DE102015121297B4

DE102015121297B4 - Abstandssimulierendes Radartarget

Info

Publication number: DE102015121297B4
Application number: DE102015121297.8A
Authority: DE
Inventors: Andreas DIEWALD; Sebastian Leuck
Original assignee: HOCHSCHULE TRIER
Current assignee: HOCHSCHULE TRIER
Priority date: 2015-09-06
Filing date: 2015-12-08
Publication date: 2017-12-21
Anticipated expiration: 2035-12-09
Also published as: DE102015121297A1

Abstract

Radartarget (1) zur Simulation eines Abstands zu einer Radarabstandsmesseinrichtung (1000), welche dazu eingerichtet ist – ein Targetsignal (TS), das von dem Radartarget (1) als Reaktion auf das Sendesignal (SS) zurücksendbar ist, zu empfangen und – einen Abstand des Radartargets (1) von der Radarabstandsmesseinrichtung (1000) auf Basis des Sendesignals (SS) und des Targetsignals (TS) zu messen, wobei das Radartarget (1) umfasst: – einen Target-Radarempfänger zum Empfangen des Sendesignals (SS), – einen Target-Radarsender zum Senden des Targetsignals (TS) und – eine Verzögerungseinrichtung, die dazu eingerichtet ist, das Targetsignal (TS) gegenüber dem Sendesignal (SS) zu verzögern, um einen erhöhten gemessenen Abstand zu simulieren, wobei das Radartarget (1) weiter folgendes aufweist: – eine Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) zum Heruntermischen des empfangenen Sendesignals (SS) in einen Frequenzbereich, in dem zur Weiterverarbeitung herkömmliche Elektronik einsetzbar ist, – eine in herkömmlicher Elektronik ausgeführte Verzögerungseinrichtung (14, 15), die in ihrer Verzögerungswirkung einstellbar ist und die im Signalpfad des Radartargets (1) nach der Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) angeordnet ist, – eine Aufwärtsmischeinrichtung (16, 17) zum Hochmischen des verzögerten Signals (IZS, QZS) in den Frequenzbereich des Sendesignals (SS), wobei das Sendesignal (SS) vor dem Heruntermischen in zwei Zwischensignale (IZS, QZS) aufteilbar ist, die nach dem Heruntermischen gemäß einem Quadraturverfahren zueinander phasenverschoben sind, wobei das Radartarget (1) als Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) – einen Inline-Abwärtsmischer (12) aufweist, der dazu eingerichtet ist, das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Inline-Mischsignal (IMS) herunterzumischen, sodass ein Inline-Zwischensignal (IZS) erzeugbar ist, und – einen Quadratur-Abwärtsmischer aufweist, der dazu eingerichtet ist, das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Quadratur-Mischsignal, welches wenigstens näherungsweise dieselbe Frequenz wie das Inline-Mischsignal (IMS) und eine Phasenverschiebung um wenigstens näherungsweise 90° zu dem Inline-Mischsignal (IMS) aufweist, ...

Description

Diese Erfindung betrifft ein Radartarget zur Simulation eines Abstands zu einer Radarabstandsmesseinrichtung, welche zum Empfangen eines Targetsignals, das von dem Radartarget als Reaktion auf das Sendesignal zurücksendbar ist und zum Messen eines Abstands des Radartargets von der Radarabstandsmesseinrichtung auf Basis des Sendesignals und des Targetsignals eingerichtet ist. Das Radartarget umfasst einen Target-Radarempfänger zum Empfangen des Sendesignals, einen Target-Radarsender zum Senden des Targetsignals und eine Verzögerungseinrichtung, die dazu eingerichtet ist, das Targetsignal gegenüber dem Sendesignal zu verzögern, um einen erhöhten Abstand zu simulieren. Weiter betrifft die Erfindung ein Radartarget-Simulationssystem und ein Verfahren zur Simulation eines Abstands eines Radartargets von einer Radarabstandsmesseinrichtung.
Nach dem Stand der Technik wird das Sendesignal von der Radarabstandsmesseinrichtung gesendet, durchläuft einen Abstand von dem Sender bis zu einem Radartarget, von welchem es als Targetsignal zurückgesendet wird. Dieses wird an der Radarabstandsmesseinrichtung in einer Empfangseinrichtung empfangen. Das Targetsignal enthält die Abstandsinformation in Form einer Laufzeitverzögerung.
Es sind abstandssimulierende Radartargets bekannt, welche das Sendesignal empfangen, es durch eine künstliche Laufzeit verzögern und zu der Radarabstandsmesseinrichtung zurücksenden. Ein solches Radartarget simuliert, dass in einem größeren Abstand von der Radarabstandsmesseinrichtung aufgestellt ist, als es in der Realität der Fall ist. Auf diese Weise muss eine üblicherweise reflexfreie Testhalle für die Radarabstandsmesseinrichtung nicht mindestens die Länge der maximalen Reichweite der Radarabstandsmesseinrichtung haben. Ein solches Target ist beispielsweise in der GB 2 300 989 A und in der DE 10 2007 002 370 A offenbart. In der DE 102 09 291 A1 ist eine Möglichkeit offenbart, verschiedene simulierte Abstände einzustellen, indem verschiedene Verzögerungsglieder in den Pfad von dem Empfänger zu dem Sender schaltbar sind. Auch die DE 28 13 917 offenbart, eine oder mehrere Verzögerungsleitungen zwischen den Empfänger und den Sender des Radartargets zu schalten.
Viele Verzögerungsleitungen haben bei Radarfrequenzen eine so hohe Dämpfung, dass das verzögerte Signal sehr stark abgeschwächt wird. Es ist bekannt, die Frequenz des Sendesignals in dem Radartarget durch Heruntermischen zu verringern, um so eine geeignetere Frequenz zum Durchleiten durch eine Verzögerungsleitung zu erhalten. Nach der Verzögerungsleitung und vor dem Zurücksenden zu der Radarabstandsmesseinrichtung wird das verzögerte Signal wieder auf die ursprüngliche Sendefrequenz hochgemischt. In dem bekannten Beispiel (Smart Microwave Systems, Braunschweig) wird eine Radarfrequenz von 24 MHz auf 8 MHz herunter- und wieder hochgemischt.
Viele Radarabstandsmesseinrichtungen arbeiten mit veränderlicher Frequenz des Sendesignals, was beispielsweise als Frequenzumtastung (FSK, Frequency Shift Keying) oder als Frequenzmodulation ausgeführt sein kann. In dem Sendesignal sind dann ein Radar-Sendesignal mit Radarfrequenz und ein Basisband-Sendesignal mit niedrigerer Frequenz überlagert. Ähnliches gilt auch für das zurückkommende Targetsignal, in dem ein Radar-Targetsignal und ein Basisband-Targetsignal überlagert sind.
