WO2006032569A1 - Radarsystem mit heterodynem mischer zur verbesserten detektion von nahbereichssignalen - Google Patents

Radarsystem mit heterodynem mischer zur verbesserten detektion von nahbereichssignalen Download PDF

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WO2006032569A1
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frequency
mixer
short
path
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PCT/EP2005/053816
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Thomas Walter
Juergen Hildebrandt
Joachim Hauk
Martin Reiche
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Robert Bosch Gmbh
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    • G01S13/87—Combinations of radar systems, e.g. primary radar and secondary radar

Definitions

  • the invention relates to an antenna radar system which can preferably be used in the automotive industry and to a method for its operation according to the preambles of the respective independent claims.
  • LRR radar systems are used for remote detection of detection targets.
  • Nahradarsystemen SRR
  • close range detection for example, to carry out distance measurements in vehicle convoys (automatic starting in traffic jam rides or the like.) Or for use as a parking aid.
  • the detection field for short-range applications generally has a much larger aperture angle compared to long-range applications.
  • EIRP value due to a smaller so-called EIRP value in short-range applications, these also have a shorter range.
  • the said EIRP (Equivalent Isotropy Radiated Power) value represents a purely arithmetic quantity and indicates with which transmission power one would have to supply an antenna uniformly radiating in all spatial directions (isotropically) in order to achieve the same power flux density in the far field as with a focusing directional antenna in your Main transmission direction. For these reasons, it is nearly impossible to provide a common antenna aperture for the LRR and SRR functions.
  • antenna radar systems already used outside the automotive industry and optimized for near range detection / detection currently only achieve a minimum measuring distance in the range of 0.5 m. In the above-mentioned driving situations (traffic jams, etc.), however, the smallest possible minimum measuring distance in the range of a few decimeters is desired.
  • the invention is therefore based on the object to further develop an antenna radar system of the type described above to the effect that said short-range weakness of the known systems is eliminated.
  • this development should be based as far as possible on existing antenna radar systems in order to keep the development and production costs as low as possible.
  • the invention proposes, in an antenna radar system concerned in one
  • Nahtsch.nnenpfad provide a push-pull mixer, which uses a same or at least very similar intermediate frequency as there known as provided phase-locked loop (PLL).
  • PLL phase-locked loop
  • the inventively proposed Antennenradarsystem can be by means of
  • the push-pull mixer thus suppresses the most present on the LO path amplitude modulation noise, which together with the carrier frequency of
  • Transmission signal is automatically mixed in arranged around the intermediate frequency sidebands.
  • the carrier frequency itself does not vary in amplitude. Rather, the modulation occurs in the form of signal components with frequencies slightly above and below the carrier frequency, which signal components are commonly referred to as "sidebands".
  • the LO of the push-pull mixer is fed with the fourth (4th) harmonic of a reference oscillator; however, instead of using the fourth harmonic, two frequency doublers may also be provided, which has the added advantage that maximum LO power can be maintained for the balanced mixer.
  • the antenna radar system according to the invention can be designed for this purpose so that the apertures of the distance and Nah Schlsfunktion are operated cross-polarized, wherein by means of switchable transmitter preamplifier in the transmission path of the remote and Nah Schlsradarfunktion a temporal multiplexing remote / Nahmode is realized. Due to the known antenna characteristic of radar antennas, ie the - A -
  • Antenna radar system can be integrated.
  • an existing predominantly long-range antenna radar system can be expanded by a high-resolution close-range detection, for example a
  • the antenna radar concept according to the invention can be used with the advantages mentioned in addition to monostatic antennas in bistatic antennas, which are known to have separate transmission and reception paths. Already due to this path separation crosstalk of the transmission signal is minimized in the receiver.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a receiver circuit with heterodyne detection according to the prior art
  • FIG. 2a legs an overview of the principle occurring in down and up mixers by means of a mixer shown in Figure 1;
  • Fig. 3 is an electronic circuit diagram of a preferred embodiment of the erf ⁇ ndungswashen Antennenradarsystems;
  • FIG. 5 shows a transmission power mask of a combination LRR-SRR sensor according to the invention.
  • the antenna radar systems included here have a phase-locked loop (phase-locked loop) enabling the reception of very short wavelengths, with the associated relatively high spatial resolution.
  • PLL ') 70 which is modulated by a digital divider N and which has an integrated voltage controlled oscillator (VCO), which is used to generate a carrier signal.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the VCO additionally acts as a so-called local oscillator for the mixer 20, for example for the receiver, which down-converts or converts the high-frequency received signal f_E to a lower intermediate frequency f_ZF. This principle of frequency conversion or frequency reduction has been used for many decades in radio receivers.
  • the input signal f_E is converted or mixed before the demodulation by means of the mixer 20 to the fixed intermediate frequency f_ZF. Accordingly, on the (not shown here) transmitter side, the modulation is often performed not on the transmission frequency, but also on a smaller intermediate frequency and the resulting
  • the necessary beat frequency is also supplied by a VCO covering, for example, the frequency range of 300 to 450 MHz.
  • Such a mixer provides grds. a three-port with the inputs for the input frequency f_E and the local oscillator frequency f_LO and with an output for the intermediate frequency f_ZF, wherein the mixing a non- represents a linear process in which at least two of said variables are multiplied together.
