DE1258482B - Funknachrichtenuebertragungs- oder Radaranlage mit zeitlicher Impulsexpansion auf der Sendeseite und Impulskompression auf der Empfangsseite - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H04b

GOIs
Deutsche Kl.: 21 a4 - 48/63

Nummer: 1 258 482

Aktenzeichen: G 36194IX d/21 a4

Anmeldetag: 22. Oktober 1962

Auslegetag: 11. Januar 1968

Die Erfindung betrifft eine Funknachrichtenübertragungs- oder Radaranlage mit zeitlicher Impulsexpansion auf der Sendeseite und Impulskompression auf der Empfangsseite durch zwei zueinander komplementäre Schaltungen mit nichtlinearem Phasengang.

Das Anwendungsgebiet der Erfindung sind Funknachrichten- und Radaranlagen, bei denen sich Sender und Empfänger bzw. Ziel- und Radaranlage mit so hoher Relativgeschwindigkeit bewegen, daß durch den sogenannten Dopplereffekt bedingte Frequenzverschiebungen merklich in Erscheinung treten, d. h. Verzerrungen der übertragenen Nachrichten bzw. Meßfehler bewirken, bei denen zur Vermeidung des Einflusses dieser Frequenzverschiebungen und zur Steigerung der Reichweite sowie des Entfernungs- und Geschwindigkeitsauflösungsvermögens der Radaranlage zeitlich expandierte Wellenzüge, weiterhin Impuls genannt, gesendet und die empfangenen Impulse wieder komprimiert werden. Dies geschieht dann so, daß lange Impulse mit einer Dauer T und einer Bandbreite F gesendet werden, wobei T- F größer als 1 ist und die empfangenen Impulse derart in kurze Impulse

umgesetzt werden, daß sie eine Dauer von ψ haben.

Das Verhältnis der Dauer des langen Impulses zur Dauer des kurzen wird als Kompressionsverhältnis K bezeichnet, also

K =

HT . J?

Dieses Kompressionsverhältnis ist ein Maß für die Güte der Anlage, und zwar aus folgendem Grunde: Die maximale Reichweite wird von der Impulsenergie bestimmt, die ihrerseits der Impulsdauer proportional ist, wenn man eine konstante Spitzenamplitude annimmt; das Geschwindigkeitauflösungsvermögen ist ebenfalls proportional der Impulsdauer, und das Entfernungsauflösungsvermögen wird von der Impulsbandbreite bestimmt. Je größer also das Produkt T · F ist, um so größer ist auch die Güte der Anlage. Würde man nun zur Steigerung der Reichweite bei einem üblichen Radarimpuls lediglich die Impulsdauer verringern, dann würde, da die Bandbreite bei einem üblichen Radarimpuls der Impulsdauer umgekehrt proportional ist, die Bandbreite und mithin das Entfernungs- und Geschwindigkeitsauflösungsvermögen verringert werden. Wendet man dagegen das Impulsdehnungs- und Kompressionsverfahren an, dann läßt sich sowohl die Impulsdauer als auch die Bandbreite und mithin die Güte steigern.

Funknachrichten übertragungs- oder
Radaranlage mit zeitlicher Impulsexpansion auf
der Sendeseite und Impulskompression auf der
Empfangsseite

Anmelder:

General Electric Company,

Schenectady, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr.-Ing. W. Reichel, Patentanwalt,

6000 Frankfurt, Parkstraße 13

Als Erfinder benannt:
Robert Charles Thor,
Liverpool, N. Y. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 23. Oktober 1961
(146 746)

Bei der Impulsdehnung (Expansion) werden die relativen Phasenlagen der Frequenzkomponenten eines kurzen Impulses, der beispielsweise von einem Sperrschwinger abgegeben wird, dispergiert, d. h. nichtlinear in Abhängigkeit von der Frequenz auseinandergezogen. Die Expansion erfolgt in einem Filtersystem, dessen Phasengang entsprechend der gewünschten Phasendispersion ausgebildet ist. Der empfangene Echoimpuls wird durch ein komplementär abgestimmtes Filtersystem geschickt, wodurch die ursprüngliche Phasendispersion verschwindet und der Impuls wieder komprimiert wird.

Bei der bekannten Anlage wird ein frequenzmodulierter HF-Impuls erzeugt, dessen Wellenform schaubildmäßig in Fig. la wiedergegeben ist, wobei in diesem Fall ein Impuls mit nur wenigen Perioden dargestellt ist. Dieser HF-Impuls weist eine lineare Frequenzmodulation auf, für die die Frequenz als Funktion der Zeit in Fig. Ib wiedergegeben ist. Die Kennlinien des Impulses im Frequenz- und Zeitbereich sind in den Fig. 1 c bis 1 e dargestellt. Fig. Ic zeigt das Frequenzspektrum des Impulses. Dieses ist rechteckförmig und ergibt ein optimales Entfernungsauflösungsvermögen. Fig. Id stellt das

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Phasenspektrum des Impulses als Funktion der Frequenz dar, und der Verlauf ist parabolisch. Die Hüllkurve des gesendeten Impulses ist mithin rechteckförmig, wie es in Fig. Ie gezeigt ist, was bedeutet, daß die Spitzenamplitude der Wellenform des Impulses in Abhängigkeit von der Zeit konstant ist (vgl. auch Fig. 1 a).