Das Targetsignal unterscheidet sich von dem Sendesignal durch seine Verzögerung um eine Laufzeit gegenüber diesem. In der Radarabstandsmesseinrichtung wird das Targetsignal üblicherweise mit der Sendefrequenz heruntergemischt, welche typischerweise konstant ist. Auf diese Weise wird das Basisband-Targetsignal verfügbar, das eine ausreichend geringe Frequenz hat, um es weiterverarbeiten zu können, insbesondere um es abtasten zu können und somit digital verfügbar machen zu können. In dem Basisband-Targetsignal ist unter anderem die Information über den Abstand enthalten. Im Detail folgt die Frequenz des Basisband-Targetsignals einer Cosinusfunktion, welche als Argument den zeitlichen Frequenzverlauf des Sendesignals multipliziert mit der Laufzeit hat: f_BBTS(t) = A·cos(ω(t)·T_OF), (Gleichung 1) wobei f_BBTS der cosinusförmige zeitliche Verlauf des Basisband-Targetsignals, A seine Amplitude, ω(t) der zeitliche Verlauf der Frequenz des Sendesignals und TOF die Laufzeit (Time Of Flight) ist. Aus der Laufzeit lässt sich mittels der Ausbreitungsgeschwindigkeit des Sendesignals der Abstand als Messergebnis berechnen.
Der zeitliche Verlauf der Frequenz des Sendesignals ω(t) ergibt sich normalerweise dadurch, dass dem frequenzkonstanten Radar-Sendesignal ein in der Frequenz veränderliches Basisband-Sendesignal beigemischt wird. Hätte das Sendesignal eine konstante Frequenz, ergäbe sich aus der oben gezeigten Formel auch ein konstanter Wert des Basisband-Targetsignals, was bedeutet, dass dieses als konstanter Strom und/oder Spannung vorläge.
Dies ist jedoch nachteilig für die Messgenauigkeit, da sich daraus im Vergleich zu einem Wechselsignal Störungen wie Drift oder Offsetfehler schlechter entfernen lassen. Dennoch ist auch diese Art der Messung möglich.
Um als Basisband-Targetsignal ein Wechselsignal zu bekommen, wird dem Radar-Sendesignal ein veränderliches Basisband-Sendesignal beigemischt, welches durch die oben gezeigte Cosinusfunktion transformiert im Basisband-Targetsignal erscheint. Besonders vorteilhaft ist es für die Messgenauigkeit, wenn das Basisband-Targetsignal eine konstante Frequenz hat. Dies ist der Fall, wenn dem Radar-Sendesignal ein Basisband-Sendesignal beigemischt wird, welches eine konstante Veränderung seiner Frequenz aufweist (Signal mit linearem Chirp). Die Abstandsinformation ist dann, wie sich aus der oben gezeigten Formel ergibt, in einer konstanten Frequenz des Basisband-Targetsignals enthalten und lässt sich vergleichsweise präzise ermitteln. Außerdem sind bei Verwendung eines gechirpten Signals Pulskompressionsverfahren möglich, welche eine erheblich verringerte Sendeleistung der Radarabstandsmesseinrichtung ermöglichen. Aus diesen Gründen arbeiten viele Radarabstandsmesseinrichtungen auf die oben genannte Weise.
Es ist wünschenswert, dass das Radartarget einen fein einstellbaren Abstand simulieren kann. Dies ist jedoch mit den herkömmlichen Radartargets nur mit mehreren Verzögerungsleitungen und nur in groben Stufen möglich.
Aus der US 5,351,054 ist ein Radartarget bekannt, welches in einem zurückgesendeten Signal einen Abstand des Radartargets zu einer Radarabstandsmesseinrichtung simulieren kann, indem Verzögerungemodule im Signalweg eines heruntergemischten Signals wirksam oder unwirksam geschaltet werden. Das verzögerte Sgnal wird anschließend wieder auf die Sendefrequenz hochgemischt.
Aus der JP 07311257 A ist ein Radartarget bekannt, welches einen Abwärtsmischer verwendet und nach dem Abwärtmischen ein Inline- und ein Quadratursignal erezugt. Das Radartarget weist eine Signalverzögerungseinrichtung auf, mit der das Inline-Signal gemäß einer Vorgabe verzögert werden kann, um einen Abstand des Radartargets zu simulieren.
Aufgabe der Erfindung ist es, Nachteile des Standes der Technik zu überwinden.
Gegenstand der Erfindung ist ein Radartarget zur Abstandssimulation mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Weiter ist Gegenstand der Erfindung ein Verfahren zur Simulation eines gemessenen Abstands eines Radartargets (1), wie es in Anspruch 9 definiert ist.
Es ergibt sich der Vorteil, dass die Verzögerungseinrichtung leicht einstellbar und sehr viel einfacher und kostengünstiger aufgebaut sein kann. Es sind vorteilhaft Verzögerungseinrichtungen nach dem Stand der Technik einsetzbar, die in herkömmlicher Elektronik aufgebaut sind und die eine Verzögerung bzw. Phasendrehung eines eingegebenen Signals bewirken.
Die Radarabstandsmesseinrichtung ist kein Teil des Vorrichtungsanspruchs zu der Erfindung. Es kann eine Radarabstandsmesseinrichtung aus dem Stand der Technik verwendet werden.
Vorzugsweise ist das Radartarget dazu eingerichtet, im Frequenzbereich 24,00–24,25 GHz (ISM-Band) zu arbeiten.
Beim Mischen entstehen aus den beiden gemischten Signalen zwei neue, einander überlagerte Signale, von denen eines die Differenzfrequenz und eines die Summenfrequenz der Frequenzen der gemischten Signale hat. Dies ist einem Fachmann aus den Additionstheoremen geläufig. Beispielsweise kann ein multiplikativer Mischer oder ein nichtlinearer additiver Mischer verwendet werden. Beim Heruntermischen wird typischerweise das Signal mit der Differenzfrequenz weiterverwendet, während beim Hochmischen das Signal mit der Summenfrequenz weiterverwendet wird.
Üblicherweise verwendete Radarfrequenzen sind so hoch, dass eine konventionelle Abtastung extrem hohe Taktraten erfordern würde und mit herkömmlichen Mitteln nicht möglich ist. Das Sendesignal kann daher auf eine Zwischenfrequenz oder in ein Basisband heruntergemischt werden. Wenn das Sendesignal auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt wird, ist diese höher als die Basisbandfrequenz. Daher stellt die Weiterverarbeitung der Zwischenfrequenz vergleichsweise in Bezug auf die Frequenzeigenschaften höhere Anforderungen an die beteiligten Komponenten und die Signalführung. Im Falle einer Digitalisierung kann, um dem entgegenzukommen bzw. um hohe Zwischenfrequenzen zu ermöglichen, beispielsweise mit einer Unterabtastung gearbeitet werden, was jedoch aufgrund von erhöhter Jitterempfindlichkeit Nachteile für die Genauigkeit mit sich bringt.