  • An ideal mixer behaves between the gates, E 'and, ZF' as a matched, lossy two-port, which simply makes a frequency shift in addition.
  • the local oscillator signal with the frequency f_LO is supplied, which determines the difference between f_E and f_ZF and is generally much stronger than the other two signals.
  • F ZF +/- (f_E - f_LO).
  • the input signal at the frequency f_E is higher-frequency than the desired output signal f_ZF.
  • f_E is greater or less than f_LO
  • the positive or negative sign applies in the above equation.
  • FIGS. 2a and 2b The relationship between these three frequencies is shown in FIGS. 2a and 2b.
  • Fig. 2a shows the frequencies occurring at a down-converter
  • Fig. 2b comprises the frequencies resulting from an up-converter.
  • the downward arrows correspond to input signals
  • the meaning of the image frequency is that an external signal having the image frequency, at a given local oscillator frequency, is converted (mixed) into the same intermediate frequency f_ZF as the desired input signal of the frequency f_E. Therefore, the image frequency is usually by means of a suitable
  • the disturbing "image frequency" f_SP represents a mirror-image (at a distance of the intermediate frequency) from the oscillator frequency and usually undesirable second reception option.
  • f_SP f_E - (2 * f_ZF).
  • the antenna radar system according to the invention shown in Fig. 3 comprises at the same time a far-range (LRR) function comprised by reference numerals 210-305 and a short-range (SRR) function comprised by reference numerals 310-365 and reference numerals 230 and 237.
  • LRR far-range
  • SRR short-range
  • the LRR function 210-305 and the SRR Function 310 - 365 are synchronously in the present exemplary embodiment, ie not operated in time multiplex operation by means of a changeover switch, multiplexer or the like. It should be noted, however, that the present invention is basically also applicable to such time-division multiplex systems.
  • Bias bias 235 powered preamplifier 230 Bias bias 235 powered preamplifier 230.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • the oscillation signal generated by the VCO (in this case transmitting VCO) 205 is generated by means of a power divider 210, 215 fed to the short-range transmission antenna 237.
  • This input signal 200 is fed by means of a preferably capacitive coupling element 310 to a mixer 320 whose input signal in turn comes from a source 340.
  • Said fourth harmonic is generated in the present embodiment from the signal supplied by the reference oscillator 340 by means of two series-connected frequency doublers 330, 335.
  • the frequency generated at 330, 335 and 340 is applied to a balanced mixer 345-360.
  • the exact mode of operation of push-pull mixer 345-360 will be described in more detail below with reference to FIGS. 4a and 4b.
  • the frequency dependencies of potential detection targets fall far outside the phase noise of the LO 330, 335 and 340.
  • the phase noise is mixed, for example, by reflection at the RX feed 365 in a DC-near frequency range.
  • the AM noise of the LO 330, 335 and 340 is mixed directly into the DC-near frequency range by rectification in the mixer.
  • VCO VCO, PLL, reference StaLO, etc.
  • the far-field antenna (LRR) path 210 - 305 has four unaligned single-diode mixers 270 - 285 for downconverting the signal provided by the VCO 205 here.
  • the mixing diodes 270-285 each lie separately in the path of each Tx / Rx feed 290-305.
  • the mixing diodes 270-285 functionally correspond to switches which are opened and closed in time with the oscillator 205.
  • the Tx signals arrive via a further four patch antennas 290, likewise designed as patch arrays.
  • a focusing unit e.g., lens
  • the reflected components reach the patch antennas 290-305 via the focusing unit and are mixed into the baseband by means of the mixing diodes 270-285.
  • the low-frequency IF signal resulting from the down-conversion by means of the mixing diodes 270-285 is then applied via the patch antennas 290-305 and the
  • Mixer diodes 270-285 in turn, the TP 202 - 265, the entire received power converging TP structure supplied - in turn, a second, supplied with a bias voltage 225 preamplifier 220.
  • Figures 4a and 4b illustrate the operation of a single-diode mixer ( Figure 4a) and a balanced mixer ( Figure 4b) in direct comparison. Respective corresponding components are provided for convenience with corresponding, above-painted reference numerals.
  • a transformer coil 400 or 400 '
  • a (mixer) diode 410 is arranged, whereas on the lower leg both a local oscillator (LO) 420 and a LO downstream resistor 430 are arranged.
  • LO local oscillator
  • a voltage U IF oscillating with the intermediate frequency ZF is dropped across a load resistor RL 440 arranged at the output.
  • the oscillator signal U LO periodically controls the diode 410 non-linearly.
  • the input signal US sees in the diode 410 a linear, temporally periodically variable network, ie the LO 420
  • the balanced mixer has two symmetrically connected (i.e., balanced) diodes 410 ', 415 which are driven in the same direction by an LO 420'.
  • the LO 420 'and a resistance 430' associated therewith are arranged on an additional line branch arranged symmetrically (in the middle) with respect to the upper and lower line branches. The resulting isolation between LO 420 'and IF suppresses the LO noise at the IF gate.
  • FIG. 4 In the right half of Fig. 4 are shown typical resulting in the two mixers output voltage waveforms.
