilter 22, 24 eine unzureichende Kanaltrennung bewirken, können die frequenzverschobenen Nachbarkanalsignale 16', 18' dadurch abgeschwächt werden, dass ein Tiefpass- oder ein Bandpassfilter 36 zwischen den Ausgang des Mischers 14 und die Bandpassfilter 22, 24 geschaltet wird. Das Filter 36 ist eigentlich wesentlich in Situationen, in denen der Diskriminator nicht filtert oder wo ein geringer Kanalabstand verbunden ist wegen der Verwendung des versetzten Ortsoszillatorsignals fc - 8 f (oder fc + 8 f), so dass das Sicherheitsband 40 (Fig. 3) zwischen den Signalen enger ist als zwischen den benachbarten Kanälen des empfangenen Signals an der Antenne 12. Da die beiden Nachbarsignalkanäle 16' und 18' an dem Ausgang des Mischers beide in der Frequenz höher sind als die gewünschten Signalisiertöne, können die Kanäle 16' und 18' durch ein Tiefpassfilter unterdrückt werden (ungleich einem Superheterodynempfangssy-stem, wo die Nachbarkanäle auf je einer Seite des gewünschten Signals liegen, die nur durch Verwendung eines Bandpassfilters selektiert werden können). Ein Vorteil der Ausbildung des Filters 36 als Bandpassfilter gegenüber einem Tiefpassfilter ist, dass seine Kennlinie steil ist und deswegen selektiver und ein Teil des 1/f-Rauschens fortlassen kann.

Eine grosse Stabilität des Ortsoszillators 20 ist notwendig, um die Signalisierungstöne der beschriebenen Frequenzen zu erzeugen. Wenn beispielsweise die Ortsoszillatorfrequenz fi_ = fc - 8 f driftet, während der Träger fc des empfangenen Signals konstant ist, wandern die Signalisierungstöne A f - 8 f und A f + 8 f symmetrisch um den direkten Umwandlungspunkt und sind dann im Gleichlauf (siehe Fig. 6A und 6B). Wenn die Frequenz des Ortsoszillators und des Trägers sich nähern, nähern sich die zwei Töne, d.h. [8 f] nimmt ab, während wenn sie auseinandergehen, die Töne ebenfalls getrennt werden.

Der Ortsoszillator 20 kann an sich ein Oszillator hoher Stabilität sein, aber dies ist teuer. Eine alternative Lösung ist, eine automatische Frequenzregelung (AFR) vorzusehen, die schwieriger auszubilden ist als im Aufbau herkömmlicher Empfänger.

Fig. 4 zeigt zwei alternative AFR-Verfahren, die bei dem FM-Datenempfänger mit direkter Modulation entsprechend der Erfindung benutzt werden kann. In Fig. 4 sind für entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden wie in Fig. 1.

Eine erste und weniger bevorzugte AFR-Methode ist, ein Tiefpassfilter 42 mit einem Durchlassbereich von beispielsweise 0 bis 5 Hz zwischen der Datenausgangsklemme 32 und einem Frequenzregeleingang 44 des Ortsoszillators 20 vorzusehen. Die Theorie dieser AFR-Methode ist der Dämpfungsfaktor (d) jedes Filters 22, 24 gleich entsprechend Fig. 5, so dass die Bandbreiten gleich sind. Wenn die Verstärkungen der zwei Teile bezüglich der zentralen Frequenz gleich eingestellt sind, kann das Verhalten der Filter 22, 24 bei Signalen eimt auf je einer Seite der zentralen Frequenz in zwei Glieder aufgeteilt werden — der Effekt der «nahen» und «fernen» (oder konjugierte) Pole 46, 48 bzw. 50, 52, Fig. 5. Der Effekt des «nahen» Poles 46, 48 ist derselbe für die beiden Filter 22, 24, so dass der Unterschied zwischen den Verstärkungen der zwei Filter, wenn sie nicht abgestimmt sind, durch die «fernen» Pole bestimmt wird (kalibriert durch die «nah»-Polcharakteristik). Wenn nicht abgestimmt, ist ein Ton auf einer niedrigen Frequenz als normal und der andere auf einer höheren Frequenz als normal, wobei die «fern»-Charak-

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teristiken zunehmen bzw. abnehmen entsprechend dem Reziprokwert der Länge der gestrichelten Linie in Fig. 5.