Wenn das Sendesignal in der Frequenz variiert und es mit einer Mittenfrequenz des Sendesignals in das Basisband heruntergemischt wird, kommt die Mittenfrequenz der Differenzfrequenz, die ebenfalls die Variationen des Sendesignals enthält, im Idealfall bei 0 Hz zu liegen. Dies bedeutet, dass der Teil des Frequenzbandes, der unterhalb der Frequenz der Differenzfrequenz liegt, bei negativen Frequenzen zu liegen kommt. Da es in der Praxis keine negativen Frequenzen gibt, erscheinen solche negativen Frequenzen als Spiegelprodukt um die Ordinate eines Diagramms der Amplitude über der Frequenz gespiegelt im positiven Frequenzbereich. Im vorliegenden Fall ergibt sich somit eine Überlagerung des nicht gespielten Anteils der Differenzfrequenz und des Spiegelprodukts zwischen 0 Hz und der halben Bandbreite der Differenzfrequenz. Dies erhält sich auch in dem mit der Sendefrequenz wieder hochgemischten Targetsignal und ist für die Auswertung in der Radarabstandsmesseinrichtung schädlich, weil der zeitliche Verlauf der Frequenzänderung dadurch gestört ist. Diese Konstellation ist in 2 dargestellt.
Um dieses Problem zu lösen, weist daher das Radartarget in einer Ausführungsform ein abgewandeltes Heruntermischen vor der Verzögerung und Hochmischen nach der Verzögerung gemäß einem Quadraturverfahren auf. Dazu wird das empfangene Sendesignal aufgeteilt und auf zwei verschiedene Pfade verteilt. Diese können jeweils eine eigene Verzögerungseinrichtung aufweisen. Das Herunter- und Hochmischen der beiden Pfade ist nicht identisch, sondern wird mit Mischsignalen für die beiden Pfade jeweils unterschiedlichen Phasen durchgeführt.
In einer weiteren Ausführungsform weist das Radartarget als Teil der Abwärtsmischeinrichtung für einen Inline-Pfad einen Inline-Abwärtsmischer auf. Dieser kann das empfangene Sendesignal mit einem Inline-Mischsignal heruntermischen, sodass ein Inline-Zwischensignal entsteht. Der Inline-Abwärtsmischer kann weiter ein Inline-Tiefpassfilter aufweisen, mit welchem der additive Anteil des entstehenden Frequenzgemischs ausgefiltert werden kann. Weiter weist das Radartarget für einen Quadratur-Pfad als Teil der Abwärtsmischeinrichtung einen Quadratur-Abwärtsmischer auf. Dieser mischt das empfangene Sendesignal mit einem Quadratur-Mischsignal herunter, welches wenigstens näherungsweise dieselbe Frequenz wie das Inline-Mischsignal hat sowie eine Phasenverschiebung um wenigstens näherungsweise 90° zu dem Inline-Mischsignal aufweist. Der Inline-Abwärtsmischer kann weiter ein Quadratur-Tiefpassfilter aufweisen, mit welchem der additive Anteil des entstehenden Frequenzgemischs ausgefiltert werden kann. Dadurch entsteht ein Quadratur-Zwischensignal. Zusammenfassend wird also das Sendesignal aufgespalten und zu zwei Zwischensignalen weiterverarbeitet. Die Verzögerungseinrichtung weist für den Inline-Pfad einen Inline-Verzögerer auf, mittels welchem das Inline-Zwischensignal verzögerbar ist. Weiter weist die Verzögerungseinrichtung für den Quadratur-Pfad einen Quadratur-Verzögerer auf, mittels welchem das Quadratur-Zwischensignal verzögerbar ist. Die Aufwärtsmischeinrichtung weist für den Inline-Pfad einen Inline-Aufwärtsmischer auf, mittels welchem das verzögerte Inline-Zwischensignal mit dem Inline-Mischsignal in den Frequenzbereich des Sendesignal hochmischbar ist, wobei ein Inline-Targetsignal entsteht. Weiter umfasst die aufwärts Mischeinrichtung für den Quadratur-Pfad einen Quadratur-Aufwärtsmischer auf, mittels welchem das verzögerte Quadratur-Zwischensignal mit dem Quadratur-Mischsignal in den Frequenzbereich des Sendesignals hochmischbar ist, wobei ein Quadratur-Targetsignal entsteht. Weiter weist das Radartarget eine Überlagerungseinrichtung auf, mittels welcher das Inline-Targetsignal und das Quadratur-Targetsignal überlagerbar sind, um das Targetsignal zum Zurücksenden zu der Abstandsmesseinrichtung zu erzeugen. An dieser Stelle werden der Inline-Pfad und der Quadratur-Pfad wieder zusammengeführt. Die Überlagerungseinrichtung addiert das Inline-Targetsignal und das Quadratur-Targetsignal ohne Frequenzmischung. Die Überlagerungseinrichtung kann beispielsweise als Wilkinson-Leistungsteiler ausgeführt sein. Der Inline-Pfad und der Quadratur-Pfad haben zueinander eine wenigstens näherungsweise um 90° verschobene Phase.
Dieses Vorgehen hat den Vorteil, durch das heruntermischen in zwei getrennte Kanäle die vollständige Information des Sendesignals insgesamt erhalten bleibt, während sie bei einem einfachen Heruntermischen teilweise verloren geht, was sich in der oben beschriebenen Überlagerung des Spiegelprodukts mit dem nicht gespiegelten Produkt im Basisband bzw. Targetsignal äußert. Durch die Ausführung mit einem Inline-Pfad und einem Quadratur-Pfad kann die vollständige Information wieder in das Targetsignal eingebracht werden, wobei vorteilhaft auch bei variablem Sendesignal in das Basisband heruntergemischt werden kann. Im Detail heben sich ein störender Anteil aus dem verzögerten Inline-Zwischensignal und dem verzögerten Quadratur-Zwischensignal bei deren Überlagerung auf, was sich durch den Phasenwinkelunterschied von 90° zwischen den beiden Signalen ergibt. Es verbleibt somit nur ein erwünschter Teil des Targetsignals. Dies lässt sich durch Rechnungen zeigen.
Die Verzögerungen, die auf den Inline-Pfad und den Quadratur-Pfad angewendet werden, sind bevorzugt wenigstens näherungsweise gleich. Die Verzögerungen können zumindest teilweise durch das Inline-Tiefpassfilter bzw. das Quadratur-Tiefpassfilter erfolgen.
Beim Abwärtsmischen kann eine Phasenverschiebung auftreten, welche beispielsweise durch nicht optimale Auslegung des Abwärtsmischer entstehen kann. Eine solche Phasenverschiebung führt dazu, dass die Spiegelprodukte nicht völlig ausgelöscht werden. Bei einer Phasenverschiebung von 80° bis 100° ist eine Messung noch möglich, jedoch wird bevorzugt, das Spiegelprodukt dennoch vollständig auszulöschen.