  • the uppermost diagram shows the voltage curves of the predetermined signals U S 470 and U LO 460.
  • the upper diagram shows the conventional circuit diagram of a single-diode mixer and the lower diagram shows the circuit diagram of a conventional push-pull mixer.
  • FIG. 5 shows a transmission power mask (EIRP over frequency) for the far range with frequencies of 76-77 GHz as well as the near range with frequencies of 79-81 GHz.
  • EIRP transmission power mask

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Abstract

Bei einem Antennenradarsystem umfassend einen Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) und einen von dem Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) getrennt angeordneten Fernbereichsantennenpfad (210 - 305), ist insbesondere vorgesehen, daß im Nahbereichsantennenpfad ein Gegentaktmischer (345 - 360) angeordnet ist. Mittels des Gegentaktmischers (345 - 360) läßt sich im Nahbereichsantennenpfad eine heterodyne Frequenzumsetzung bzw. Mischung der zu verarbeitenden Signale durchführen.

Description

RADARSYSTEM MIT HETERODYNEM MISCHER ZUR VERBESSERTEN DETEKTION VON NAHBEREICHSSIGNALEN
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft ein bevorzugt in der Automobiltechnik einsetzbares Antennenradarsystem sowie ein Verfahren zu seinem Betrieb gemäß den Oberbegriffen der jeweiligen unabhängigen Ansprüche.
Auf dem Gebiet der Automobiltechnik werden bislang fast ausschließlich
Fernradarsysteme (Long Range Radar = LRR) zur Fernbereichserfassung von Detektionszielen eingesetzt. Es besteht dort allerdings auch ein zunehmender Bedarf zum Einsatz von Nahradarsystemen (Short Range Radar = SRR) mit Nahbereichsdetektion, bspw. zur Durchführung von Abstandsmessungen in Fahrzeugkolonnen (automatisches Anfahren in Staufolgefahrten oder dgl.) oder zur Verwendung als Einparkhilfe.
Das Detektionsfeld für Nahbereichsanwendungen weist im Vergleich zu Fernbereichsanwendungen im allgemeinen einen wesentlich größeren Öffnungswinkel auf. Aufgrund eines kleineren sogenannten EIRP-Wertes bei den Nahbereichsanwendungen weisen diese jedoch auch eine kürzere Reichweite auf. Der genannte EIRP(Equivalent Isotropie Radiated Power)- Wert stellt eine reine Rechengröße dar und gibt an, mit welcher Sendeleistung man eine in alle Raumrichtungen gleichmäßig (isotrop) abstrahlende Antenne versorgen müßte, um im Fernfeld dieselbe Leistungsflußdichte zu erreichen, wie mit einer bündelnden Richtantenne in ihrer Hauptsenderichtung. Aus diesen Gründen ist es nahezu unmöglich, für die LRR- und die SRR-Funktion eine gemeinsame Antennenapertur vorzusehen.
Bei den im Stand der Technik bekannten, für den Automobilbereich geeigneten Antennenradarsystemen wird das Empfangssignal mittels unbalanzierter
Eindiodenmischer homodyn nach unten hin frequenzversetzt („abwärts gemischt"). Dadurch wird ein Rauschen des amplitudenmodulierten Ausgangssignals bewirkt, womit im Ergebnis die Sensitivität des Radarsystems für Objekte mit geringerer Entfernung erheblich begrenzt wird.
Daneben erreichen außerhalb der Automobiltechnik bereits eingesetzte, auf Nahbereichserfassung/-detektion hin optimierte Antennenradarsysteme derzeit nur eine minimale Meßentfernung im Bereich von 0,5 m. In den oben genannten Fahrsituationen (Staufahrten etc.) ist jedoch eine möglichst geringe minimale Meßentfernung im Bereich von einigen Dezimetern erwünscht.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Antennenradarsystem der eingangs beschriebenen Gattung dahingehend weiter zu entwickeln, daß die genannte Nahbereichsschwäche der bekannten Systeme ausgeräumt wird. Jedoch soll diese Weiterentwicklung sich möglichst an bestehenden Antennenradarsystemen orientieren, um die Entwicklungs- und Herstellungskosten möglichst gering zu halten.
Vorteile der Erfindung
Die Erfindung schlägt vor, in einem hier betroffenen Antennenradarsystem in einem
Nahbereichsantennenpfad einen Gegentaktmischer vorzusehen, welcher eine gleiche oder zumindest sehr ähnliche Zwischenfrequenz wie ein dort bekanntermaßen vorgesehener Phasenregelkreis (Phase Lock Loop = PLL) nutzt.
Das erfindungsgemäß vorgeschlagene Antennenradarsystem läßt sich mittels des
Gegentaktmischers im Nahbereich mittels heterodyner Mischung betreiben, wobei die Frequenzablagen von potentiellen Detektionszielen weit außerhalb des Phasenrauschens eines im Nahbereichsantennenpfad angeordneten Lokaloszillators (LO) zu liegen kommen und das Amplitudenmodulationsrauschen (AM-Rauschen) auf dem LO-Pfad unterdrückt wird.
