DE68926583T2

DE68926583T2 - Interferenzunterdrückungsschaltung

Info

Publication number: DE68926583T2
Application number: DE68926583T
Authority: DE
Inventors: Masahiko Ito; Hideaki Matue; Kazuzi Watanabe
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-02-29
Filing date: 1989-02-28
Publication date: 1997-01-30
Anticipated expiration: 2009-03-01
Also published as: EP0331411B1; DE68926583D1; EP0331411A3; CA1320535C; EP0331411A2; US5046133A

Description

[Technisches Gebiet]

Diese Erfindung ist anwendbar auf die übertragung von digitalen oder analogen Signalen. Diese Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Interferenzunterdrückungsschaltung, die Interferenzsignale von anderen übertragungssystemen eliminiert.

[Hintergrund der Erfindung]

FIG. 1 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der ersten Interferenzunterdrückungsschaltung nach dem Stand der Technik. Dies ist äquivalent der Schaltung, offenbart in der europäischen Patentanmeldung Nr. 0 228 786.
Das Signal (nachstehend als ein digitales Signal beschrieben), empfangen von einer Hauptantenne 1 eines Hauptsignalempfängersystems, enthält ein Interferenzsignal von anderen Übertragungssystemen, wie dem System eines anderen Übertragungsverfahrens. Das empfangene Signal wird einem Frequenzumsetzer 3 über ein Bandpassfilter 2 zugeführt, um in ein Zwischenfrequenzband (IF) umgesetzt zu werden.
Das Signal, das Interferenz hervorrufen kann, wird von einer Hilfsantenne 4 empfangen, gerichtet auf die Interferenzquelle. Das von der Hilfsantenne 4 empfangene Signal wird einem Bandpassfilter 5 zugeführt für die Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses und umgesetzt in ein Zwischenfrequenzband mittels eines Umsetzers 6 mit dem Lokaloszillationssignal, das der Hauptsignalseite gemeinsam ist und von einem Lokaloszillator 7 geliefert wird.
Das erhaltene Interferenzsignal wird in Phase und Amplitude durch einen variablen Phasenschieber 8 und einen variablen Dämpfer 10 eingestellt zum Erzeugen von Unterdrückungssignal, das entgegengesetzt in der Phase ist und mit der gleichen Amplitude wie die Interferenzsignalkomponente ist, gemischt mit dem Hauptsignal. Durch Addieren des Unterdrückungssignals durch einen Kombinierer 11 kann die Interferenzsignalkomponente, die dem Hauptsignal zugemischt ist, unterdrückt werden.
Um den variablen Phasenschieber 8 und den variablen Dämpfer 10 zu steuern, werden Fehlersignale und Interferenzsignale für die Komponenten in Phasengleichlage und in Quadraturphasenlage erhalten.
Um die in Phase liegenden und in Quadraturphase liegenden Komponenten der Interferenzsignalkomponente, die in dem Hauptsignal selbst dann verbleibt, nachdem ihm das Unterdrückungssignal durch den Kombinierer 11 addiert worden ist, zu erfassen, wird der Ausgang von dem Kombinierer 11 einem Demodulator 12 zugeführt. Ein Kohärenzquadraturphasendetektor, umfassend einen 90-Grad-Phasenschieber 14 und zwei Phasendetektoren 15, 16, ist innerhalb des Demodulators 12 vorgesehen. Der Kohärenzquadraturphasendetektor erfaßt den Ausgang von dem Kombinierer 11 mittels der Lokalfrequenz 13, reproduziert aus dem Signal, empfangen auf der Hauptsignalseite, und unterteilt diese in die in Phase liegende Komponente und in die Quadraturphasenkomponente, die ihrerseits den Fehlersignaldetektoren 19, 20 über Tiefpassfilter 17, 18 zugeführt werden. Die Fehlersignaldetektoren 19, 20 erkennen die verbleibende Interferenzsignalkomponente und erzeugen Fehlersignale der in Phase liegenden bzw. der Quadraturphasenkomponenten.
Zwischenzeitlich wird das Interferenzsignal, das durch den variablen Phasenschieber 8 gelaufen ist, dividiert durch zwei mittels eines Signaldividierers 9, von denen eins ausgegeben wird an den variablen Dämpfer 10 und das andere an den Kohärenzquadraturphasendetektor, umfassend einen 90-Grad-Phasenschieber 26 und Phasendetektoren 27, 28. Der Kohärenzphasendetektor dividiert das Interferenzsignal in die in Phase liegende Komponente und die Quadraturphasenkomponente mittels der Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Demodulator 12 auf der Hauptsignalseite. Demgemäß werden dividierte Interferenzsignale Entscheidungsschaltungen 31, 32 über Tiefpassfilter 29, 30 zugeführt. Die Entscheidungsschaltkreise 31, 32 binarisieren die Interferenzsignale durch Anwendung von Zeitlagesignalen, erhalten an dem Demodulator 12 für das Hauptsignal.
Im Laufe der Beschreibung soll ein Beispiel der Digitalverarbeitung herangezogen werden, und es wird erforderlich, Entscheidungsschaltkreise 31, 32 für die Binarisierung heranzuziehen. Sie sind nicht notwendig im Falle der Analogverarbeitung.
Wenn die Ausgänge von den Fehlersignaldetektoren 19, 20 in der Form digitaler Signale vorliegen, kann ein Analog/Digital-Umsetzer verwendet werden. In einem solchen Falle, wenn das Hauptsignal eines von 16QAM ist, wird das demodulierte Signal quarternär, und es wird abgetastet durch einen Analog/Digital-Umsetzer mit dem Ausgang von drei Bits oder mehr. Die untenstehende Tabelle zeigt den Digitalausgang davon. Der Digitalausgang zeigt das Ergebnis der Entscheidung in den höchst- und nächststelligen Bits und die Richtung des Fehlers in dem dritten Bit. Deshalb wird der Ausgang im dritten Bit als ein Fehlersignal verwendet. Das höchststellige Bit wird als ein Polaritätssignal verwendet. Tabelle
Die Korrelation zwischen den so erhaltenen Fehlersignalen und den Interferenzsignalen in ihren in Phase liegenden und Quadraturphasenkomponenten werden dann erhalten.
Genauer gesagt, werden Exklusiv-ODER-Gatter zwischen deren Quadraturphasenkomponenten und zwischen in Phase liegenden Komponenten erhalten durch Exklusiv-ODER-Schaltungen 34, 35, und deren Ausgänge werden einem Integrator 43 über Widerstände 38, 39 zugeführt, und der Ausgang von dem Integrator 43 wird verwendet als ein Steuersignal für den variablen Dämpfer 10. Die Exklusiv-ODER-Gatter zwischen den in Phase liegenden Komponenten und den Quadraturphasenkomponenten werden durch Exklusiv-ODER-Schaltungen 36, 37 erhalten, und deren Ausgänge werden einem Integrator 42 über Widerstände 40, 41 zugeführt, und der Ausgang von dem Integrator 42 wird als ein Steuersignal für den variablen Phasenschieber 8 verwendet.
FIG. 2 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der zweiten Einrichtung nach dem Stand der Technik, deren Schaltung äquivalent ist der Schaltung, die in der europäischen Patentanmeldung Nr. 0 228 786 offenbart ist, wobei der variable Phasenschieber 8 und der variable Dämpfer 10 in der Schaltung nach dem ersten Stand der Technik ersetzt sind durch einen Quadraturamplitudenmodulator 51.
Der Quadraturamplitudenmodulator 51 umfaßt einen Signaldividierer 52, der ein Signal in zwei Pfade unterteilt, einen Phasenschieber 53, der die Phase eines der dividierten Signale um 90 Grad verschiebt, einen bipolaren Dämpfer 54, der als Eingang die Signale empfängt, die durch den Phasenschieber 53 laufen, einen bipolaren Dämpfer 55, der als Eingang die anderen Ausgangssignale von dem Dividierer 52 empfängt, und einen Kombinierer 56, der die Ausgänge von den beiden Bipolardämpfern 54, 55 addiert. Der Quadraturamplitudenmodulator 51 wird mit den Interferenzsignalen gespeist, die auf der Seite der Hilfsantenne 4 empfangen werden, und durch einen Signaldividierer 50 dividiert.
Das Verfahren der Steuerung der beiden Bipolardämpfer 54, 55 wird unten erläutert.
Die Signale, kombiniert durch den Kombinierer 11, werden dem Demodulator 12 eingegeben. In dem Demodulator 12 wird das Eingangssignal in Quadraturphase durch Phasendetektoren 15, 16 mittels der Lokalfrequenz 13 erfaßt, reproduziert aus den Signalen, die von der Hauptsignalseite empfangen wurden. Die Detektorausgänge werden durch die Tiefpassfilter 17, 18 geführt, um als Basisbandsignal der in Phase liegenden und der Quadraturphasenkomponenten genommen zu werden. Die Basisbandsignale werden in die Fehlersignaldetektoren 19, 20 eingespeist zum Erfassen verbleibender Interferenzsignalkomponenten.
Zwischenzeitlich wird das Interferenzsignal umgesetzt in das IF-Band, in Quadraturphase durch Phasendetektoren 27, 28 erfaßt, und jedes Signal wird weitergeleitet zu den Entscheidungsschaltungen 31, 32 über Tiefpassfilter 29, 30. Die Entscheidungsschaltkreise 31, 32 binansieren entsprechende Eingangssignale durch Anwendung von Taktsignal 44, erhalten durch einen Demodulator 12 zum Gewinnen von Binärinterferenzsignalen für die Quadraturkomponente und die in Phase liegende Komponente.
Korrelationen werden dann gewonnen zwischen Fehlersignalen der Hauptsignale in der in Phase liegenden und der Quadraturphasenkomponenten, erhalten durch die Fehlersignaldetektoren 19, 20 und die binären Interferenzsignale der in Phase liegenden und der Quadraturphasenkomponenten.
Genauer gesagt, werden die Fehlersignale der Quadraturkomponenten des Hauptsignals und das Interferenzsignal der Quadraturkomponente mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 34 multipliziert, während das Fehlersignal der in Phase liegenden Komponente der Hauptsignale und der Interferenzsignale auf der in Phase liegenden Komponente mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 35 multipliziert werden. Die aus diesen Multiplikationen gewonnenen Signale werden analog addiert durch Widerstände 38, 39 und die Ausgangssumme wird integriert durch einen Integrator 43. Mit dem Ausgang von dem Integrator 43 wird der Bipolardämpfer 55 der in Phase liegenden in dem Quadraturamplitudenmodulator 51 gesteuert.
In einer ähnlichen Weise wie oben werden das Fehlersignal der in Phase liegenden Komponente des Hauptsignals und die Quadraturphasenkomponente des Interferenzsignals multipliziert mittels eines Exklusiv- ODER-Gatters 36, während das Fehlersignal der Quadraturphasenkomponente und das Interferenzsignal der in Phase liegenden Komponente mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 37 multipliziert werden. Die durch diese Multiplikationen erhaltenen Signale werden miteinander analog addiert durch die Widerstände 40, 41 und integriert mittels des Integrators 42. Mit dem Ausgang vom Integrator 42 wird der Bipolardämpfer 54 der Quadraturphase im Modulator 51 gesteuert.
FIG. 3 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der dritten Einrichtung nach dem Stand der Technik, bei der das Signal, empfangen auf der Hauptsignalseite, und das empfangene Interferenzsignal in Quadraturphase separat voneinander erfaßt werden und die Detektorausgänge digital verarbeitet werden, abweichend von den ersten und zweiten Einrichtungen nach dem Stand der Technik.
Das auf der Hauptsignalseite empfangene Signal, das in IF mittels eines Frequenzumsetzers 3 umgesetzt worden ist, wird in einen Demodulator 12 eingegeben. Im Demodulator 12 wird die Lokalfrequenz 13, reproduziert aus dem empfangenen Signal auf der Hauptsignalseite, bei Phasendetektoren 15, 16 eingegeben zum Erfassen von den Quadraturphasensignalen. Der Ausgang von den Detektoren wird über Tiefpassfilter 17, 18 geführt und ausgegeben als Basisbandsignale der in Phase liegenden und der Quadraturphase.
Zwischenzeitlich wird das Interferenzsignal umgesetzt in das IF-Band, an Phasendetektoren 27, 28 eingegeben und erfaßt in der Quadraturphase mittels der Lokalfrequenz 13, reproduziert aus dem Hauptsignal. Die Ausgänge von den Detektoren werden Tiefpassfiltern 29, 30 zugeführt, um als Basisbandsignale der in Phase und Quadraturphase liegenden Signale genommen zu werden.
Die Basisbandsignale des empfangenen Hauptsignals und des Interferenzsignals in entsprechenden in Phase liegenden bzw. Quadraturphasenkomponenten werden digitalisiert durch Analog/Digital-Umsetzer 70 bis 73 mit hinreichender Quantisierungsgenauigkeit. In diesem Beispiel werden die Analog/Digital-Umsetzer verwendet, da sie die Digitalverarbeitung beispielhaft verdeutlichen.
In dem Fall, wo das Hauptsignal das Signal von 16QAM ist, sind die Ausgänge von den Analog/Digital-Umsetzern 70 bis 73 quarternär. Um deshalb die Fehlerdigitalsignale auszugeben, sollten sie mit Analog/Digital-Umsetzern abgetastet werden mit dem Ausgang von 3 Bits oder mehr. Wie in der Tabelle gezeigt, erhält man binäre Signale zur Darstellung des Ergebnisses der Entscheidung in dem höchst- und nächststelligen Bit und der Richtung des Fehlers im dritten Bit. Das Abtastsignal der Analog/Digital-Umsetzer 70 bis 73 ist das Taktsignal 44, reproduziert aus dem Signal, das auf der Hauptsignalseite empfangen wurde.
Die digitalisierten Interferenzsignale in den in Phase liegenden und den Quadraturphasenkomponenten werden an Bipolardämpfern 74 bis 77 eingegeben, so daß sie eliminiert werden von den Interferenzsignalkomponenten, zugemischt dem empfangenen Signal auf der Hauptsignalseite mittels Addierern 78 bis 81. Die Korrelationen zwischen den Fehlersignalen und den Interferenzsignalen, die in den Hauptsignalen verbleiben, werden erhalten und bipolare Dämpfer 74 bis 77 werden gesteuert in einer Weise, um deren Effekt zu minimieren.
Genauer gesagt, wird das Polaritätssignal des Interferenzsignals auf der Quadraturphasenseite (erhältlich aus dem höchststelligen Bit des Analog/Digital-Umsetzers) mit dem Fehlersignal des Hauptsignals auf der Quadraturphasenseite multipliziert mittels eines Exklusiv-ODER- Gatters 82, und der Ausgang von diesem wird digital integriert durch einen Integrator 86 zum Steuern, mit dem Ausgang desselben, des bipolaren Dämpfers 76, angeschlossen auf der Seite des quadraturseitigen Interferenzsignals. Ein Exklusiv-ODER-Gatter 83 multipliziert das Polantätssignal auf der Quadraturseite der Interferenzsignale mit dem Fehlersignal des Hauptsignals auf der in Phase liegenden Seite, und der Ausgang davon wird digital integriert mittels eines Integrators 87 zum Steuern eines bipolaren Dämpfers 74, angeschlossen an der Quadraturseite des Interferenzsignals. Ein Exklusiv-ODER-Gatter 84 multipliziert das Polaritätssignal des Interferenzsignals auf der in Phase liegenden Seite mit dem Fehlersignal des Hauptsignals auf der in Phase liegenden Seite, und der Ausgang davon wird digital integriert mittels eines Integrators 88 zum Steuern, mittels seines Ausgangs, eines Bipolardämpfers 75, angeschlossen an das Interferenzsignal auf der in Phase liegenden Seite. Ein Exklusiv-ODER-Gatter 85 multipliziert das Polaritätssignal des Interferenzsignals auf der in Phase liegenden Seite mit dem Fehlersignal des Hauptsignals auf der Quadraturseite, und der Ausgang davon wird digital integriert mittels eines Integrators 89 zum Steuern eines Bipolardämpfers 77, angeschlossen an die in Phase liegende Seite der Interferenzsignale.
Die vorerwähnten Schaltungen nach dem Stand der Technik sind jedoch nachteilig insofern, daß das Signal/die Signale, welche Interferenzsignalkomponenten bewirkt/bewirken, empfangen werden müssen, um das Interferenzsignal zu erhalten. Mit anderen Worten ist es erforderlich, eine Hilfsantenne zu installieren ausschließlich für den Empfang des Signals, das Interferenz hervorruft. Infolge der oben beschriebenen Defekte können, wenn das Hauptsignal und die Interferenzsignalkomponente denselben übertragungspfad teilen, die Signale, welche Interferenz hervorrufen, nicht genau erfaßt werden, um dadurch Interferenzsignalkomponenten zu eliminieren.
Diese Erfindung zielt auf die Lösung jener Probleme, die man im Stand der Technik antrifft, und auf das Bereitstellen einer Interferenzunterdrückungsschaltung, die hinreichend Interferenzsignalkomponenten selbst dann eliminieren und auslöschen kann, wenn das Signal, das die Interferenz hervorruft, nicht direkt erhalten werden kann.

[Offenbarung der Erfindung]