Beim Betrieb derartiger Impulskompressionsanlagen, die mit einer linearen Frequenzmodulation bzw. parabolischen Phasendispersion arbeiten, ergibt sich bei üblichen Radialgeschwindigkeiten der Ziele keine Schwierigkeit, übliche Zielgeschwindigkeiten führen nur zu einer proportionalen Dopplerfrequenzverschiebung, die ein zusätzliches Nacheilen oder Voreilen des komprimierten Impulses relativ zum gesendeten Impuls zur Folge hat. Wenn jedoch die Güte noch weiter gesteigert werden soll, um noch schnellere Ziele als bisher mit Radar zu erfassen, also das Geschwindigkeitsauflösungsvermögen zu steigern, oder um Funkverkehr bei noch höherer Relativgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger als bisher zu ermöglichen und um die Reichweite von Radar sowie das Entfernungsauflösungsvermögen zu steigern, muß auch das Impulskompressionsverhältnis K vergrößert werden. Bei hohen Kompressionsverhältnissen und Ziel- oder Relativgeschwindigkeiten in der Größenordnung von 18000 km pro Stunde oder höher findet jedoch bei der bekannten parabolischen Phasendispersion ein Impulsverschmieren statt. In Fig. 2a ist der Impulsweitungsfaktor als Funktion des Kompressionsverhältnisses K für bestimmte radiale Zielgeschwindigkeiten υ als Parameter graphisch dargestellt. Wie man sieht, ist der Echoimpuls bei einem Ziel mit einer Radialgeschwindigkeit von beispielsweise 1,8 · 10* km pro Stunde und bei einem Kompressionsverhältnis von K gleich 5 · 10⁴ etwa 2,75mal langer als bei einem ähnlichen langsameren Ziel. Derart hohe Zielgeschwindigkeiten beeinträchtigen das maximal mögliche Entfernungsauflösungsvermögen ebenfalls. Fig. 2b zeigt graphisch die Abhängigkeit des erreichbaren Entfer-

nungsauflösungsvermögens 1 -= (T gleich übertragene

Impulslänge) vom Impulskompressionsverhältnis K für bestimmte Zielgeschwindigkeiten. Wenn das Ziel beispielsweise eine Radialgeschwindigkeit von etwa 25000 km pro Stunde hat und die Sendeimpulslänge 1000 Mikrosekunden beträgt, ist das Entfernungsauflösungsvermögen bei K gleich 5 · 10⁴ auf etwa 20 m begrenzt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, mit höheren Impulskompressionsverhältnissen als etwa 10* und mit Geschwindigkeiten in der Größenordnung von 35000 km pro Stunde und darüber 7u arbeiten, ohne daß ein Verschmieren der komprimierten Impulse auf Grund von Dopplerfrequenzverschiebungen auftritt.

Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß der Phasengang der zueinander komplementären Schaltungen aus einem frequenzproportionalen Glied, einem negativen Glied mit logarithmischer Frequenzabhängigkeit und einer Konstanten besteht.

Vorzugsweise ist der gesendete Impuls auf mehrere Zeitverzögerungskanäle verteilt, von denen jeder Kanal eine verschiedene parabolische Phasendispersionskennlinie als Funktion der Frequenz erzeugt, w'obei sich der Unterschied hyperbolisch ändert. Auch empfangsseitig ist der empfangene Impuls vorzugsweise auf mehrere Zeitverzögerungskanäle verteilt, von denen jeder Kanal den gleichen Bereich des von einem entsprechenden Impulssendekanals verarbeiteten Impulsfrequenzspektrums verarbeitet und in an sich bekannter Weise so ausgebildet ist, daß er die Frequenz in jedem Kanal um die Mittenfrequenz des Kanals invertiert.

In Weiterbildung der Erfindung sind die Zeitverzögerungskanäle dem Sender und Empfänger gemeinsam.

Vorzugsweise enthält dann jeder Kanal eine erste Verzögerungsleitung zur zeitlichen Staffelung oder Versetzung der Impulse, einen Bandpaßverstärker, der den gewünschten Bereich des Frequenzspektrums durchläßt, ein dispersives Filterelement, das vom Verstärker angesteuert wird, und eine parabolische Phasendispersion als Funktion der Frequenz mit dem Bereich des Impulsspektrums des jeweiligen Kanals erzeugt, eine erste Mischstufe, die jeweils mit einem Filterelement verbunden ist, um die Frequenz des modulierten Impulsbereichs umzuwandeln, und einen Phasenschieber, der an die Mischstufe angeschlossen ist, um die Ausgangsphase des Kanals derart einzustellen, daß die logarithmische Phasendispersion über alle Kanäle weitgehend kontinuierlich ist.

Ferner enthalten die Empfänger-Zeitverzögerungskanäle vorzugsweise eine zweite Mischstufe, die an den Empfänger angeschlossen ist, um die empfangenen Impulse um die Mittenfrequenz des Kanals zu invertieren, und eine zweite Verzögerungsleitung, die an die zweite Mischstufe zur Erzeugung einer derart komplementären Verzögerung in bezug auf die Verzögerung der ersten Verzögerungsleitung angeschlossen ist, daß die Ausgangssignale aller Kanäle synchronisiert sind, wobei die komplementär invertierten empfangenen Impulse einem dispersiven Filterelement zugeführt werden, das hinsichtlich der Phase an den Bereich des empfangenen Impulses zur Impulskompression nach der Frequenzinversion angepaßt ist.