Der Gegentaktmischer unterdrückt somit das auf dem LO-Pfad meist vorliegende Amplitudenmodulationsrauschen, welches zusammen mit der Trägerfrequenz des
Sendesignals in um die Zwischenfrequenz herum angeordneten Seitenbändern automatisch mit abgemischt wird. Bekanntlich variiert bei amplitudenmodulierten Signalen die Trägerfrequenz selbst nicht in der Amplitude. Vielmehr tritt die Modulation in Form von Signalkomponenten mit Frequenzen etwas oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz auf, welche Signalkomponenten gemeinhin als „Seitenbänder" bezeichnet werden.
Im Ergebnis werden mittels der Erfindung Nahbereichsmessungen mit einer Ausflösung von wenigen Dezimetern ermöglicht.
In einer bevorzugten Ausgestaltung wird der LO des Gegentaktmischers mit der vierten (4-ten) Harmonischen eines Referenzoszillators gespeist; jedoch können an Stelle der Verwendung der vierten Harmonischen auch zwei Frequenzverdoppler vorgesehen sein, was den zusätzlichen Vorteil hat, daß für den Gegentaktmischer eine maximale LO- Leistung vorgehalten werden kann.
Im Bereich der Automobiltechnik werden in hier betroffenen Radarsystemen meist monostatische Antennen eingesetzt, bei denen die ein- und ausgestrahlten Signale (sog. „RX/TX-Feeds") eine gemeinsame Antennenlinse verwenden. Die Polarisationsachsen dieser beiden Signale weisen in den genannten Radarsystemen meist einen Winkel von
45° auf, um sicherzustellen, daß die von einem entgegen kommenden, mit einem gleichen Radar ausgerüsteten Fahrzeug ausgehenden Signale gegenüber dem eigenen Empfangssignal kreuzpolarisiert empfangen werden. Aufgrund dieser Maßnahme werden störende Interferenzen zwischen den Signalen der beiden Fahrzeuge wirksam unterdrückt. Das erfindungsgemäße Antennenradarsystem kann zu diesem Zweck so ausgebildet sein, daß die Aperturen der Fern- und Nahbereichsfunktion kreuzpolarisiert betrieben werden, wobei mittels schaltbarer Sendevorverstärker im Sendepfad der Fern- und Nahbereichsradarfunktion ein zeitliches Multiplex von Fern-/Nahmode realisiert wird. Aufgrund der an sich bekannten Antennencharakteristik von Radarantennen, d.h. der - A -
vorgegebenen Haupt- und Nebenkeulen bei der Abstrahl- und Einstrahlcharakteristik, käme es nämlich ohne die genannten Maßnahmen zu einem Übersprechen (Kopplung) zwischen diesen beiden Funktionen. Aufrund der Kreuzpolarisation für die Nahbereichs¬ und die Fernbereichsfunktion wird eine äußerst wirksame Entkopplung zwischen diesen beiden Funktionen erreicht, so daß diese Funktionen ohne weiteres in ein einziges
Antennenradarsystem integriert werden können.
Mittels der erfindungsgemäß vorgeschlagenen heterodynen Frequenzumsetzung (Mischung) kann ein bestehendes vorwiegend langreichweitiges Antennenradarsystem (LRR) um eine hochauflösende Nahbereichsdetektion erweitert werden, um etwa ein
Kombinationssystem sowohl für den Nahbereich als auch den Fernbereich bereitzustellen.
Das erfindungsgemäße Antennenradarkonzept läßt sich mit den genannten Vorteilen neben monostatischen Antennen auch in bistatischen Antennen einsetzen, welche bekanntermaßen voneinander getrennte Sende- und Empfangspfade aufweisen. Bereits aufgrund dieser Pfadtrennung wird ein Übersprechen des Sendesignals in den Empfänger minimiert.
Zeichnung
Die Erfindung wird nachfolgend, unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung, anhand von Ausführungsbeispielen eingehender beschrieben, aus denen weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung hervorgehen.
In der Zeichnung zeigen im einzelnen:
Fig. 1 eine Prinzipdarstellung einer Empfängerschaltung mit Heterodyndetektion gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2a, beine Übersichtsdarstellung der grundsätzlich bei Abwärts- und Aufwärtsmischern mittels eines in der Fig. 1 gezeigten Mischers auftretenden Frequenzen; Fig. 3 ein elektronisches Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfϊndungsgemäßen Antennenradarsystems;
Fig. 4a, btypische Signalverläufe im Zeitbereich eines Eindiodenmischers (a) und eines
Gegentaktmischers (b) im Vergleich; und
Fig. 5 eine Sendeleistungsmaske eines erfindungsgemäßen Kombi-LRR-SRR-Sensors.
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Wie in der bekannten Hochfrequenz-(HF-)Sende/Empfangstechnik, bspw. der Nachrichtentechnik, weisen die hier umfaßten Antennenradarsysteme zur Ermöglichung des Empfangs sehr kurzer Wellenlängen, mit der wiederum damit verbundenen relativ hohen Ortsauflösung, einen Phasenregelkreis (Phase-Lock-Loop ,PLL') 70 auf, welcher von einem digitalen Teiler N moduliert wird und welcher über einen integrierten spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) verfügt, der zur Erzeugung eines Trägersignals dient. Wie aus der Fig. 1 zu ersehen, fungiert der VCO zusätzlich als sog. Lokal- Oszillator für den Mischer 20 bspw. für den Empfänger, welcher das hochfrequente Empfangssignal f_E auf eine niedrigere Zwischenfrequenz f_ZF heruntermischt bzw. umsetzt. Dieses Prinzip der Frequenzumsetzung bzw. Frequenzherabsetzung wird bereits seit vielen Jahrzehnten in Radioempfängern angewendet.