Die Interferenzunterdrückungsschaltung gemäß dieser Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Interferenzsignalkomponente aus einem der empfangenen Signale extrahiert werden kann, erhalten von zwei Empfängerschaltungen, durch Addieren der Signale in einer Art und Weise, um die Hauptsignalkomponente zu versetzen und eliminiert von dem Signal.
Die Erfindung schafft eine Interferenz-Auslöschschaltung einschließlich eines ersten empfangenen Schaltkreises für das Empfangen eines ersten Empfangssignals, umfassend eine gewünschte Informationskomponente und eine unerwünschte Interferenzkomponente, bei welcher das erste Empfangssignal mit einer kontrollierten Größe der Interferenzkomponente kombiniert wird, abgeleitet von einem zweiten Empfangssignal, um ein Ausgangssignal mit einer verringerten Interferenzkomponente im Vergleich mit dem ersten Empfangssignal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Interferenz-Auslöschschaltung enthält:
einen zweiten empfangenden Schaltkreis für Empfangen eines zweiten Empfangssignals, das dieselben Informations- und Interferenzkomponenten wie das erste Empfangssignal enthält,
Einstellmittel, die in der Lage sind, die Amplitude und Phase eines sie durchlaufenden Signals einzustellen, angeschlossen zum Empfangen des zweiten Empfangssignals von dem zweiten empfangenden Schaltkreis,
erste Kombiniermittel, die in der Lage sind, Signale zu kombinieren, angeschlossen zum Empfangen des ersten Empfangssignals und seiner Kombination mit dem zweiten Empfangssignal nach der Einstellung der Amplitude und der Phase des zweiten Empfangssignals durch die Einstellmittel,
Steuermittel, angeschlossen an die Einstellmittel, die in der Lage sind, die Einstellmittel zu steuern, um zu bewirken, daß das Ausgangssignal der ersten Kombiniermittel eine Interferenzkomponente enthält, die größer ist als seine Informationskomponente,
weitere Einstellmittel, die in der Lage sind, die Amplitude und Phase eines sie durchlaufenden Signals einzustellen, verbunden mit einer Quelle, innerhalb der Interferenz-Auslöschschaltung der Interferenzkomponente,
weitere Steuermittel, verbunden mit den weiteren Einstellmitteln mit den ersten Kombiniermitteln und in der Lage, die weiteren Einstellmittel in übereinstimmung mit dem Ausgangssignal von den ersten Kombiniermitteln zu steuern, und
weitere Kombiniermittel, angeschlossen zum Kombinieren des ersten Empfangssignals mit dem eingestellten Signal von den weiteren Einstellmitteln und zum Anlegen des resultierenden kombinierten Signals an die weiteren Steuermittel, welche im Betrieb die weiteren Einstellmittel so einstellen, daß sie ein Ausgangssignal bereitstellen mit einer verringerten Interferenzkomponente von den weiteren Kombiniermitteln.
In einer Ausführungsform verbinden die Einstelimittel eine erste Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis, verbinden eine zweite Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem ersten empfangenden Schaltkreis, verbinden eine erste Steuereingangsklemme der Steuermittel mit einer Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel, verbinden eine zweite Steuereingangsklemme der Steuermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis, und verbinden die weiteren Einstellmittel die Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel mit den weiteren Kombiniermitteln.
In einer alternativen Ausführungsform verbinden die Einstellmittel eine erste Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis, eine zweite Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem ersten empfangenden Schaltkreis, eine erste Steuereingangsklemme der Steuermittel mit einer Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel, eine zweite Steuereingangsklemme der Steuermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis, wobei die weiteren Einstellmittel zwischen dem zweiten empfangenden Schaltkreis und die weiteren Kombiniermittel geschaltet sind.
Vorzugsweise umfassen die Einstellmittel ein Transversalfilter, angeschlossen zum Bereitstellen eines der Eingänge der ersten Kombiniermittel für das Einstellen der Phasengleichen und Quadraturphasenkomponenten der Signale, welche das Transversalfilter dem ersten Kombiniermittel zuführt, und wobei die Steuermittel einen kohärenten Quadraturphasendetektor und einen Entscheidungsschaltkreis einschließen.
Vorzugsweise sind die Einstellmittel und die Steuermittel an die zweiten empfangenden Mittel über einen ersten Teilerschaltkreis angeschlossen.
Vorzugsweise schließen die Steuermittel einen kohärenten Quadraturphasendetektor ein, angeschlossen an zweite Korrelationsschaltkreismittel für das Bereitstellen von Steuersignalen für die weiteren Einstellmittel.
Vorzugsweise schließen die weiteren Steuermittel einen zweiten Quadraturphasendetektor ein, angeschlossen an zweite Korrelationsschaltkreismittel für das Bereitstellen von Steuersignalen für die weiteren Einstel lmittel.
Vorzugsweise schließt der zweite kohärente Quadraturphasendetektor zwei Fehlersignaldetektoren ein, die mit den zweiten Korrelationsschaltkreismitteln verbunden sind, wobei ein Phasendetektor vorgesehen ist für das Liefern von Signalen von den zweiten Kombiniermitteln an die zweiten Korrelationsschaltkreismittel, und bei der ein lokaler Oszillator eingeschlossen ist für das Steuern der Phase der Signale von dem Phasendetektor.
Vorzugsweise umfaßt jeder der Korrelationsschaltkreismittel ein System von Exklus-ODER-Gattern, gefolgt von einem System von Integratoren.
Vorzugsweise schließen die weiteren Einstellmittel ein zweites Transversalfilter ein, das in der Lage ist, eine steuerbare phasengleiche Komponente unabhängig von einer steuerbaren Quadraturkomponente aus einem angelegten Signal zu erzeugen.
Die Interferenz-Auslöschschaltung kann einen lokalen Oszillator umfassen, einen ersten Quadraturphasendetektor, der eine Summe der ersten und zweiten Empfangssignale aufteilt in ihre gleichphasigen und Quadraturphasenkomponenten, basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillator, mit einem zweiten Quadraturphasendetektor, der die ersten empfangenen Signale in ihre gleichphasigen und Quadraturkomponenten aufteilt basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillatorsignal, mit einem dritten Quadraturphasendetektor, der die zweiten Empfangssignale in ihre gleichphasigen und Quadraturkomponenten basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillator aufteilt, mit einem ersten und einem dritten Bipolardämpfer, der als Eingänge die Quadraturkomponente von dem dritten Quadraturphasendetektor empfängt, einem zweiten und einem vierten Bipolardämpfer, der als Eingänge die gleichphasige Komponente von dem dritten Quadraturphasendetektor empfängt, mit einem ersten und einem zweiten Addierer, welche die Ausgänge von dem ersten und dem zweiten Bipolardämpfer zu der gleichphasigen Komponente von dem zweiten Quadraturphasendetektor addiert, einem dritten und einem vierten Addierer, welche die Ausgänge von dem dritten und vierten Bipolardämpfer zu dem Quadraturkomponentenausgang von dem zweiten Quadraturphasendetektor addieren, einem fünften und einem siebenten Bipolardämpfer, die als Eingänge den Quadraturkomponentenausgang von dem zweiten Quadraturphasendetektor empfängt, einem sechsten und einem achten Bipolardämpfer, die als Eingänge die gleichphasigen Komponenten von dem zweiten Quadraturphasendetektor empfangen, einem fünften und einem sechsten Addierer, welche die Ausgänge von dem fünften und sechsten Bipolardämpfer zu der gleichphasigen Komponente von dem ersten Quadraturphasendetektor addieren, einem siebenten und einem achten Addierer, welche die Ausgänge von dem siebenten und achten Bipolardämpfer zu der Quadraturkomponente von dem ersten Quadraturphasendetektor addieren, einer ersten Bipolardämpfersteuerung, welche die ersten bis vierten Bipolardämpfer in übereinstimmung mit den Signalen steuert, erhalten von dem ersten bis vierten Addierer und gemäß den Ausgangssignalen von dem dritten Quadraturphasendetektor, und mit einer zweiten Bipolardämpfersteuerung, welche die fünften bis achten Bipolardämpfer in übereinstimmung mit den Signalen steuert, erhalten von dem fünften bis achten Addierer und in übereinstimmung mit den Ausgangssignalen von dem zweiten Quadraturphasendetektor.
Vorzugsweise werden die Ausgänge der ersten bis dritten Quadraturphasendetektoren mittels entsprechender Paare von Analog/Digital- Umsetzern bereitgestellt, wobei die ersten bis achten Bipolardämpfer, die ersten bis achten Addierer, die erste Bipolardämpfersteuerung und die zweite Bipolardämpfersteuerung Digitalkreise sind und vorzugsweise die ersten bis achten Bipolardämpfer Transversalfilter einschließen und die ersten bis achten Addierer Volladdierer sind.
Die Interferenz-Auslöschschaltung kann dritte Kombinations mittel umfassen, angeschlossen zum Empfangen der ersten und zweiten Empfangssignale und zum Anlegen der kombinierten Signale an die weiteren Kombinationsmittel.
Die Erfindung schafft ein Verfahren zum Verringern des Anteils an Interferenz in einem Signal, das längs eines Hauptpfades geführt wird und eine Informationskomponente und eine Interferenzkomponente enthält, gekennzeichnet durch die Schritte des Empfangens eines zweiten Signals mit derselben Informations- und Interferenzkomponente wie das erste Signal, Erzeugen eines Steuersignals durch Mischen des ersten Signals mit dem zweiten Signal, während die Amplitude und Phase des zweiten Signals so eingestellt werden, daß der Anteil der Informationskomponente in dem Steuersignal minimiert wird, wenn es sich längs eines Hilfspfades ausbreitet, Erzeugen eines Korrektursignals durch Einstellen der Amplitude und Phase eines Signals, erhalten von einer Quelle auf einem Pfad der Interferenzkomponente, und Erzeugen eines Ausgangssignals durch Kombinieren des Korrektursignals mit dem Signal auf dem Hauptpfad, während die Amplitude und Phase des Korrektursignals in übereinstimmung mit sowohl dem Steuersignal als auch dem Ausgangssignal so eingestellt wird, daß das Ausgangssignal eine Interferenzkomponente enthält, die herabgesetzt ist relativ zu der Informationskomponente im Vergleich mit jedem Signal.
Vorzugsweise dient der Generator des Steuersignals auch als Quelle des Korrektursignals.
Vorzugsweise umfaßt der Schritt der Minimierung der Informationskomponente das Einstellen der Amplitude und Phase des zweiten Signals auf dem Hilfspfad, das Addieren des eingestellten Signals zu dem zweiten Signal auf einem weiteren Hilfspfad, das Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen, und das Fortsetzen des Einstellens des Signals, das eingestellt wird, in der gleichen Richtung solange, wie eine fortgesetzte Verringerung in dem Anteil der Informationskomponente in den addierten Signalen vorliegt.
Vorzugsweise wird das Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen ausgeführt durch Überwachen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen, die in Phase mit einer Mehrzahl von Untersignalen auftreten, erhalten aus dem zweiten Signal, welche Untersignale eine Quadraturphasenbeziehung zueinander haben.
Das Verfahren kann die Schritte des Auftrennens des zweiten Signals in eine Mehrzahl von Untersignalen mit einer Quadraturphasenbeziehung zueinander umfassen, Einstellen der Untersignale in Phase und Amplitude und Zusammenaddieren derselben, Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Untersignalen und Fortsetzen der Einstellung der Untersignale in demselben Sinne solange, wie es eine fortgesetzte Verringerung in dem Anteil der Informationskomponente gibt.
Ferner kann das Verfahren die Schritte des Auftrennens des ersten Empfangssignals in Untersignale mit einer Quadraturphasenbeziehung zueinander umfassen, und Kombinieren jener Untersignale mit den Untersignalen, erhalten aus dem zweiten Signal derart, daß eine Mehrzahl von Quadraturuntersignalen bereitgestellt wird mit den entsprechenden Interferenzkomponenten, verringert relativ zu den Informationskomponenten.
Vorzugsweise umfaßt der Schritt des Einstellens der Amplitude und Phase des zweiten Signals die Erzeugung weiterer Untersignale mit Quadraturphasenbeziehung zueinander, die Einstellung der Amplituden der weiteren Untersignale und die Addition der eingestellten weiteren Untersignale.
Vorzugsweise schließt der Schritt der Einstellung der Amplitude und Phase des zweiten Signals die Erzeugung von Untersignalen mit entsprechenden Verzögerungen in der Phase relativ zu dem Signal vor dem Auftrennen in Untersignale, die Einstellung der Amplituden der Untersignale, und die Addition der eingestellten Untersignale ein.
Die Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung empfängt die Signale, die das Gemisch von Hauptsignalen und Interferenzsignalen sind, von mehreren übertragungspfaden. Der erfindungsgemäße Schaltkreis kann Interferenzsignale einer hohen Reinheit erzielen durch Kombinieren von Signalen einer entgegengesetzten Phase mit jedoch derselben Amplitude wie das Hauptsignal. Deshalb ist es nicht erforderlich direkt das Signal zu empfangen, das die Ursache der Interferenz ist. Selbst wenn die Richtungen der Hauptsignalquelle und der Interferenzsignalquelle dieselben sind, kann die Schaltung gemäß der Erfindung genau das Signal erhalten, das Interferenz bewirkt, um dadurch Interferenzsignal zu entfernen, das mit dem Empfangssignal gemischt ist, und das Ganze mit hoher Präzision.

[Kurzbeschreibung der Zeichnungen]

FIG. 1 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung des ersten Schaltkreises nach dem Stand der Technik.
FIG. 2 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung des zweiten Schaltkreises nach dem Stand der Technik.
FIG. 3 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung des dritten Schaltkreises nach dem Stand der Technik.
FIG. 4 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der ersten Ausführungsform des Interferenzunterdrückungsschaltkreises gemäß dieser Erfindung.
FIG. 5 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der zweiten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der dritten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 7 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der vierten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 8 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der fünften Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 9 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der sechsten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 10 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der siebenten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 11 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der achten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 12 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der neunten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 13 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 10. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 14 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 11. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 15 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung von Einzelheiten einer Transversalfiltersteuerschaltung.
FIG. 16 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 12. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 17 ist eine Ansicht zur Darstellung des Schaltungsaufbaus einer Transversalfiltersteuerschaltung.
FIG. 18 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 13. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 19 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 14. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 20 ist eine Ansicht zur Darstellung der Schaltungsstruktur einer Transversalfiltersteuerschaltung.
FIG. 21 ein Blockdiagramm zur Darstellung der 15. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 22 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 16. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 23 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 17. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 24 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 18. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 25 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 19. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 26 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 20. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 27 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 21. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 28 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 22. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 29 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 23. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 30 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 24. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 31 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 25. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 32 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 26. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 33 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 27. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 34 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 28. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 35 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 29. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 36 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines Korrelationsdetektors.
FIG. 37 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 30. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 38 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung von Einzelheiten eines Transversalfilters.
FIG. 39 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 31. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 40 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 32. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 41 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 33. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 42 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 34. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 43 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines Korrelationsdetektors.
FIG. 44 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 35. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 45 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 36. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 46 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines bipolaren Dämpfers.
FIG. 47 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 37. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 48 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines bipolaren Dämpfers.
FIG. 49 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines bipolaren Dämpfersteuerschaltkreises.
FIG. So ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines bipolaren Dämpfersteuerschaltkreises.
FIG. 51 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 38. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 52 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 39. Ausführungsform dieser Erfindung.
FIG. 53 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 40. Ausführungsform einer Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
FIG. 54 ist eine Ansicht zur Darstellung der Schaltungsstruktur eines bipolaren Dämpfers.
FIG. 55 ist eine Ansicht zur Darstellung der Schaltungsstruktur eines bipolaren Dämpfersteuerschaltkreises.
FIG. 56 ist eine Ansichtsdarstellung des Schaltungsaufbaus eines anderen bipolaren Dämpfersteuerschaltkreises.
FIG. 57 ist eine Ansicht zur Darstellung der Wirkung dieser Erfindung.
FIG. 58 ist eine Ansicht zur Darstellung von Augenmustern durch den Betrieb einer Steuerschaltung.
FIG. 59 ist eine graphische Darstellung zur Wiedergabe der Verbesserung, erzielt durch diese Erfindung.

Ausführungsform 1

FIG. 4 zeigt die erste Ausführungsform dieser Erfindung als ein Blockdiagramm.
Die Interferenz-Auslöschschaltung, die dargestellt ist, umfaßt zwei Empfängerschaltungen, von denen jede ein Signal empfängt, das ein Gemisch eines Hauptsignals und eines Interferenzsignals ist. Die beiden Empfängerschaltungen umfassen jeweils eine Hauptantenne 1 mit ihrer Ausgangsschaltung und eine Hilfsantenne 4 mit ihrer Ausgangsschaltung. Als erste Einstellmittel für die relative Einstellung der Amplitude und Phase der empfangenen Signale, erhalten an den beiden Ausgängen der Empfangsschaltungen, umfaßt die Interferenz-Auslöschschaltung einen variablen Dämpfer 91 und einen variablen Phasenschieber 92. Als das erste Kombiniermittel für das Kombinieren der zwei empfangenen Signale mit eingestellter Phase und Amplitude umfaßt sie ferner einen Kombinierer 94; als erstes Steuermittel für die Steuerung des ersten Einstellers, um die Interferenzsignalkomponente in dem Ausgang von dem ersten Kombiniermittel hinreichend größer zu machen als die Hauptsignalkomponente, was den Pegel angeht, umfaßt sie einen Steuerer 93; als zweites Einstellmittel für das Einstellen der Amplitude und Phase des Ausgangs von dem ersten Einsteller umfaßt sie einen variablen Dämpfer 10 und einen variablen Phasenschieber 8; als zweites Kombiniermittel für das Kombinieren des Ausgangs von dem zweiten Einsteller mit jedem der empfangenen Signale durch die Empfangsschaltungen oder der Summe der beiden empfangenen Signale (ein empfangenes Signal in dieser Ausführungsform) umfaßt sie ferner einen Kombinierer 11; und als das zweite Steuermittel für das Steuern des zweiten Einstellers, um die Interferenzsignalkomponente in dem Ausgang von dem zweiten Kombiniermittel hinreichend klein zu machen, umfaßt sie einen Steuerer 95.
Die Hauptantenne 1 und die Hilfsantenne 4 sind jeweils in Richtung der Quelle des Hauptsignals gerichtet. Es wird hier angenommen, daß das Hauptsignal ein digitales Signal ist und die Quelle der Interferenz in derselben Richtung liegt. Die Haupt- und die Hilfsantenne 1 bzw. 4 empfangen gleichzeitig das Hauptsignal zusammen mit dem Interferenzsignal.
Die von der Hauptantenne 1 empfangenen Signale werden unterteilt und einem der Eingänge des Kombinierers 94 zugeführt. Die von der Hilfsantenne 4 empfangenen Signale werden dem anderen Eingang des Kombinierers 94 über den variablen Dämpfer 91 und dem variablen Phasenschieber 92 zugeführt.
Um das Interferenzsignal vom Ausgang des Kombinierers 94 zu extrahieren, muß das Hauptsignal, enthalten in einem der Eingänge des Kombinierers 94, von derselben Amplitude sein, jedoch in Gegenphase bezüglich des Hauptsignals, enthalten in dem anderen Eingang. Die relativen Amplituden und Phasendifferenzen zwischen den empfangenen Signalen, geliefert von der Hilfsantenne 4, und dem empfangenen Signal, geliefert von der Hauptantenne 1, werden durch einen Steuerer 93 erfaßt zum Steuern mit seinem Ausgang des variablen Dämpfers 91 und des variablen Phasenschiebers 92. Da das Hauptsignal versetzt worden ist, wird allein das Interferenzsignal von einem Ausgang des Kombinierers 94 ausgegeben.
Durch Verwendung des so extrahierten Interferenzsignals wird die Interferenzsignalkomponente, gemischt mit einem der Hauptsignale, mittels des folgenden Verfahrens ausgelöscht.
Das Interferenzsignal, ausgegeben von dem Kombinierer 94, wird an einem der Eingänge eines Kombinierers 11 gelegt über den variablen Phasenschieber 8 und den variablen Dämpfer 10. Das empfangene Signal der Hauptantenne 1 wird an den anderen Eingang des Kombinierers 11 gelegt. Um das Interferenzsignal vom Ausgang von dem Kombinierer 11 zu unterdrücken, müssen die Interferenzsignale an den beiden Eingängen der Schaltung 11 von derselben Amplitude sein, jedoch in Gegenphase zueinander.
Der Steuerer 95 erfaßt die relative Differenz in Amplitude und Phase zwischen dem Interferenzsignal, ausgegeben von dem Kombinierer 94, und der Interferenzkomponente in dem empfangenen Signal der Hauptantenne 1 und steuert den variablen Phasenschieber 8 und den variablen Dämpfer 10 so, daß die Relation zwischen dem Interferenzsignal und der Interferenzkomponente die gleiche Amplitude haben, jedoch in Gegenphase sind.
Auf diese Weise wird das Interferenzsignal automatisch von den empfangenen Signalen extrahiert, die ein Gemisch des Interferenzsignals und des Hauptsignals sind, und wird verwendet, um automatisch eine solche Interferenz auszulöschen

Ausführungsform 2

FIG. 5 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung, die sich von der Ausführungsform 1 insofern unterscheidet, daß die Hauptantenne 1 und die Hilfsantenne 4 ersetzt sind durch einen Drahtübertragungspfad 1'. Diese Erfindung ist deshalb anwendbar nicht nur auf Funksignale, sondern auch auf Kabelsignale.
Die Schaltungsstrukturen wurden vereinfacht zum Erleichtern des Verständnisses der Ausführungsformen 1 und 2. Weiter detaillierte und konkretere Strukturen der Schaltung werden in bezug auf andere Ausführungsformen nachstehend beschrieben.

