DE19926101A1

DE19926101A1 - Anordnung zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband

Info

Publication number: DE19926101A1
Application number: DE1999126101
Authority: DE
Inventors: Christoph Rauscher; Hagen Eckert
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 1999-06-08
Filing date: 1999-06-08
Publication date: 2001-02-01
Anticipated expiration: 2019-06-09
Also published as: DE19926101B4

Abstract

Zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband, bei der das Hochfrequenzsignal oder ein davon abgeleitetes Zwischenfrequenzsignal nach Aufspaltung in I- und Q-Komponenten digitalisiert wird, werden die digitalisierten Signale der I- und Q-Zweige einem zweikanaligen adaptiven Filter zugeführt und während Signalpausen, in denen kein umzusetzendes Hochfrequenzsignal anliegt, wird vor der I/Q-Komponentenaufspaltung ein Testsignal eingespeist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband.

Bei Breitbandempfängern wie Spektrum-, Vektor- oder Netzwerkanalysatoren wird zur Vermeidung von Spiegelempfangsstellen das sogenannte Homodyn-Prinzip angewendet, bei dem die auszuwertenden Eingangssignale entweder von einer Zwischenfrequenz oder direkt von der Empfangsfrequenz in das Basisband der Zwischenfrequenz Null umgesetzt werden. Bei dieser Basisbandumsetzung in einen I (Inphase)-Zweig und einen Q (Quadratur)-Zweig treten störende Fehler in Form von Gleichspannungs-Offsets der Basisbandkomponenten sowie Phasenfehler zwischen den für die I/Q-Umsetzung benutzten Lokaloszillatorsignalen auf. Solche Fehler können zwar durch IQ-Mischung auf einer Zwischenfrequenz mit anschließender Digitalisierung vermieden werden, jedoch sind hierfür mehrere Frequenzumsetzungen und sehr schnelle A/D-Wandler erforderlich.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Anordnung aufzuzeigen, mit der solche Fehler bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband auch dann vermieden werden, wenn die Auftrennung in I/Q-Zweige durch Mischung ins Basisband oder auf eine sehr niedrige ZF mit anschließender Digitalisierung erfolgt.

Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Anordnung laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung werden durch einfaches Nachschalten eines an sich bekannten digitalen adaptiven Filters und durch das periodische Einspeisen eines Testsignals in Signallücken des eigentlichen auszuwertenden Hochfrequenzsignals oder in Meßpausen die erwähnten Phasenfehler zwischen den zur I/Q-Umsetzung benutzten Lokaloszillatorsignalen und auch die erwähnten störenden Gleichspannungs-Offsets kompensiert, wobei trotzdem ein sehr einfacher und preiswerter A/D-Wandler benutzt werden kann, da die I/Q-Umsetzung und A/D-Wandlung ja im Basisband bzw. bei einer sehr niedrigen Zwischenfrequenz erfolgt. Der Aufbau und die Wirkungsweise solcher adaptiver Filter ist bekannt und wird beispielsweise beschrieben in den Seminarunterlagen der Carl-Cranz-Gesellschaft von Professor Dr. W. Rupprecht, "Neue Verfahren für Entzerrung und Detektion von Digitalsignalen". Durch das Einfügen von geeigneten Testsignalen in den normalen Meßablauf kann das adaptive Filter so abgeglichen werden, daß die erwähnten Fehler ein Minimum sind. Bei Meßgeräten wie Spektrum-, Vektor- oder Netzwerkanalysatoren, die eine solche Basisbandumsetzung der Meßsignale benutzen, kann dadurch die Meßgenauigkeit wesentlich erhöht werden. Das adaptive Filter gleicht sich während der Einspeisung des Testsignals selbst ab und nach diesem Abgleich werden die Koeffizienten des adaptiven Filter bis zum nächsten Abgleich festgehalten und bleiben auch während der dazwischen wieder eingespeisten Meßsignale wirksam. Die Einspeisung des Testsignals ist beispielsweise bei einem Spektrumanalysator während des Rücklaufs des ersten Überlagerungsoszillators nach Abschluß einer Messung möglich oder während vorbestimmter Haltepunkte im Meßablauf des Überlagerungsoszillators, wie dies bei Synthesizern mit schrittweiser Weiterschaltung der Fall ist. Je nach Einspeisepunkt des Testsignals ist nur erforderlich, daß die Frequenz des Testsignals unter Umständen im Frequenzbereich des Empfängers abstimmbar ist.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines Spektrumanalysators, bei dem das zu analysierende Eingangssignal RF nach Durchlaufen eines Eingangsfilters 1 in einem Mischer 2 mittels eines in der Frequenz durchgestimmten ersten Überlagerungsoszillators 3 auf eine relativ hohe Zwischenfrequenz ZF umgesetzt wird. Der Eingangstiefpaß 1 dient zur Spiegelfrequenzunterdrückung. Das ZF-Signal durchläuft ein ZF-Filter 6 und einen ZF-Verstärker 7 und wird dann in einer Basisbandsignalverarbeitungseinrichtung in einen I-Signalzweig und einen Q- Signalzweig aufgeteilt. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind dazu zwei getrennte Mischer 11 und 12 vorgesehen und ein zweiter Überlagerungsoszillator 13, der zwei in der Frequenz gleiche jedoch gegenseitig um 90° phasenverschobene Signale LOi und LOq mit der Frequenz f erzeugt. Die so in I- und Q-Komponenten aufgespaltenen analogen Signale durchlaufen Tiefpaßfilter 14, 15 und Verstärker 16, 17 und werden schließlich mit A/D-Wandler 18, 19 durch Abtastung mit einer Abtastfrequenz f_a digitalisiert.

Anstelle der Umsetzung des Eingangssignals RF in ein Zwischenfrequenzsignal ZF könnte das Eingangssignal RF auch direkt in das I/Q-Basisband umgesetzt werden. Anstelle von zwei getrennten Mischern 11 und 12 könnte auch ein I/Q-Mischer benutzt werden, auch für die Digitalisierung könnte ein einziger A/D-Wandler benutzt werden, dem die I- und Q-Komponenten alternativ zugeführt werden.

Gemäß der Erfindung ist hinter den A/D-Wandlern 18, 19 ein digitales zweikanaliges adaptives Filter 20 angeordnet und die dieses adaptive Filter durchlaufenden digitalisierten I- und Q-Komponenten werden erst anschließend in einer Auswerteinrichtung 21 ausgewertet. Außerdem ist im Signalaufbereitungszweig vor dem I/Q-Umsetzer 11, 12, 13 noch ein Schalter 4 vorgesehen, über welchen in der einen Schaltstellung (Normalbetrieb) das ZF-Signal zum Ausgang durchgeschaltet wird. In der anderen Schaltstellung wird während inaktiver Phasen des Meßgerätes, beispielsweise während des Rücklaufs des ersten Überlagerungsoszillators 3, oder bei ausgewählten Haltepunkten im Meßablauf dieses Oszillators, anstelle des ZF-Signals ein Testsignal aus einem Testsignalgenerator 5 in den Signalaufbereitungszug eingespeist. Der Schalter 4 und die Überlagerungsoszillatoren 3 und 13 werden durch eine zentrale Steuereinrichtung 22 gesteuert.

Während der inaktiven Phasen des Analysators wird über den Schalter 4 das Testsignal eingespeist und nach der I/Q-Umsetzung und der Digitalisierung wird hierdurch in bekannter Weise das adaptive Filter abgeglichen. Die so während der Testphase gewonnenen Abgleichkoeffizienten des adaptiven Filters werden bis zum nächsten Abgleich festgehalten und dadurch werden über das adaptive Filter 20 eventuelle Phasenfehler zwischen den Signalen LOi und LOq und auch eventuelle Gleichspannungs-Offsets im I- und Q-Zweig kompensiert. Gleichzeitig wird auch automatisch der Frequenzgang von I- und Q-Zweig kompensiert.