In den genannten signalempfangenden Detektoren unterscheidet man bekanntermaßen zwischen einer Direktdetektion und einer Heterodyndetektion. Bei der Direktdetektion wird ein eingehendes Empfangssignal unmittelbar weiterverarbeitet, wohingegen bei der Heterodyndetektion ein zusätzliches, von einem Lokaloszillator (LO) 30 eingespeistes Signal f_LO dem Empfangssignal f_E überlagert wird. Diese beiden Frequenzen werden gemischt, um die genannte Zwischenfrequenz (f_ZF) zu erhalten. Die Zwischenfrequenz f_ZF liegt in einem Frequenzbereich, der sich leicht verstärken läßt und der die
Verwendung von Frequenzselektionskreisen mit der jeweils gewünschten Bandbreite ermöglicht. Ein solcher Überlagerungs-Empfänger ist schematisch in der Fig. 1 wiedergegeben. Normalerweise ist die Zwischenfrequenz fest vorgegeben und nur der Oszillator 30 und der Eingangskreis 10 werden aufeinander abgestimmt. Das Herzstück der Schaltung ist die Mischstufe 20, in der das Empfangssignal f_E mit der Oszillatorfrequenz f_LO überlagert wird. Würde man unmittelbar am Ausgang der Mischstufe 20 einen frequenzunabhängigen Widerstand einfügen, ergäben sich die vier nachfolgenden unterschiedliche Frequenzen:
a. die Eingangsfrequenz f_E b. die Oszillatorfrequenz f_LO c. die Summenfrequenz f_E + f_LO und d. die Differenzfrequenz f_LO - f_E (= Zwischenfrequenz f_ZF).
Im allgemeinen interessiert nur die Zwischenfrequenz f_ZF und deshalb schaltet man ein auf f_ZF abgestimmtes Bandfϊlter 40 in die Ausgangsleitung der Mischstufe 20. Von dort geht es zur weiteren Verstärkung und Selektion zu einem nachgeschalteten Zwischenfrequenz- Verstärker 50 und einem wiederum diesem nachgeschalteten, zur schließlichen Demodulation des amplitudenmodulierten Eingangssignals dienenden Detektor 60.
Mittels des in der Fig. 1 schematisch gezeigten Überlagerungsempfängers wird demnach das Eingangssignal f_E vor der Demodulation mittels des Mischers 20 auf die feste Zwischenfrequenz f_ZF umgesetzt bzw. gemischt. Entsprechend wird auf der (hier nicht gezeigten) Senderseite die Modulation häufig nicht auf der Sendefrequenz, sondern ebenfalls auf einer kleineren Zwischenfrequenz durchgeführt und das so entstehende
Signal auf die gewünschte Sendefrequenz heraufgesetzt. Die notwendige Überlagerungsfrequenz wird dabei ebenfalls von einem VCO geliefert, der bspw. den Frequenzbereich von 300 bis 450 MHz abdeckt.
Die vorbeschriebene Frequenzumsetzung erfolgt entweder mittels , Aufwärtsmischern" oder mittels „Abwärtsmischern", je nachdem, ob das gewünschte Ausgangssignal über oder unter dem Eingangssignal liegen soll. Ein solcher Mischer stellt grds. ein Dreitor mit den Eingängen für die Eingangsfrequenz f_E und die Lokaloszillatorfrequenz f_LO sowie mit einem Ausgang für die Zwischenfrequenz f_ZF dar, wobei das Mischen einen nicht- linearen Vorgang darstellt, bei dem wenigstens zwei der genannten Größen miteinander multipliziert werden. Ein idealer Mischer verhält sich zwischen den Toren ,E' und ,ZF' wie ein angepaßtes, verlustbehaftetes Zweitor, welches einfach zusätzlich eine Frequenzverschiebung vornimmt. Am Eingang ,LO' wird das Lokaloszillatorsignal mit der Frequenz f_LO zugeführt, welches die Differenz zwischen f_E und f_ZF bestimmt und in der Regel wesentlich stärker ist als die beiden anderen Signale. Für den Zusammenhang zwischen den genannten drei Frequenzen gilt F ZF = +/- (f_E - f_LO).
Bei einem Abwärtsmischer ist das Eingangssignal mit der Frequenz f_E hochfrequenter als das gewünschte Ausgangssignal f_ZF. Je nachdem, ob f_E größer oder kleiner ist als f_LO, gilt in der vorgenannten Gleichung das positive oder negative Vorzeichen. Den Zusammenhang zwischen diesen drei Frequenzen zeigen die Figuren 2a und 2b. Die Fig. 2a zeigt die bei einem Abwärtsmischer auftretenden Frequenzen, wohingegen die Fig. 2b die bei einem Aufwärtsmischer sich ergebenden Frequenzen umfaßt. Die nach unten gerichteten Pfeile entsprechen Eingangssignalen, wohingegen die nach oben gerichteten
Pfeile Ausgangssignale repräsentieren.