Um dieses Problem zu lösen, wird in einer weiteren Ausführungsform eine Abwandlung der vorstehend beschriebenen Ausführungsform vorgeschlagen. In dieser Abwandlung werden der Inline-Pfad und der Quadratur-Pfad überkreuzt, so dass der Inline-Pfad an dem Quadratur-Aufwärtsmischer und der Quadratur-Pfad an dem Inline-Aufwärtsmischer angeschlossen ist. Außerdem wird in einem von dem Inline-Pfad und dem Quadratur-Pfad ein Inverter angeordnet, welcher in herkömmlicher Elektronik ausgeführt sein kann und die Phasenlage in dem Pfad um 180° dreht. Auf diese Weise wird im Vergleich zu der vorstehend beschriebenen Ausführungsform ein Phasenunterschied zwischen dem Inline-Pfad und Quadratur-Pfad eingebracht, welcher die Überkreuzung der Pfade kompensiert. Zusätzlich werden jedoch bei einem gleichartigen Phasenfehler in dem Inline-Pfad und Quadratur-Pfad die Spiegelprodukte ausgelöscht. Dies lässt sich durch Rechnungen nachweisen. In einem Radartarget ohne die vorstehend genannten Maßnahmen verdoppelt sich der Phasenfehler im Targetsignal hingegen.
In einer weiteren Ausführungsform kann die Mischsingalfrequenz zum Beispiel von einem Oszillator erzeugt werden, welcher frequenzmäßig mit dem Sendesignal verrastet ist. Das Radartarget kann dann vorteilhafterweise autark arbeiten. Vorzugsweise ist die Frequenz der Mischsignale etwas geringer als die Frequenz des Sendesignals. Dazu kann eine verrastete Frequenz beispielsweise etwas heruntergemischt werden.
In einer weiteren Ausführungsform des Radartargets wird das mit dem Abwärtsmischer herunter gemischte Sendesignal abgetastet, um es zu digitalisieren. Nach einer digitalen Verzögerung wird das verzögerte Sendesignal wieder in ein Analogsignal zurückgewandelt, welches hochgemischt und als Targetsignal gesendet wird. Dieses Vorgehen ist auch möglich, wenn das Sendesignal in einen Inline-Pfad und einen Quadratur-Pfad aufgespalten wird. Dann ist für jeden der beiden Pfade eine eigene Digitalisierung und Rückwandlung in ein Analogsignal erforderlich. Insbesondere wird zum Digitalisieren ein Analog-Digital Wandler und zum Erzeugen eines Analogsignals ein Digital-Analog-Wandler verwendet. Die Digitalisierung ermöglicht eines erheblich flexiblere Einstellung der Verzögerung.
In einer weiteren Ausführungsform ist eine Verzögerungseinrichtung als ein digitales Filter, insbesondere als ein digitales FIR-Filter oder als ein digitales IIR-Allpassfilter ausgeführt. Im Gegensatz zu einer schlichten Verschiebung des digitalisierten Signals mittels eines Taktes zur Digitalverarbeitungs ermöglichen solche Filter eine stufenlose und feinere Einstellung der Verzögerung.
In einer weiteren Ausführungsform kann das Radartarget als ein handgehaltenes Gerät ausgeführt sein. Auf diese Weise ist eine unaufwendige und flexible Einstellung des realen Abstands des Radartargets von der Radarabstandsmesseinrichtung möglich. Der reale Abstand addiert sich im Messergebnis zu dem simulierten Abstand.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Verzögerungseinrichtung zur Simulation eines bewegten Radartargets dynamisch einstellbar. Auf diese Weise kann die Einbringung einer Dopplerfrequenz in das Targetsignal simuliert werden. Nachteilig daran ist jedoch, dass bei einer Veränderung des simulierten Abstandes ein Phasenfehler auftritt, wie sich rechnerisch nachweisen lässt. Dieser Phasenfehler simuliert einen nicht vorhandenen Abstand unverfälscht somit das Messergebnis.
Um dieses Problem zu lösen, wird in einer weiteren Ausführungsform vorgeschlagen, das Radartarget mit einer Phasenkorrektureinrichtung zu versehen. Mittels dieser ist eine Phase des Targetsignals in Abhängigkeit der Simulation einer Bewegung des Radartargets korrigierbar. Die Phasenkorrektureinrichtung kann sich beispielsweise einer zur Simulation des Abstands vorgesehenen Verzögerungseinrichtung bedienen, um die Phasenkorrektur durchzuführen. Dazu kann Sie zum Beispiel die Verzögerungsvorgaben für die Verzögerungseinrichtung beeinflussen.
In einer weiteren Ausführungsform des Radartargets weist dieses mehrere Verzögerungseinrichtungen zur Simulation mehrerer Radartargets auf. Je nach Ausführungsform weist es auch die zum Betrieb der Verzögerungseinrichtung erforderlichen weiteren Einrichtungen in der Anzahl der simulierten Radartargets auf. Das Sendesignal wird auf eine Anzahl von Pfaden verteilt, die der Anzahl der simulierten Radartargets entspricht. Im Falle der Verwendung von je einem Inline-Pfad und je einem Quadratur-Pfad für ein simuliertes Radartarget verdoppelt sich die Anzahl der Pfade.
In einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Radartarget-Simulationssystem vorgeschlagen, welches zur Simulation eines einzelnen Radartargets einer Radarabstandsmesseinrichtung wenigstens zwei Radartargets nach einer der vorangehen beschriebenen Ausführungsformen umfasst. Mit einem Radartarget-Simulationssystem dieser Art ist es möglich, über die Simulation eines Abstands hinaus den Weg eines Radartargets durch ein Messfeld einer winkelmessenden Radarabstandsmesseinrichtung zu simulieren. Solche Radarabstandsmesseinrichtungen haben im allgemeinen wenigstens zwei Empfänger für ein Targetsignal von einem einzelnen Radartarget ohne Simulationsfunktion, wodurch Winkellage des Radartargets bestimmbar wird. Um ein bewegtes Radartarget mit einem feststehenden Radartarget-Simulatorsystem zu simulieren, werden den Empfängern je nach Typ der Radarabstandmesseinrichtung verschiedene Amplituden und/oder Verzögerungszeiten von Targetsignalen der Radartargets vorgegaukelt, um eine Winkellage zu simulieren. Dazu werden wenigstens zwei Radartargets vorgesehen. Vorzugsweise haben die Radartargets denselben Abstand von der Radarabstandsmesseinrichtung. Dies erleichtert die Berechnung der zu simulierenden Abstände und ermöglicht den gleichen Abstandsimulationsbereich mit jedem Radartarget. Vorzugsweise haben die Radartargets einen eigenen Lokaloszillator, so dass sie nicht synchronisiert werden müssen und autark arbeiten können.