Wenn vorausgesetzt wird, dass in dem Datensignal gleiche Anteile «Einsen» sowie «Nullen» übertragen werden, ergibt der mittlere Pegel des Datenausgangssignals an der Klemme 32 eine AFR-Spannung von dem Tiefpassfilter 42. Der theoretisch maximale Abstimmbereich ist [fc - (À f - 8 f/2)] + [A f + 8 f/2]. Versuche haben der Theorie entsprechende Resultate ergeben, aber es wurde gefunden, dass eine kritische Abstimmung der Bandpassfilter 22, 24 notwendig ist, um ungewollte Einraststellen zu vermeiden.

Die zweite AFR-Methode benutzt die Symmetrie des Spektrums um die Abweichung A f herum. Das Signal von dem Mischer 14, das für Nachbarkanalselektivität durch ein Tiefpassfilter gefiltert sein kann, wird in einer Mischstufe 60 mit einem Signal entsprechend der Differenzfrequenz A f gemischt, die von einem Ortsoszillator 62 abgeleitet ist. Das Ausgangssignal der Mischstufe wird einem Diskriminator 66 über ein Tiefpassfilter 64 zugeführt. Der Diskriminator 66 vergleicht das Signal von dem Tiefpassfilter 64 mit einem Bezugssignal, das in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel 8 f ist, und ergibt ein Ausgangssignal, das der Differenz zwischen dem Eingangssignal und 8 f proportional ist. Der Diskriminator 66 kann einen Foster-Seeley-Diskriminator enthalten. Das Ausgangssignal des Diskriminators 66 wird über ein anderes Tiefpassfilter 68 mit einem Durchla;;sbereich zwischen beispielsweise 0 und 5 Hz einem Regeleingang 70 des Ortsoszillators 20 zugeführt.

Die Wirkung der zweiten AFR-Methode dürfte aus den Figuren 6A bis 6C deutlich sein. In diesen Figuren bezeichnet die Ordinate die Ortsoszillatorfrequenz fL. In den Figuren 6A und 6B bezeichnet die Abszisse die Tonfrequenz fA und in Fig. 6C die dem Regeleingang 70 zugeführte Spannung. Die ansteigenden Pfeile mit den ausgezogenen Linien stellen Signale dar, die durch die Übertragung von fc + A f entstanden sind, und die Pfeile, die durch gestrichelten Linien dargestellt werden, sind Signale, die durch Übertragung von fc - A f entstanden sind. Es sei erwähnt, dass diese Figuren um fL = fc symmetrisch sind.

Fig. 6A zeigt das Audiospektrum des Signals von dem Mischer 14 und zeigt den Fall für eine Ortsoszillatorfrequenz fL, die gegenüber dem Träger fc driftet. Wie obenstehend erwähnt, bewegen sich die Töne A f + 5 f und A f - 8 f symmetrisch um den «direkten Umwandlungs-«Punkt (d.h. wenn fL = fc), aber ausserhalb fL = fc - A f und fL = fc + A f (nicht dargestellt) laufen die Signale parallel.

Fig. 6B zeigt die Änderung des Spektrums an dem Ausgang der Mischstufe 60, wenn die Ortsoszillatorfrequenz fL gegenüber fc driftet. Der Offset 8 f ist auf der Abszisse angegeben.