Ausführungsform 3

FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der dritten Ausführungsform dieser Erfindung.
Die Haupt- und Hilfsantennen 1 bzw. 4 werden in die Richtung des Hauptsignalsenders eines digitalen Typs gerichtet. Das Hauptsignal läuft mit dem Interferenzsignal ein. Die von der Haupt- und der Hilfsantenne 1 bzw. 4 empfangenen Signale werden Frequenzumsetzern 3 bzw. 6 über Bandpassfilter 2 bzw. 5 zugeführt, welche das Signal/Rausch-Verhältnis verbessern. Die Frequenzumsetzer 3, 6 setzen entsprechende Signale in einem Zwischenfrequenzband mit um, wobei die Lokalfrequenz von einem Lokaloszillator 7 geliefert wird.
Die in ein IF-Band umgesetzten Signale werden Signalaufteilern 95, 96 zugeführt. Einer der Ausgänge von dem Teiler 95 wird in einen Kombinierer 94 eingegeben, während einer der Ausgänge von dem Teiler 96 in den Kombinierer 94 über einen variablen Dämpfer 91 und einen variablen Phasenschieber 92 eingegeben wird. Die Schaltungen 91 und 92 werden im Rückkopplungsmodus gesteuert so, daß die Hauptsignalkomponenten, enthalten in den beiden Eingängen zum Kombinierer 94, identisch in der Amplitude werden, jedoch zueinander in Gegenphase sind. Deshalb erscheint ein Interferenzsignal, das mit dem Hauptsignal gemischt war, an dem Ausgang des Kombinierers 94, da die Hauptsignalkomponente deutlich gedämpft worden war.
Die Rückkopplungssteuerung wird wie folgt ausgeführt.
Die beiden Hauptsignale, empfangen von der Hauptantenne 1 bzw. der Hilfsantenne 4, werden so durch den Kombinierer 94 kombiniert, daß sie dieselbe Amplitude erhalten, doch in Gegenphase zueinander sind. Die Korrelation wird dann erfaßt zwischen der verbleibenden Hauptsignalkomponente und dem Hauptsignal, bevor sie kombiniert werden, und die Amplitude und die Phase werden eingestellt durch die Schaltkreise 91 und 92 zum Minimieren der Korrelation. Dies minimiert ständig das verbleibende Hauptsignal nach der Kombination.
Die Hauptsignale dominieren zu dem Zeitpunkt, wo eine Interferenz-Auslöschoperation beginnt. Wenn jedoch die Operation zu normalem Betrieb fortschreitet, wird die Interferenzsignalkomponente, enthalten in dem Hauptsignal, dominanter und wird ausgegeben von dem Kombinierer 94 als ein Interferenzsignal.
Genauer gesagt, wird durch Verwendung der Lokalfrequenz 13, reproduziert von einem Demodulator 12 auf der Hauptsignalseite, der Ausgang des Kombinierers 94 oder das Interferenzsignal, das verbleibt, nachdem das Hauptsignal entfernt worden ist, phasenerfaßt durch einen Phasendetektor 28 und von harmonischer Komponente durch ein Tiefpassfilter 30 befreit. Der Ausgang vom Tiefpassfilter 30 wird binarisiert durch eine Entscheidungsschaltung 32 durch Anwendung eines Taktsignals 44, reproduziert durch den Demodulator 12. Dann wird ein binäres Interferenzsignal erhalten.
Der andere Ausgang des Teilers 96 wird eingegeben in einen kohärenten Quadraturphasendetektor 114, der das Signal in die in Phase liegende und die Quadraturkomponente aufteilt. Der Eingang wird in seiner Phase erfaßt durch die Phasendetektoren 117, 118 unter Anwendung der Lokalfrequenz 13. Der Ausgang wird von harmonischer Komponente durch Tiefpassfilter 119, 120 befreit und binarisiert durch Entscheidungsschaltungen 121, 122, um die Hauptsignale zu binarisieren und in in Phase liegende Komponente und Quadraturkomponente zu unterteilen. Die Entscheidungsschaltungen 121, 122 binarisieren sie mit dem Taktsignal 44, reproduziert durch den Demodulator 12.
Das Hauptsignal der in Phase liegenden Komponente, erhalten von der Schaltung 122, wird multipliziert mit dem verbleibenden Hauptsignal (Interferenzsignal), digital ausgegeben von der Entscheidungsschaltung 32, die eine in Phase liegende Beziehung dazu hat durch ein Exklusiv-ODER-Gatter 125, und das Ergebnis wird integriert durch einen Integrator 127. Der variable Dämpfer 91 wird gesteuert mit dem Ausgang vom Integrator 127.
In ähnlicher Weise wird das Hauptsignal der Quadraturkomponente, ausgegeben von der Schaltung 121, digital multipliziert mit dem verbleibenden Hauptsignal (Interferenzsignal), ausgegeben von der Schaltung 32, welche in relativer Quadraturbeziehung damit steht mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 124, und das Ergebnis wird integriert durch einen Integrator 126. Der variable Phasenschieber 92 wird gesteuert mit dem Ausgang von dem Integrator 126.
Die Entscheidungsschaltungen 32, 121, 122 sind vorgesehen, um den Betrieb der Exklusiv-ODER-Gatter 124, 125 sicherzustellen, und sie sind nicht immer erforderlich.
Wie oben beschrieben, kann das Interferenzsignal, gemischt mit dem Hauptsignal, automatisch extrahiert werden und ausgelöscht werden. Um eine Verzögerungszeit der beiden Hauptsignale am Kombinierer 94 dazu zu bringen, miteinander zusammenzufallen, sollte mindestens einer der Signalpfade mit einer Verzögerungsschaltung versehen sein.
Mit dem Interferenzsignal kann die Interferenzkomponente, die immer noch in dem empfangenen Signal an der Hauptantenne verbleibt, ausgelöscht werden. Mit dem Interferenzsignal, erhalten durch die vorgenannten Schritte, werden der variable Phasenschieber 8 und der variable Dämpfer 10 sequentiell gesteuert, und der Ausgang von der Schaltung 10 wird addiert zu dem anderen Ausgang vom Teiler 95 durch einen Kombinierer 11. Das Ausgangssignal von der Schaltung 10 wird gesteuert, um eine Phase zu haben, die im wesentlichen entgegengesetzt ist, jedoch in der Amplitude identisch ist mit der Interferenzsignalkomponente, die mit dem Hauptsignal gemischt ist, ausgegeben vom Teiler 95. Deshalb kann die Interferenzsignalkomponente vom Ausgang des Kombinierers 11 entfernt werden.
Eine Beschreibung erfolgt für den variablen Phasenschieber 8 und den variablen Dämpfer 10.
Das Hauptsignal, kombiniert durch den Kombinierer 11, wird dann einem Demodulator 12 zugeführt. Der Demodulator 12 erfaßt das Hauptsignal durch einen kohärenten Quadraturphasendetektor, umfassend einen 90-Grad-Phasenschieber 14 und Phasendetektoren 15, 16 mit der lokalen Frequenz 13, reproduziert aus dem Hauptsignal, und die Ausgangssignale davon gelangen zu den Tiefpassfiltern 17, 18 zum Erhalten der in Phase liegenden bzw. in Quadraturphase liegenden Basisbandsignale. Das erhaltene Basisbandsignal wird in Fehlersignaldetektoren 19 bzw. 20 eingespeist. Die Fehlersignaldetektoren 19, 20 umfassen Entscheidungsschaltungen 21 bzw. 22 und Subtraktoren 23 bzw. 24 für das Berechnen der Differenz zwischen ihrem Eingang und Ausgang, und Fehlersignale werden ausgegeben von den Subtraktoren 23, 24.
Wenn als Hauptsignal ein 16QAM-Signal verwendet wird, wird ein Analog/Digital-Umsetzer von 3 Bits oder höher als Fehlersignaldetektor eingesetzt. Wenn das 16QAM-Signal demoduliert wird, erhält man quarternäre Basisbandsignale. Das quarternäre Signal gelangt durch eine Entscheidungsschaltung von 3 Bits oder höher (Analog/Digital-Umsetzer), wobei die höherstelligen zwei Bits die Entscheidungssignale darstellen und das drittstellige Bit ein Fehlersignal, wie durch die obige Tabelle angedeutet. Deshalb wird das Signal in der dritten Stelle als das Fehlersignal erhalten.
Das Interferenzsignal, das vom Kombinierer 94 ausgegeben worden ist und durch den Teiler 50 gelaufen ist, wird phasenerfaßt durch einen Phasendetektor 28 mit der Lokalfrequenz 13, befreit von der harmonischen Komponente durch ein Tiefpassfilter 30 und binarisiert durch eine Entscheidungsschaltung 32. Dies liefert ein binäres Interferenzsignal. Die Entscheidungsschaltung 32 bewirkt die Binarisierung durch Anwendung eines Taktsignals 44, das durch den Demodulator 12 reproduziert worden ist.
Die Korrelation wird zwischen den Fehlersignalen der in Phase liegenden und der Quadraturkomponenten erhalten durch den Demodulator 12 und dem binarisierten Interferenzsignal, erhalten mittels Entscheidungsschaltung 32. Genauer gesagt, wird das Fehlersignal der in Phase liegenden Komponente digital multipliziert mit dem Interferenzsignal durch ein Exklusiv-ODER-Gatter 35, und dessen Ausgang wird integriert durch einen Integrator 43. Der Ausgang vom Integrator 43 wird verwendet zum Steuern des variablen Dämpfers 10. Zwischenzeitlich wird das Fehlersignal der Quadraturkomponente digital multipliziert mit dem Interferenzsignal durch das Exklusiv-ODER-Gatter 37, und dessen Ausgang wird integriert mittels Integrator 42. Dessen Ausgangssignal wird verwendet zum Steuern des variablen Phasenschiebers 8.
Wie oben beschrieben, wird die Interferenz automatisch gelöscht. In dieser Ausführungsform wird die Multiplikation in dem Binärsignal durch die Exklusiv-ODER-Gatter 35, 37 ausgeführt, doch ist der Binärschaltkreis für das Interferenzsignal nicht immer erforderlich. Die Exklusiv-ODER-Gatter können durch analoge Multiplizierer ersetzt werden.

Ausführungsform 4

FIG. 7 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der vierten Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 3, indem der variable Phasenschieber und der variable Dämpfer ersetzt sind durch einen Quadraturamplitudendemodulator, um die Amplitude und Phase des Hauptsignals und des Interferenzsignals zu steuern.
Der Quadraturamplitudenmodulator 51 umfaßt einen Teiler 52 für das Aufteilen des Eingangssignals, einen 90-Grad-Phasenschieber 53, der einen der Ausgänge von dem Teiler um 90 Grad phasenverschiebt, einen Bipolardämpfer 54 auf π/2-Phase, der den Ausgang in der Amplitude von dem Phasenschieber 53 einstellt, einen Bipolardämpfer 55, der die Amplitude des anderen Ausgangs vom Teiler 52 einstellt, einen Kombinierer 56, der die Ausgänge von den Bipolardämpfern 54, 55 kombiniert.
In ähnlicher Weise umfaßt ein Quadraturamplitudenmodulator 130 einen Teiler 131, einen 90-Grad-Phasenschieber 132, Bipolardämpfer 133, 134 und einen Kombinierer 135. Der Bipolardämpfer 134 auf 0 Phase innerhalb des Quadraturamplitudenmodulators 130 wird mit dem Ausgang von dem Integrator 127 in dem Korrelationsdetektor 123 gesteuert, während der Bipolardämpfer 133 auf π/2-Phase mit dem Ausgang vom Integrator 126 gesteuert wird.
In ähnlicher Weise werden der Bipolardämpfer 55 auf 0-Phase und der Bipolardämpfer 54 auf π/2-Phase innerhalb des Quadraturamplitudenmodulators 51 gesteuert mit den Ausgängen von den Integratoren 43 und 42 innerhalb des Korrelationsdetektors 45.

Ausführungsform 5

FIG. 8 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der fünften Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 4 insofern, daß keine Exklusiv-ODER-Gatter für das Feststellen der Korrelation verwendet werden und analoge Multiplikation mittels der Multiplikatoren 140 bis 143 für das Berechnen der Steuerverstärkung ausgeführt wird.

Ausführungsform 6

FIG. 9 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der sechsten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 4 insofern, daß die Fehlersignaldetektoren 19, 20 und die Entscheidungsschaltungen 32, 121, 122 durch Analog/Digital-Umsetzer 150 bis 154 ersetzt sind.
Wenn das Hauptsignal ein 16QAM-Signal ist, drückt das drittstellige Bit das Fehlersignal aus, während die höherstelligen beiden Bits das Ergebnis der Entscheidung ausdrücken, wie in der vorerwähnten Tabelle gezeigt. Das Fehlersignal kann deshalb von dem dritten Bit erhalten werden.
Die Analog/Digital-Umsetzer 150 bis 154 tasten die Eingangssignale mit dem Taktsignal 44 ab, reproduziert durch einen Hauptsignaldemodulator 12. Korrelation wird erhalten zwischen dem höchststelligen Bit (Polaritätssignal) des Ausgangs von dem Analog/Digital-Umsetzer 152, der das Basisbandsignal des Interferenzsignals in das Digitalsignal umsetzt, und dem dritten Bit (Fehlersignal) der Analog/Digital-Umsetzer 150, 151. Mit dem Korrelationssignal werden die Bipolardämpfer 54, 55 des Quadraturamplitudendemodulators 51 gesteuert. Danach ist das Interferenzsignal entfernt.
Andererseits geben die Analog/Digital-Umsetzer 153, 154 des Quadraturphasendetektors 114 das höchststellige Bit (Polaritätssignal) der Quadraturphase bzw. der in Phase liegenden Komponenten aus. Korrelation wird erhalten zwischen diesem Signal und dem höchststelligen Bit des Analog/Digital-Umsetzers 152, und die Bipolardämpfer 33, 34 des Quadraturamplitudendemodulators 30 werden durch das Korrelationssignal gesteuert zum Extrahieren des Interferenzsignals, das in das Hauptsignal gemischt worden war.

Ausführungsform 7

FIG. 10 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der siebenten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 3, indem die Binarisierung der extrahierten Interferenzsignale nicht nur bei der in Phase liegenden Erfassung, sondern auch bei der Quadraturphasenerfassung durch einen Kohärenzquadraturphasendetektor ausgeführt wird, und die Binarisierung des Ausgangs von dem Teiler 96 wird ausgeführt für die Phasenerfassung nur der in Phase liegenden Komponente mittels eines Phasendetektors 118 und einer Entscheidungsschaltung 122 anstelle der Quadraturphasenerfassung.
Der Korrelationsdetektor 45 ist ersetzt durch einen Korrelationsdetektor 33 ähnlich jenem, der im Stand der Technik zu Fig. 1 gezeigt wurde.

Ausführungsform 8

FIG. 11 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der achten Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 3 dadurch, daß das Interferenzsignal, das so extrahiert worden ist, quadraturphasenerfaßt wird für die Binarisierung. Durch diese Struktur wird die Skala der Schaltung größer als bei Ausführungsform 3, doch die Steuerverstärkung wird zweifach zum Verbessern der Reaktion und des Konvergenzverhaltens bei der Steuerung.
Die Struktur des Korrelationsdetektors 166 ist ähnlich der des Korrelationsdetektors 33 und umfaßt Exklusiv-ODER-Gatter 124, 125, 160, 161, Widerstände 162 bis 165 und Integratoren 126, 127.

Ausführungsform 9

FIG. 12 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Interferenz-Auslöschschaltung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 4 dadurch, daß eine Antenne für einen Raum-Diversity-Empfänger als Hilfsantenne 4 verwendet wird. Dies macht das Vorsehen einer neuen Hilfsantenne unnötig und verbessert die Effizienz bei der Installation sowie die Ökonomie des Systems. Ein Phasenschieber 104 wird verwendet zum Einstellen der kombinierten Phasen in der Raum-Diversity, wenn die Einrichtung generell verwendet wird, um zwei empfangene Signale in Phase liegend zu kombinieren.

Ausführungsform 10

FIG. 13 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 10. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungs form 9 dadurch, daß eine Empfängerantenne 1" für Winkel-Diversity als Haupt- und Hilfsantennen 1 und 4 verwendet wird. Im Vergleich mit der Struktur, die zwei Antennen verwendet, kann dieses System in der Größe deutlich reduziert werden, da es nur eine Antenne 1" für den Winkel- Diversity-Empfänger benötigt.

Ausführungsform 11

FIG. 14 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 11. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 4 dadurch, daß der Quadraturamplitudenmodulator 130 durch ein Transversalfilter 340 ersetzt ist (eine Ausführungsform einer Struktur mit 3 Anzapfungen ist dargestellt). Durch Strukturieren der Schaltung auf diese Weise kann selbst dann, wenn die empfangenen Signale entweder an der Hauptantenne 1 oder an der Hilfsantenne 4 die Frequenzcharakteristik aufweisen, das Hauptsignal gelöscht werden zum Extrahieren des Interferenzsignals.
Das Transversalfilter 340 extrahiert das Interferenzsignal, gemischt mit dem Hauptsignal, durch die folgenden Arbeitsgänge.
Das Hauptsignal, das durch den Signalteiler 96 in dem Empfängersystem der Hilfsantenne 4 gelaufen ist, wird an einen Quadraturamplitudenmodulator eingegeben, umfassend eine Verzögerungsschaltung mit mehreren Anzapfungen oder ein zweidimensionales Transversalfilter 340 zum Steuern der Amplitude und Phase des Hauptsignals mit Frequenzcharakteristiken. Das Transversalfilter 340 unterteilt ferner einen der Signalausgänge von dem Teiler 96 durch einen Teiler 341 und speist einen der Ausgänge von diesem an einen Bipolardämpfer 342, der die in Phase liegende Komponente steuert, und speist den anderen Ausgang an einen Bipolardämpfer 343, der relativ die Quadraturkomponente steuert. Das Filter gibt ferner die Ausgänge der beiden Bipolardämpfer 342, 343 an einen Addierer 344 für die Addition.
Der Ausgang von dem Teiler 341 gelangt durch eine Verzögerungsschaltung 346 mit einer Verzögerung äquivalent dem Taktzyklus T der Daten (oder seiner Multiplikation mit einer ganzen Zahl oder mit 1/ganze Zahl) von dem Hauptsignal und unterteilt durch den Teiler 341 in ähnlicher Weise wie oben. Eines der Signale, geteilt durch den Teiler 341, wird dem Bipolardämpfer 342 zugeführt, der die in Phase liegende Komponente steuert. Das andere Signal wird dem Bipolardämpfer 343 zugeführt, der die Quadraturphasenkomponente steuert. Die Ausgänge von den Bipolardämpfern 342, 343 werden durch den Addierer 344 für die Ausgabe addiert.
Die Signale, die um 2 X T durch die beiden Verzögerungsschaltungen 346 verzögert worden sind, werden dividiert durch einen Signalteiler 341 und in der in Phase liegenden Komponenten gesteuert durch den Bipolardämpfer 342, während sie in der Quadraturkomponente durch den Bipolardämpfer 343 gesteuert werden. Die Ausgänge von den Bipolardämpfern 342, 343 werden mittels Addierer 344 für die Ausgabe addiert. Die Ausgänge von dem Addierer 344 werden kombiniert mit einem 90-Grad- Kombinierer 345 für die Ausgabe.
Andererseits wird das empfangene Signal auf der Seite der Hauptantenne 1 durch einen Signalteiler 95 geteilt und eingegeben in einen Kombinierer 94 über eine Verzögerungsschaltung 346, um mit dem Ausgang von dem 90-Grad-Kombinierer 345 addiert zu werden. Die Verzögerungsschaltung 346 wird verwendet zum Korrigieren und Setzen der Verzögerungszeit des Signals an der Verzögerungszeit T, die identisch ist mit der Mittelanzapfung des Transversalfilters 340.
Die beiden in den Kombinierer 94 eingegebenen Hauptsignale sind in Gegenphase zueinander, jedoch in der Amplitude identisch miteinander. Da die Frequenzgänge derselben umgesetzt werden, um gleich zu sein, werden beide Signale kombiniert zum Extrahieren nur des Interferenzsignals.
Durch Verwendung eines Transversalfilters 340 für das Addieren des Hauptsignals, empfangen durch die Hauptantenne 1, mit Frequenzgängen zu einem Hauptsignal, empfangen durch die Hilfsantenne 4, mit abweichenden Frequenzgängen in Gegenphase, jedoch von derselben Amplitude, miteinander, wird das Hauptsignal erheblich gedämpft zum Hervorheben der Interferenzkomponente, die darin enthalten ist.
Um die jeweiligen Wichtungen des Transversalfilters 340 zu steuern, ist es erforderlich, das Hauptsignal, das nach dem Kombinieren der beiden Signale noch verbleibt, zu korrelieren oder das Interferenzsignal mit einem der Hauptsignale vor der Kombination, und Wichtungsschaltungen (die bipolaren Dämpfer 342, 343) werden rückgekoppelt in einer Weise gesteuert, um die Höhe des Hauptsignals nach Addition oder Korrelation zu minimieren.
Die Arbeitsweise wird nun in spezifischerer und detaillierter Weise beschrieben.
Der Ausgang von dem Kombinierer 94 wird unterteilt durch einen Teiler 50 und in einen Phasendetektor 28 eingegeben. Der Phasendetektor 28 erfaßt in Phase liegend das Signal von dem Teiler 50 mit der Lokalfrequenz, reproduziert durch den Demodulator 12 für das Hauptsignal. Der Detektorausgang wird von harmonischen Komponenten mittels eines Tiefpassfilters 30 befreit und binarisiert durch eine Entscheidungsschaltung 32 mittels des Taktsignals 44, reproduziert durch einen Demodulator 12. Demgemäß erhält man das binäre Interferenzsignal a.
Das von der Hilfsantenne 4 empfangene Signal wird durch den Teiler 96 unterteilt. Einer der Ausgänge von dem Teiler 96 gelangt durch eine Verzögerungsschaltung 346 für die Korrektur der Verzögerungszeit T, die identisch ist mit der Mittelanzapfung des Transversalfilters 340, und wird zugeführt zu einem Kohärenzquadraturphasendetektor 114 über eine Verzögerungsleitung τ&sub2;. Das Signal wird phasenerfaßt durch Phasendetektoren 117, 118 mittels der Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Demodulator 12.
Der Detektorausgang wird von harmonischen Komponenten mittels Tiefpassfilter 119, 120 befreit und binarisiert durch die Entscheidungsschaltungen 121, 122 mittels eines Taktsignals 44, reproduziert durch den Demodulator 12. Durch diese Operation erhält man eine binäre Hauptsignalkomponente aI in Phase und Hauptsignalquadraturkomponente aQ.
Das binarisierte Interferenzsignal a, die binarisierte Hauptsignalkomponente aI in Phase und die Hauptsignalquadraturkomponente aQ werden an einen Transversalfiltersteuerer 190 eingegeben. Variable Bipolardämpfer 342, 343 des Transversalfilters 340 werden mit den folgenden Ausgängen von dem Transversalfiltersteuerer 190 gesteuert.
C&submin;&sub1; (= X&submin;&sub1; + j Y&submin;&sub1;)
C&sub0; (= X&sub0; + j Y&sub0;)
C&sbplus;&sub1; (= X&sbplus;&sub1; + Y&sbplus;&sub1;)
FIG. 15 zeigt die Schaltungsstruktur des Transversalfiltersteuerers 190.
Beispielsweise wird das Signal X&submin;&sub1;, das den Bipolardämpfer 342 der ersten Anzapfung steuert, wie folgt erzeugt. Das binäre Interferenzsignal a wird an einem der Eingangsanschlüsse des Exklusiv-ODER-Gatters 198 eingegeben, während ein Signal, erhalten durch Verzögern der binären in Phase liegenden Komponente aI des Hauptsignals, für 1 X T durch die Verzögerungsschaltung 192 an dem anderen Eingangsanschluß eingegeben wird. Diese Signale werden durch das Exklusiv-ODER-Gatter 198 multipliziert, und deren Ausgang wird durch einen Integrator 204 integriert. Diese Operation liefert die Korrelation zwischen zwei Signalen. Mit dem Ausgang X&submin;&sub1; von ihm wird der Bipolardämpfer 342, der in Beziehung steht mit der in Phase liegenden Komponente der ersten Anzapfung des Transversalfilters 340, gesteuert.
In ähnlicher Weise werden das Interferenzsignal a und das Signal, erhalten durch Verzögern der Quadraturkomponente aQ des binären Hauptsignals, für 1 X T durch die Verzögerungsschaltung 191 multipliziert durch das Exklusiv-ODER-Gatter 199 und integriert mittels Integrator 205. Mit dem Ausgang Y&submin;&sub1; von diesem wird der Bipolardämpfer 343, der in Beziehung steht mit der Quadraturkomponente der ersten Anzapfung des Transversalfilters 340 gesteuert.
In ähnlicher Weise werden die Bipolardämpfer 342, 343 der entsprechenden Anzapfungen durch die Signale C&submin;&sub1;, C&sub0; und C&sbplus;&sub1; gesteuert, um zu bewirken, daß der Ausgang von dem 90-Grad-Kombinierer 345 zusammenfällt mit dem Ausgang von dem Teiler 95 auf der Hauptsignalseite in der Frequenzcharakteristik und Amplitude, jedoch in Anti-Phase zueinander geworden. Selbst wenn die Frequenzgänge der beiden empfangenen Eingangssignale sich voneinander unterscheiden, wird, wenn sie nur kombiniert werden, deshalb das Hauptsignal beinahe vollständig gelöscht, während der Pegel der Interferenzkomponente, die hinzugemischt war, angehoben wird. Dann wird die Interferenzkomponente als ein Interferenzsignal von dem Kombinierer 94 ausgegeben.
In dieser Ausführungsform ist es erforderlich, die relativen Zeitlagen durch Verzögerungsleitungen τ1 und τ2 einzujustieren, um die Wirkung der Löschung zu maximieren. Darüber hinaus ist es erforderlich, relative Verzögerungszeiten der beiden Hauptsignale zu bewirken derart, daß sie zusammenfallen.
Obwohl die Anzahl der Anzapfungen des Transversalfilters als 3 angegeben wurde, kann die Genauigkeit bei der Extraktion der Interferenzsignale erhöht werden durch Erhöhen der Anzahl von Anzapfungen. Der ähnliche Effekt kann erzielt werden durch Verwendung von Transversalfiltern anderer Strukturen.