Neben der gewünschten Ausgangsfrequenz fl tritt insbesondere noch die sog. „Spiegelfrequenz" f_SP auf, welche eine Frequenz von f_SP = f_LO - f_ZF aufweist (siehe Fig. 2b).
Die Bedeutung der Spiegelfrequenz (in Fig. 2c) liegt darin, daß ein externes, die Spiegelfrequenz aufweisendes Signal, bei gegebener Lokaloszillatorfrequenz, in dieselbe Zwischenfrequenz f_ZF umgesetzt (gemischt) wird wie das gewünschte Eingangssignal der Frequenz f_E. Daher wird die Spiegelfrequenz meist mittels eines geeigneten
Eingangsfϊlters ausgefϊltert. Die störende „Spiegelfrequenz" f_SP stellt eine spiegelbildlich (im Abstand der Zwischenfrequenz) von der Oszillatorfrequenz angeordnete und meist unerwünschte zweite Empfangsmöglichkeit dar. Für die Spiegelfrequenz f_SP gilt demnach der Zusammenhang f_SP = f_E - (2 * f_ZF).
Das in der Fig. 3 dargestellte erfindungsgemäße Antennenradarsystem umfaßt gleichzeitig eine von den Bezugszeichen 210 - 305 umfaßte Fernbereichs-(LRR- )funktion und eine von den Bezugszeichen 310 - 365 sowie den Bezugszeichen 230 und 237 umfaßte Nahbereichs-(SRR-)funktion. Die LRR-Funktion 210 - 305 und die SRR- Funktion 310 - 365 werden im vorliegenden Ausfuhrungsbeispiel synchron, d.h. nicht im Zeitmultiplexbetrieb mittels eines Umschalters, Multiplexers oder dgl. betrieben. Es ist allerdings anzumerken, daß die vorliegende Erfindung grundsätzlich auch bei solchen Zeitmultiplexsystemen einsetzbar ist.
Der genannte Synchronbetrieb ist nur deshalb ohne Störung der beiden Funktionen untereinander möglich, da zwischen der SRR-Funktion und der LRR-Funktion in diesem Ausfuhrungsbeispiel eine Kreuzpolarisation erfolgt, was eine ausreichende signaltechnische Isolation zwischen den beiden Funktionen bewirkt. Bei der Kreuzpolarisation werden die polarisierten Signale der SRR-Funktion und der LRR-
Funktion in an sich bekannter Weise senkrecht zueinander polarisiert betrieben, wodurch in vielen Situationen verhindert wird, daß sich die Signale überhaupt konstruktiv oder destruktiv überlagern können.
Die in der Fig. 3 nur schematisch angedeuteten Feeds, d.h. das Tx/Rx-Feed 290 - 305 der
LRR-Funktion sowie das über eine erste Patch-Antenne 237 zugeführte Tx-Feed und das über eine zweite Patch-Antenne 365 zugeführte Rx-Feed der SRR-Funktion, welche die eigentliche Sende-/Empfangsfunktion der monostatischen Antenne bereitstellen, sind jeweils durch ein in der Fig. 3 nicht gezeigtes vorbeschriebenes „Patch- Array" gebildet. Das über die erste Patch-Antenne 237 zugeführte Tx-Feed gelangt in einen mit einer
Bias- Vorspannung 235 versorgten Vorverstärker 230.
Bezüglich der Patch- Arrays ist anzumerken, daß es auf deren technische Einzelheiten in dem vorliegenden Zusammenhang nicht ankommt. Ein solches Patch- Array für eine Hochfrequenzantenne ist bspw. in der zeitgleich eingereichten Patentanmeldung
(Anmelderakteneichen R. 307998) ausführlich beschrieben, auf weiche in dem vorliegenden Zusammenhang vollumfänglich Bezug genommen wird. Die genannten Feeds 290 - 305, 237 und 365 sind aus den genannten Gründen räumlich voneinander getrennt angeordnet.
Die in der Fig. 3 gezeigte Schaltung wird nun eingehender beschrieben. Zunächst wird der Nahbereichsantennenpfad (SRR-Pfad) 310 - 365 beschrieben. Ein von einem (nicht gezeigten) ersten Phasenregelkreis (Phase-Lock-Loop = PLL) geliefertes Eingangssignal 200 dient zunächst zum Betrieb eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 205. Das von dem VCO (vorliegend Sende- VCO) 205 erzeugte Schwingungssignal wird mittels eines Leistungsteilers 210, 215 in die Nahbereichssendeantenne 237 eingespeist. Dieses Eingangssignal 200 wird mittels eines bevorzugt kapazitiven Koppelelementes 310 einem Mischer 320 zugeführt, dessen Eingangssignal wiederum aus einer Quelle 340 stammt. Dazu wird die vierte Harmonische eines stabilen Referenzoszillators 340, welcher in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel mit einer Frequenz von 4 * 18,65 GHz = 74,6 GHz schwingt und das von dem VCO ausgekoppelte Signal, welches vorliegend mit einer Frequenz von 76,5
GHz +/- 125 MHz schwingt, an einer seriell im SRR-Pfad 310 - 365 angeordneten Diode 320 abgemischt. Die genannte vierte Harmonische wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel aus dem vom Referenzoszillator 340 gelieferten Signal mittels zweier in Reihe geschaltete Frequenzverdoppler 330, 335 erzeugt.