Fig. 6C zeigt die Übertragungsscharakteristik des Diskriminators und zeigt ebenfalls, dass die einwandfreie Abstimmung auftritt, wenn der Ortsoszillator 20 eine Frequenz hat entsprechend fc - 8 f. Die schraffierten Teile in Fig. 6C zeigen Gebiete von Stabilität an. Diese Figur zeigt, dass das zweite AFR-System eine nicht-lineare Regelspannungsänderung ergibt und einen asymmetrischen Abstimmbereich. Dieser Abstimmbereich [fc -(A f - 8 f)] ± [A f] ist leicht verringert in Vergleich zu der ersten Methode, die ebenfalls eine nicht-lineare Regelspannungsänderung und einen asymmetrischen Abstimmbereich ergibt.

Erwähnenswert ist, dass die Nennfrequenz des in dem Ortsoszillator 20 benutzten Kristalls von der, auf der er arbeitet,

abweicht. Beim Einschalten des Empfängers befindet sich der Ortsoszillator in der Mitte des Anfangsabstimmbereiches [fc -Af + 8 f], aber der Endabstimmbereich weicht davon ab, wie obenstehend angegeben.

Obschon in Fig. 4 nicht dargestellt, wurde gefunden, dass es nützlich ist, in den AFR-Ausgang einen Diodenbegrenzer aufzunehmen, um Überschiessen und ungewolltes Einrasten zu vermeiden, was wegen ungleicher positiver und negativer Gebiete der Diskriminatorcharakteristik auftreten kann. Eine Untersuchung des AFR-Systems für 8 f/A f = 1/2 zeigte, dass ein Einrastbereich von nahezu 2 A f erreicht werden kann.

Eine Untersuchung der zweiten AFR-Methode zeigte, dass es möglich war, die Ortsoszillatorfrequenz des Oszillators 20 innerhalb ± 250 Hz des Trägers fc über einen Fehlabstimmbereich von ± 2,5 kHz zu halten.

Wenn die Ortsoszillatorfrequenz fL auf fc + 8 f durch Umkehrung des Vorzeichens des AFR-Eingangssignals für den Ortsoszillator 14 eingestellt wäre, würden die hier betrachteten Frequenzen auf entsprechende Weise abweichen, beispielsweise die rechte Abweichung der Diskriminatorcharakteristik würde über der linken in Fig. 6C liegen anstatt darunter, wie dies dargestellt ist, so dass entsprechende Änderungen vorzunehmen wären basiert auf das einwandfreie Abstimmen bei fr = fc + 8 f und den Beginn des unteren Bereichs der Unstabilität bei fr = fc - 8 f. Auch die theoretischen Abstimmbereiche in den ersten und zweiten Methoden sind [fc + (A f - 8 f/2)] ± [A f + 8 f/2] bzw. [fc - (A f - 8 f)] ± [A f],

Obschon in Fig. 4 nicht dargestellt, enthält eine dritte AFR-Methode das Addieren der Ausgangssignale der Bandpassfilter 22, 24 und das Zuführen des Summensignals zu der Mischstufe 60 statt des Signals, das von dem Mischer 14 abgeleitet ist. Im übrigen ist die dritte Methode dieselbe wie die zweite Methode.

In Fig. 4 kann eine automatische Verstärkungsregelung (AVR) angewendet werden, beispielsweise dadurch, dass ein Summenverstärker 72 mit den Ausgängen der Amplitudendetektoren 26, 28 verbunden wird. Der Ausgang des Summenverstärkers 72 ist mit einem Verstärkungsregeleingang eines einstellbaren Verstärkers 74 verbunden, der zwischen dem Mischer 14 und dem Demodulator liegt.