Ausführungsform 12

FIG. 16 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 12. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 11 dadurch, daß das Transversalfilter 340 ersetzt ist durch ein Transversalfilter 350 mit einer Verzögerungsschaltung 351 mit einer Verzögerungszeit, die eine Hälfte eines Datentaktzyklus T beträgt. Diese Ausführungsform verwendet ferner einen Transversalfiltersteuerer 354 mit einem Verzögerungsschaltkreis 351 der Verzögerungszeit T/2. Durch Strukturieren der Schaltung auf diese Weise wird verhindert, daß die Wirkung der Löschung abnimmt selbst dann, wenn die relativen Verzögerungszeiten der beiden Hauptsignale nicht miteinander zusammenfallen. In dieser Ausführungsform ist es jedoch erforderlich, die Arbeitsgeschwindigkeit der Entscheidungsschaltungen 32, 121, 122 zu erhöhen, die mit den Eingängen des Transversalfiltersteuerers 354 verbunden sind, um das Zweifache. Das Taktsignal 44 wird in der Frequenz durch einen Frequenzmultiplizierer 352 verdoppelt, um in die Entscheidungsschaltungen 32, 121, 122 eingegeben zu werden. Da der Korrelationsdetektor 45 für das Steuern des Quadraturamplitudendemodulators 51 mit dem Taktsignal 44 im Betrieb synchronisiert werden muß, wird der Ausgang von der Entscheidungsschaltung 32 auf die halbe Frequenz mittels eines Flip-Flops 353 vermindert.
Obwohl die Verzögerungsschaltung 351 mit T/2 beschrieben wurde, kann in dieser Ausführungsform die Schaltung der Verzögerungszeit von T dividiert durch eine ganze Zahl in ähnlicher Weise Anwendung finden.
FIG. 17 zeigt die Schaltungsstruktur des Transversalfiltersteuerers 354 unter Verwendung einer T/2-Verzögerungsschaltung 351.

Ausführungsform 13

FIG. 18 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 13. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 11 dadurch, daß ein Transversalfilter 210 mit Verzögerungsleitungen mit mehreren Anzapfungen verwendet wird zum Unterdrücken eines Interferenzsignals, das mit dem Hauptsignal gemischt ist, anstatt die Amplitude und Phase des Interferenzsignals mit einem Quadraturamplitudendemodulator 51 einer einzigen Anzapfung einzustellen. Bei dieser Struktur ist die Schaltung hochwirksam bei der Interferenzunterdrückung selbst dann, wenn das Interferenzsignal ein Breitbandsignal ist und Frequenzgang aufweist.
In FIG. 18 wird das Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, durch das Transversalfilter 210 geführt und dem Kombinierer 11 zugeführt. Das Transversalfilter 210 und der Transversalfiltersteuerer 230 haben eine Struktur ähnlich dem vorerwähnten Transversalfilter 340 und Transversalfiltersteuerer 190.

Ausführungsform 14

FIG. 19 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 14. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung und FIG. 20 ein Schaltungsdiagramm eines Transversalfiltersteuerers 357.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 13 dadurch, daß die Transversalfilter 340, 210 und die Transversalfiltersteuerer 190, 230 durch das Transversalfilter 350 und den Transversalfiltersteuerer 354 ersetzt sind, die für die Ausführungsform 12 gezeigt wurden, und ein Transversalfilter 356 und ein Transversalfiltersteuerer 357 derselben Struktur wie oben.
Derselbe Effekt kann erzielt werden durch Ersetzen nur des Transversalfilters 340 der Ausführungsform 13 durch das Transversalfilter 350 dieser Ausführungsform ohne Ersatz des Transversalfilters 210 und Verwendung eines dementsprechenden Transversalfiltersteuerers 354. Alternativ wird das Transversalfilter 210 der Ausführungsform 13 ersetzt durch das Transversalfilter 356 dieser Ausführungsform und Anwendung des dementsprechenden Transversalfiltersteuerers 357.

Ausführungsform 15

FIG. 21 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 15. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform ist identisch mit der Ausführungsform 1, indem das Interferenzsignal von den beiden empfangenen Signalen extrahiert wird, unterscheidet sich jedoch von der Ausführungsform 1 dadurch, daß die Interferenzsignalkomponente, enthalten in dem Empfangssignal der Hilfsantenne 4, in Amplitude und Phase eingestellt wird, mit dem empfangenen Signal der Hauptantenne 1 kombiniert wird und in Amplitude und Phase in einer Weise eingestellt wird, daß die Interferenzsignalkomponente minimiert wird, die in dem Ausgang von dem Kombinierer enthalten ist.
Genauer gesagt, wird ein Signal oder ein Gemisch des Hauptsignals und des Interferenzsignals jeweils von zwei Empfängerschaltungen empfangen oder der Hauptantenne 1 mit ihrer eigenen Ausgangsschaltung und der Hilfsantenne 4 mit ihrer eigenen Ausgangsschaltung. Diese Ausführungsform umfaßt ferner das Folgende; einen variablen Dämpfer 91 und einen variablen Phasenschieber 92 als erste Einstellmittel, welche die relative Amplitude bzw. Phase der empfangenen Signale einstellen an den entsprechenden Ausgängen der beiden Empfängerschaltungen; einen Kombinierer 94 als erstes Kombiniermittel, das die beiden empfangenen Signale kombiniert, die in Amplitude und Phase durch die ersten Einstellmittel eingestellt worden sind; einen Steuerer 93 als erstes Steuermittel, das die ersten Einstellmittel so steuert, daß die Interferenzsignalkomponente, enthalten innerhalb des Ausgangs von dem ersten Kombiniermittel, hinreichend größer im Pegel wird als die Hauptsignalkomponente; einen variablen Dämpfer 360 und einen variablen Phasenschieber 361 als drittes Einstellmittel, das die relative Amplitude bzw. Phase des empfangenen Signals an den Ausgängen der beiden Empfängerschaltungen einstellen und getrennt vorgesehen ist von dem ersten Einstellmittel; einen Kombinierer 362 als drittes Kombiniermittel, das die beiden empfangenen Signale kombiniert, die in Amplitude und Phase durch die dritten Einstellmittel eingestellt worden sind; und einen Steuerer 363 als drittes Steuermittel, das die dritten Einstellmittel steuert, um die Interferenzsignalkomponente, enthalten in dem Ausgang von dem dritten Kombiniermittel, hinreichend klein zu machen.
Das Verfahren zum Löschen des Interferenzsignals, das in das Hauptsignal gemischt wird, wird unten beschrieben.
Um das Interferenzsignal aus dem Ausgang vom Kombinierer 362 zu löschen, werden der variable Dämpfer 360 und der variable Phasenschieber 361 in einer Weise gesteuert, um das Interferenzsignal innerhalb des von der Hilfsantenne 4 empfangenen Signals und das Interferenzsignal innerhalb des von der Hauptantenne 1 empfangenen Signals identisch in ihrer Amplitude zu machen, jedoch in Gegenphase zueinander.
Die Korrelation zwischen dem Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, und der Interferenzkomponente, enthalten innerhalb des Ausgangs vom Kombinierer 362, wird erfaßt durch einen Steuerer 363, und der variable Dämpfer 360 und der variable Phasenschieber 361 werden gesteuert zum Entfernen der Interferenzkomponente. Um das Verhältnis der Hauptsignalleistung gegenüber der Interferenzsignalleistung (D/U) im Ausgang vom Kombinierer 362 größer zu machen als das Verhältnis der Hauptantenne 1 gegenüber der Hilfsantenne 4 im Eingang oder deren D/U- Verhältnis, kann der variable Dämpfer 360 nicht nur auf der Seite der Hilfsantenne 4 eingesetzt werden, sondern auch auf der Seite der Hauptantenne 1.
Durch den oben beschriebenen Betrieb kann das Interferenzsignal, gemischt mit dem Hauptsignal, automatisch gelöscht werden.
Diese Ausführungsform wird nun mehr ins einzelne gehend unten beschrieben.

Ausführungsform 16

FIG. 22 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 16. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Die Signale, empfangen von der Hauptantenne 1 und der Hilfsantenne 4, werden durch Bandpassfilter 2, 5 geführt zum Verbessern des Signal-Rausch-Verhältnisses und werden umgesetzt in Zwischenfrequenz durch die Frequenzumsetzer 3 bzw. 6 mittels der Lokalfrequenz von einem gemeinsamen Lokaloszillator 7.
Die in IF umgesetzten Signale werden Teilern 95 bzw. 96 eingegeben. Einer der Ausgänge vom Teiler 95 wird in einen Kombinierer 362 eingegeben. Einer der Ausgänge vom Teiler 96 wird in einen Kombinierer 94 über den Teiler 365 dem variablen Dämpfer 91 und dem variablen Phasenschieber 92 eingegeben. Die Schaltungen 91 und 92 werden rückgekoppelt gesteuert, so daß das Hauptsignal in dem oben erwähnten Ausgang vom Teiler 96 dieselbe Amplitude, jedoch entgegengesetzte Phase hat wie das Hauptsignal in dem anderen Ausgang vom Teiler 95. Dies dämpft deutlich den Hauptsignalausgang innerhalb des Ausgangs vom Kombinierer 94, um dadurch das Interferenzsignal zu betonen.
Das Verfahren der Steuerung der Schaltungen 361 und 362 ist unten beschrieben. Es bewirkt, daß das Interferenzsignal innerhalb des von der Hilfsantenne 4 empfangenen Signals die gleiche Amplitude, jedoch Gegenphase hat zu dem Interferenzsignal in dem Signal, empfangen durch die Hauptantenne 1.
Das Hauptsignal, kombiniert durch den Kombinierer 362, wird in den Demodulator 12 eingegeben. Der Demodulator 12 erfaßt in Quadraturphase das Hauptsignal durch die Phasendetektoren 15, 16 mittels der Lokalfrequenz, reproduziert aus dem Hauptsignal, und die Ausgangssignale davon werden den Tiefpassfiltern 17 bzw. 18 zugeführt für das Entfernen von harmonischen Komponenten, um Basisbandsignale in Phase bwz. in Quadraturphase zu erhalten. Die so gewonnenen Basisbandsignale werden Fehlerdetektoren 19 bzw. 20 zugeführt. Die Fehlerdetektoren 19, 20 umfassen Entscheidungsschaltungen 21, 22 und Subtraktoren 23, 24, von welchen die Fehlersignale ausgegeben werden.
Andererseits wird das Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, in Phase erfaßt durch den Phasendetektor 28 mittels einer Lokalfrequenz 13, befreit von harmonischen Komponenten durch das Tiefpassfilter 30 und binarisiert durch einen Entscheidungsschaltkreis 32. Diese Operation liefert binäre Interferenzsignale. Die Entscheidungsschaltung 32 arbeitet mit einem Taktsignal 44, reproduziert durch den Hauptsignaldemodulator 12, um die Signale zu binarisieren.
Die Operation geht weiter zu dem Schritt der Erfassung der Korrelation zwischen den in Phase liegenden bzw. in Quadratur liegenden Fehlersignalen, erhalten von dem Demodulator 12 und dem binarisierten Interferenzsignal. Genauer gesagt, werden das Fehlersignal und die Interferenz der in Phase liegenden Signalkomponente digital multipliziert mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 35, und der Ausgang davon wird verwendet zum Steuern eines variablen Dämpfers 360. Das Fehlersignal und das Interferenzsignal der Quadraturkomponente werden digital multipliziert mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 37, und der Ausgang von diesem wird integriert mittels Integrator 42, und dessen Ausgangssignal wird verwendet zum Steuern eines variablen Phasenschiebers 361. Auf diese Weise wird die Interferenz automatisch gelöscht.

Ausführungsform 17

FIG. 23 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 17. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 16 dadurch, daß die Amplitude und Phase des Signals, empfangen durch die Hilfsantenne 4, gesteuert wird durch einen Quadraturamplitudenmodulator, während dieser gesteuert wird durch einen variablen Dämpfer und einen variablen Phasenschieber in der Ausführungsform 16.
Genauer gesagt, werden die Schalter 361 und 360 gesteuert mit dem Korrelationsausgang von den Integratoren 42 bzw. 43, und der variable Phasenschieber 92 und der variable Dämpfer 91 werden gesteuert mit dem Korrelationsausgang von den Integratoren 126, 127 in der Ausführungsform 16, wobei dieselbe Operation ausgeführt wird durch Anwenden der Quadraturamplitudenmodulatoren 130, 370 in dieser Ausführungsform Der Quadraturamplitudenmodulator 130 umfaßt einen Teiler 131 für das Teilen der Eingangssignale, einen 90-Grad-Phasenschieber 132, der einen der Ausgänge des Teilers 131 um 90 Grad verschiebt, einen Bipolardämpfer 133 der Quadraturphase, der die Amplitude des Ausgangs von dem 90-Grad-Phasenschieber 132 einstellt, einen Bipolardämpfer 134, der die Amplitude des anderen Ausgangs vom Teiler 131 einstellt, und einen Kombinierer 135, der die Ausgänge von den Bipolardämpfern 133, 134 kombiniert.
Der Quadraturamplitudenmodulator 370 umfaßt in ähnlicher Weise einen Teiler 371, einen 90-Grad-Phasenschieber 372, bipolare Dämpfer 373, 374 und einen Kombinierer 375.
Der bipolare Dämpfer 134 der gleichen Phase innerhalb des Quadraturamplitudenmodulators 130 wird mit dem Ausgang vom Integrator 127 des Korrelationsdetektors 123 gesteuert. Der Quadraturphasenbipolardämpfer 133 wird durch den Ausgang vom Integrator 126 gesteuert.
Der phasengleiche Bipolardämpfer 374 und der Quadraturphasenbipolardämpfer 373 innerhalb des anderen Quadraturamplitudenmodulators 370 sind ähnlich und werden entsprechend gesteuert mit den Ausgängen von den Integratoren 43, 42 innerhalb des Korrelationsdetektors 45.

Ausführungsform 18

FIG. 24 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 18. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 17 dadurch, daß die Quadraturamplitudenmodulatoren 130, 370 ersetzt werden durch Transversalfilter 380, 381 für das Steuern der Amplitude bzw. Phase des Signals, empfangen von der Hilfsantenne 4. Durch Strukturierung der Schaltung in dieser Weise kann selbst dann, wenn die von der Hauptantenne 1 oder Hilfsantenne 4 empfangenen Signale Frequenzgänge haben, das Interferenzsignal aus dem empfangenen Signal gelöscht werden. Die Transversalfilter 380, 381 können dieselben sein wie jene, die in FIG. 14 gezeigt sind, und die Transversalfiltersteuerer 382, 283 können dieselben sein wie jene, die in FIG. 15 gezeigt sind.

Ausführungsform 19

FIG. 25 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 19. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform beträgt die Verzögerungszeit zwischen den Anzapfungen der Steuerer 386, 387 der Transversalfilter 384, 385 T/2, oder genauer gesagt, sind die Transversalfilter 384, 385 dieselben wie das Transversalfilter 350, das in FIG. 16 gezeigt ist, und ihre Steuerer 386, 387 sind dieselben wie der eine, der entweder in FIG. 17 oder 20 gezeigt ist. In diesem Falle wird das Taktsignal 44 in der Frequenz verdoppelt durch einen Frequenzmultiplizierer 352, um an den Entscheidungsschaltungen 32, 121 sowie 122 eingegeben zu werden, ähnlich dem Fall, der in FIG. 16 gezeigt ist.