Die sich bei dieser Abwärtsmischung ergebende Zwischenfrequenz liegt in diesem Beispiel folglich bei 76,5 GHz - 74,6 GHz = 1900 MHz. Die bereits erwähnte Spiegelfrequenz, welche sich wie oben erwähnt besonders bei Störsignalen kritisch auswirkt, wenn diese auf die gleiche Zwischenfrequenz abgemischt werden, liegt in dem vorliegenden Beispiel bei 72,7 GHz.
Die in 330, 335 und 340 erzeugte Frequenz wird einem Gegentaktmischer 345 - 360 zugeführt. Die genaue Funktionsweise des Gegentaktmischers 345 - 360 wird nachfolgend noch eingehender anhand der Figuren 4a und 4b beschrieben.
Aufgrund der ebenfalls nachfolgend noch beschriebenen heterodynen Abwärtsmischung des Zwischenfrequenzsignals und dem über den SRR-Feed 365 zugeführten Antennensignals fallen die Frequenzablagen von potentiellen Detektionszielen weit außerhalb des Phasenrauschens des LO 330, 335 und 340 an. Das Phasenrauschen wird bspw. durch Reflexion an dem RX-Feed 365 in einem DC-nahen Frequenzbereich abgemischt.
Das AM-Rauschen des LO 330, 335 und 340 hingegen wird direkt durch Gleichrichtung im Mischer in den DC-nahen Frequenzbereich abgemischt. Die AM-Unterdrückung erfolgt im Gegentaktmischer durch die Auslöschung aufgrund der unterschiedlichen Polarität der beiden Dioden.
Bei der technischen Realisierung der Erfindung kann die Grundmodulationsform bekannter Systeme beibehalten werden, womit weitgehend auf existierende Elektronik
(VCO, PLL, Referenz-StaLO, etc.) zugegriffen werden kann.
Es ist ferner anzumerken, daß zur Erreichung der vorgenannten Eigenschaften in einem alternativ möglichen Pulsradar (an Stelle des vorliegenden kontinuierlichen Wellenradars), im Gegensatz zu dem vorbeschriebenen Ansatz, eine Implementierung schneller Schalter, deren Treiber sowie eine hoch präzise variable Verzögerungselektronik erforderlich wäre. Die genannten Bauteile sind allerdings sehr kostspielig.
Der Fernbereichsantennenpfad (LRR-Pfad) 210 - 305 weist zur Abwärtsmischung des vom VCO 205 gelieferten Signals vorliegend vier unbalanzierte Ein-Diodenmischer 270 -285 auf. Die Mischdioden 270 - 285 liegen jeweils separat im Pfad eines jeden Tx/Rx- Feeds 290 - 305. Die Mischdioden 270 - 285 entsprechen dabei funktionell Schaltern, welche im Takt des Oszillators 205 geöffnet und geschlossen werden. Die Tx-Signale gelangen über weitere vier ebenfalls als Patch-Arrays ausgebildete Patch- Antennen 290 -
305 an eine Fokussierungseinheit (z.B. Linse) und werden von dort abgestrahlt. Die reflektierten Anteile gelangen über die Fokussierungseinheit auf die Patch- Antennen 290 - 305 und werden mittels der Mischdioden 270 - 285 in das Basisband abgemischt. Das bei der Abwärtsmischung mittels der Mischdioden 270 - 285 sich ergebende niederfrequente ZF-Signal wird dann über eine den Patch- Antennen 290 - 305 und den
Mischerdioden 270 - 285 nachgeordnete, die gesamte empfangene Leistung zusammenführende TP-Struktur 240 - 265 wiederum einem zweiten, mit einer Bias- Spannung 225 versorgten Vorverstärker 220 zugeführt.
Die Figuren 4a und 4b illustrieren die Funktionsweise eines Eindiodenmischers (Fig. 4a) und eines Gegentaktmischers (Fig. 4b) im direkten Vergleich. Jeweils korrespondierende Bauteile sind zur Vereinfachung mit entsprechenden, oben gestrichenen Bezugszeichen versehen. Wie aus der Fig. 4a zu ersehen, wird eine am Eingang anliegende Wechselspannung U S mittels einer Transformatorspule 400 (bzw. 400') zunächst, je nach Anwendung hoch- oder heruntertransformiert. Im oberen Leitungszweig ist eine (Mischer-)Diode 410 angeordnet, wohingegen auf dem unteren Leitungszweig sowohl ein Lokaloszillator (LO) 420 und ein dem LO nachgeschalteter Widerstand 430 angeordnet sind. Durch die bereits beschriebene Überlagerung des Eingangssignals U S und des Oszillatorsiganls U LO fällt über einem am Ausgang angeordneten Lastwiderstand R L 440 eine mit der Zwischenfrequenz ZF schwingende Spanung U ZF ab. Das Oszillatorsignal U LO steuert die Diode 410 periodisch nichtlinear aus. Das Eingangssignal U S sieht in der Diode 410 ein lineares, zeitlich periodisch veränderliches Netzwerk, d.h. der LO 420
„pumpt" die Diode 410.