In einer Weiterbildung des Radartarget-Simulationssystems wird vorgeschlagen, dass es eine Anzahl von Radartargets aufweist, die gleich der Anzahl der Empfangsantennen der Radarabstandsmesseinrichtung ist. Im Stand der Technik werden beispielsweise Monopulsradare mit zwei Empfangsantennen verwendet. Für eine solche Radarabstandsmesseinrichtung werden zwei Radartargets eingesetzt, welche zur Simulation einer Winkellage unterschiedliche Abstände simulieren. Weiter sind Digital-Beamforming-Radare bekannt, welche mehr Empfangsantennen aufweisen können, zum Beispiel acht Empfangsantennen. Diese bestimmen aus der ankommenden Wellenfront die Position von einem oder mehreren Radartargets. Die Radartargets sind vorzugsweise so angeordnet, dass sie eine geeignete Wellenfront zu der Radarabstandsmesseinrichtung senden. Eine Simulation beliebiger Positionen von Radartargets es möglich, wenn wenigstens die gleiche Anzahl von abstandssimulierenden Radartargets vorgesehen sind wie die Anzahl der Empfangsantennen. Mit dieser Anzahl von Radartargets ist eine ausreichend detaillierte Manipulation der Wellenfront möglich.
Vorzugsweise bestrahlt jedes Radartarget hauptsächlich einen der Empfänger mit seinem Targetsignal. Beispielsweise sind die Radartargets jeweils im Maximum einer Empfangskeule eines Empfängers der Radarabstandsmesseinrichtung angeordnet.
In einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zur Simulation eines Abstands eines Radartargets von einer Radarabstandsmesseinrichtung vorgeschlagen. Ausführungsformen davon können Merkmale des vorstehend beschriebenen abstandssimulierenden Radartargets und des Radartarget Simulationssystems umfassen.
Die Figuren im Anhang zeigen beispielhaft Ausführungsformen der Erfindung. In den Figuren sind:
1 eine schematische Darstellung einer Sende- und Empfangsstufe einer Radarabstandsmesseinrichtung nach dem Stand der Technik,
2 ein schematisches Schaltbild eines Teils der Signalverarbeitung in einem erfindungsgemäßen abstandssimulierenden Radartarget,
3 eine alternative Variante eines Teils der Signalverarbeitung in einem erfindungsgemäßen abstandssimulierenden Radartarget
4 eine schematische Übersicht über eine erfindungsgemäßes Radartargets in Kommunikation mit einer Radarabstandsmesseinrichtung,
5 eine schematische Darstellung eines Radartargets-Simulationssystems nach der Erfindung mit einer zu überprüfenden Monopuls-Radarabstandsmesseinrichtung und
6 eine schematische Darstellung eines Radartargets-Simulationssystems nach der Erfindung mit einer zu überprüfenden Digital-Beamforming-Radarabstandsmesseinrichtung.
1 zeigt in einer schematischen Darstellung des eine Sende- und Empfangsstufe 100 einer Radarabstandsmesseinrichtung nach dem Stand der Technik. Die Sende- und Empfangsstufe 100 weist eine Sendeantenne 101 und eine Empfangsantenne 102 auf. Das Sendesignal SS zu der Sendeantenne 101 wird in einem Sendesignal-Mischer 103 aus einem Radarsignal RS und einem Basisbandsignal BBS überlagert. Üblicherweise hat das Radarsignal RS eine feste Frequenz, während Frequenzänderungen über das Basisbandsignal BBS eingebracht in das Sendesignal SS werden. Das Sendesignal SS läuft zu dem nicht dargestellten Radartarget, wird von diesem reflektiert und von der Empfangsantenne 102 empfangen, die es als Targetsignal TS weiterleitet. Das Targetsignal TS wird in einem Targetsignal-Abwärtsmischer 104 heruntergemischt und der hochfrequenten Anteile in ein Tiefpassfilter 105 aus dem entstehenden Messsignal MS ausgefiltert. Als Mischfrequenz wird in den Targetsignal-Abwärtsmischer 104 das Sendesignal SS verwendet, wodurch in dem Messsignals MS die Information über eine Phasenverschiebung zwischen dem Targetsignal TS und dem Sendesignal SS enthalten ist. Diese kann extrahiert und in einen Abstand zwischen der Sende-Zeichen und Empfangsstufe 100 und dem Radartarget umgerechnet werden.
2 zeigt schematisch ein Schaltbild eines Teils des erfindungsgemäßen abstandssimulierenden Radartargets. Es ist eine Schaltung zum Heruntermischen des Sendesignals SS in einen Frequenzbereich gezeigt, in dem herkömmliche Elektronik verwendet werden kann. Außerdem vermeidet die Schaltung die Erzeugung von Spiegelprodukten in dem damit erzeugten Targetsignal TS. Das in die Schaltung eingegebene Sendesignal SS umfasst einen Radaranteil mit der Frequenz f0, welche der Frequenz des in 1 gezeigten Radarsignals RS entspricht. Dieser ist ein Frequenzanteil -Δf_A überlagert, welcher aus dem Basisbandsignal BBS stammt, welches in der 1 gezeigt ist. Das Sendesignal SS wird in einem Signalteiler 11 auf zwei Signalpfade aufgeteilt, nämlich einen Inline-Pfad I und einen Quadratur-Pfad Q. In dem Inline-Pfad wird das Sendesignal SS in einen Inline-Abwärtsmischer 12 eingegeben, in den zum Heruntermischen ins Basisband außerdem ein lokal erzeugtes Inline-Mischsignal IMS mit der Frequenz f₀ eingegeben wird. Das Inline-Mischsignal IMS vorzugsweise mit dem Radar-Frequenzanteil f₀ des Sendesignals SS frequenzverrastet. Das heruntergemischte Sendseignal SS enthält als niederfrequenten Anteil das Inline-Zwischensignal IZS, welches ein Inline-Tiefpassfilter des Inline-Abwärtsmischers 12 passieren kann. Danach wird es durch eine Verzögerungseinrichtung 14 geleitet, wodurch es zu einem verzögerten Inline-Zwischensignal VIZS wird. Der Quadratur-Pfad Q ist mit einem Quadratur-Abwärtsmischer 13 und einem integrierten Quadratur-Tiefpassfilter gleichartig aufgebaut, jedoch mit dem Unterschied, dass zum Heruntermischen ein Quadratur-Mischsignal QMS verwendet wird, welches um 90° zu dem Inline-Mischsignal IMS phasenverschoben ist. Dies wird durch einen Quadratur-Phasenschieber 18 bewirkt. In dem Quadratur-Pfad Q entsteht das Quadratur-Zwischensignal QZS, das ebenfalls die Phasenverschiebung um 90° aufweist. Da das Inline-Zwischensignal IZS und das Quadratur-Zwischensignal QZS dieselbe Frequenz aufweisen, kann somit eine Richtung des Signals in der komplexen Ebene definiert werden. Das Quadratur-Zwischensignal wird durch eine Verzögerungseinrichtung 15 verzögert, wodurch das verzögerte Quadratur-Zwischensignal VQZS entsteht. Das verzögerte Inline-Zwischensignal VIZS wird in einen Inline-Aufwärtsmischer 16 und das verzögerte Quadratur-Zwischensignal VQZS in einen Quadratur-Aufwärtsmischer 17 eingegeben. Als Mischfrequenz wird in den Inline-Aufwärtsmischer 16 wiederum das Inline-Mischsignal IMS und in den Quadratur-Aufwärtsmischer 17 wiederum das Quadratur-Mischsignal QMS eingegeben. Nachdem Aufwärtsmischen entstehen das Inline-Targetsignal ITS und das Quadratur-Targetsignal QTS. Auf diese Signale unterscheiden sich durch eine Phasendifferenz von 90°. In einer Überlagerungseinrichtung 19 werden das Inline-Targetsignal IDS und das Quadratur-Targetsignal QTS überlagert, um das Targetsignal TS zu erzeugen. Bei dem Überlagerungsvorgang rekombinieren sich das Quadratur-Targetsignal und das Inline-Targetsignal aufgrund ihrer gleichen Frequenzen f₀ ± Δf_A, aber um 90° unterschiedlichen Phasenlagen zu dem Targetsignal mit derselben Frequenz und einer gemischten Phasenlage. Bis auf eine hinzugefügte Phase ist das Targetsignal TS somit zumindest näherungsweise identisch mit dem Sendesignal SS.