Schließlich sind die Sendeimpulsquelle und das dispersive Filter eines jeden Kanals zum Vergleichen des anfangs gesendeten Impulses und des komprimierten empfangenen Impulses vorzugsweise durch eine Vergleichsschaltung verbunden.

Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der sie beispielsweise wiedergebenden Zeichnungen im einzelnen beschrieben.

F i g. 1 a bis e sind graphische Darstellungen und erläutern verschiedene idealisierte Kennlinien von Wellenformen, die bei einer bekannten Impulskompression-Radaranlage mit linearer Frequenzmodulation Anwendung finden;

Fig. 2 a bis 2 b sind Kurvendarstellungen der relativen Impulsbreite und des Entfernungsauflösungs-Vermögens als Funktion des Impulskompressionsverhältnisses K für verschiedene bestimmte Zielgeschwindigkeiten bei der bekannten Radaranlage mit linearer Frequenzmodulation;
F i g. 3 ist ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Radaranlage für eine Phasendispersion der Radarimpulse mit unter anderem einem negativ logarithmischen Glied;

Fig. 4a bis 4g erläutern graphisch das Verfahren der logarithmischen Phasendisperison bei der in F i g. 3 angegebenen Schaltung zur Herstellung von Impulsen und der Impulskompression für drei dargestellte benachbarte Kanäle, wobei die Phasenbeziehung über der Frequenz aufgetragen ist;

Fig. 4 h gibt die Frequenzbeziehungen für die Impulsquelle, für die Empfängeroszillatoren und für die Kanalausgänge der Schaltung nach Fig. 3 wieder;

Fig. 5 ist das Blockschaltbild einer Funknachrichtenübertragungsanlage gemäß der Erfindung.

F i g. 3 zeigt in Blockdarstellung eine Ausführungsform einer Radaranlage, bei deren Betrieb die logarithmische Impulskompression entsteht. Der Sendeteil der Anlage enthält eine Impulsquelle 21, eine Anzahl von Impulsexpansions-Filterkanälen zur Synthese, d. h. zum Zusammensetzen von Impulsen, beispielsweise einen Abschnitt der Schaltung 30«, einen Sender 102, eine Duplexanlage 105 und eine Antenne 103. Der Empfängerteil der Radaranlage umfaßt die Antenne 103, die Duplexanlage 105, einen Empfänger 106, eine Anzahl von Impulskompressionskanälen, beispielsweise einen Abschnitt der Schaltung 30 n, in der Teile enthalten sind, die dem Kanal zum Zusammensetzen von Impulsen zugehören, ferner eine Mischschaltung 101 und eine Vergleichsschaltung 109.

Die Ausgangsgröße der Impulsquelle 21 wird gleichmäßig auf η + m Impulskompressionsschaltungen verteilt, von denen eine spezielle Ausführungsform 3On in Fig. 3 dargestellt ist. Jede Schaltung besteht aus den gleichen Einzelteilen und unterscheidet sich nur durch die Einstellungen, die für jeden einzelnen Abschnitt des Radarimpulses erforderlich sind, aus denen der Impuls in dieser Schaltung zusammengesetzt wird. Der Impulssynthesekanal der Schaltung 30« enthält einen Bandpaßverstärker 39 und eine nicht dispersiv wirkende Verzögerungsleitung 31; d. h„ die Verzögerungsleitung 31 hat einen linearen Phasengang. Die Aufgabe der Verzögerungsleitungen, beispielsweise der Verzögerungsleitung 31, besteht darin, die Ausgangsgrößen der Filterkanäle zeitlich zu staffeln. Die Ausgangsgröße der Verzögerungsleitung 31 wird einem nichtlinear wirkenden Filterelement 32 zugeführt. Der sinusförmige Wellenzug aus der Impulsquelle 21 ist so kurz, daß er einem Impuls gleichkommt. Das Filterelement 32 hat einen parabolischen Phasengang. Die Ausgangsgröße des Filters 32 wird anschließend einer üblichen Mischstufe 33 zugeführt, in der die Frequenz der Signalwelle erhöht wird. Ein Phasenschieber 34' bewirkt jedoch eine feststehende Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Empfängeroszillators 34, so daß die Ausgangsgröße der Mischstufe 33 eine anfängliche Phasenlage aufweist, die der gewünschten entspricht und der Ausgangsgröße des benachbarten unteren bzw. niedrigeren Kanals angepaßt ist. Die Ausgangsgrößen sämtlicher Kanäle werden zusammengesetzt und einem üblichen Radarsendegerät 102 zugeführt. In dem Sendegerät 102 erfolgt eine weitere Frequenzerhöhung und eine Leistungsverstärkung des zusammengesetzten Impulses, der zur Abstrahlung durch eine übliche Radarantenne 103 geeignet ist.