Wie aus der Fig. 4b zu ersehen, weist der Gegentaktmischer, im Gegensatz zum Eindiodenmischer, zwei symmetrisch geschaltete (d.h. balanzierte) Dioden 410', 415 auf, welche von einem LO 420' gleichsinnig ausgesteuert werden. Der LO 420' und ein wiederum diesem zugeordneter Widerstand 430' sind dabei auf einem bezüglich dem oberen und dem unteren Leitungszweig symmetrisch (mittig) angeordneten zusätzlichen Leitungszweig angeordnet. Die dadurch erreichte Isolation zwischen LO 420' und ZF unterdrückt das LO-Rauschen am ZF-Tor.
In der rechten Hälfte der Fig. 4 sind typische sich bei den beiden Mischern ergebende Ausgangsspannungsverläufe dargestellt. Dabei zeigt das oberste Diagramm die Spannungsverläufe der vorgegebenen Signale U S 470 und U LO 460. In der linken Hälfte der Fig. 4 zeigt das obere Diagramm das an sich bekannte Schaltbild eines Eindiodenmischers und das untere Diagramm das Schaltbild eines ebenfalls an sich bekannten Gegentaktmischers.
Die Fig. 5 zeigt eine Sendeleistungsmaske (EIRP über Frequenz) für den Fernbereich mit Frequenzen von 76 - 77 GHz sowie den Nahbereich mit Frequenzen von 79 - 81 GHz. Mit bekannten Antennenradarsysteme lassen sich Objekte in einer Maximalentfernung von etwa 100 - 200 m vermessen. In diesem Bereich muß die höchste Empfindlichkeit des Systems gewährleistet sein. Bei einer Rampendauer von bspw. Δt = 5 ms und einem Frequenzhub von Δf = 250 MHz würde sich bei einem angenommenen statischen Detektionsziel (d.h. ohne Dopplerverschiebung) in einer Entfernung von 100 m eine Frequenzablage im homodynen Zwischenfrequenzband von fzF = 2 * 100 m * Δf / Δt / c = 33 kHz ergeben.

Claims

Patentansprüche
1. Antennenradarsystem umfassend einen Nahbereichsantennenpfad (230, 237, 310 - 365) und einen von dem Nahbereichsantennenpfad (230, 237, 310 - 365) getrennt angeordneten Fernbereichsantennenpfad (210 - 305), dadurch gekennzeichnet, daß im Nahbereichsantennenpfad ein Gegentaktmischer (345 - 360) angeordnet ist.
2. Antennenradarsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktmischer (345 - 360) mit einem Lokaloszillator (340) verbunden ist, wobei zwischen dem Gegentakmischer (345 - 360) und dem Lokaloszillator (340) zwei in Reihe geschaltete Frequenzverdoppler (330, 335) angeordnet sind.
3. Antennenradarsystem nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktmischer (345 - 360) mit der von einem Referenzoszillator bereitgestellten vierten Harmonischen einer Referenzfrequenz von bevorzugt 18,65 GHz gespeist wird.
4. Antennenradarsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzfrequenz für das Abmischen der Zwischenfrequenz im Nahbereichsantennenpfad (230, 237, 310 - 365) mittels eines Mischers erzeugt wird.
5. Antennenradarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der
Mischer einen zweiten Phasenregelkreis versorgt.
6. Antennenradarsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
Polarisationsmittel, mittels derer die Aperturen des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) und des Fernbereichsantennenpfads (210 - 305) kreuzpolarisiert betrieben werden können.
7. Antennenradar System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Sendepfad des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) und des
Fernbereichsantennenpfads (210 - 305) schaltbare Sendevorverstärker angeordnet sind, mittels derer ein zeitliches Multiplex zwischen dem Betrieb des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) und dem Betrieb des Fernbereichsantennenpfads (210 - 305) realisiert wird.
8. Antennenradarsy stem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ein Leitungsnetzwerk, mittels dessen der Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) und der Fernbereichsantennenpfad (210 - 305) synchron betrieben werden.
9. Antennenradarsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Wechselschalter, bevorzugt einen Multiplexer, mittels dessen der Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) und der Fernbereichsantennenpfad (210 - 305) im Wechsel betrieben werden.
10. Verfahren zum Betrieb eines Antennenradarsystems mit einem
Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) und einem von dem Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) getrennt angeordneten Fernbereichsantennenpfad (210 - 305) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Nahbereichsantennenpfad (310 - 365) mittels heterodyner Mischung betrieben wird.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die heterodyne
Mischung des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) mittels eines Gegentaktmischers (345 - 360) erfolgt.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die
Aperturen des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) und des Fernbereichsantennenpfads (210 - 305) kreuzpolarisiert betrieben werden.
13. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Sendepfad des Nahbereichsantennenpfads (310 - 365) und des Fernbereichsantennenpfads (210 - 305) mit einem zeitlichen Multiplex betrieben werden.
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