Ausführungsform 20

FIG. 26 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 20. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Die Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Ausführungsform umfaßt eine Hauptantenne 1 mit ihrem Ausgangsschaltkreis und eine Hilfsantenne 4 mit ihrem Ausgangsschaltkreis als die beiden Empfängerschaltungen, welche separat ein Gemisch des Hauptsignals und des Interferenzsignals empfangen; ein variabler Dämpfer 91 und ein variabler Phasenschieber 92 als erstes Einstellmittel, welches die relative Amplitude und Phase der empfangenen Signale, erhalten an den jeweiligen Ausgängen der beiden Empfängerschaltungen, einstellt; einen Kombinierer 94 als erstes Kombiniermittel, welches die beiden empfangenen Signale, die hinsichtlich Amplitude und Phase durch die ersten Einstellmittel eingestellt worden sind, kombiniert; einen Steuerer 93 als erstes Steuermittel, der die ersten Einstellmittel so steuert, daß die Interferenzsignalkomponente, enthalten im Ausgang von dem ersten Kombiniermittel, hinreichend größer im Pegel ist als die Hauptsignalkomponente; einen variabler Dämpfer 10 und einen variabler Phasenschieber 38 als zweite Einstellmittel, welche die Amplitude bzw. Phase des Ausgangs von dem ersten Kombiniermittel einstellen; einen Kombinierer 11 als zweites Kombiniermittel, das den Ausgang von dem zweiten Einstellmittel mit der Summe der empfangenen Signale der beiden Empfängerschaltungen kombiniert, und einen Steuerer 95 als zweites Steuermittel, das die zweiten Einstellmittel so steuert, daß die Interferenzsignalkomponente, enthalten im Ausgang vom zweiten Kombiniermittel, hinreichend klein gemacht wird.
Die Haupt- und Hilfsantennen 1 bzw. 4 sind auf die Sendequelle des Hauptsignals gerichtet (in dieser Ausführungsform Digitalsignale). Da die Interferenzquelle in derselben Richtung liegt, empfangen Empfängerschaltungen unvermeidlich das Hauptsignal und das Interferenzsignal gleichzeitig.
In Digitalfunkübertragungen wird generell das Kammsystem verwendet. In dem Fall werden zwei Antennen verwendet so wie sie sind, und die jeweils von der Hauptantenne 1 bzw. Hilfsantenne 4 empfangenen Signale werden in einem Kombinierer 90 kombiniert.
Das Verfahren der Extraktion des Interferenzsignals, das mit dem Hauptsignal gemischt ist, wird unten beschrieben.
Das von der Hauptantenne 1 empfangene Signal wird an einen der Eingänge eines Kombinierers 94 gelegt, nachdem es geteilt worden ist. Das Signal, empfangen von der Hilfsantenne 4, wird ebenfalls geteilt und dann durch den variablen Dämpfer 91 und den variablen Phasenschieber 92 geführt und an den anderen Eingang des Kombinierers 94 gelegt.
Hauptsignale in den beiden Eingängen zum Kombinierer 94 sollten in Gegenphase sein, doch die gleiche Amplitude aufweisen, um das Interferenzsignal aus dem Ausgang des Kombinierers 94 zu extrahieren. Das empfangene Signal, gesandt von der Hilfsantenne 4, und das empfangene Signal, gesandt von der Hauptantenne 1, werden in ihren relativen Amplituden- und Phasendifferenzen erfaßt durch einen Steuerer 93, und der variable Phasenschieber 92 und der variable Dämpfer 91 werden mit dem Ausgang von diesem gesteuert. Als Ergebnis wird das Hauptsignal aus dem Ausgang vom Kombinierer 94 gelöscht und es verbleibt nur das Interferenzsignal.
Das Verfahren zum Löschen des Interferenzsignals, das mit dem Hauptsignal gemischt ist, basierend auf dem so extrahierten Interferenzsignal, wird nun beschrieben.
Das Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, wird an einen der Eingänge des Kombinierers 11 über den variablen Dämpfer 10 und den variablen Phasenschieber 8 gelegt. Das empfangene Signal, ausgegeben von dem Kombinierer 90, wird an den anderen Eingang des Kombinierers 11 gelegt. Die Interferenzsignale an den Eingängen des Kombinierers 11 sollten in Gegenphase sein, jedoch die gleiche Amplitude haben, um das Interferenzsignal aus dem Ausgang vom Kombinierer 11 zu löschen.
Deshalb werden die relative Differenz in Amplitude und Phase zwischen dem Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, und der Interferenzkomponente, enthalten innerhalb des vom Kombinierer 90 ausgegebenen Signals, erfaßt, und der variable Dämpfer 10 und der variable Phasenschieber 8 werden so gesteuert, daß er bewirkt, daß die beiden Signale Gegenphase haben und die gleiche Amplitude.
Wie oben beschrieben, wird das Interferenzsignal, das mit dem Hauptsignal gemischt worden ist, automatisch extrahiert, und auf ihm baiserend kann die Interferenz automatisch unterdrückt werden.
Der konkrete Aufbau der Steuerer 93 und 95 werden in Beziehung mit dem 21. Ausführungsbeispiel beschrieben und jenem, das folgt.

Ausführungsform 21

FIG. 27 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 21. Ausführungsform dieser Erfindung, bei der eine Hauptantenne 1 und eine Hilfsantenne 4 auf die Sendequelle des Hauptsignals (Digitalsignal) gerichtet sind, jedoch interferierend.
Bei gewöhnlicher Digitalfunkübertragung wird oft das Kammsystem verwendet. In einem solchen Falle werden die beiden Antennen so eingesetzt wie sie sind.
Die Signale, empfangen von den beiden Antennen, werden durch Bandpassfilter 2, 5 geführt (nicht immer erforderlich) für Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses und werden in eine Zwischenfrequenz umgesetzt durch die Frequenzumsetzer 3, 6 mittels eines gemeinsamen Lokaloszillators 7.
Die Signale, die in das IF-Band umgesetzt worden sind, werden jeweils durch automatische Verstärkungssteuerer 101 bzw. 102 geführt, damit deren Ausgänge dieselbe Amplitude erhalten. Aus den Ausgängen mit derselben Amplitude wird der Ausgang vom Schaltkreis 101 einem kämmenden Phasensteuerer 103 zugeführt und einem Teiler 105, während der Ausgang vom Schaltkreis 102 einem kämmenden Phasensteuerer 103 und einem Teiler 106 über einen variablen Phasenschieber 104 zugeführt wird.
Der variable Phasenschieber 104 wird in der Phase eingestellt durch den Phasensteuerer 103, und die Ausgänge von den Teilern 105, 106 werden dem Kombinierer 90 in derselben Phase zugeführt.
Die phasengleiche Kombinierschaltung 100 umfaßt die Teile, die mit den Referenzzeichen 1 bis 7, 101 bis 106 und 90 markiert sind.
Das Interferenzsignal, das in das Hauptsignal gemischt ist, kann wie folgt extrahiert werden.
Die Steuerspannung der beiden automatischen Verstärkungssteuerer 101, 102 werden in einen Differentialverstärker 107 eingegeben, dessen Ausgang verwendet wird zum Steuern eines variablen Dämpfers 91, verbunden mit dem Teiler 106, und der Ausgang von dem variablen Dämpfer 91 und der Ausgang von dem Teiler 105 erhalten die gleiche Amplitude. Da der Ausgang vom Schaltkreis 91 und der Ausgang vom Teiler 105 bereits auf die gleiche Phase eingestellt worden sind, wenn sie in einen 180- Grad-Kombinierer 94 eingegeben wurden, werden sie zueinander in Gegenphase addiert. Das Hauptsignal vom Kombinierer 94 ist in Anti-Phase versetzt zum Ausgang des Interferenzsignals allein.
Durch Verwerten des so gewonnenen Interferenzsignals kann die Interferenzkomponente, die innerhalb des Hauptsignals verbleibt, welche erzeugt wird durch Kombinieren der beiden in Phase liegenden Signale, unterdrückt werden.
Genauer gesagt, wird das Interferenzsignal, wie oben beschrieben erhalten, sequentiell eingegeben in einen variablen Dämpfer 10, der die Amplitude steuert, und einen variablen Phasenschieber 8, der die Phase steuert, und die Ausgänge von den Schaltungen 8 und 10 werden durch einen Kombinierer 11 kombiniert.
Da das Ausgangssignal von der Schaltung 10 bereits eingestellt worden war, um im wesentlichen Gegenphase und gleiche Amplitude wie die Interferenzkomponente zu haben, die in das vom Kombinierer 90 ausgegebene Signal gemischt war, enthält der Ausgang vom Kombinierer 11 nicht die Interferenzkomponente.
Die Verzögerungszeiten am Kombinierer 94, die sich mit den beiden Hauptsignalen in Gegenphase, jedoch mit gleicher Amplitude kombinieren, sollten miteinander komzident sein.
Das Steuerverfahren der Schaltungen 8 und 10 wird nun unten beschrieben.
Die empfangenen Signale, kombiniert durch den Kombinierer 11, werden in den Demodulator 12 eingegeben. Der Demodulator 12 erfaßt in Quadratur die empfangenen Signale durch einen Quadraturphasendetektor, umfassend einen 90-Grad-Phasenschieber 14 und Phasendetektoren 15, 16 mittels der Lokalfrequenz, reproduzuiert aus den empfangenen Signalen, und überführt die Ausgangssignale zu Tiefpassfiltern 17 bzw. 18, um Basisbandsignale in Quadratur bzw. in Phase zu erhalten. Die erhaltenen Basisbandsignale werden in Fehlersignaldetektoren 19 bzw. 20 eingegeben. Die Fehlersignaldetektoren 19, 20 umfassen Entscheidungsschaltungen 21, 22 und Subtraktoren 23, 24 für das Berechnen der Differenz zwischen den Eingängen und Ausgängen, und Fehlersignale werden von den Subtraktoren 23, 24 ausgegeben.
Wenn das Hauptsignal ein 16QAM-Signal ist, kann ein Analog/Digital-Umsetzer von 3 Bits oder mehr als Fehlersignaldetektor verwendet werden. Ein quarternäres Basisbandsignal wird erhalten durch Demoduheren des 16QAM-Signals. Durch Leiten des quarternären Signals durch eine Entscheidungsschaltung (Analog/Digital-Umsetzer) mit einem Ausgang von 3 Bits oder mehr, bedeuten die höchstelligen zwei Bits im Ausgang von diesem ein Entscheidungssignal und das dritte Bit ein Fehlersignal, wie in der obigen Tabelle gezeigt. Das Fehlersignal kann auf diese Weise aus dem dritten Bit erhalten werden.
Das Interferenzsignal, erhalten durch den Kombinierer 94, wird andererseits durch einen variablen Phasenschieber 8 und einen Teiler 9 geführt, in der Phase erfaßt durch einen Phasendetektor 28 mittels der vorerwähnten Lokalfrequenz 13, von harmonischen Komponenten mittels eines Tiefpassfilters 30 befreit und binarisiert durch eine Entscheidungsschaltung 32. Diese Operation liefert binarisierte Interferenzsignale. Die Entscheidungsschaltung 32 binarisiert das Signal durch Verwendung des Taktsignals 44, reproduziert mittels des Demodulators 12 auf der Hauptsignalseite.
Die Korrelation des Fehlersignals wird erfaßt in den in Phase liegenden und den Quadraturkomponenten, erhalten durch den Demodulator 12, mit dem Interferenzsignal, das binarisiert worden ist. Genauer gesagt, werden das Fehlersignal und das Interferenzsignal der in Phase liegenden Komponente digital multipliziert mittels eines Exklusiv-ODER- Gatters 35, und der Ausgang wird mittels eines Integrators 43 integriert, und der variable Dämpfer 10 wird mit dem Ausgang gesteuert. Das Fehlersignal der Quadraturkomponente und das Interferenzsignal werden digital multipliziert mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 37, und der Ausgang von diesem wird integriert mittels eines Integrators 42. Der variable Phasenschieber 8 wird mit dem Ausgangssignal davon gesteuert.
Der Korrelationsdetektor 45 umfaßt Exklusiv-ODER-Gatter 35, 37 und Integratoren 42, 43. Durch Verbinden der Ausgänge von den Integratoren 42, 43 mit dem variablen Dämpfer 10 bzw. dem variablen Phasenschieber 8 werden Amplitudensteuermittel bzw. Phasensteuermittel aufgebaut. Der Steuerer 95 der Ausführungsform 20 umfaßt einen Phasendetektor 28, ein Tiefpassfilter 30, eine Entscheidungsschaltung 32 und einen Korrelationsdetektor 33. Der Steuerer 93 der Ausführungsform 20 umfaßt einen Phasensteuerer 103 und einen Differentialverstärker 107.
Auf diese Weise kann die Interferenz automatisch gelöscht werden. Obwohl Multiplikationen in Binärcodes mit Exklusiv-ODER-Gattern 35, 37 hier beschrieben wurden, ist die Binarisierschaltung für die Interferenzsignale nicht absolut notwendig, und derselbe Effekt kann erzielt werden durch einen analogen Multiplizierer anstelle eines Exklusiv-ODER- Gatters.

Ausführungsform 22

FIG. 28 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 22. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich hauptsächlich von der Ausführungsform 21 in der Struktur der Kombiniererschaltung 100 für die in Phase liegende Komponente und des Steuerers 93. Der Schaltungsaufbau des Steuerers 95 ist derselbe wie jener der Ausführungsform 21.
In der Ausführungsform 21, wiedergegeben in FIG. 27, werden die Phasen der empfangenen Signale von der Hauptantenne 1 und der Hilfsantenne 4 ausgefluchtet durch den gleichphasigen Kombiniererschaltkreis 100 mittels Eingabe von Steuerspannungen an den Differentialverstärker 104 für die Ausfluchtung der Ausgänge von den automatischen Verstärkungssteuerern 101, 102 auf demselben Pegel, um so die Ausgänge auf dieselbe Amplitude von vornherein einzustellen, und Versetzen des Hauptsignals durch den 180-Grad-Kombinierer 94. In dieser Ausführungsform sind jedoch variable Dämpfer 91 und ein variabler Phasenschieber 92 für die Einstellung der Amplitude bzw. der Phase der empfangenen Signale vorgesehen, und beide Schaltungen 91, 92 werden rückgekoppelt gesteuert, um so den beiden Signalen, empfangen durch die Antennen 1 bzw. 4, dieselbe Amplitude zu geben, jedoch zueinander entgegengesetzte Phasen.
Die Rückkopplungssteuerung wird wie folgt ausgeführt. Die beiden Hauptsignale, empfangen von den beiden Antennen 1 und 4, werden in einer Weise kombiniert, daß sie dieselbe Amplitude erhalten, jedoch gegenphasig sind, und das Hauptsignal, das immer noch nach der Kombination verbleibt, wird korreliert mit einem der beiden Signale vor der Kombination. Die Amplitude und die Phase des anderen Hauptsignals werden gesteuert durch den variablen Dämpfer 91 und den variablen Phasenschieber 92 in einer Weise, um das verbleibende Hauptsignal oder die Korrelation zu minimieren. Dies hält das Hauptsignal, das nach der Kombination verbleibt, konstant auf einem Minimum.
An dem Punkt, wo der Interferenz-Auslöschvorgang beginnt, ist das Hauptsignal dominant, während bei fortschreitender Operation in den Normalbetrieb die Interferenzkomponente, enthalten in dem Hauptsignal, dominanter wird und von dem Kombinierer 94 als das Interferenzsignal ausgegeben wird.
Genauer gesagt, wird durch Verwendung der Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Hauptsignaldemodulator 12, der Ausgang von dem Kombinierer 94 oder das Interferenzsignal, das verbleibt, nachdem das Hauptsignal gelöscht worden ist, in Phase erfaßt durch den Phasendetektor 111 und durch ein Tiefpassfilter 112 geführt, um harmonische Komponenten zu entfernen. Der Ausgang von dem Filter 112 wird binarisiert mittels Entscheidungsschaltung 113 unter Verwendung von Taktsignalen 44, reproduziert durch den Hauptsignaldemodulator 12. Demgemäß wird das Interferenzsignal im Binärcode erhalten.
Das Signal, empfangen durch die Hilfsantenne 4, wird durch den Teiler 110 geteilt und eingegeben in den Kohärenzquadraturphasendetektor 114. Das Eingangssignal wird in Phase erfaßt mittels Phasendetektoren 117, 118 unter Zuhilfenahme der Lokalfrequenz 13, durch Tiefpassfilter 119, 120 geführt zum Entfernen von harmonischen Komponenten und mittels Entscheidungsschaltungen 121, 122 binarisiert. Dies liefert binarisierte Hauptsignale von in Phase bzw. Quadraturphase liegenden Komponenten. Das Taktsignal, reproduziert durch den Demodulator 12, wird den Entscheidungsschaltungen 121, 122 für die Binarisierung zugeführt.
Das Hauptsignal der in Phase liegenden Komponente, erhalten von der Entscheidungsschaltung 122, wird digital mit dem verbleibenden Hauptsignal (Interferenzsignal) multipliziert, ausgegeben von der Entscheidungsschaltung 113, die in der Phase in Beziehung steht mit dem obigen Hauptsignal, mittels Exklusiv-ODER-Gatter 125, und das Ergebnis wird mittels eines Integrators 127 integriert. Der variable Dämpfer 91 wird mit dem Ausgang vom Integrator 127 gesteuert.
In ähnlicher Weise wird das Hauptsignal der Quadraturphase, ausgegeben vom Entscheidungsschaltkreis 121, digital multipliziert mit dem verbleibenden Hauptsignal (Interferenzsignal), ausgegeben von der Entscheidungsschaltung 113, welches in Quadraturbeziehung steht mittels eines Exklusiv-ODER-Gatters 124, und das Ergebnis wird integriert mittels eines Integrators 126. Mit dem Ausgang von dem Integrator wird der variable Phasenschieber 92 gesteuert.
Der Korrelationsdetektor 123 umfaßt Exklusiv-ODER-Gatter 124, 125 und Integratoren 126, 127, während der Steuerer 93 in FIG. 26 einen Phasendetektor 111, ein Tiefpassfilter 112, eine Entscheidungsschaltung 113, einen Quadraturphasendetektor 114 und einen Korrelationsdetektor 123 umfaßt.
Wie oben erwähnt, sind die Entscheidungsschaltungen 113, 121, 122 nicht absolut notwendig.
Wie vorstehend beschrieben, wird das Interferenzsignal, das in das empfangene Signal gemischt ist, automatisch für die Entfernung extrahiert. Die Verzögerungszeit der beiden empfangenen Signale sollte so eingestellt werden, daß sie miteinander komzident sind am Kombinierer 94.

Ausführungsform 23

FIG. 29 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 23. Ausführungsform gemäß dieser Erfindung.
Die Ausführungsform 23 unterscheidet sich von der Ausführungsform 22, dargestellt in FIG. 28, dadurch, daß der Betrieb getrennt geführt wird durch den Phasendetektor 111, Tiefpassfilter 112 und Entscheidungsschaltung 113 für Extraktion der Interferenzsignale, und Phasendetektor 28, Tiefpassfilter 30 und Entscheidungsschaltung 32 werden ausgeführt mittels einer gemeinsamen Schaltung oder mittels eines Phasendetektors 28, Tiefpassfilter 30 und einer Entscheidungsschaltung 32. Dies vereinfacht den Interferenz-Auslöschschaltkreis deutlich.
Das Verfahren zum Steuern der variablen Dämpfer 10, 91 und der variablen Phasenschieber 8, 92 ist dasselbe, wie für Ausführungsform 22 beschrieben.

Ausführungsform 24

FIG. 30 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 24. Ausführungsform gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 23, dargestellt in FIG. 29, dadurch, daß die Amplituden und Phasen des Hauptsignals und des Interferenzsignals durch Quadraturamplitudenmodulatoren statt durch variable Dämpfer und variable Phasenschieber der Ausführungsform 23 gesteuert werden.
Die variablen Dämpfer 10, 91 und die variablen Phasenschieber 8, 92 werden gesteuert durch die Korrelationsausgänge von den Integratoren 43, 127, 42 und 126 in der Ausführungsform 23. In der Ausführungsform 24 jedoch wird dieselbe Funktion erhalten durch die Quadraturamplitudenmodulatoren 130, 51.
Der Quadraturamplitudenmodulator 130 umfaßt einen Teiler 131 für das Teilen des Eingangssignals, einen 90-Grad-Phasenschieber 132, der die Phase eines der Ausgänge vom Teiler 131 um 90 Grad verschiebt, einen Bipolardämpfer 133 der Quadraturphase für die Einstellung der Amplitude des Ausgangs vom Phasenschieber 132, einen gleichphasigen Bipolardämpfer 134 für die Einstellung der Amplitude des anderen Ausgangs vom Teiler 131, und einen Kombinierer 135, der die Ausgänge von den Bipolardämpfern 133, 134 kombiniert.
Der Quadraturamplitudendemodulator 51 umfaßt in ähnlicher Weise einen Teiler 52, einen 90-Grad-Phasenschieber 53, Bipolardämpfer 54, 55 und einen Kombinierer 56.
Der gleichphasige Bipolardämpfer 134 in dem Quadraturamplitudenmodulator 130 wird gesteuert durch den Ausgang vom Integrator 127, während der Quadraturbipolardämpfer 133 durch den Ausgang vom Integrator 126 gesteuert wird. In ähnlicher Weise werden der Quadratur- und der gleichphasige Dämpfer 54 bzw. 55 innerhalb des Quadraturmodulators 51 durch die Ausgänge von den Integratoren 42, 43 gesteuert.

Ausführungsform 25

FIG. 31 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 25. Ausführungsform dieser Erfindung.
Die Ausführungsform 25 unterscheidet sich von der Ausführungsform 24, dargestellt in FIG. 30, dadurch, daß die Korrelationserfassung nicht durch ein Exklusiv-ODER-Gatter, sondern durch analoge Multiplikation mit Multiplizierern 140 bis 143 ausgeführt wird, um die Steuerverstärkung zu vergrößern.

Ausführungsform 26

FIG. 32 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 26. Ausführungsform dieser Erfindung.
Die Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 24, dargestellt in FIG. 30, dadurch, daß die Fehlersignaldetektoren 19, und die Entscheidungsschaltungen 32, 121, 122 ersetzt sind durch Analog/Digital-Umsetzer 150 bis 154.
Wenn das Hauptsignal 16QAM ist, und wenn ein Analog/Digital- Umsetzer mit dem Ausgang von mehr als 3 Bits verwendet wird, wie in der obigen Tabelle angegeben, zeigen die höchststelligen zwei Bits von dessen Ausgang das Ergebnis der Entscheidung und das dritte Bit das Fehlersignal. Es wird deshalb möglich, das Fehlersignal als drittes der höchststelligen Bits zu entnehmen.
Die Analog/Digital-Umsetzer 150 bis 154 führen eine Abtastung aus mit dem Taktsignal 44, reproduziert durch den Demodulator 12. Dann wird das erste Bit (Polaritätssignal) des Analog/Digital-Umsetzers 152, der das Basisbandsignal des Interferenzsignals in ein Digitalsignal umsetzt, korreliert mit dem dritten Bit (Fehlersignal) der Analog/Digital- Umsetzer 150, 151, und die Bipolardämpfer 54, 55 innerhalb des Modulators 51 werden mittels der Korrelationssignale gesteuert. Durch diese Operation kann das Interferenzsignal entfernt werden.
Die Analog/Digital-Umsetzer 153, 154 innerhalb des Quadraturphasendetektors 114, angeschlossen an den Ausgang des Teilers 110, geben das höchststellige Bit (Polaritätssignal) der in Phase liegenden Komponente bzw. der Quadraturphasenkomponente aus. Das höchststellige Bit derselben ist korreliert mit dem höchststelligen Bit des Analog/Digital- Umsetzers 152 in der Erfassung, und die Bipolardämpfer 133, 134 des Quadraturamplitudenmodulators 130 werden gesteuert durch das Korrelationssignal, um das Interferenzsignal, das mit dem Hauptsignal gemischt ist, zu extrahieren.