Die Impulskompressionsanlage kann im wesentlichen auch das umgekehrte Verfahren mit empfangenen Echosignalen ausführen. Empfangene Signale gelangen von der Antenne 103 über ein übliches Duplexgerät 105 in den Empfänger 106. Die Frequenz des empfangenen Signals wird im Empfänger 106 heruntertransformiert, und dann wird das Signal allen zuvor beschriebenen Schaltungen in der gleichen Verteilung wie von der Impulsquelle 21 zugeführt. In der Schaltung 30« bewirkt beispielsweise die Mischstufe 36 eine der Umwandlung in der Mischstufe 33 entsprechende Frequenzverringerung, und eine Verzögerungsleitung 38 bewirkt eine zeitliche Verzögerung komplementär zur Verzögerung durch die Verzögerungsleitung 31. Die Frequenz des Empfängeroszillators 37 ist derart ausgewählt, daß aus später erkenntlichen Gründen eine Kanal- oder Seitenbandinversion erfolgt. Die durch die Verzögerungsleitung 38 bewirkte Phasenverschiebung stellt eine Synchronisierung der Frequenzkomponente der verschiedenen Kanäle für den komprimierten Impuls sicher. Die empfangenen Signale werden dann dem Dispersionsfilterelement 32 zugeführt, in dem das Signal komprimiert wird. Die Ausgangsgrößen sämtlicher Kanäle werden schließlich kombiniert und einer Vergleichsschaltung 109 zugeführt, nachdem die Spektrumsegmente bzw. -ausschnitte in der Mischstufe 101 in die ihnen zukommenden Bereiche transformiert worden sind.

Die Fig. 4a, 4b, 4c und 4d sind idealisierte Phasenfrequenzkurven und erläutern den Vorgang der Impulszusammensetzung in der Radaranlage nach Fig. 3. In Fig. 4a ist das Phasenspektrum des von der Impulsquelle 21 erzeugten Signals angegeben. Bei dem impulsförmigen Sinuswellenzug befinden sich sämtliche Frequenzkomponenten ursprünglich in Phase. In Fig. 4b ist die Phasenverschiebung der Frequenzkomponenten als Funktion der Frequenz für die Signale in jedem Impulssynthesekanal eingezeichnet, wobei je ein Kurvensegment 22,^₁, 22„ und 22„₊₁ den Signalen in je einem mit gleichem Index versehenen Kanal entspricht. Diese Signale ergeben sich aus der Verteilung des Impulses 22 auf jeden einzelnen Kanal und einer geeigneten Verzögerung durch die nicht dispersiv wirkenden Verzögerungsleitungen, wie beispielsweise die Verzögerungsleitung 31 in der Schaltung 30«. Da die Verzögerungszeit für sämtliche Frequenzkomponenten in einem einzelnen Kanal die gleiche ist, ist die Phasenverschiebung eine lineare Funktion der Frequenz. Fig. 4c gibt die Phasenverschiebung als eine Funktion der Frequenz für sämtliche Signale in den entsprechenden Kanälen an, nachdem sie durch die dispersiv wirkenden Filter gelaufen sind. Die Kurvensegmente 22,^₁, 22„ und 22„₊₁ haben parabolischen Verlauf. Aneinandergereiht ergeben sie angenähert den Verlauf einer Funktion, die sich aus einem frequenzproportionalen, einem negativ logarithmischen und einem konstanten Glied zusammensetzt. In Fig. 4d ist die Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz für die kombinierte Ausgangsgröße sämtlicher Kanäle der Anlage eingetragen. Jedes Segment 22,^₁, 22„ und 22„₊₁ entsteht durch die Wirkung einer Mischstufe, beispielsweise der Mischstufe 33, die die erforderliche Frequenzverschiebung herbeiführt. (Die Frequenzskala in Fig. 4d ist zum Zwecke der besseren Darstellung versetzt eingezeichnet.) Die Ausgangsgröße der kombinierten Kanäle ist ein angenähert nach obigen Angaben logarithmisch phasendispergierter Radarimpuls, der daher expandiert ist.

Die Wirkung der Relativbewegung zwischen dem Ziel und der Radaranlage besteht in der Erzeugung einer Dopplerverschiebung in sämtlichen Frequenzkomponenten des Radarimpulses. Diese Dopplerverschiebung läßt sich wie folgt ausdrücken:

= ω ■ 2

wobei ν die Relativgeschwindigkeit und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Diese frequenzabhängige Ver-

Schiebung führt zu einer Phasendispersion der Frequenzkomponenten des Radarimpulses. Dabei wird
die Phasenfrequenzkurve des zusammengesetzten Impulses auf die in Fig. 4d an der Stelle 23 gezeigte
Form verzerrt. Für den richtigen Betrieb der Anlage
ist es wesentlich, daß die Kompressionsschaltung auf
den empfangenen Impuls so abgestimmt ist, daß die
Ausgangsimpulse der Schaltung Frequenzkomponenten in der richtigen Phasenlage besitzen. Aus Fig. 4d

