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Schnltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-
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echosignale Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung simulierter Echo signale zur Stabilitätsmessung von Radaranlagen mittels
einer Empfangs-Sendeeinrichtung, die Radar-Sendeimpulse aufnimmt und simulierte
Echoimpulse abstrahlt.
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Zur Uberprüfung der wichtigen Radarantennen wie Winkelanzeige, Entfernungsanzeige,
Festzeichenunterdrückung und Sub-Blutter-Visibility (SCV) ist die Simulation des
Echosignales eines Festzeichens und des Echosignals eines Bewegtzeichens sowie die
Kenntnis des genauen Leistungsverhältnisses beider Signale erforderlich.
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Damu könnte von einzelnen Einrichtungen Gebrauch gemacht werden, die
jede für sich die gewünschten Signale liefern. Die Simulation eines Echosignals
könnte z.B.
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durch die verzögerte und mit dem Sendetakt synchronisierte Tastung
eines Oszillators erfolgen, wobei die Amplitude des Oszillators so gesteuert wird,
daß sie der Amplitude des einfallenden Radarsignals proportional ist. Eine solche
Anordnung ist jedoch nur zur Überprüfung der Entfernungs- und Winkelanzeige geeignet.
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Für eine Prüfung der Festzeichenunterdrückung hat die im allgemeinen
frei laufende Oszillatorschwingung nicht die erforderliche Konstanz. Mit einem entsprechenden
Aufwand kann die Oszillatorschwingung z.B. mittels Regelkreis auf die Frequenz des
Radarsenders gezogen und mittels eines Einseitenbandmischers oder eines weiteren
Regelkreises auf die Signalfrequenz eines Bewegtzeichens (Dopplerfrequenz) umgesetzt
werden. Trotzdem ist eine ausreichende Stabilität der Oszillatorschwingung nur schwer
zu erreichen. Eine Nachregelung der Oszillatorfrequenz ist zudem nur bei stehender
Radarantenne möglich. Eine zwischen Radargerät und Prüfanordnung verwendete Kabelverbindung
, die zur Übermittlung des Radartaktes und der Regelkreisspannung erforderlich ist,
ist zudem störanfällig.
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Weitere Nachteile derartiger Einzelanordnungen bestehen darin, daß
ein Leistungsverhältnis zwischen Bewegt-und Festzeichen infolge der schwankenden
Konversionsdämpfung und Trägerrestdämpfung eines Einseitenbandmischers nicht mit
der erforderlichen Konstanz angegeben werden kann.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art anzugeben, mit der alle für die eingangs erwähnten Eontrollmessungen
von Radaranlagen erforderlichen Signale mittels eines gemeinsamen Schaltung simuliert
werden können und der die genannten Nachteile nicht mehr auftreten.
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Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Empfangs-/
Sendeeinrichtung mit einem Hornstrahler versehen ist, der die ankommenden Radar-Impulse
über eine oder mehrere Enkopplungs- und Schalteinrichtungen an eine akustische Verzögerungsleitung
und einen Phasenmodulator leitet und mit steuerbarer Verzögerung und Frequenzverschiebung
als simulierte Radar-Echoimpulse wieder abstrahlt.
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Durch die Verwendung der akustischen Verzögerungsleitung in Verbindung
mit einem Hornstrahler entfällt eine Steuerung der Echoamplitude, da die genannte
Kombination den Rückstrahleigenschaften eines Punktzieles genau entspricht.
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Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist zur Erzeugung
eines Bewegtzeichenzieles (Dopplerfrequenzsignal) im Signalweg der verzögerten Echosignale
je ein Richtkoppler zur Auskopplung eines verzögerten Signalanteiles und zu dessen
Wiedereinkopplung vorgesehen, wobei der Signalanteil zwischen seiner Aus- und Einkopplung
den Phasenmodulator durchläuft.
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Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung werden anhand der
Zeichnungen näher erläutert.
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In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer reflektierenden
akustischen Verzögerungsleitung dargestellt.
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Die Fig. 2 zeigt auszugsweise die Anwendung einer durchgehenden Verzögerungsleitung
für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1.
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In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung für ein
ganzzahliges Vielfaches einer Grund-Verzögerungszeit der Echo signale und in Fig.
4 das zugehörige Impulsdiagramm wiedergegeben.
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Anhand der Fig. 5 und 6 wird ausgehend vom Spektrum des Sendesignals
eines Pulsdopplerradargerätes die Funktion des Phasenschrittmodulators erläutert.
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Fig. 7 zeigt die Abhängigkeit der Schwankung der Amplitude des Videosignals
in Abhängigkeit von der Anzahl geradzahliger und ungeradzahliger Phasenschritte.