Obwohl durch das adaptive Filter 20 durch Rechnung die Phasenfehler wie erwähnt automatisch ausgeglichen werden, hat es sich gemäß einer Weiterbildung der Erfindung als vorteilhaft erwiesen, diesen Phasenfehler durch einen zusätzlichen gesonderten Regelkreis auszuregeln. Dazu wird im adaptiven Filter 20 durch eine geeignete Zusatzschaltung der Phasenfehler zwischen den beiden Signalen LOi und LOq festgestellt und in Abhängigkeit von dieser Differenz wird ein Regelsignal erzeugt, mit welchem unmittelbar über den gestrichelt angedeuteten Regelkreis 23 die Phasenlage zwischen LOi und LOq geregelt wird, daß dieser Phasenfehler minimiert wird.

In gleicher Weise kann dies für den Gleichspannungsoffset vorgesehen werden, wie dies Fig. 2 zeigt. Dazu ist im adaptiven Filter 20 wiederum eine Zusatzschaltung vorgesehen, mit welcher diese Gleichspannungsoffsets in I- und Q-Zweigen festgestellt wird. In Abhängigkeit von diesen Größen werden dann in der Zusatzschaltung Kompensationssignale erzeugt, die über Addierer 24 und 25 in die I- und Q-Zweige vor dem adaptiven Filter 20 hinzuaddiert werden und zwar im Sinne einer Kompensation der Gleichspannungsoffsets.

Fig. 3 zeigt schematisch die bei der Basisbandumsetzung auftretenden typischen Fehler, wie sie durch das adaptive Filter 20 kompensiert werden.

Das analoge Signal durchläuft die analogen Mischer 11 und 12, neben einer unterschiedlichen Mischdämpfung kann eine Verfälschung durch nichtorthogonale Mischsignale eintreten. In der weiteren analogen Verarbeitung (Filter 14, 15, Verstärker 16, 17, A/D-Wandler 18, 19) können unterschiedliche Verstärkungen des I- und Q-Kanals sowie ein Signalübersprechen vom I- auf den Q-Kanal bzw. umgekehrt auftreten.

Die Abtastzeitpunkte an den A/D-Wandlern können leicht unterschiedlich sein, was zu einem Fehler durch unterschiedliche Verzögerungen des I- und Q-Kanals führt.

Alle diese Fehler lassen sich gemäß Fig. 3 und 4 in einem Fehlermodell zusammenfassen.

Ein geeignetes Testsignal m(t), das später als Optimierungszielfunktion des adaptiven Filters dient, der Form

s(t) = m(t).e^j(2π.f_ij)

wird von zwei idealen reellen Mischern in das Basisband gemischt. Unsymmetrien der Mischer werden den Übersprech- und Verstärkungsfaktoren zugeschlagen.

Das Signal im I-Zweig wird zunächst mit dem reellen Verstärkungsfaktor ai multipliziert, anschließend wird das mit b_q bewertete Übersprechen des Q-Kanals und eine reelle Offsetspannung oi addiert. Entsprechendes gilt für den Quadraturkanal Q. Die Fehler durch Abtastung im I- und Q-Kanal sind in den Verzögerungselementen Ti und Tq konzentriert, wobei nur die Differenz dieser Zeiten für die Verarbeitung von weiterem Interesse ist. Für den interessierenden, tiefpaßgefilterten Anteil LP des Mischspektrums gilt:

s_i = LP(s(t).cos(2π.f_if))

bzw.

s_q = LP(s(t).sin(2π.f_if))