insgesamt eine nach obigem Gesetz logarithmische Phasendispersion erfolgt, die zu einer hyperbolischen Frequenzmodulation des übertragenen Impulses führt. Bei linear dispersiv wirkenden Verzögerungsleitungen liefert jeder Kanal eine parabolische Phasendispersion und eine lineare Frequenzmodulation, die eine Annäherung an die erforderliche Modulationsart darstellt. Wenn die empfangenen Impulse der Parallelanordnung aus Filterkanälen zugeführt werden, werden die entersieht man, daß der Anteil des empfangenen Impulses, ίο sprechenden Segmente des Frequenzspektrums demder in jedem Kanal verarbeitet wird, annähernd die selben Kanal zugeführt, in dem das Segment zur Ubergleiche Form wie der zusammengesetzte Impuls hat. tragung (in Abwesenheit von Dopplerverschiebungen) Das heißt, die Neigungswinkel des Phasengangs im synthetisch erzeugt worden ist. Die Mischstufe 36 Bereich des einem jeden Kanal zugehörigen Kurven- benutzt demzufolge eine Oszillatorfrequenz, die von segments sind annähernd die gleichen. Der Unter- 15 der der Mischstufe 33 verschieden ist. Die Wahl der schied liegt nur in einer festen Phasenverschiebung Oszillatorfrequenzen erfolgt mit der Forderung, daß bei sämtlichen Frequenzkomponenten zwischen der die Frequenzinversion innerhalb des Segmentes des übertragenen Frequenzkomponente und der emp- Frequenzspektrums jedes Kanals erzeugt wird. Damit fangenen Frequenzkomponente (wobei die konstanten ist sichergestellt, daß jedes dispersiv wirkende Filter-Verzögerungszeiten unterdrückt sind, die sich einer 20 element, wie beispielsweise das Element 32, als sein frequenzproportionalen Phasenverschiebung zuaddie- eigener konjugierter Bestandteil wirkt. Für die Empren). Diese Beziehung ist dem logarithmischen Pha- fängeroszillatorfrequenzen gelten folgende Beziehunsendispersionssystem dieser Erfindung eigentümlich. gen:

Sämtliche anderen Impulskompressionsanlagen sind Ω'_η — ι»₀ = o,_n (2)

dagegen in ihrem Betriebs verhalten beeinträchtigt, 25 ü„ + o>₀ = o>_n (3)

wenn mit hohen Kompressionsverhältnissen gearbeitet

wird und hohe Zielgeschwindigkeiten auftreten. wobei o>„ die Mittenfrequenz der Ausgangsgröße des

Für einen einwandfreien Betrieb bei starken Dopp- η-ten Kanals ist. Damit entstehen Frequenzkompolerverschiebungen ist es wesentlich, daß eine Mehr- nenten, deren komplementäre Phasenverschiebungen kanalanlage vorgesehen wird, falls in dem gleichen 30 durch dasselbe dispersiv wirkende Filterelement so-Gerät sowohl die Expansion als auch die Kompression wohl während der sendeseitigen Impulssynthese als durchgeführt werden soll. Dies ist deshalb notwendig, auch während der Impulskompression eingeführt da der einwandfreie Betrieb erfordert, daß die nicht- worden sind. Da außerdem eine komplementäre Belineare Phasendispersion während der Impulskom- ziehung zwischen der Phasenverschiebung besteht, die pression bei jeder Impulsfrequenzkomponente (plus 35 durch die Verzögerungsleitung 38 und die Phaseneiner Konstanten) das Komplement zu der nicht- verschiebung der Verzögerungsleitung 31 eingeführt linearen Phasendispersion sein muß, die während worden ist, beträgt die gesamte Phasenverschiebung der künstlichen Impulsherstellung eingeführt worden aus den kombinierten Wirkungen der Verzögerungsist. Bei großen Dopplerverschiebungen sollte die leitungen 31 und 38 einen konstanten Wert für sämt-Impulskompressionsschaltung zweckmäßigerweise nur 40 liehe Frequenzen, der für sämtlicheJCanäle der gleiche in einem begrenzten Ausschnitt des Frequenzspek- ist. Dementsprechend gleicht der schließlich enttrums abgestimmt sein. Bei der Anlage nach Fig. 3 stehende Ausgangsimpuls, der der Vergleichsschalist eine gute Phasenabstimmung sichergestellt, weil tung 109 zugeführt wird, im wesentlichen dem Ausjedes Filterelement als sein eigener konjugierter Be- gangsimpuls der Impulsquelle 21. Bei dem Impulsstandteil dient und nur einen Bruchteil des Frequenz- 45 kompressionsverfahren, das in den Fig. 4e bisJg spektrums verarbeitet. erläutert ist, werden die empfangenen Impulse einem