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Im prinzipiellen Aufbau der Prüfanordnung (Fig.1) ist das zu prüfende
Radargerät mit R, die Funkstrecke zwischen dem Radargerät und der Prüfanordnung
mit F und die Antenne der Prüfanordnung mit H bezeichnet. Die als Hornstrahler ausgebildete
Antenne H ist über einen Zirkulator Z1, einen Schalter S1 und einen zweiten Zirkulator
Z2 mit einer akustischen Verzögerungsleitung VL verbunden. Ein zweiter Ausgang des
Zirkulators Z2 ist über einen weiteren Schalter S2 und einen Verstärker V mit einem
zweiten Eingang des Zirkulators Z1 verbunden.
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An die Leitung zwischen dem Ausgang des Verstärkers V und dem Eingang
des Zirkulators Z1 ist über zwei Richtkoppler RK2 und RK3 eine Anordnung zur Umwandlung
des Festzeichensignals in ein Bewegtzeichensignal unter Verwendung eines Phasenmodulators
Ph angekoppelt. Zwischen
dem Richtkoppler RK2 zur Auskopplung des
verzögerten Radarsignals und dem Phasenmodulator bzw. dem zweiten Richtkoppler RK3
zur Wiedereinkopplung des Dopplerfrequenzsignals sind eine Eichleitung E und ein
Zirkulator Z4 eingeschaltet. Zur Synchronsteuerung der Schalter und S2 ist eine
Logikschaltung L vorgesehen, deren Triggersignal über einen Richtkoppler RK1am Antennenausgang
über einen Gleichrichter: Gl vom ankommenden Radarimpuls abgeleitet wird.
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Über die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung wird folgendes ausgeführt.
Das Sendesignal des zu prufenden Radargerätes R gelangt über die Funkstrecke F auf
den Hornstrahler H, über den Zirkulator Z1, den durchgeschalteten Schalter 51 und
den Zirkulator Z2 an die in Form ein Stichleitung angeschlossene akustische Verzögerungsleitung
VL mit der Verzögerungszeit 1. Der Schalter schließt jetzt und das verzögerte Radarsignal
gelangt über den Ausgang 3' des Zirkulators Z2an den Verstärker V und über den Eingang
3 des Zirkulators Z1 über den Hornstrahler H und die Funkstrecke F zurück in den
Empfänger der Radaranlag R. Die Schalter S1 und werden von der Logik L so gesteuert,
daß sie zu keiner Zeit gleichzeitig geschlossen sind und eine Selbsterregung des
Systems über die Rückwärtsisolation der Zirkulatoren ausgeschlossen ist. Der Schalter
S2 dient zusätzlich zur Unterdrückung unerwünschter Nebenechos der Verzögerungsleitung
VL. Im Richtkoppler RK2 wird ein Teil der verzögerten Festzeichenenergie ausgekoppelt
und über die Eichleitung E und den Zirkulator Z4 einen Phasenmodulator Ph zugeleitet.
Der ausgekoppelte Signalanteil wird in Bewegtzeichenenergie umgeformt und über den
Richtkoppler RK3 in den Signalweg wieder eingekoppelt.
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Die Dämpfung der Eichleitung E und eine evtl. einzureichende Grunddämpfung
des Phasenmodulators Ph bestimmen das Verhaltnis von Festzeichen- zu Béwegtzeichenenergie.
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Der Phasenmodulator kann aus einer Stichleitung gebildet werden, die
mit einer Varaktordiode kapazitiv belastet ist.
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Als Verzögerungsleitung kann eine Quecksilberleitung oder ein Saphirkristall
verwendet werden. Am Eingang der Leitung wird die elektrische Energie in Schallenergie
umgesetzt und durch die Verzögerungsleitung geschickt. Am Ende der Leitung erfolgt
die Rückwandlung in elektrische Energie. Da die Fortpflanzungsgeschwindigkeit für
Schallwellen wesentlich geringer ist als für elektrische Energie, können auf diese
Weise große definierte Verzögerungszeiten mit kleinen Leitungslängen erzielt werden.