Ausführungsform 27

FIG. 33 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 27. Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 23, wiedergegeben in FIG. 29, dadurch, daß die Binarisierung des extrahierten Interferenzsignals mittels eines Quadraturphasendetektors 25 ausgeführt wird (dessen Aufbau ist derselbe wie jener des Quadraturphasendetektors 114, dargestellt in Verbindung mit der Ausführungsform 23), anstatt mit dem Phasendetektor, und die in Phase liegende Komponente wird allein erfaßt in Gleichphase für die Binarisierung des Ausgangs vom Teiler 110, ohne Verwendung des Quadraturphasendetektors. Aus diesem Grunde unterscheidet sich die Struktur des Korrelationsdetektors 33 geringfügig von der der Schaltung 45 der Ausführungsform 23, entspricht jedoch dem Stand der Technik gemäß Schaltung 33 nach FIG. 1.

Ausführungsform 28

FIG. 34 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 28. Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 23, wiedergegeben in FIG. 29, dadurch, daß das extrahierte Interferenzsignal binarisiert wird mittels eines Quadraturdetektors 25 ähnlich der Ausführungsform 27. Dies macht den Schaltungsbereich größer als die Ausführungsform 23, doch wird die Steuerverstärkung doppelt so groß und verbessert dadurch die Reaktion und die Konvergenz des Steuerverhaltens.
Die Struktur des Korrelationsdetektors 166 ist dieselbe wie jene des Korrelationsdetektors 33, umfassend Exklusiv-ODER-Gatter 124, 125, 160, 161, Widerstände 162 bis 165 und Integratoren 126, 127.
Die 29. bis 35. Ausführungsform dieser Erfindung werden unten erläutert. Diese Ausführungsformen unterscheiden sich von den vorerwähnten Ausführungsformen deutlich dadurch, daß der Quadraturamplitudenmodulator 130, verwendet im 24. bis 26. Ausführungsbeispiel, ersetzt wird durch ein zweidimensionales Transversalfilter 170.

Ausführungsform 29

FIG. 35 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 29. Ausführungsform dieser Erfindung.
In dieser Figur sind die Haupt- und Hilfsantenne 1 bzw. 4 in die Ankunftsrichtung des Hauptsignals (Digitalsignal) gerichtet, um das Hauptsignal zu empfangen. Das Hauptsignai enthält das Interferenzsignal infolge Interferenz mit anderen Systemen.
Die von den beiden Antennen 1, 4 empfangenen Signale gelangen durch Bandpassfilter 2, 5 (nicht notwendigerweise immer erforderlich), um das Signal/Rausch-Verhältnis zu verbessern, und werden in das IF-Band umgesetzt durch Frequenzumsetzer 3, 6 mittels Lokalsignal von einem gemeinsamen Lokaloszillator 7.
Die in das IF-Band umgesetzten Signale werden in einen Kombinierer 90 über Teiler 95, 96 eingegeben und kombiniert. Bei Funkkommunikationssystemen wird das Kombiniersystem generell verwendet, und zwei Signale werden oft gleichphasig durch einen Kombinierer 90 kombiniert (für die phasengleiche Kombination kann ein Phasenschieber erforderlich sein, er ist jedoch der Einfachheit halber nicht gezeigt). In einem solchen Falle werden die beiden Antennen für diese Erfindung benutzt.
Das mit dem Hauptsignal gemischte Interferenzsignal wird durch das folgende Verfahren extrahiert.
Das empfangene Signal mit einem Frequenzgang, das durch den Teiler 95 des Empfängerschaltkreises auf der Hauptantennenseite 1 gelaufen ist, wird eingegeben in einen Quadraturamplitudenmodulator, umfassend Verzögerungsleitungen mit mehreren Anzapfungen oder ein zweidimensionales Transversalfilter 170 (in dieser Ausführungsform mit drei Anzapfungen), um in Amplitude und Phase gesteuert zu werden.
Das zweidimensionale Transversalfilter 170 unterteilt die Signale vom Teiler 95 weiter durch einen Teiler 173 und liefert einen der Ausgänge an einen Bipolardämpfer 182, der die in Phase liegende Komponente kontrolliert, und den anderen Ausgang an einen Bipolardämpfer 179, der die Quadraturphasenkomponente steuert relativ über einen 90- Grad-Phasenschieber 176 und die Ausgänge von beiden Bipolardämpfern 182, 179 in einen Kombinierer 185 für ihre Kombination eingibt.
Der Ausgang vom Teiler 95 wird über eine Verzögerungsschaltung 171 geführt, die ihn um 1 X T verzögert (T bezeichnet den Taktzyklus der Daten, kann jedoch der Quotient der Division durch eine ganze Zahl sein) gegenüber dem empfangenen Signal und wird unterteilt durch einen Teiler 174 in ähnlicher Weise wie oben. Einer der Ausgänge wird einem Bipolardämpfer 183 zugeführt, der die in Phase liegende Komponente steuert, während der andere Ausgang einem Bipolardämpfer 180 zugeführt wird, der die Quadraturphasenkomponente über einen 90-Grad-Phasenschieber steuert. Die Ausgänge von beiden Bipolardämpfern 183, 180 werden im Kombinierer 186 für die Ausgabe kombiniert.
Das Signal, verzögert um 2 X T durch die beiden Verzögerungs schaltungen 171, 172, wird durch den Teiler 175 geteilt, und die in Phase liegende Komponente wird gesteuert durch einen Bipolardämpfer 184, während die Quadraturkomponente desselben gesteuert wird durch einen 90-Grad-Phasenschieber 178 und Bipolardämpfer 184. Die Ausgänge von diesen Dämpfern 184, 181 werden durch einen Kombinierer 187 für die Ausgabe ähnlich wie oben beschrieben kombiniert. Entsprechende Ausgänge von den Kombinierern 185, 186, 187 werden kombiniert durch einen Kombinierer 188 für die Ausgabe.
Das empfangene Signal auf der Seite der Hilfsantenne 4 wird unterteilt durch einen Teiler 96 und wird eingegeben in einen Kombinierer 95 über eine Verzögerungsschaltung 171' und einen Teiler 110, um kombiniert zu werden mit dem Ausgang von dem Kombinierer 188. Die Verzögerungsschaltung 171' dient der Korrektur der Verzögerungszeit 1 X T, die identisch ist mit der Zentralanzapfung des zweidimensionalen Transversalfilters 170.
Die beiden empfangenen Signale, eingegeben in den Kombinierer 94, werden umgesetzt um in Gegenphase zu sein, jedoch mit gleicher Amplitude, und so, daß sie den gleichen Frequenzgang haben. Durch Kombinieren der beiden kann das Interferenzsignal allein extrahiert werden.
In der oben erwähnten Weise wird durch Anwendung des zweidimensionalen Transversalfilters 170 der Frequenzgang des von der Hauptantenne 1 empfangenen Signals ausgefluchtet mit dem des Signals, empfangen durch die Hilfsantenne 4, und durch Addieren der beiden Signale, deren Phasen einander entgegengesetzt sind, deren Amplituden jedoch gleich sind, wird es möglich, das Hauptsignal deutlich zu dämpfen und die Interferenzsignalkomponente zu hinterlassen, die darin enthalten ist, und zwar mit einem hinreichend hohen Pegel.
Um die entsprechenden Wichtungen des zweidimensionalen Transversalfilters 170 zu steuern ist es erforderlich, das Hauptsignal, das immer noch verbleibt nach der Kombination der beiden Signale, oder das Interferenzsignaj mit einem der Hauptsignale vor der Kombination zu korrelieren, und Wichtungsschaltungen (Bipolardämpfer 179 bis 184) werden rückgekoppelt gesteuert in einer Weise, um die Höhe des Hauptsignals nach Kombination oder Korrelation zu minimieren.
Die Arbeitsweise wird nun in genauerer und mehr ins einzelne gehender Weise beschrieben.
Der Ausgang von dem Kombinierer 94 wird unterteilt durch den Teiler 44 und phasenerfaßt durch den Phasendetektor 111 mittels Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Hauptsignaldemodulator 12. Der Ausgang von dem Detektor gelangt durch ein Tiefpassfilter 112 zwecks Entfernung von harmonischen Komponenten und wird binarisiert durch die Entscheidungsschaltung 113 mit dem Taktsignal 44, reproduziert durch den Demodulator 12, um ein binäres Interferenzsignal a zu erhalten.
Das von der Hilfsantenne 4 empfangene Signal wird dividiert mittels Teiler 96 und in den Teiler 110 eingegeben. Einer der Ausgänge von dem Teiler 110 wird an dem Kombinierer 94 eingegeben, während der andere Ausgang einem kohärenten Quadraturphasendetektor 114 über eine Verzögerungsleitung τ2 zugeführt wird. Das Signal wird phasenerfaßt mittels Phasendetektoren 117, 118 mittels der Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Demodulator 12.
Der Detektorausgang wird von harmonischen Komponenten mittels Tiefpassfiltern 119, 120 befreit. Die Ausgänge von diesen Filtern werden mittels Entscheidungsschaltungen 121, 122 unter Verwendung des Taktsignals 44, reproduziert durch den Demodulator 12, binarisiert. Durch diese Operation erhält man eine in Phase liegende, binäre Hauptsignalkomponente aI und eine Hauptsignalquadraturkomponente aQ.
Das binarisierte Interferenzsignal a, das binarisierte Hauptsignal mit der in Phase liegendne Komponente aI und die Hauptsignalquadraturkomponente aQ werden einem Transversalfiltersteuerer 190 eingegeben. Bipolardämpfer 179 bis 184 des Transversalfilters 170 werden mittels der folgenden Ausgänge von dem Transversalfiltersteuerer 190 gesteuert.
C&submin;&sub1; (= X&submin;&sub1; + j Y&submin;&sub1;)
C&sub0; (= X&sub0; + j Y&sub0;)
C&sbplus;&sub1; (= X&sbplus;&sub1; + j Y&sbplus;&sub1;)
Der Transversalfiltersteuerer 190 kann der in FIG. 15 gezeigte sein.
Es erfolgt nun eine Beschreibung eines Verfahrens zum Löschen des Interferenzsignals, das mit dem Hauptsignal gemischt ist, basierend auf dem Interferenzsignal, erhalten mittels Transversalfilter 170.
Das extrahierte Interferenzsignal gelangt zunächst zum Quadraturamplitudenmodulator 51 für die Einstellung hinsichtlich Amplitude und Phase derart, daß sie in Gegenphase sind, jedoch in Amplitude gleich wie die Interferenzsignalkomponente, gemischt innerhalb des Hauptsignals. Das Interferenzsignal wird dann mit dem Hauptsignal kombiniert mittels Kombinierer 11 zum Eliminieren der Interferenzsignalkomponente aus dem empfangenen Signal.
Das Interferenzsignal, ausgegeben vom Teiler 50, wird bei dem Quadraturamplitudenmodulator 51 eingegeben und wird mittels Teiler 52 geteilt. Eines der gezeigten Interferenzsignale wird beim Quadraturdämpfer 55 eingegeben, der die in Phase liegende Komponente steuert, während das andere durch den 90-Grad-Phasenschieber 53 gelangt und bei einem Quadraturdämpfer 54 eingegeben wird, der die Quadraturkomponente des Interferenzsignals steuert. Die Ausgänge von beiden Bipolardämpfern 54, 55 werden mittels Kombinierer 56 kombiniert, und dessen Ausgang gelangt zum Kombinierer 11. Der Kombinierer 11 kombiniert das Hauptsignal, das vom Kombinierer 90 ausgegeben worden ist, für die Kombination zweier empfangener Signale (Hauptsignale), und welches durch die Verzögerungsleitung τ1 gelangt ist mit dem Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 56 als Ausgang.
Das Verfahren für die Steuerung des Quadraturamplitudenmodulators 51 wird nun beschrieben.
Das Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 94, gelangt durch die Kombinierer 44, 50, phasenerfaßt mittels Phasendetektor 28 unter Zuhilfenahme der Lokalfrequenz 13, die aus dem Demodulator 12 reproduziert wird, gelangt durch ein Tiefpassfilter 30 zum Entfernen von harmonischen Komponenten und wird binarisiert durch eine Entscheidungsschaltung 32. Dies ergibt das binäre Interferenzsignal a'. Die Binarisierung durch die Entscheidungsschaltung 31 wird mittels des Taktsignals 44 ausgeführt, reproduziert durch den Demodulator 12.
Der Ausgang vom Kombinierer 11 andererseits wird eingegeben in Demodulator 12, phasenerfaßt mittels Phasendetektoren 15, 16 unter Zuhilfenahme der Lokalfrequenz 13, durch Tiefpassfilter 17, 18 geführt zum Entfernen von harmonischen Komponenten und abgenommen als Basisbandsignale der in Phase bzw. Quadraturphase liegenden Komponenten.
Die Basisbandsignale der in Phase bzw. Quadraturphase liegenden Komponenten werden Fehlersignaldetektoren 19, 20 zugeführt, um das innerhalb des empfangenen Signals verbleibende Interferenzsignal zu erfassen, und werden ausgegeben als Fehlersignale der in Phase liegenden Komponente eI bzw. der in Quadraturphase liegenden Komponente eQ. Die so erhaltenen Interferenzsignale a' und Fehlersignale eI und eQ werden an dem Korrelationsdetektor 45 jeweils eingegeben. FIG. 36 zeigt den Aufbau der Schaltung 45. Die Schaltung hat dieselbe Struktur wie der Korrelationsdetektor 45, wiedergegeben in Verbindung mit der Ausführungsform 3 in FIG. 6. Genauer gesagt, multipliziert der Korrelationsdetektor 45 das Interferenzsignal a' mit dem Fehlersignal eI, das dieselbe Phasenlage hat wie oben, mittels Exklusiv-ODER-Gatter 35, erfaßt die Korrelation durch dessen Integration mittels Integrator 43 und gibt das Steuersignal x' ab. Der in Phase liegende Bipolardämpfer 55 wird mit diesem Signal gesteuert.
In ähnlicher Weise wird das Interferenzsignal a' mit dem Fehlersignal eQ multipliziert, das in einer Phase senkrecht dazu steht, mittels Exklusiv-ODER-Gatter 37, und dessen Ausgang wird integriert mittels Integrator 42 für die Erfassung von deren Korrelation. Der Ausgang y' von dem Integrator 42 wird verwendet zum Steuern des Quadraturbipolardämpfers 54 des Quadraturamplitudenmodulators 51.
Selbst wenn das digitale Funksystem mit mehreren Empfängerantennen in dieser Ausführungsform unvermeidlich nicht nur das Hauptsignal empfängt, sondern auch das Interferenzsignal, und die über verschiedene Antennen empfangenen Hauptsignale unterschiedlichen Frequenzgang haben, wird es möglich, das Interferenzsignal allein zu extrahieren aus den empfangenen Hauptsignalen und automatisch wird die beigemischte Interferenzkomponente basierend auf dem Interferenzsignal gelöscht.
Für die praktische Anwendung ist es erforderlich, relative Zeitlagen mittels Verzögerungsleitungen τ&sub1;, τ&sub2; einzustellen, um die Unterdrückungswirkung zu maximieren. Es ist auch erforderlich, relative Verzögerungszeiten an den Eingängen des Kombinierers 94 auszufluchten, der die beiden empfangenen Signale kombiniert.
Die Zahl der Anzapfungen an dem Transversalfilter ist in dieser Ausführungsform drei, doch wenn die Anzahl erhöht wird, kann die Genauigkeit für die Interferenzsignalextraktion weiter verbessert werden.

Ausführungsform 30

In der obigen Ausführungsform 29 werden die Amplitude und Phase des Interferenzsignals durch einen Quadraturamplitudenmodulator 51 mit einer einzigen Anzapfung eingestellt zwecks Unterdrückung der Interferenzkomponente, die dem Hauptsignal zugemischt ist, wenn ein Transversalfilter mit mehreren Anzapfverzögerungsleitungen verwendet wird, welche Schaltung einen hinreichenden Effekt für die Unterdrückung der Interferenz liefert, selbst wenn das Interferenzsignal ein Breitbandsignal ist und Frequenzgang hat. Die Ausführungsform 30 realisiert eine solche Schaltung.
FIG. 37 ist eine Ansicht zur Darstellung der Struktur dieser Ausführungsform, bei der das Interferenzsignal, ausgegeben vom Kombinierer 50, den Kombinierer 11 über ein Transversalfilter 210 zugeführt wird.
FIG. 38 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung des Transversalfilters 210 im einzelnen.
Dieses Transversalfilter 210 unterscheidet sich von dem zweidimensionalen Transversalfilter 170 der Ausführungsform 29 dadurch, daß 90-Grad-Phasenschieber 176, 177, 178 an jeder Anzapfung für die Steuerung der Quadraturkomponente durch 90-Grad-Teiler 213, 214, 215 ersetzt sind.
Diese Teiler 213, 214, 215 sind mit ihren Ausgängen mit Bipolardämpfern 219 und 222, 220 und 223, 221 und 224 verbunden. Das Signal, eingegeben am Teiler 213, wird dem Teiler 214 über die Verzögerungsschaltung 211 zugeführt wie auch den Bipolardämpfern 219, 222 in den Phasen um 90 Grad voneinander verschieden. Das Signal, eingegeben am Teiler 214, wird dem Teiler 215 über Verzögerungskreis 212 zugeführt wie auch Bipolardämpfern 220, 223 in Phasen, die sich voneinander um 90 Grad unterscheiden. Das Signal, eingegeben am Teiler 215, wird den Bipolardämpfern 221, 224 mit zueinander 90-Grad-Phasendifferenz zugeführt. Die Bipolardämpfer 219 bis 224 werden gesteuert und gewichtet mit den folgenden entsprechenden Ausgangssignalen des Transversalfiltersteuerers 230, der in der Struktur identisch ist dem Transversalfiltersteuerer 19, der in FIG. 15 gezeigt ist.
C-1' (= X-1' + j Y-1')
C0' (= X0' + j Y0')
C+1' (= X+1' + j Y+1')
Die Ausgänge von den Bipolardämpfern 219, 220, 221 werden mittels Kombinierer 226 kombiniert, jene von den Bipolardämpfern 222, 223, 224 mittels Kombinierer 225 und jene von den Kombinierern 225, 226 mittels Kombinierern 228 und ausgegeben vom Transversalfilter 210.

Ausführungsform 31

FIG. 39 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 31. Ausführungsform gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der in FIG. 35 gezeigten 29. Ausführungsform dadurch, daß die Fehlersignaldetektoren 19, 20 und die Entscheidungsschaltungen 32, 113, 121, 122 durch Analog/Digital-Umsetzer 150 bis 155 ersetzt sind.
Wenn beispielsweise das Hauptsignal ein 16QAM-Signal ist, ist das demodulierte Basisbandsignal quarternär. Wenn dieses Signal eingegeben wird und ein Analog/Digital-Umsetzer mit einem Ausgang von 3 Bits oder mehr verwendet wird, bezeichnen die höchststelligen beiden Bits des Digitalausgangs des Umsetzers die Entscheidungssignale und das dritte Bit von den höchststelligen Bits das Fehlersignal, wie in der obigen Tabelle angegeben. Durch Abgreifen des Signals am dritten Bit kann die verbleibende Interferenzkomponente als das Fehlersignal extrahiert werden.

Ausführungsform 32

In den Ausführungsformen 29 bis 31, die oben beschrieben wurden, werden die Digitalsignale, binarisiert durch die Entscheidungsschaltungen 31, 32, 121, 122 oder die Analog/Digital-Umsetzer 152 bis 155, als Signale beschrieben, die in den Korrelationsdetektor 45 einzugeben sind wie auch in die Transversalfiltersteuerer 190, 230. Die Schaltung für die Binarisierung ist jedoch nicht absolut notwendig. In dieser Ausführungsform werden die Exklusiv-ODER-Gatter in dem Korrelationsdetektor 45 und die Transversalfiltersteuerer 190 ersetzt durch analoge Multiplizierschaltungen.
Die Ausführungsform 32, dargestellt in FIG. 40, realisiert diese Schaltung.