Die Arbeitsweise jeder dispersiv wirkenden Filter- Verfahren unterworfen, das im wesentlichen die schaltung, beispielsweise der Schaltung 3On in der Umkehr der Impulssynthese entsprechend den F ig. 4 a Radaranlage nach Fig. 3, ist im wesentlichen die bis 4d darstellt. Der empfangene Impuls wird zugleiche wie bei den bereits bekannten Verarbeitungs- 50 nächst in einem Kanalmischer, beispielsweise dem an filtern. In jedem Impulssynthesekanal ist ein Band- der Stelle 36, gemischt, um die Mitte des geeigneten paßverstärker 39 nützlich, um einen Steuerimpuls mit Segments des Frequenzspektrums aus dem empfangroßer Amplitude für die Filterelemente herzustellen genen Impuls auf die Kanalmittenfrequenz m₀ (die für und die Auswahl des erforderlichen Segmentes des sämtliche Kanäle die gleiche ist) zu transponieren. Frequenzspektrums für die jeweiligen Kanäle sicher- 55 Während des Mischvorganges wird eine geeignete zustellen. Die Filterelemente, wie das Element 32, Phasenverschiebung Φ,, eingeführt, um die Phasenbeziehung sämtlicher Kanäle aufeinander abzustimmen. Die Anordnung ist so getroffen, daß von Kanal zu Kanal eine Frequenzinversion zwischen dem AusFrequenzbereich, in dem die Wellenlänge etwa gleich 60 gang der dispersiv wirkenden Filter während der dem Drahtdurchmesser oder der Streifendicke ist, ist Impulssynthese und der Zuführung von Impulsen die Beziehung der Gruppenverzögerung zur Frequenz an die Filter während der Impulskompression stattziemlich linear. Durch geeignete Auswahl der Ab- findet. Diese Frequenzinversion wird vorzugsweise in messungen des Drahtes oder Streifens entsteht eine den ersten Mischstufen nach den Dispersionsfiltern dispersiv wirkende Verzögerungsleitung, die die erfor- 65 herbeigeführt. Die Frequenzbeziehungen bei dem derliche Phasendispersion gewährleistet. Mischvorgang nach der Ausführungsform in Fig. 3

In der hier besprochenen Anlage werden die disper- sind in Fig. 4 h für die drei angegebenen Kanäle und siv wirkenden Filterelemente so ausgewählt, daß die entsprechenden Oszillatorfrequenzen ü' und Ω

sind zweckmäßigerweise sehr dünne Drähte oder
fiache Streifen, in denen der Draht oder Streifen als
akustischer Festkörperwellenleiter wirkt. In einem

dargestellt. Auf Grund dieser Frequenzinversion erzeugen die Impulskompressionskanäle die in den Fig. 4 b und 4f dargestellten Phasenverschiebungen, wobei Fig. 4f die komplementäre Phasenverschiebung zur Verschiebung von Fig. 4b zeigt. Man sieht, daß sowohl die dispersiv als auch die nicht dispersiv wirkenden Filter in Abhängigkeit von der Frequenz der zugeführten Signale zunehmende Phasenverschiebungen bewirken. Nachdem die parabolische Phasenmodulation durch die Dispersionsfilter entfernt worden ist, übersetzt jeder Kanal den Ausschnitt der Impulsfrequenzen auf ihre benachbarten Positionen in dem Spektrum, das der Vergleichsschaltung 109 zugeführt vird.

Bei der in Fig. 3 dargestellten Radaranlage steht jedes Dispersionsfilterelement 32 sowohl mit einem Impulssynthesekanal als auch mit einem Impulskompressionskanal in Verbindung. Es ist jedoch auch möglich, völlig getrennte Schaltungen für beide Verfahren zu verwenden. Bei einer derartigen Anordnung werden vorzugsweise Impulskompressions- und -dispersionsfilterelemente ausgewählt, deren Phasengang komplementär zu dem der Impulssynthese-Filterelemente ist. Es ist dementsprechend nicht erforderlich, innerhalb der Impulskompressionskanäle die Frequenzinversion herbeizuführen. Im allgemeinen ist jedoch der Aufbau entsprechend der Anordnung nach Fig. 3 einfacher, da von vornherein eine gute Abstimmung hinsichtlich der Phasenbeziehungen durch die Verwendung von gemeinsamen Dispersionsfilterelementen gewährleistet ist.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 wird eine Impulskompressionsschaltung verwendet, bei der die Verzögerungszeiten in jedem Kanal durch besondere Elemente erreicht werden, von denen jedes, beispielsweise die Leitungen 31 und 38 in der Schaltung 3On, die für den einzelnen Kanal erforderliche Verzögerung herbeiführt. Es liegt auf der Hand, Vereinfachungen bzw. Einsparungen in dem Aufbau der gesamten

30

10

Verzögerungsleitung durchzuführen, indem die längsten Verzögerungsleitungen je nach Erfordernis angezapft werden.

Die Arbeitsweise der beschriebenen Anlage läßt sich auch mathematisch erläutern. Der übliche Radarimpuls, der aus einer Anzahl von Perioden einer fortlaufenden Sinuswelle mit konstanter Amplitude A und einer Winkelgeschwindigkeit «>₀ besteht sowie eine Dauer T hat, kann als Funktion der Zeit folgendermaßen ausgedrückt werden:

f(t) =

wobei RECTif) die rechteckförmige Impulsfunktion

darstellt. Bei einer bekannten Impulskompressionsanlage ist der linear frequenzmodulierte Impuls durch die Gleichung gegeben:

/(i) = RECT (~\

cos

wobei f der Frequenzmodulationskoeffizient ist.
Diese Wellenform besitzt die folgende Fouriertransformation (im stationären Zustand):

Ein Ziel mit einer Radialgeschwindigkeit ν wird den Radarimpuls modulieren. Die Einwirkung auf die Wellenform nach der Impulskompression (wobei ν

= 2—) entspricht einer Multiplikation der Frequenzausdrücke (ο mit einem Faktor 1 + )■:

F_R (ω) = A ■ RECT

ν) ■ (f.. - <„_af v η + ,.)„

4 f ⁺ 2 ί

■'(2 + r)..fi1
47 J

Der erste Ausdruck in dem Exponenten entspricht einer linearen Frequenzmodulation, die eine Phasendispersion ist und eine Impulsverlängerung bewirkt. Der zweite Ausdruck entspricht einer Zeitverzögerung und der dritte einer Phasenverschiebung. Dadurch wird jedoch die Form des Impulses nicht beeinträchtigt.