Die Offsetspannung oi, oq bzw. die Übersprechfaktoren ai, aq, bi, bq sind praktisch nicht zeitvariant, da sie sich nur langsam über der Zeit ändern, die Differenzverzögerung dt_iq = Ti - Tq wird auf den I-Kanal konzentriert. Es ergibt sich für die Signale am Ausgang des Basisbandmischers:

r_i(t + dt_iq) = s_i(t + dt_iq).a_i + s_q(t + dt_iq).b_i + o_i

bzw.

r_q(t) = s_q(t).a_q + s_i(t).b_i + o_q

Mittels der bekannten Zielfunktion m(t) wird nach der Elimination des I/Q-Offsets oi bzw. oq und der Differenz-Zeitverzögerung dt_iq das komplexwertige adaptive Filter 20 so eingestellt, daß das Kanalübersprechen, die unterschiedlichen Verstärkungsfaktoren der beiden Kanäle und die Differenz-Zeitverzögerung dt_iq kompensiert werden. Der I/Q-Offset kann beispielsweise durch eine einfache Mittelwertberechnung über das Eingangssignal ermittelt werden, falls die Zielfunktion mittelwertfrei ist.

Mit dt_iq → 0 und unter Vernachlässigung des Offsets läßt sich der Ausdruck auch analytisch lösen.

Über:

r_i(t) = s_i(t).a_i + s_q(t).b_i

bzw.

r_q(t) = s_q(t).a_q + s_i(t).b_i

Mit dem geforderten Ausgangssignal des Filters 20

ergibt sich der bekannte Zusammenhang der Koeffizienten:

Im eingeschwungenen Zustand wird das adaptive Filter unter den erwähnten Randbedingungen eine sehr einfache Struktur besitzen und aus rein reellen und nur schwach zeitvarianten Koeffizienten bestehen.

Für den allgemeinen Fall werden die Filterkoeffizienten beispielsweise nach der LMS- Methode (kleinster Mittelwert der quadratischen Fehler) oder durch direkte Matrixinversion im Zeit- oder Frequenzbereich bestimmt.

Geeignete Testsignale für das beschriebene Verfahren sind z. B. ein einfacher Cosinusträger mit einem Versatz df zur Mittenfrequenz f_if

f_test = cos(2π.(f_if + df))

oder ein Testsignal aus mehreren überlagerten Cosinusträgern.

Soll mittels des AF Amplituden- und Phasenfrequenzgang analoger Komponenten entzerrt werden, ist ein Testsignal erforderlich, dessen Bandbreite mindestens die gewünschte Kompensationsbandbreite umfaßt, beispielsweise komplex modulierte I/Q- Signale oder Chirpsignale:

f_chirp = cos(2π.(f_if + df(t)))

Claims

1. Anordnung zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband, bei der das Hochfrequenzsignal oder ein davon abgeleitetes Zwischenfrequenzsignal nach Aufspaltung in I- und Q-Komponenten digitalisiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalisierten Signale der I- und Q-Zweige einem zweikanaligen adaptiven Filter (20) zugeführt werden und während Signalpausen, in denen kein umzusetzendes Hochfrequenzsignal anliegt, vor der I/Q-Komponentenaufspaltung ein Testsignal (5) eingespeist wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Zusatzschaltung im adaptiven Filter (20) der Phasenfehler zwischen den beiden Überlagerungsoszillatorsignalen (LOi und LOq) der I/Q-Komponentenumsetzung festgestellt und davon ein Regelsignal zum unmittelbaren Ausregeln dieses Phasenfehlers bei der Erzeugung dieser Überlagerungsoszillatorsignale (LOi und LOq) erzeugt wird.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Zusatzschaltung im adaptiven Filter (20) die Gleichspannungs-Offsets im I- und Q-Zweig festgestellt und davon Kompensationssignale zum unmittelbaren Kompensieren dieser Offsetfehler in den beiden I/Q-Zweigen erzeugt werden.

4. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Testsignal ein einfaches Sinussignal benutzt wird.

5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Testsignal aus mehreren überlagerten Sinussignalen besteht.

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Testsignal ein komplex moduliertes I/Q-Signal oder Chirpsignal ist.