Das Inline-Tiefpassfilter 14 und das Quadratur-Tiefpassfilter 15 sowie, soweit vorhanden, die nicht dargestellten Verzögerungseinrichtungen können aufgrund der geringeren Frequenz im Basisband in herkömmlicher Elektronik aufgebaut sein.
3 zeigt in einem schematischen Schaltbild eines Teils des Radartargets eine Abwandlung der in 2 gezeigten Schaltung. Gleiche Merkmale sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht noch einmal gesondert im Detail beschrieben. Es sei auf die Ausführungen zu 2 verwiesen. Einige Funktionen sind zusammengefasst dargestellt.
Im Unterschied zu der Ausführungsform der 2 sind der Signalteiler 11 und die beiden Abwärtsmischer 12, 13 in einem Block 22 zusammengefasst. In den Block 22 werden ein Mischsignal MS, welches intern als Inline-Mischsignal verwendet wird und aus welchem über einen internen 90°-Phasenschieber 18 das Quadratur-Mischsignal erzeugt wird, und das Sendesignal SS eingespeist. Der Block 22 liefert das Inline-Zwischensignal IZS und das Quadratur-Zwischensignal QZS. Das Inline-Zwischensignal wird durch eine Verzögerung Einrichtung 14 und das Quadratur-Zwischensignal durch eine Verzögerung Einrichtung 15 verzögert. Dadurch entstehen das verzögerte Inline-Zwischensignal VIZS uns das verzögerte Quadratur-Zwischensignal VQZS. Das verzögerte Quadratur-Zwischensignal VQZS wird durch einen Invertierer 21 invertiert, wodurch seine Phase um 180° gedreht wird. Es entsteht das invertierte verzögerte Quadratur-Zwischensignal IVQZS. Dieses wird in einen Eingang des Inline-Aufwärtsmischers 16 gespeist, welcher das invertierte verzögerte Quadratur-Zwischensignal IVQZS mit einem nicht dargestellten Inline-Mischsignal IMS mischt. Das verzögerte Inline-Zwischensignal VIZS wird in einen Eingang des Quadratur-Aufwärtsmischers 17 gespeist, in dem es mit einem nicht dargestellten Quadratur Mischsignal QMS gemischt wird. Im Vergleich zu der Ausführungsform der 2 wird sind somit der Inline-Pfad I und der Quadratur-Pfad Q vertauscht an die beiden Aufwärtsmischer 16, 17 angeschlossen. In Bezug auf das erzeugte Targetsignal TS wird dieser Umstand durch den Invertierer 21 ausgeglichen. Im Vergleich zu der Ausführungsform der Figur zwei kann mit dieser Ausführungsform ein gleichartiger Phasenfehler der Abwärtsmischer 11 und 12 ausgeglichen werden. In dem Block 23 sind die beiden Aufwärtsmischer 16 und 17 sowie ein interner 90° Phasenschieber 18 und die Überlagerungseinrichtung 19 zusammengefasst. Die Blöcke 22 und 23 können als integrierte Bausteine ausgeführt sein.
4 zeigt als schematisches Schaltbild eines abstandssimulierenden Radartargets 1 in Zusammenwirkung mit einer Radarabstandsmesseinrichtung 1000. Der innere Aufbau des Radartargets 1 entspricht weitgehend der in 2 dargestellten Ausführungsform. Gleiche Merkmale sind mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet und werden nicht noch einmal gesondert im Detail beschrieben. Es sei auf die Ausführungen zu 2 verwiesen.
Zusätzlich zu der in 2 gezeigten Ausführungsform ist in 4 gezeigt, dass die Radarabstandsmesseinrichtung 1000 ein Sendesignal SS aussendet, das von dem Radartarget 1 an einer Empfangsantenne 31 über einen Abstand A hinweg empfangen wird. Der gemesene Abstand, der von der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 gemessen wird, kann von dem Abstand A abweichen, da er durch das abstandssimulierende Radartarget manipulierbar ist. Wie in 2 wird es dann an einen Signalteiler 11 weitergeleitet, der den Ausgangspunkt für den Inline-Pfad I und den Quadratur-Pfad Q bildet. Im Unterschied zu der Ausführungsform der 2 ist in dem Inline-Pfad I und in dem Quadratur-Pfad Q jeweils vor der Verzögerungseinrichtung 14, 15 ein Analog-Digital Wandler 25 bzw. 26 vorgesehen. Außerdem ist in dem Inline-Pfad I und in dem Quadratur-Pfad Q jeweils nach der Verzögerungseinrichtung 14, 15 ein Digital-Analog-Wandler 27 bzw. 28 vorgesehen. Auf diese Weise können die beiden Verzögerungseinrichtungen 14 und 15, die gemeinsam in einem Block dargestellt sind, als Digitalfilter ausgeführt werden. Insbesondere können sie als ein digitales FIR-Filter oder ein digitales IIR-Allpassfilter ausgeführt sein. Die Ansteuerung der Verzögerungseinrichtungen 14, 15 wird durch einen Mirokcontroller 29 bewirkt. Der Mikrocontroller 29 ist wiederum von einem Rechner 30 aus ansteuerbar. Auf diese Weise kann von dem Rechner 30 aus beispielsweise eine dynamische Abstandsimulation erzeugt werden.