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Um exakt die Doppelverschiebung d f des Echosignals simulieren zu
können, müßte die Phase des Phasenmodulators sich linear mit der Zeit ändern. Ist
U (Bogenwinkel/ Sekunde) die Phasengeschwindigkeit, dann berechnet sich die Doppelverschiebung
zu 2 f = t2 . In der Praxis läßt sich die geforderte lineare Verschiebung der Phase
über einen Bereich von mindestens 2 r nur mit erheblichem Schaltungsaufwand realisieren.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird die Phasenverschiebung
mittels eines Phasenschrittmodulators erzeugt, der die Phase in Schritten von jeweils
2? wein terschaltet, wobei die Umschaltung in den Impulspausen erfolgt. Die Dopplerverschiebung
beträgt dann A f = fi wobei fi die Pulsfolgefrequenz des Radarsenders und n eine
frei wählbare Zahl darstellt. Vorteilhaft wird n ganzzahlig gewählt, wodurch zwar
die freie Wahl der Dopplerfrequenz eingeschränkt ist, der Phasenmodulator aber nur
in n Punkten im Bereich 27r eine definierte
Phase aufzuweisen hat.
Die Anwendung der Phasenschrittmodulation ist dann besonders vorteilhaft, wenn die
Verwendung eines digitalen Phasenmodulators vorgesehen ist.
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Die Eigenschaften der Phasenschrittmodulation werden anhand der Fig.
5 bis 7 näher erläutert. In Fig. 5 sind übereinander das Spektrum des Sendesignals
eines Pulsdopplerradargerätes, das dopplerverschobene Echospektrum und das durch
Phasenschrittmodulation simulierte Spektrum dargestellt. Am dopplerverschobenen
Spektrum (Fig. 5 Mitte) ist erkennbar, daß jede Linie um den Betrag der Dopplerfrequenz
f gegenüber der entsprechenden Linie des Sendesignals verschoben ist.
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Die Amplitudenverhältnisse der Linien untereinander bleiben unverändert,
da die Einhüllende von der Form sin x sich ebenfalls um den Betrag A f verschoben
hat.
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x Das in Fig. 5 unten dargestellte phasenschrittmodulierte Echosignal
zeigt ebenfalls die Verschiebung jeder Linie.
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Die Einhüllende wandert jedoch nicht mit, so daß die Relation der
Linien untereinander verändert ist. Die Abweichung vom dopplerverschobenen Echosignal
ist umso kleiner, je geringer die Dopplerverschiebung gegenüber der Bandbreite B
des Sendeimpulses ist. Bei Pulsdopplerradargeräten liegt das Verhältnis bei 1:30
bis 1:100, so daß in der praktischen Anwendung des Verfahrens ein Echosignal ausreichend
genau simuliert werden kann.
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In Fig. 6 sind ergänzend die unterschiedlichen Signalformen in der
Videolage dargestellt und zwar von oben beginnend das Videosignal infolge einer
Dopplerverschiebung, das Videosignal bei Phasenschrittmodulation 900-Lage bei n=4
(Fig. 6 Mitte) und das Videosignal bei Phasenschrittmodulation 450-Lage. Das Impulsdach
des
dopplerverschobenen Videosignals (Fig. 6 oben) folgt der sinusförmigen einhüllenden.
Das Impulsdach des durch Phasenschrittmodulation simulierten Signals (Fig. 6Mitte)
ist eben. Die Signalformen sind um so ähnlicher, je größer das Tastverhältnis ist.
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Die bei der Wahl einer ganzzahligen Anzahl von n Phasenschritten durch
Phasenschrittmodulation erzeugte Dopplerfrequenzverschiebung ist gesetzmäßig ein
ganzzahliger Bruchteil der Pulsfolgefrequenz. Das Yideosignal ist dann von der sog.
Grundphasenlage abhängig, da Folgefrequenz und Dopplerfrequenz Harmonische sind.
Die Grundphasenlage sei diejenige Phasenlage, mit der das Echosignal des Phasenschrittes
0 mit dem Überlagerungssignal zusammentrifft. In Fig. 6 Mitte trifft ein Echosignal
Phasenschritt O in 90-Grad-Phasenlage auf das Überlagerungssignal. Die Amplitude
hat daher ein Maximum.Re Fig. 6 unten zeigt das Zusammentreffen in 45-Grad-Phasenlage;
die Amplitude ist hier kleiner. Die Amplitude des Videosignals hat somit eine gewisse
Abhängigkeit von der Grundphasenlage. Die Abhängigkeit wird jedoch umso kleiner,
je größer die Zahl der Phasenschritte gewählt wird, und wann die Zahl der Schritte
ungeradzahlig ist. Bereits bei einer Schrittzahl n=7 sind die Schwankungen in fast
allen praktischen Anwendungen des Verfahrens vernachlässigbar.