Die Impulsverlängerung auf Grund der Dopplermodulation ist bei denjenigen Impulskompressionsanlagen nicht groß, bei denen das Produkt T ■ F geringer als 10⁴ ist oder auch bei Zielen mit geringen Geschwindigkeiten. Um jedoch von diesen Einschränkungen wegzukommen, hat es sich als zweckmäßig erwiesen, eine verbesserte Wellenform zu verwenden.

Diese Wellenform hat erfindungsgemäß eine nach weiter oben genanntem Gesetz logarithmische Phasendispersion anstatt der parabolischen Phasendispersion in bekannten Anlagen, und anstatt der linearen Frequenzmodulation tritt eine hyperbolische Frequenzmodulation auf. Die Wellenform läßt sich folgendermaßen ausdrücken:

= RECT(L

(L) _cos[|l

Die Fouriertransformation dieser Wellenform ist durch folgende Gleichung gegeben:

F (ω) =

"0

2fT

ί">ο _ V ro

IvI- 4]

Der Dopplereffekt auf die Wellenform nach der Impulskompression läßt sich folgendermaßen ausdrücken:

k (ω) = A · RECT

V)₀

(1 + v) 1 -e

'■ F ^™-ΐ

709 718 140

Aus den Gleichungen geht hervor, daß kein Ausdruck für die Phasendispersion entsprechend dem ersten Ausdruck in den Exponenten der Gleichung (7) vorliegt. Diese Gleichungen sind außerdem nützlich bei der Auswahl der Dispersionsfilterelemente, um den genauen Wert von e zu finden.

Für die Impulszusammensetzung bzw. -synthese entsprechend den Fig. 4a bis 4d mit Hilfe der Schaltung nach F i g. 3 können die Konstanten und anderen Größen auch anders gewählt werden. Wie sich aus der Beschreibung entnehmen läßt, ist die Bandbreite für jeden Kanal die gleiche. Diese Anordnung ist an sich am zweckmäßigsten, jedoch nicht unbedingt erforderlich. Ferner wird die Auswahl der Verzögerungszeit in den Impulssynthesekanälen (beispielsweise durch die Verzögerungsleitung 31) von der erforderlichen relativen Versetzung der Kanalausgänge bestimmt. Dementsprechend kann diese Verzögerung so ausgewählt werden, daß in dem ersten Kanal eine Verzögerung Null auftritt, so daß die erste Verzögerungsleitung wegfallen kann. Die umgekehrte Beziehung gilt für die Verzögerungsleitungen in den Impulskompressionskanälen. Ferner können die Filterelemente für die logarithmische Phasendispersion durch aktive Modulatoren ersetzt werden, falls ausreichend stabile Bauelemente zur Verfügung stehen. Bei der Auswahl der dispersiv wirkenden Verzögerungsleitungen 32 hat das bevorzugte parabolische Phasendispersionssegment folgende Kennlinie :

(H)

^c" ~ 2k '

und die Verzögerung der linearen Verzögerungsleitung hat den Wert:

t_B=T₀+-£-. (12)

Damit ist ein Kompressionsverhältnis T ■ F der Größenordnung n² · 1(T möglich, bevor eine wesentliehe Impulsverschlechterung bzw. Impulsschwächung einsetzt.

Es ist ferner möglich, die logarithmische Phasendispersion stufenförmig anzunähern, indem ein feststehender Verzögerungszeitfaktor t„ = konstant verwendet wird. Dabei werden dann sämtliche Kanalausgangsgrößen während der Impulszusammensetzung überlagert (im Gegensatz zu der oben beschriebenen Reihenkombination). Dann muß der Faktor ε jedoch folgenden Wert haben:

2fe '

(13)

Damit wird das Produkt T ■ F auf η · i(f begrenzt.