Ausführungsform 33

FIG. 41 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 33. Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 29 nach FIG. 35 dadurch, daß der Phasendetektor 28, Tiefpassfilter 30, Entscheidungsschaltung 32 und Phasendetektor 111, Tiefpassfilter 112 und Entscheidungsschaltung 113 kombiniert und ersetzt sind durch eine Leitung. Der Korrelationsdetektor 45 und der Transversalfiltersteuerer 190 sind identisch mit jenen, die in der Ausführungsform 29 verwendet wurden. Diese Ausführungsform ist vorteilhaft, da sie die Schaltungsstruktur vereinfachen kann.

Ausführungsform 34

FIG. 42 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 34. Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform hat eine Schaltungsstruktur, bei der der Phasendetektor 27 und der Kohärenzquadraturphasendetektor 114 der Ausführungsform 33 in FIG. 41 ihre Plätze tauschen. Genauer gesagt, werden der Phasendetektor 28, Tiefpassfilter 30 und Entscheidungsschaltung 32 ersetzt durch den Kohärenzquadraturphasendetektor 25, während der Kohärenzquadraturphasendetektor 114 ersetzt wird durch den Phasendetektor 118, das Tiefpassfilter 120 und die Entscheidungsschaltung 122.
Das Verfahren zum Erfassen der Korrelation mit den Ausgängen von dem Demodulator 12 und dem Kohärenzquadraturphasendetektor 25 und zur Steuerung des Quadraturamplitudenmodulators 51 werden unten beschrieben.
Aus den Fehlersignaldetektoren 19, 20 des Demodulators 12 werden die Fehlersignale der in Phase liegenden Komponente eI bzw. der Quadraturkomponente eQ abgegriffen, die dem Hauptsignal beigemischt sind.
Das extrahierte Interferenzsignal wird in den Kohärenzquadraturphasendetektor 25 eingegeben, erfaßt und binarisiert mittels des Taktsignals 44 und Lokalfrequenz 13, reproduziert durch den Demodulator 12, und dann als binäre, in Phase liegende Komponente des Interferenzsignals aI bzw. binäre Qadraturkomponente des Interferenzsignals aQ ausgegeben (da das Hauptsignal gelöscht worden ist, wird das Interferenzsignal dominant).
So erhaltene Fehlersignale eI und e und Interferenzsignale aI, aQ werden in den Korrelationsdetektor 33 für die Korrelationserfassung eingegeben.
FIG. 43 zeigt eine Ausführungsform des Korrelationsdetektors 33. In dieser Schaltung werden das Fehlersignal der in Phase liegenden Komponente eI und das Interferenzsignal der in Phase liegenden Komponente aI durch ein Exklusiv-ODER-Gatter 35 geführt, während das Fehlersignal eQ der Quadraturphasenkomponente und das Interferenzsignal aQ der Qadraturphasenkomponente durch das Exklusiv-ODER-Gatter 34 zwecks Multiplikation geführt werden. Deren Ausgänge werden analog addiert mittels Widerständen 38, 39 und am Integrator 43 integriert. Der Bipolardämpfer 55 wird gesteuert mit dem Ausgang x' vom Integrator 43, da dieser in Beziehung steht mit der in Phase liegenden Komponente des Quadraturamplitudenmodulators 51.
In ähnlicher Weise werden das Fehlersignal eI der in Phase liegenden Komponente und das Interferenzsignal aQ der Quadraturphasenkomponete durch das Exklusiv-ODER-Gatter 36' geführt, während das Fehlersignal eQ der Quadraturphasenkomponente und das Interferenzsignal der in Phase liegenden Komponente aI durch das Exklusiv-ODER-Gatter 37 zwecks Multiplikation geführt werden. Die Ausgänge werden analog addiert mittels Widerständen 40, 41 und integriert mittels Integrator 42. Der Bipolardämpfer 54 wird gesteuert mit dem Ausgang y' vom Integrator 42, da dieser in Beziehung steht mit der Quadraturphasenkomponente des Quadraturamplitudenmodulators 51.

Ausführungsform 35

FIG. 44 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 35. Ausführungsform dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 34 dadurch, daß der Phasendetektor 110 für die Interferenzsignalextraktion, das Tiefpassfilter 120 und die Entscheidungsschaltung 122 durch einen Kohärenzquadraturphasendetektor 114 ersetzt sind. Dies erhöht die Schaltungsskala, verbessert jedoch deutlich die Steuergüte.
Wenn beispielsweise diese Schaltungsausführung verwendet wird für das Steuern eines Bipolardämpfers 182 des zweidimensionalen Transversalfilters 170 mit Steuersignal X&submin;&sub1; (siehe FIG. 15), erfolgt die Steuerung durch analoges Addieren mittels Widerständen des Resultats der Multiplikation des Polaritätssignals aI der in Phase liegenden Komponente und des Signals, erhalten durch Verzögern des Fehlersignals eI um 1 X T unter Anwendung eines Exklusiv-ODER-Gatters, und des Resultats der Multiplikation eines Polaritätssignals aQ der Quadraturphasenkomponente und des Signals, erhalten durch Verzögern des Fehlersignals eQ um 1 X T unter Verwendung eines Exklusiv-ODER-Gatters, Integrieren des Ergebnisses der Addition mittels eines Integrators und Verwendung des Ausgangs X&submin;&sub1; von dem Integrator für die Steuerung.

Ausführungsform 36

FIG. 45 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 36. Ausführungsform dieser Erfindung.
Die Hauptsignale, empfangen von der Hauptantenne 1 und einer Hilfsantenne 4, gelangen durch ein Bandpassfilter 2, werden in der Frequenz in das IF-Band umgesetzt mittels eines Frequenzumsetzers 3 mit einer Lokalfrequenz, erzeugt von einem Lokaloszillator 5. Ein Phasenschieber 240, eingefügt zwischen Oszillator 5 und Umsetzer 3, dient der Veränderung der kombinierten Phasen der Hauptsignale, empfangen durch die Haupt- bzw. Hilfsantenne 1, 4, und wird generell gesteuert zum Maximieren der empfangenen Leistung nach der Kombination.
Die empfangenen Signale durch die Haupt- und Hilfsantenne 1, 4 werden mittels eines Kombinierers 90 kombiniert. Die kombinierten Signale werden an Phasendetektoren 15, 16 eingegeben. Der Phasendetektor 16 wird ferner mit der Lokalfrequenz 13 gespeist, reproduziert aus dem Hauptsignal. Der Phasendetektor 15 wird mit einem Signal gespeist, dessen Phase gegenüber der Lokalfrequenz um 90 Grad mittels Phasenschieber 14 verschoben worden ist. Deshalb wird ein Kohärenzquadraturphasendetektor durch den Phasenschieber 14 und Phasendetektoren 15, 16 gebildet. Der Kohärenzquadraturphasendetektor unterteilt das kombinierte Signal, ausgegeben vom Kombinierer 90, in die in Phase liegende bzw. Quadraturphasenkomponente mittels Lokalfrequenz 13.
Das Signal, empfangen von der Hauptantenne 1, wird in die Phasendetektoren 242, 243 eingegeben. Die Lokalfrequenz 13 wird ebenfalls in den Phasendetektor 243 eingegeben, während das Signal, erhalten durch Verschieben der Phase der Lokalfrequenz 13, um 90 Grad durch Phasenschieber 242 in den Phasendetektor 242 eingegeben wird. Ein Kohärenzquadraturdetektor, der den Phasenschieber 241 und Phasendetektoren 242, 243 umfaßt, unterteilt das von der Hauptantenne 1 empfangene Signal in in Phase liegende bzw. Quadraturphasenkomponenten mittels der Lokalfrequenz 13. Das Signal, empfangen von der Hilfsantenne 4 andererseits, wird eingegeben in die Phasendetektoren 252, 253. Der Phasendetektor 253 wird mit der Lokalfrequenz 13 gespeist, während der Phasendetektor 252 mit dem Signal gespeist wird, dessen Phase um 90 Grad gegenüber der Phase der Lokalfrequenz 13 miitels Phasenschiebers 251 verschoben worden ist. Ein Kohärenzquadraturphasendetektor, umfassend den Phasenschieber 251 und Phasendetektoren 252, 253, unterteilt das von der Hilfsantenne 4 empfangene Signal in die in Phase liegende und Quadraturphasenkomponenten durch die Lokalfrequenz.
Die in Phase liegende und Quadraturphasenkomponenten, die so erhalten wurden, gelangen jeweils durch Phasendetektoren 15, 16, 242, 243, 252, 253, und Tiefpassfilter 17, 18, 244, 245, 254, 255, um harmonische Komponenten zu entfernen, werden in Analog/Digital-Umsetzer 70, 71, 246, 247, 256, 257 eingespeist und digitalisiert Die Analog/Digital-Umsetzer 70, 71, 246, 247, 256, 257 verwenden das Taktsignal 44, das aus dem Hauptsignal als Abtastsignal reproduziert wird.
Es erfolgt nun eine Beschreibung der Schaltungsstruktur, bei der die in Phase liegenden und die Quadraturphasenkomponenten des Hauptsignals, ausgegeben von den Analog/Digital-Umsetzern 70, 71, 246, 247, 256, 257, von der Hauptsignalkomponente entfernt werden, um das Interferenzsignal zu erhalten.
Die Ausgangssignale von dem Analog/Digital-Umsetzer 256 werden in Bipolardämpfer 260, 262 eingegeben, und deren Ausgang wird addiert zu den Ausgängen von den Analog/Digital-Umsetzern 247, 246 mittels Volladdierern 270, 272.
In ähnlicher Weise werden die Ausgangssignale von dem Analog/ Digital-Umsetzer 257 in Bipolardämpfer 261, 263 eingegeben, und deren Ausgang wird addiert zum Ausgang von den Volladdierern 270, 272 mittels Volladdierer 271, 273. Die Hauptsignalkomponente der in Phase liegenden und der Quadraturphasenkomponenten wird unterdrückt aus den Ausgängen von den Volladdierern 271, 273 zum Liefern von Signalen aI und aQ, welche nur Interferenzsignalkomponenten enthalten. Diese Interferenzsignale aI, aQ werden jedoch von der Hauptsignalkomponente zu dem Zeitpunkt dominiert, zu welchem die Interferenzlöschsteuerung beginnt, doch nimmt die Interferenzsignalkomponente zu, wenn die Steuerung zum Normalzustand gelangt.
Basierend auf diesen Interferenzsignalen aI und aQ wird die Interferenzsignalkomponente, gemischt mit dem Hauptsignal, gelöscht.
Für diesen Zweck wird das Ausgangssignal von dem Volladdierer 273 oder das Interferenzsignal aQ der Quadraturphasenkomponente in die variablen Kombinierer 264, 266 eingegeben, und die Ausgänge von den variablen Kombinierern 264, 266 und die Ausgänge von den Analog/Digital- Umsetzern 71, 70 werden addiert mittels der Volladdierer 274, 276.
Das Signal, ausgegeben von dem Volladdierer 271, oder das Interferenzsignal aI der in Phase liegenden Komponente wird in die variablen Kombinierer 265, 267 eingegeben, und die Ausgänge der Volladdierer 274, 276 werden mittels Volladdierer 275, 277 addiert. Dies ergibt das Löschsignal, das in Gegenphase steht, jedoch dieselbe Amplitude hat wie die Interferenzkomponente, die in die Hauptsignalleitung gemischt ist. Wenn dieses Löschsignal der Interferenzkomponente addiert wird, die noch in der Hauptsignalleitung verbleibt, kann die Interferenzkomponente entfernt werden.
Eine spezifische Beschreibung erfolgt nun für die Steuermethode der variablen Kombinierer 260 bis 267.
Es ist erforderlich, dem Hauptsignal, empfangen durch die Hauptantenne 1, eine Gegenphase zu geben, jedoch bei gleicher Amplitude wie das Hauptsignal, empfangen durch die Hilfsantenne 4, wenn sie addiert werden.
Die Basisbandsignale der in Phase und Quadraturphase liegenden Komponenten, empfangen von den jeweils empfangenen Signalen, werden den variablen Kombinierern 260 bis 263 für Addition zugeführt. Die Ausgänge aI, aQ der Volladdierer 271, 273 müssen derart gesteuert werden, daß die Hauptsignal komponente minimiert wird.
Das Hauptsignal wird nach der Addition korreliert mit dem Ausgangssignal von entweder der Hilfsantenne 4 oder der Hauptantenne 1 vor der Addition, und die variablen Kombinierer 260 bis 263 werden rückgekoppelt gesteuert, um die Korrelation dazwischen durch den Kombiniersteuerer 281 zu minimieren. In dieser Ausführungsform wird die Korrelation zwischen den Polaritätssignalen aQ, aI des Interferenzsignals und der Polaritätssignale ar, aIr des Hauptsignals erfaßt, empfangen durch die Hilfsantenne 4.
Basierend auf dem Interferenzsignal der in Phase liegenden und der Quadraturphasenkomponenten wird die Interferenzkomponente, die dem Hauptsignal zugemischt ist, unterdrückt durch Steuern der Kombinierer 264 bis 267.
Der Ausgang von den Volladdierern 275, 277 oder die Fehlersignale eI, eQ, erhalten aus dem Hauptsignalausgang nach Interferenzunterdrückung, und die Ausgänge von den Volladdierern 271, 273 oder die in Phase bzw. Quadraturphase liegenden Komponenten des Interferenzsignals werden in den Kombiniersteuerer 280 für die Korrelationserkennung eingegeben. Sie werden gesteuert zum Minimieren der Korrelation mittels Rückkopplung.
Wie in der Tabelle gezeigt, können die Fehlersignale eI, eQ aus der dritten der höchststelligen Bits gewonnen werden, wenn das Signal beispielsweise 16QAM ist. In dieser Ausführungsform werden nur die Polaritätssignale aQ, aI des Interferenzsignals für die Korrelationserkennung verwendet.
FIG. 46 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform der variablen Kombiniersteuerer 280, 281.
Fehlersignale eQ, eI und Polaritätssignale aQ, aI, aQr, aIr werden multipliziert mittels vier Exklusiv-ODER-Gattern 282, integriert mittels Integrator 283, und ausgegeben als Steuersignale C&sub1; bis C&sub4; sowie Cr1 bis Cr4. Die variablen Kombinierer 264 bis 267 und 260 bis 263 werden entsprechend gesteuert.
Beispielsweise wird der Kombinierer 260 gesteuert durch Korrelationserkennung zwischen dem Polaritätssignal aQr der Hauptsignalquadraturkomponente, empfangen durch die Hilfsantenne 4, und das Polaritätssignal aI der in Phase liegenden Komponente des Interferenzsignals, und Rückkopplung des resultierenden Steuersignals CrI zum Kombinierer 260. Andere variable Kombinierer 261 bis 267 werden durch Steuersignale Cr2 bis Cr4 und C&sub1; bis C&sub4; gesteuert, erhalten durch die ihnen zugeordnete Korrelationserfassung.
Diese Ausführungsform wird beschrieben durch Wiedergabe eines Falles, bei dem die Polaritätssignale aI, aQ der Interferenzsignale, ausgegeben von den Volladdierern 271, 273, und die Polaritätssignale aQr, aIr der Hauptsignale, ausgegeben von den Analog/Digital-Umsetzern 256, 257, als Eingangssignale der Schaltung 281 verwendet werden. Sie brauchen jedoch nicht notwendigerweise Polaritätssignale zu sein; sie können Eingänge von mehreren Bits sein. In einem solchen Falle können die Kombiniersteuerer 280, 281 mehr Bitmultiplizierer anstelle eines Exklusiv-ODER-Gatters 282 haben.

Ausführungsform 37

FIG. 47 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 37. Ausführungsform der Erfindung.
Diese Ausführungsform wird dadurch charakterisiert, daß Bipolardämpfer 260 bis 267 der Ausführungsform 36 ersetzt werden durch Bipolardämpfer 290 bis 297, welche Transversalfilter einschließlich Verzögerungsleitungen mit mehreren Anzapfungen (drei Anzapfungen in dieser Ausführungsform) umfassen.
Eine Ausführungsform der Bipolardämpfer 290 bis 297 ist in FIG. 48 gezeigt.
Der Bipolardämpfer umfaßt eine Verzögerungsleitung mit Anzapfungen 300, variablen Bipolardämpfern 301 bis 303, die an diese Anzapfungen angeschlossen sind, und einen Addierer, der die Ausgänge von den Dämpfern 301 bis 303 addiert und so struktiert ist, daß das Signal, eingegeben in die Verzögerungsleitung 300, von dem Addierer 304 nach Amplitudeneinstellung ausgegeben wird.
FIG. 49 und 50 sind Blockdiagramme zur Darstellung einer Ausführungsform von Bipolardämpfersteuerern 298, 299.
Die Zeit wird synchronisiert durch die Verzögerungsleitung 300 zwischen den Fehlersignalen eQ, eI des Hauptsignals und den Polaritätssignalen aQ, aI des Interferenzsignals im Falle der Schaltung 298, und zwischen den Polaritätssignalen aQr, aIr des von der Hilfsantenne 4 empfangenen Signals und den Polaritätssignalen aQ, aI des Interferenzsignals im Falle der Schaltung 299. Die Korrelation wird erfaßt durch Exklusiv-ODER-Gatter 282 und eingegeben für die Integration durch den Integrator 283. Mit dem Ausgang von diesem werden die Bipolardämpfer 294 bis 297 und 290 bis 293 gesteuert.
Durch Verwendung mehrerer Wichtungsschaltungen für die Bipolardämpfer 290 bis 297 kann ein höherer Effekt der Unterdrückung erzielt werden als bei Ausführungsform 36 selbst dann, wenn das Hauptsignal oder das Interferenzsignal Frequenzgang aufweist.
Die Verzögerungsleitung τ&sub1;, wiedergegeben in FIG. 47, dient der Einstellung der Zeitlagen, so daß die Signale, die durch die Phasendetektoren 15, 16 laufen, und die Signale, die durch die Phasendetektoren 242, 243 laufen, synchron addiert werden mittels der Volladdierer 274 bis 277. In ähnlicher Weise dient die Verzögerungsleitung τ&sub2; der Einstellung von Zeitlagen derart, daß die durch den Phasendetektor 242 laufenden Signale und die durch die Phasendetektoren 252, 253 laufenden Signale synchron addiert werden mittels der Volladdierer 270 bis 273.