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Die Fig. 2 zeigt nut den geänderten Schaltungsteil eines zweiten Ausführungsbeispiels
unter Verwendung einer durchgehenden Verzögerungsleitung VL1. Die Trennungsstellen
der Schaltung sind in Fig. 1 mit an bezeichnet. Der erste Teil der Schaltungsanordnung
bleibt dabei unverändert. Auch der funktionelle Ablauf entspricht dem der Schaltung
nach Fig. 1. Der Radarimpuls
am Ausgang des Schalters S1 durchläuft
die Verzögerungsleitung VL1 und gelangt über den Zirkulator Z2, den geschlossenen
Schalter S2, den Verstärker V und den Zirkulator Z1 mit entsprechender Verzögerung
an den Hornstrahler H. Der Zirkulator Z2 hat die Aufgabe bei geöffnetem Schalter
S2 die aus der Verzögerungsleitung VL1 kommenden unerwünschten Echosignale zu unterdrücken.
Er kann auch durch einen Isolator ersetzt werden.
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Für manche Prüfmethoden ist die Simulation eines Zieles in verschiedenen
Entfernungen erforderlich. Dies wird mit einer Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 3 dadurch erreicht, daß das Echosignal die Verzögerungsleitung VL und
VL2 mehrfach durchläuft. Wie aus dem Prinzipschaltbild erkennbar-unterscheidet sich
das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 von dem nach Fig. 1 durch die Verwendung eines
zusätzlichen Schalters S3 zwischen dem Ausgang des Hornstrahlers H und dem Eingang
des Zirkulators Z1 sowie durch eine zweite Verzögerungsleitung Vl , die über einen
Zirkulator Z3 zwischen dem Ausgang des Verstärkers V und dem Eingang 3 des Zirkulators
Z1 angeordnet ist.
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Die Wirkungsweise der Schaltung wird in Verbindung mit dem in Fig.
4 dargestellten Impulsdiagramm erläutert.
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Beim Eintreffen eines Radarimpulses sind die Schalter S3 und S1 geschlossen.
Der um die Zeit 1 verzögerte Echoimpuls trifft auf den geschlossenen Schalter Das
verstärkte, verzögerte Signal erhält an der reflekleerenden Verzögerungsleitung
VL2 eine zusätzliche Verzögerung t2 und gelangt über den Zirkulator Z3 an den Zirkulator
Z1. Der Schalter S3 zwischen dem Antennenausgang bzw. -eingang und dem Eingang des
Zirkulators Z1 befindet sich zu dieser Zeit in Stellung Totalreflexion.
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Anstelle eines neuen Radar-Sendeimpulses gelangt nun
der
erste EchDimpulsan die Verzögerungsleitung VL und wird dort erneut um L 1 und anschließend
in der Verzögerungsleitung VL2 um t 2 verzögert. Ist dafür gesorgt, daß die Verstärkung
des Kreises kleiner als 1 ist, dann erscheint am Zirkulator Z1 eine abklingende
Pulsfolge m mit einem Impulsabstand t 1 + C 2. Bei einer Verstärkung größer 1 klingt
die Pulsfolge an. Wird dann der Schalter S3 beispielsweise beim Auftreten des zweiten
Echoimpulses geschlossen, so erscheint dieser am Hornstrahler H und wird in den
Empfänger des Radargerätes R zurückgesendet. Der Schalter S1 bleibt offen. so daß
die Erzeugung von weiteren Echosignalen unterbunden ist.
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Beim Eintreffen des nächsten Radarimpulses wird der Verzögerungskreis
erneut gespeist. Der Einbau der Hilfsverzögerungsleitung VL2 in den Kreis erlaubt
es, die Schalter S1 und S2 so zu steuern, daß sie zu keinem Zeitpunkt gleichzeitig
geschlossen sind. Auf diese Weise wird die Selbsterregung des Verstärkers über die
Rückwärtsisolation der Zirkulatoren sicher vermieden. Die Verzögerungszeit t 2 der
Hilfsverzögerungsleitung VL2 muß mindestens gleich der Radarimpulsbreite bemessen
sein.
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Im Schaltungsaufbau nach Fig. 3 kann jede der beiden reflektierenden
Verzögerungsleitungen VL und VL2 durch eine durchgehende Verzögerungsleitung entsprechend
Fig. 2 ersetzt werden. Die entsprechenden Schnittstellen in der Schaltung nach Fig.
3 sind mit a-a' und mit a'-b bezeichnet. Wird die Verzögerungszeit C1 größer als
die Pulsbreite des Radarpulses gewählt, dann kann auf die Verzögerungsleitung VL2
(Fig. 3) verzichtet werden. In einem entsprechend angewandelten Ausführungsbeispiel
kann ausgehend von Fig. 3 an der mit a-b bezeichneten Schnittstelle der Schaltungsteil
mit den Verzögerungsleitungen VL und VL2 durch die Schaltung nach Fig. 2 ersetzt
werden.
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15 Patentansprüche 7 Figurerl