Weiter ist in der 4 zusätzlich zu den Merkmalen in der 2 ein lokaler Oszillator als Mischfrequenzerzeuger 24 vorgesehen. Dieser kann mit einem PLL phasenverrastet werden, insbesondere mit dem Sendesignal SS.
5 zeigt schematisch ein Radartarget-Simulationssystem, mit welchem eine Radarabstandsmesseinrichtung 1000 getestet werden kann. Das Radartarget-Simulationssystem umfasst zwei abstandssimulierende Radartargets 1 sowie einen Rechner 30. Mit dem Rechner 30 kann zentral gesteuert werden, welche Abstände die Radartargets 1 simulieren. Die Radarabstandsmesseinrichtung weist eine Steuereinheit 110 und eine Sende- und Empfangseinrichtung 100 auf. Die Steuereinheit 110 kann mit dem Rechner 30 zusammenwirken, um zentral auch von der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 Daten zusammen. Radartarget 1 sind in gleichem Abstand A von der Sende- und Empfangseinrichtung 100 angeordnet.
Bei der dargestellten Radarabstandsmesseinrichtung 1000 handelt es sich vorzugsweise um ein Monopuls-Radar mit zwei Sende- und Empfangsantennen. In diesem Fall simulieren die Radartargets 1 leicht unterschiedliche Abstände, um der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 ein einzelnes Radartarget unter einem bestimmten Winkel vorzugaukeln. Jedes der Radartargets 1 sendet mehr Sendeleistung an eine zugeordnete der Empfangsantennen der Sende- und Empfangseinrichtung 100 als an die andere, so dass eine eindeutige Beeinflussung der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 möglich ist.
6 zeigt schematisch eine weitere Ausführungsform eines Radartarget-Simulationssystems. Dieses umfasst acht einzelne abstandssimulierende Radartargets 1 und einen Rechner 30, von dem aus die Radartargets 1 an steuerbar sind. Außerdem ist der Rechner 30 mit einer Steuereinheit 110 des Radarabstandsmesseinrichtung 1000 verbunden. Bei der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 handelt es sich um ein Digital-Beamforming-Radar, das in der gezeigten Ausführungsform einer Sende- und Empfangseinrichtung 100 mit acht Sende- und Empfangsantennen aufweist. Der Rechner 1 und die Radartargets 1 können Wellenfronten simulieren, die alle Messmöglichkeiten der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 abdecken, da die gleiche Anzahl von Radartargets 1 wie Empfangsantennen der Radarabstandsmesseinrichtung 1000 vorhanden sind.

Claims

Radartarget (1) zur Simulation eines Abstands zu einer Radarabstandsmesseinrichtung (1000), welche dazu eingerichtet ist – ein Targetsignal (TS), das von dem Radartarget (1) als Reaktion auf das Sendesignal (SS) zurücksendbar ist, zu empfangen und – einen Abstand des Radartargets (1) von der Radarabstandsmesseinrichtung (1000) auf Basis des Sendesignals (SS) und des Targetsignals (TS) zu messen, wobei das Radartarget (1) umfasst: – einen Target-Radarempfänger zum Empfangen des Sendesignals (SS), – einen Target-Radarsender zum Senden des Targetsignals (TS) und – eine Verzögerungseinrichtung, die dazu eingerichtet ist, das Targetsignal (TS) gegenüber dem Sendesignal (SS) zu verzögern, um einen erhöhten gemessenen Abstand zu simulieren, wobei das Radartarget (1) weiter folgendes aufweist: – eine Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) zum Heruntermischen des empfangenen Sendesignals (SS) in einen Frequenzbereich, in dem zur Weiterverarbeitung herkömmliche Elektronik einsetzbar ist, – eine in herkömmlicher Elektronik ausgeführte Verzögerungseinrichtung (14, 15), die in ihrer Verzögerungswirkung einstellbar ist und die im Signalpfad des Radartargets (1) nach der Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) angeordnet ist, – eine Aufwärtsmischeinrichtung (16, 17) zum Hochmischen des verzögerten Signals (IZS, QZS) in den Frequenzbereich des Sendesignals (SS), wobei das Sendesignal (SS) vor dem Heruntermischen in zwei Zwischensignale (IZS, QZS) aufteilbar ist, die nach dem Heruntermischen gemäß einem Quadraturverfahren zueinander phasenverschoben sind, wobei das Radartarget (1) als Abwärtsmischeinrichtung (12, 13) – einen Inline-Abwärtsmischer (12) aufweist, der dazu eingerichtet ist, das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Inline-Mischsignal (IMS) herunterzumischen, sodass ein Inline-Zwischensignal (IZS) erzeugbar ist, und – einen Quadratur-Abwärtsmischer aufweist, der dazu eingerichtet ist, das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Quadratur-Mischsignal, welches wenigstens näherungsweise dieselbe Frequenz wie das Inline-Mischsignal (IMS) und eine Phasenverschiebung um wenigstens näherungsweise 90° zu dem Inline-Mischsignal (IMS) aufweist, herunterzumischen, sodass ein Quaddratur-Zwischensignal (QZS) erzeugbar ist, als Verzögerungseinrichtung (14, 15) – einen Inline-Verzögerer (14) aufweist, mittels welchem das Inline-Zwischensignal (IZS) verzögerbar ist, wodurch das verzögerte Inline-Zwischensignal (VIZS) erzeugbar ist, und – einen Quadratur-Verzögerer (15) aufweist, mittels welchem das Quaddratur-Zwischensignal (QZS) verzögerbar ist, wodurch das verzögerte Quadratur-Zwischensignal (VQZS) erzeugbar ist, als Aufwärtsmischeinrichtung (16, 17) – einen Inline-Aufwärtsmischer (16) aufweist, mittels welchem das verzögerte Inline-Zwischensignal (VIZS) mit dem Inline-Mischsignal (IMS) in den Frequenzbereich des Sendesignal (SS) hochmischbar ist, wobei ein Inline-Targetsignal (ITS) erzeugbar ist, und – einen Quadratur-Aufwärtsmischer (17) aufweist, mittels welchem das verzögerte Quaddratur-Zwischensignal (VQZS) mit dem Quadratur-Mischsignal (QMS) in den Frequenzbereich des Sendesignals (SS) hochmischbar ist, wobei ein Quadratur-Targetsignal (QTS) erzeugbar ist, und eine Überlagerungseinrichtung (19) aufweist, mittels welcher das Inline-Targetsignal (ITS) und das Quadratur-Targetsignal (QTS) überlagerbar sind, um das Targetsignal (TS) zum Zurücksenden zu der Radarbstandsmesseinrichtung (1000) zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget (1) einen Inline-Inverter aufweist, mittels dem die Phase des Inline-Zwischensignal (IZS) oder des verzögerten Inline-Targetsignals (VIZS) um 180° verschiebbar ist, und das invertierte verzögerte Inline-Zwischensignal in den Quadratur-Aufwärtsmischer (17) einspeisbar ist, oder einen Quadratur-Inverter aufweist, mittels dem die Phase des Quadratur-Zwischensignals (QZS) oder des verzögerten Quadratur-Targetsignals (VQZS) um 180° verschiebbar ist, bevor das invertierte verzögerte Quadratur-Zwischensignal (IVQZS) in den Inline-Aufwärtsmischer (16) einspeisbar ist.