Ausführungsform 38

Die Basisbandsignale werden umgesetzt von analog nach digital, so daß die Interferenzunterdrückung durch digitale Schaltungen in den obigen beiden Ausführungsformen 36 und 37 erfolgte.
Die Ausführungsform 38, wiedergegeben in FIG. 51, jedoch führt die Interferenzunterdrückung mit Analogschaltungen aus.
Das Haupt- und Interferenzsignal, empfangen durch die Hauptbzw. Hilfsantenne 1 und 4, gelangen durch ein Bandpassfilter 2 und werden in das IF-Band frequenzumgesetzt mittels eines Umsetzers 3 unter Verwendung des Oszillators 7. Der Phasenschieber 240, eingefügt zwischen dem Lokaloszillator 7 und dem Umsetzer 3, dient der Veränderung der kombinierten Phase der Hauptsignale, empfangen durch die Haupt- und Hilfsantenne 1, 4.
Die Signale, empfangen durch die Haupt- und Hilfsantenne 1, 4, werden im Kombinierer 90 kombiniert. Das kombinierte Signal wird in einen Kohärenzquadraturphasendetektor eingegeben, umfassend einen Phasenschieber 14 und Phasendetektoren 15, 16. Der Detektor unterteilt das kombinierte Signal in die in Phase liegende Komponente und die Quadraturphasenkomponente mittels der Lokalfrequenz, reproduziert aus dem Hauptsignal.
Das empfangene Signal von der Hauptantenne wird außerdem eingegeben in einen Kohärenzquadraturphasendetektor, umfassend einen Phasenschieber 241 und Phasendetektoren 242, 243, und aufgeteilt in die in Phase liegende Komponente und die Quadraturphasenkomponente mittels Lokalfrequenz 13. Das Signal, empfangen durch die Hilfsantenne 4, wird in einen Kohärenzquadraturphasendetektor eingegeben, umfassend einen Phasenschieber 251 und Phasendetektoren 252, 253, und unterteilt in die in Phase liegende Komponente und die Quadraturphasenkomponente mittels Lokalfrequenz 13.
Die Ausgänge von den Phasendetektoren 15, 16, 242, 243, 252, 253 werden von harmonischen Komponenten befreit mittels Tiefpassfiltern 17, 18, 244, 245, 254, 255. Das Signal, ausgegeben vom Tiefpassfilter 254, wird eingegeben in den Bipolardämpfer 310, 312, und die Ausgänge von den Bipolardämpfern 310, 312 und die Ausgänge von den Tiefpassfiltern 245, 244 werden addiert mittels Addierer 320, 322. Ferner werden die Ausgangssignale vom Tiefpassfilter 255 in Bipolardämpfer 311, 313 eingegeben, und die Ausgänge von diesen werden addiert zu dem Ausgang von den Addierern 320, 322 mittels Addierer 321, 323. Diese Arbeitsgänge extrahieren das Interferenzsignal, das dem Hauptsignal zugemischt ist.
Das Ausgangssignal von dem Addierer 323 wird in die Bipolardämpfer 314, 316 eingegeben, und der Ausgang von den Bipolardämpfern 314, 316 wird addiert zu den Ausgängen von den Tiefpassfiltern 18, 17 mittels Addierern 324, 326. Das Ausgangssignal vom Addierer 321 wird eingegeben in die Bipolardämpfer 315 und 317, und deren Ausgänge werden addiert zu den Ausgängen von den Addierern 324, 326 mittels Addierern 325, 327. Diese Operation unterdrückt die Interferenzsignalkomponente, die dem Hauptsignal beigemischt ist.
Das Verfahren zum Steuern der Bipolardämpfer 310 bis 317 wird unten beschrieben.
Die Ausgänge von den Addierern 327, 325 werden an Fehlersignaldetektoren 330, 331 eingegeben, während der Ausgang von den Addierern 323, 321 und die Ausgänge von den Tiefpassfiltern 254, 255 jeweils eingegeben werden in die näheren Entscheidungsschaltungen 332 bis 335 zum Erzeugen von Fehlersignalen eQ, eI, den Polaritätssignalen des Interferenzsignals aQ, aI und der Polaritätssignale aQr, aIr des Hauptsignals. Von diesen Signalen werden die Fehlersignale eQ, eI und die Polaritätssignale aQ, aI des Interferenzsignals in Bipolardämpfersteuerer 280 eingegeben, während die Polaritätssignale aQ, aI des Interferenzsignals und die Polaritätssignale ar, aIr des Hauptsignals in den Bipolardämpfersteuerer 281 eingegeben werden. Die Bipolardämpfer 314 bis 317 und 310 bis 313 werden mit den Ausgängen von den Steuerern 280, 281 gesteuert. Die Fehlersignaldetektoren 330, 331 und die binären Entscheidungsschaltungen 332 bis 335 werden mit dem Taktsignal 44 betrieben, reproduziert aus dem Hauptsignal.
In dieser Ausführungsform werden die Ausgangssignale von den Addierern 321, 323 und Tiefpassfiltern 254, 255 mittels der binären Entscheidungsschaltungen 332 bis 335 binarisiert als die Signale, die in die Steuerer 280, 281 einzugeben sind. Der Binarisierprozeß ist nicht immer erforderlich. Bei fehlender Binarisierung werden die digitalen Multiplexer (Exklusiv-ODER-Gatter) innerhalb der Schaltungen 280, 281 durch analoge Multiplizierer ersetzt.

Ausführungsform 39

FIG. 52 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 39. Ausführungsform dieser Erfindung. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 38, gezeigt in FIG. 51, dadurch, daß die Bipolardämpfer 310 bis 317 ersetzt sind durch Bipolardämpfer 290 bis 297 mit Transversalfiltern einschließlich Verzögerungsleitungen mit mehreren Anzapfungen (in dieser Ausführungsform drei Anzapfungen). Die Bipolardämpfer 290 bis 297 haben Strukturen identisch mit jenen, die in FIG. 48 gezeigt sind.

Ausführungsform 40

FIG. 53 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der 40. Ausführungsform der Interferenz-Auslöschschaltung gemäß dieser Erfindung.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 37 dadurch, daß die Abtastsignale für die Analog/Digital-Umsetzer 246, 247, 256, 257 Signale sind, erhalten durch Erhöhen um das Zweifache der Frequenz des Taktsignals 44, reproduziert aus dem Hauptsignal, mittels eines Multiplizierers 352.
FIG. 54 ist ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform des bipolaren Dämpfers, bei dem die Schaltung Verzögerungsleitungen mit drei Anzapfungen umfaßt.
Der gezeigte Bipolardämpfer unterscheidet sich von dem in FIG. 48 gezeigten dadurch, daß die Schaltung 300 in FIG. 48 ersetzt ist durch eine Verzögerungsschaltung 305 mit Anzapfungen der Verzögerungszeit von T/2. Genauer gesagt, umfaßt die Schaltung eine Verzögerungsschaltung 305 mit Anzapfungen, Bipolardämpfer 301 bis 303, die an jede Anzapfung angeschlossen sind, und einen Addierer 304, der die Ausgänge von den Dämpfern 301 bis 303 addiert, und amplitudenmäßig das Eingangssignal an der Schaltung 305 einstellt und es von dem Addierer 304 ausgibt.
FIG. 55 und 56 sind Schaltungsdiagramme zur Darstellung von Ausführungsformen von Bipolardämpfersteuerern 280, 281, die für diese Schaltungsausführung geeignet sind.
Die Fehlersignale eQ, eI des Hauptsignals, die Polaritätssignale aQ, aI des Interferenzsignals oder die Polaritätssignale aQr, aIr, aQ, aI des Hauptsignals, empfangen von der Hilfsantenne 4, werden synchronisiert durch eine Verzögerungsschaltung 390 um die Verzögerungszeit von T/2 oder eine Verzögerungsschaltung 391 der Verzögerungszeit T, korreliert durch Exklusiv-ODER-Gatter 282 und eingespeist in einen Integrator 283. Dessen Ausgang wird verwendet zum Steuern der Bipolardämpfer.
In der oben beschriebenen Weise wird selbst dann, wenn das Hauptsignal und das Interferenzsignal Frequenzgang aufweisen, ein deutlicher Unterdrückungseffekt erzielt, wenn mehrere Wichtungsschaltungen für die Bipolardämpfer eingesetzt werden.
FIG. 57 ist eine Darstellung, um den Effekt dieser Erfindung zu zeigen. Die Ausführungsform 20 wird als ein Beispiel benutzt, um den Effekt zu erläutern.
Es sei angenommen, daß das gewünschte Signal D ein 16QAM- Signal ist und ein unerwünschtes Signal U ein FM-Signal im Empfang ist, wobei das Verhältnis der Signalintensität D/U = 8,5 dB in den Signalen ist, die von den Antennen 1 und 4 empfangen werden.
Diese Signale wurden in Amplitude und Phase durch einen Steuerer 93 gesteuert und miteinander in Gegenphase kombiniert, jedoch mit derselben Amplitude mittels eines Kombinierers 94. Das Signal von D&sub0;/U&sub0; = -18,8 dB wurde vom Kombinierer 94 ausgegeben.
Demgemäß bewirkte die Operation des Steuerers 93 eine Verbesserung von Di/Ui (Di/Ui - D&sub0;/U&sub0;) auf einem Niveau von etwa 27 dB.
Der Ausgang von dem Kombinierer 94 wird in den Kombinierer 11 eingegeben, in der Amplitude identisch mit jenem des FM-Signals, das dem Ausgang vom Kombinierer 90 und in Gegenphase dazu zugemischt war. Im Ergebnis wird das Signal, von dem das FM-Signal unterdrückt worden ist, von dem Kombinierer 11 ausgegeben. In den Figuren sind die Wellenformen der Ausgangssignale gezeigt für den Fall, wo die Steuerer 93 und 95 betätigt werden und für den Fall, wo sie suspendiert sind.
FIG. 58 zeigt die Augenmuster, wenn die Steuerer 93 und 95 betätigt werden und wenn sie suspendiert sind. Wie aus dieser Figur deutlich wird, ist die Wirkung der Interferenzlöschung am deutlichsten, wenn die Steuerer 93, 95 in Betrieb sind.
FIG. 59 ist eine Ansicht zur Darstellung der Verbesserung, die durch die Erfindung erfolgt. Die Charakteristiken sind im wesentlichen dieselbe, wenn die Steuerer 93, 95 ausgeschaltet sind oder wenn nur der Steuerer 93 ausgeschaltet wird.
Wenn beide Steuerer 93, 95 eingeschaltet sind, wurde eine Verbesserung äquivalent etwa 10 dB erzielt zum Demonstrieren der Wirksamkeit dieser Erfindung.

Claims

1. Eine Interferenz-Auslöschschaltung einschließlich eines ersten empfangenden Schaltkreises für das Empfangen eines ersten Empfangssignals, umfassend eine gewünschte Informationskomponente und eine unerwünschte Interferenzkomponente, bei welcher das erste Empfangssignal mit einer kontrollierten Größe der Interferenzkomponente kombiniert wird, abgeleitet von einem zweiten Empfangssignal, um ein Ausgangssignal mit einer verringerten Interferenzkomponente im Vergleich mit dem ersten Empfangssignal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Interferenz- Auslöschschaltung enthält:

einen zweiten empfangenden Schaltkreis für Empfangen eines zweiten Empfangssignals, das dieselben Informations- und Interferenzkomponenten wie das erste Empfangssignal enthält,

Einstellmittel, die in der Lage sind, die Amplitude und Phase eines sie durchlaufenden Signals einzustellen, angeschlossen zum Empfangen des zweiten Empfangssignals von dem zweiten empfangenden Schaltkreis,

erste Kombiniermittel, die in der Lage sind, Signale zu kombinieren, angeschlossen zum Empfangen des ersten Empfangssignals und seiner Kombination mit dem zweiten Empfangssignal nach der Einstellung der Amplitude und der Phase des zweiten Empfangssignals durch die Einstellmittel,

Steuermittel, angeschlossen an die Einstellmittel, die in der Lage sind, die Einstellmittel zu steuern, um zu bewirken, daß das Ausgangssignal der ersten Kombiniermittel eine Interferenzkomponente enthält, die größer ist als seine Informationskomponente,

weitere Einstellmittel, die in der Lage sind, die Amplitude und Phase eines sie durchlaufenden Signals einzustellen, verbunden mit einer Quelle, innerhalb der Interferenz-Auslöschschaltung der Interferenzkomponente,

weitere Steuermittel, verbunden mit den weiteren Einstellmitteln mit den ersten Kombiniermitteln und in der Lage, die weiteren Einstellmittel in übereinstimmung mit dem Ausgangssignal von den ersten Kombiniermitteln zu steuern, und

weitere Kombiniermittel, angeschlossen zum Kombinieren des ersten Empfangssignals mit dem eingestellten Signal von den weiteren Einstellmitteln und zum Anlegen des resultierenden kombinierten Signals an die weiteren Steuermittel, welche im Betrieb die weiteren Einstellmittel so einstellen, daß sie ein Ausgangssignal bereitstellen mit einer verringerten Interferenzkomponente von den weiteren Kombiniermitteln.

2. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 1, bei der die Einstellmittel eine erste Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis verbinden, eine zweite Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem ersten empfangenden Schaltkreis verbunden ist, eine erste Steuereingangsklemme der Steuermittel mit einer Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel verbunden ist, eine zweite Steuereingangsklemme der Steuermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis verbunden ist, und die weiteren Einstellmittel die Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel mit den weiteren Kombiniermitteln verbinden.

3. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 1, bei der die Einstellmittel eine erste Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis verbinden, eine zweite Eingangsklemme der ersten Kombiniermittel mit dem ersten empfangenden Schaltkreis verbunden ist, eine erste Steuereingangsklemme der Steuermittel mit einer Ausgangsklemme der ersten Kombiniermittel verbunden ist, eine zweite Steuereingangsklemme der Steuermittel mit dem zweiten empfangenden Schaltkreis verbunden ist, und die weiteren Einstellmittel zwischen dem zweiten empfangenden Schaltkreis und die weiteren Kombiniermittel geschaltet ist.

4. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Einstellmittel ein Transversalfilter umfassen, angeschlossen zum Bereitstellen eines der Eingänge der ersten Kombiniermittel für das Einstellen der phasengleichen und Quadraturphasenkomponenten der Signale, welche das Transversalfilter den ersten Kombiniermitteln zuführt, und bei der die Steuermittel einen kohärenten Quadraturphasendetektor und einen Entscheidungsschaltkreis einschließen.

5. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Einstellmittel und die Steuermittel an die zweiten empfangenden Mittel über einen ersten Teilerschaltkreis angeschlossen sind.

6. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Steuermittel einen kohärenten Quadraturphasendetektor einschließen, angeschlossen an zweite Korrelationsschaltungsmittel für das Bereitstellen von Steuersignalen für die weiteren Einstellmittel.

7. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die weiteren Steuermittel einen zweiten Quadraturphasendetektor einschließen, angeschlossen an zweite Korrelationsschaltkreismittel für das Bereitstellen von Steuersignalen für die weiteren Einstellmittel.

8. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 7, bei der der zeite kohärente Quadraturphasendetektor zwei Fehlersignaldetektoren einschließt, die mit den zweiten Korrelationsschaltkreismitteln verbunden sind, wobei ein Phasendetektor vorgesehen ist für das Liefern von Signalen von den zweiten Kombiniermitteln an die zweiten Korrelationsschaltkreismittel, und bei der ein lokaler Oszillator eingeschlossen ist für das Steuern der Phase der Signale von dem Phasendetektor.

9. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei der jeder der Korrelationsschaltkreismittel ein System von Exklusiv-ODER-Gattern umfaßt, gefolgt von einem System von Integratoren.

10. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der die weiteren Einstellmittel ein zweites Transversalfilter umfassen, das in der Lage ist, eine steuerbare phasengleiche Komponente unabhängig von einer steuerbaren Quadraturkomponente aus einem angelegten Signal zu erzeugen.

11. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 1 einschließlich eines lokalen Oszillators, eines ersten Quadraturphasendetektors, der eine Summe der ersten und zweiten Empfangssignale aufteilt in ihre gleichphasigen und Quadraturphasenkomponenten, basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillator, mit einem zweiten Quadraturphasendetektor, der die ersten empfangenen Signale in ihre gleichphasigen und Quadraturkomponenten aufteilt basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillatorsignal, mit einem dritten Quadraturphasendetektor, der die zweiten Empfangssignale in ihre gleichphasigen und Quadraturkomponenten basierend auf der lokalen Frequenz von dem lokalen Oszillator aufteilt, mit einem ersten und einem dritten Bipolardämpfer, der als Eingänge die Quadraturkomponente von dem dritten Quadraturphasendetektor empfängt, einem zweiten und einem vierten Bipolardämpfer, der als Eingänge die gleichphasige Komponente von dem dritten Quadraturphasendetektor empfängt, mit einem ersten und einem zweiten Addierer, welche die Ausgänge von dem ersten und dem zweiten Bipolardämpfer zu der gleichphasigen Komponente von dem zweiten Quadraturphasendetektor addiert, einem dritten und einem vierten Addierer, welche die Ausgänge von dem dritten und vierten Bipolardämpfer zu dem Quadraturkomponentenausgang von dem zweiten Quadraturphasendetektor addieren, einem fünften und einem siebenten Bipolardämpfer, die als Eingänge den Quadraturkomponentenausgang von dem zweiten Quadraturphasendetektor empfängt, einem sechsten und einem achten Bipolardämpfer, die als Eingänge die gleichphasigen Komponenten von dem zweiten Quadraturphasendetektor empfangen, einem fünften und einem sechsten Addierer, welche die Ausgänge von dem fünften und sechsten Bipolardämpfer zu der gleichphasigen Komponente von dem ersten Quadraturphasendetektor addieren, einem siebenten und einem achten Addierer, welche die Ausgänge von dem siebenten und achten Bipolardämpfer zu der Quadraturkomponente von dem ersten Quadraturphasendetektor addieren, einer ersten Bipolardämpfersteuerung, welche die ersten bis vierten Bipolardämpfer in übereinstimmung mit den Signalen steuert, erhalten von dem ersten bis vierten Addierer und gemäß den Ausgangssignalen von dem dritten Quadraturphasendetektor, und mit einer zweiten Bipolardämpfersteuerung, welche die fünften bis achten Bipolardämpfer in Übereinstimmung mit den Signalen steuert, erhalten von dem fünften bis achten Addierer und in Übereinstimmung mit den Ausgangssignalen von dem zweiten Quadraturphasendetektor.

12. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 11, bei der die Ausgänge der ersten bis dritten Quadraturphasendetektoren mittels entsprechender Paare von Analog-Digital-Umsetzern bereitgestellt werden, und bei der die ersten bis achten Bipolardämpfer die ersten bis achten Addierer, die erste Bipolardämpfersteuerung und die zweite Bipolardämpfersteuerung Digitalkreise sind.

13. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 12, bei der die ersten bis achten Bipolardämpfer Transversalfilter einschließen.

14. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach Anspruch 13, bei der die ersten bis achten Addierer Volladdierer sind.

15. Eine Interferenz-Auslöschschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14 einschließlich eines dritten Kombinationsmittels, angeschlossen zum Empfangen der ersten und zweiten Empfangssignale und zum Anlegen der kombinierten Signale an die weiteren Kombinationsmittel.

16. Ein Verfahren zum Verringern des Anteils an Interferenz in einem Signal, das längs eines Hauptpfades geführt wird und eine Informationskomponente und eine Interferenzkomponente enthält, gekennzeichnet durch die Schritte des Empfangens eines zweiten Signals mit derselben Informations- und Interferenzkomponente wie das erste Signal, Erzeugen eines Steuersignals durch Mischen des ersten Signals mit dem zweiten Signal, während die Amplitude und Phase des zweiten Signals so eingestellt werden, daß der Anteil der Informationskomponente in dem Steuersignal minimiert wird, wenn es sich längs eines Hilfspfades ausbreitet, Erzeugen eines Korrektursignals durch Einstellen der Amplitude und Phase eines Signals, erhalten von einer Quelle auf einem Pfad der Interferenzkomponente, und Erzeugen eines Ausgangssignals durch Kombinieren des Korrektursignals mit dem Signal auf dem Hauptpfad, während die Amplitude und Phase des Korrektursignals in übereinstimmung mit sowohl dem Steuersignal als auch dem Ausgangssignal so eingestellt wird, daß das Ausgangssignal eine Interferenzkomponente enthält, die herabgesetzt ist relativ zu der Informationskomponente im Vergleich mit jedem Signal.

17. Ein Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Generator des Steuersignals als Quelle des Korrektursignals dient.

18. Ein Verfahren nach Anspruch 16 oder Anspruch 17, bei dem der Schritt der Minimierung der Informationskomponente das Einstellen der Amplitude und Phase des zweiten Signals auf dem Hilfspfad einschließt, das Addieren des eingestellten Signals zu dem zweiten Signal auf einem weiteren Hilfspfad, das Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen, und das Fortsetzen des Einstellens des Signals, das eingestellt wird, in der gleichen Richtung solange, wie eine fortgesetzte Verringerung in dem Anteil der Informationskomponente in den addierten Signalen vorliegt.

19. Ein Verfahren nach Anspruch 18, bei dem das Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen ausgeführt wird durch Überwachen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Signalen, die in Phase mit einer Mehrzahl von Untersignalen auftreten, erhalten aus dem zweiten Signal, welche Untersignale eine Quadraturphasenbeziehung zueinander haben.

20. Ein Verfahren nach Anspruch 16 einschließlich der Schritte des Auftrennens des zweiten Signals in eine Mehrzahl von Untersignalen mit einer Quadraturphasenbeziehung zueinander, Einstellen der Untersignale in Phase und Amplitude und Zusammenaddieren derselben, Erfassen des Anteils der Informationskomponente in den addierten Untersignalen und Fortsetzen der Einstellung der Untersignale in demselben Sinne solange, wie es eine fortgesetzte Verringerung in dem Anteil der Informationskomponente gibt.

21. Ein Verfahren nach Anspruch 20 einschließlich der Schritte des Auftrennens des ersten Empfangssignals in Untersignale mit einer Quadraturphasenbeziehung zueinander, und Kombinieren jener Untersignale mit den Untersignalen, erhalten aus dem zweiten Signal derart, daß eine Mehrzahl von Quadraturuntersignalen bereitgestellt wird mit den entsprechenden Interferenzkomponenten verringert relativ zu den Informationskomponenten.

22. Ein Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 21, bei dem der Schritt des Einstellens der Amplitude und Phase des zweiten Signals die Erzeugung weiterer Untersignale mit Quadraturphasenbeziehung zueinander, die Einstellung der Amplituden der weiteren Untersignale, und die Addition der eingestellten weiteren Untersignale einschließt.

23. Ein Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 21, bei dem der Schritt der Einstellung der Amplitude und Phase des zweiten Signals die Erzeugung von Untersignalen mit entsprechenden Verzögerungen in der Phase relativ zu dem Signal vor dem Auftrennen in Untersignale, die Einstellung der Amplituden der Untersignale, und die Addition der eingestellten Untersignale einschließt.

24. Ein Verfahren nach Anspruch 23, bei dem die verzögerten Untersignale weiter aufgetrennt werden in entsprechende weitere Untersignale mit Quadraturphasenbeziehung zueinander.