In F i g. 5 ist eine Funkübertragungsanlage als Blockschaltbild dargestellt, bei der zur Übertragung eine wie oben logarithmische Modulation verwendet wird, die im wesentlichen unempfindlich auf eine Relativbewegung zwischen Sender und Empfänger bei relativ hohen Radialgeschwindigkeiten ist. Eine Informationsquelle 201 gibt Signale von im allgemeinen üblicher Form ab, beispielsweise Impulszüge mit positiver und negativer Polarität, welche binär verschlüsselte Informationen darstellen. Die Ausgangsgröße der Informationsquelle 201 wird einer üblichen Modulatorschaltung zugeführt, in der beispielsweise sinusförmige Ausgangssignale erzeugt werden, die binäre Informationen durch Phasenmodulation darstellen, welche durch das anfängliche Auftreten bei der Phasenlage von 0 oder 180° erkenntlich sind. Die Ausgangsstufe der Modulatorschaltung 203 ist zweckmäßigerweise ein passives Filternetzwerk entsprechend dem Kanal 3On in Fig. 3. Die resultierende Ausgangsgröße ist in einer Weise logarithmisch phasenmoduliert, die dem Vorgang in der Anlage nach Fig. 3 entspricht, und wird einem üblichen Sender 204 zugeführt, in dem eine Frequenzerhöhung und Verstärkung sowie schließlich die Abstrahlung von einer Antenne 205 stattfindet. Im Empfangsteil der Anlage erfolgt der umgekehrte Vorgang wie im Sender. Die von der Antenne 211 empfangenen Signale werden verstärkt und im Empfänger 212 zweckmäßigerweise in ihrer Frequenz herabgesetzt. Das Signal gelangt in einen logarithmisch wirkenden Demodulator 213, der die logarithmische Phasenmodulation auf Grund des Modulators 203 während des Sendevorganges entfernt. Die Ausgangsgröße des logarithmisch wirkenden Demodulators 213 gelangt dann in das Nutzungsgerät 215, nachdem die Demodulation in dem Demodulator 214 erfolgt ist. Wenn der Sendeteil der Anlage eine Radialgeschwindigkeit besitzt, die groß gegenüber der des Empfangsteils ist, werden die empfangenen Signale eine große Dopplerfrequenzverschiebung als Funktion der Radialgeschwindigkeit aufweisen. Auf Grund der Eigenschaften der logarithmischen Modulation bei der Anlage nach F i g. 5 arbeitet der Empfangsteil der Anlage bei den phasen verschobenen Signalen ohne wesentliche Verluste. Diese Arbeitsweise wird auf Grund der gleichen Beziehung ermöglicht, wie sie in Fig. 4d für die gesendeten und empfangenen Signale 22 und 23 dargestellt wurde, und ist unabhängig von der Dopplerfrequenzverschiebung.

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Funknachrichtenübertragungs- oder Radaranlage mit zeitlicher Impulsexpansion auf der Sendeseite und Impulskompression auf der Empfangsseite durch zwei zueinander komplementäre Schaltungen mit nichtlinearem Phasengang, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung des Verschmierens der komprimierten Impulse bei starken Dopplerverschiebungen der Phasengang aus einem frequenzproportionalen Glied, einem negativen Glied mit logarithmischer Frequenzabhängigkeit und einer Konstanten besteht.

2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesendete Impuls auf mehrere Zeitverzögerungskanäle verteilt ist.

3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kanal eine verschiedene parabolische Phasendispersionskennlinie als Funktion der Frequenz erzeugt und sich der Unterschied hyperbolisch ändert.

4. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der empfangene Impuls auf mehrere Zeitverzögerungskanäle verteilt ist, von denen jeder Kanal den gleichen Bereich des von einem entsprechenden Impulssendekanal verarbeiteten Impulsfrequenzspektrums verarbeitet und in an sich bekannter Weise so ausgebildet ist, daß er die Frequenz in jedem Kanal um die Mittenfrequenz des Kanals invertiert.

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5. Anlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerungskanäle dem Sender und Empfänger gemeinsam sind.

6. Anlage nach Anspruch 2, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kanal eine erste Verzögerungsleitung (31) zur zeitlichen Staffelung oder Versetzung der Impulse, einen Bandpaßverstärker (39), der den gewünschten Bereich des Frequenzspektrums durchläßt, ein dispersives Filterelement (32), das vom Verstärker angesteuert ι ο wird und eine parabolische Phasendispersion als Funktion der Frequenz mit dem Bereich des Impulsspektrums des jeweiligen Kanals erzeugt, eine erste Mischstufe (33), die jeweils mit einem Filterelement verbunden ist, um die Frequenz des modulierten Impulsbereichs umzuwandeln, und einen Phasenschieber (34') enthält, der an die Mischstufe angeschlossen ist, um die Ausgangsphase des Kanals derart einzustellen, daß die logarithmische Phasendispersion über alle Kanäle weitgehend kontinuierlich ist.

7. Anlage nach Anspruch 6, rückbezogen auf Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfänger-Zeitverzögerungskanäle eine zweite Mischstufe (36), die an den Empfänger (106) angeschlossen ist, um die empfangenen Impulse um die Mittenfrequenz des Kanals zu invertieren, und eine zweite Verzögerungsleitung (38) enthalten, die an die zweite Mischstufe zur Erzeugung einer derart komplementären Verzögerung in bezug auf die Verzögerung der ersten Verzögerungsleitung angeschlossen ist, daß die Ausgangssignale aller Kanäle synchronisiert sind, wobei die komplementär invertierten empfangenen Impulse einem dispersiven Filterelement (32) zugeführt werden, das hinsichtlich der Phase an den Bereich des empfangenen Impulses zur Impulskompression nach der Frequenzinversion angepaßt ist.

8. Anlage nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeimpulsquelle und das dispersive Filter eines jeden Kanals zum Vergleichen des anfangs gesendeten Impulses und des komprimierten empfangenen Impulses durch eine Vergleichsschaltung (37, 37', 101, 109) verbunden sind.

In Betracht gezogene Druckschriften:

ETZ-A, 79 (1958), 11(1. Juni), 375 bis 382;

IRE Transactions, MIL-5 (1961), 2 (April), 109 bis 116;

Proceedings of the IRE, 48 (1960), 3 (März), 310 bis 316;

The Bell System Technical Journal, 39 (1960), (Juli), 745 bis 808.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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