Radartarget (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget (1) einen Mischfrequenzerzeuger (24) aufweist, mittels welchem das Inline-Mischsignal (IMS) und das Quadratur-Mischsignal (QMS) unter Frequenzverrastung mit einer Frequenz des Sendesignals (SS) erzeugbar sind.
Radartarget (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget (1) – einen Analog-Digital-Wandler (25, 26) für die Digitalisierung des Inline-Zwischensignals (IZS) und/oder des Quadratur-Zwischensignals (QZS) aufweist und – einen Digital-Analog-Wandler (27, 28) zum Erzeugen eines Analogsignals aus einem digitalisierten und verzögerten Inline-Zwischensignals (VIZS) und/oder einem digitalisierten und verzögerten Quadratur-Zwischensignals (VQZS) aufweist.
Radartarget (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verzögerungseinrichtung (14, 15) ein digitales Filter, insbesondere ein digitales FIR-Filter oder ein digitales IIR-Allpassfilter, ist.
Radartarget (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Simulation eines bewegten Radartargets (1) die Verzögerungseinrichtung dynamisch einstellbar ist.
Radartarget (1) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget (1) eine Phasenkorrektureinrichtung aufweist, mittels welcher eine Phase des Targetsignals (TS) in Abhängigkeit der Simulation einer Bewegung des Radartargets (1) korrigierbar ist.
Radartarget-Simulationssystem, dadurch gekennzeichnet, dass es zur Simulation eines einzelnen Radartargets (1) einer Radarabstandsmesseinrichtung (1000) wenigstens zwei Radartargets (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche umfasst.
Radartarget-Simulationssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget-Simulationssystem eine Anzahl von Radartargets (1) aufweist, die gleich der Anzahl der Empfangsantennen der Radarabstandsmesseinrichtung (1000) ist.
Verfahren zur Simulation eines gemessenen Abstands eines Radartargets (1) zu einer Radarabstandsmesseinrichtung (1000), wobei das Radartarget (1) folgende Schritte durchführt: – Empfangen des Sendesignals (SS) an einem Target-Radarempfänger, – Verzögern des Sendesignals (SS) mittels einer Verzögerungseinrichtung, wobei zur Simulation eines erhöhten Abstands (A) ein zu der Radarabstandsmesseinrichtung (1000) zurückzusendendes Targetsignal (TS) entsteht, – Senden des Targetsignals (TS) mittels eines Target-Radarsenders und wobei das Radartarget (1) weiter folgende Schritte durchführt: – Heruntermischen des empfangenen Sendesignals (SS) mittels einer Abwärtsmischeinrichtung in einen Frequenzbereich, in dem zur Weiterverarbeitung herkömmliche Elektronik einsetzbar ist, – Hochmischen des verzögerten Targetsignals (TS) in den Frequenzbereich des Sendesignals (SS) mittels einer Aufwärtsmischeinrichtung, wobei die Verzögerungseinrichtung in herkömmlicher Elektronik ausgeführt ist, in ihrer Verzögerungswirkung einstellbar ist und im Signalpfad des Radartargets (1) nach der Abwärtsmischeinrichtung und vor der Aufwärtsmischeinrichtung angeordnet ist, wobei das Sendesignal (SS) vor dem Heruntermischen in zwei Zwischensignale (IZS, QZS) aufgeteilt wird, die nach dem Heruntermischen gemäß einem Quadraturverfahren zueinander phasenverschoben sind, wobei die Abwärtsmischeinrichtung des Radartargets (1) – einen Inline-Abwärtsmischer aufweist, der das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Inline-Mischsignal (IMS) heruntermischt, sodass ein Inline-Zwischensignal (IZS) entsteht, und – einen Quadratur-Abwärtsmischer aufweist, das empfangene Sendesignal (SS) mit einem Quadratur-Mischsignal, welches wenigstens näherungsweise dieselbe Frequenz wie das Inline-Mischsignal (IMS) und eine Phasenverschiebung um wenigstens näherungsweise 90° zu dem Inline-Mischsignal (IMS) aufweist, heruntermischt, sodass ein Quadratur-Zwischensignal (QZS) entsteht, die Verzögerungseinrichtung des Radartargets (1) – einen Inline-Verzögerer (14) aufweist, der das Inline-Zwischensignal (IZS) verzögert, wodurch ein verzögertes Inline-Zwischensignal (VIZS) entsteht, und – einen Quadratur-Verzögerer (15) aufweist, welches das Quaddratur-Zwischensignal (QZS) verzögert, wodurch ein verzögertes Quadratur-Zwischensignal (VQZS) entsteht, die Aufwärtsmischeinrichtung des Radartargets (1) – einen Inline-Aufwärtsmischer aufweist, welcher das verzögerte Inline-Zwischensignal (VIZS) mit dem Inline-Mischsignal (IMS) in den Frequenzbereich des Sendesignal (SS) hochmischt, wobei ein Inline-Targetsignal (ITS) entsteht, und – einen Quadratur-Aufwärtsmischer aufweist, welcher das verzögerte Quaddratur-Zwischensignal (VQZS) mit dem Quadratur-Mischsignal (QMS) in den Frequenzbereich des Sendesignals (SS) hochmischt ist, wobei ein Quadratur-Targetsignal (QTS) entsteht, und eine Überlagerungseinrichtung aufweist, welche das Inline-Targetsignal (ITS) und das Quadratur-Targetsignal (QTS) überlagert und das Targetsignal (TS) zum Zurücksenden zu der Radarbstandsmesseinrichtung (1000) erzeugt, dadurch gekennzeichnet, dass das Radartarget (1) einen Inline-Inverter aufweist, mittels dem die Phase des Inline-Targetsignals (ITS) um 180° verschoben wird, bevor das Inline-Zwischensignal (IZS) in den Quadratur-Aufwärtsmischer eingespeist wird oder einen Quadratur-Inverter aufweist, mittels dem die Phase des Inline-Targetsignals (ITS) um 180° verschoben wird, bevor das Quadratur-Zwischensignal (QZS) in den Inline-Aufwärtsmischer eingespeist wird.