In der Ausführungsform der Empfängerschaltungen nach den Figuren 1 und 4 können die jeweiligen Blöcke aus leicht verfügbaren integrierten Schaltungen aufgebaut werden und ein detailliertes Schaltbild ist daher nicht dargestellt und beschrieben. Aber es dürfte einleuchten, dass die Signale von der Mischstufe 14 verschiedenartig demoduliert werden können und zwar abhängig von dem Prinzip der Démodulation. Der Demodulator in der beschriebenen und dargestellten Ausführungsform beruht auf einem Demodulationsprinzip des Vergleiches der Energien in den zwei Signalisierungstönen A f + 8 f und A f - 8 f. Andere Methoden können benutzt werden zum Vergleichen dieser Energien beruhend auf diesem Prinzip. Es können jedoch andere Prinzipien angewandt werden, wie das Zählen von Impulsen oder die Ratiodetektormethode, um zwischen den Signalisierungstönen zu unterscheiden.

In der Anwendung des FM-Datenempfängers mit direkter Modulation für Personenrufanlagen ist eine typische Bitrate 512 Bits/Sekunde, und die Abweichung A f liegt in der Grös-senordnung von 4,5 kHz. Folglich liegt der Bereich der geeigneten Offset (8 f) im wesentlichen zwischen 250 Hz und 4,0 kHz.

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3 Blätter Zeichnungen

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   PATENTANPRÜCHE

   1. Datenempfänger für ein FM-Eingangssignal mit direkter Modulation, mit einem Ortsoszillator (20) und mit einer Mischstufe, die an einem ersten Eingang das direkt modulierte FM-Signal mit einem Frequenzhub A f und an einem zweiten Eingang das Qrtsoszillatorsignal des Ortsoszillators (20) empfängt, dadurch gekennzeichnet, dass das Ortsoszillatorsignal eine Frequenz innerhalb des Signalkanals hat, aber versetzt gegenüber der Trägerfrequenz des FM-Signals um einen Betrag ô f, und dass ein Demodulator zum Unterscheiden zwischen den Signali-sierungstönen A f + S f und A f - 6 f und zum Ableiten eines Ausgangsdatensignals daraus vorgesehen ist.
2. 2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Einrichtung zum Unterdrücken von Signalen von Nachbarkanälen vorgesehen ist.
3. 3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken Bandpassfilter im Demodulator umfasst.
4. 4. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken Adaptivfilter im Demodulator umfasst.
5. 5. Empfänger nach einem der Ansprüche 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken ein Tiefpassfilter (36) enthält, das im Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator vorgesehen ist.
6. 6. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung zum Unterdrücken ein Bandpassfilter enthält, das im Signalweg zwischen der Mischstufe und dem Demodulator vorgesehen ist und dessen Durchlassband die Signalisierungstöne A f + 5 f und A f - ô f durchlässt.
7. 7. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Frequenzregelanordnung zum Stabilisieren der Ortsoszillatorsignalfrequenz vorgesehen ist.
8. 8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzregelanordnung ein Tiefpassfilter enthält, das zwichen einem Datenausgang des Demodulators und einem Regeleingang des Ortsoszillators angeordnet ist.
9. 9. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzregelanordnung eine zweite Mischstufe enthält mit einem ersten Eingang, der mit einem Ausgang der ersten Mischstufe verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang zum Empfangen des Ortsoszillatorsignals eines zweiten Ortsoszillators (62) mit einer Frequenz entsprechend der Abweichung A f, wobei ein weiteres Tiefpassfilter (64) mit einem Ausgang der zweiten Mischstufe (60) verbunden und ein Diskriminator (66) zwischen diesem weiteren Tiefpassfilter (64) und einem Regeleingang des ersten Ortsoszillators (20) angeordnet ist.
10. 10. Empfänger nach den Ansprüchen 1, 3, 7 und 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang der zweiten Mischstufe der Frequenzregelanordnung mit einem Summensignal der Ausgänge der Bandpassfilter beaufschlagt ist.
11. 11. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass er zusätzlich automatische Verstärkungsregelmittel enthält.
12. 12. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Versatz S f des Ortsoszillatorsignals kleiner ist als der Frequenzhub A f.