DE69530069T2

DE69530069T2 - Schaltung und verfahren zur unterdrückung von funkstörungen

Info

Publication number: DE69530069T2
Application number: DE69530069T
Authority: DE
Inventors: Bertram Blackmon; Clopton James
Original assignee: McDonnell Douglas Corp
Current assignee: McDonnell Douglas Corp
Priority date: 1994-08-10
Filing date: 1995-08-09
Publication date: 2003-11-06
Anticipated expiration: 2015-08-10
Also published as: US5473332A; AU4500496A; EP0742908B1; EP1225455A3; DE69530069D1; WO1996008085A2; EP1225455B1; DE69533738T2; DE69533738D1; EP0742908A4; WO1996008085A3; EP1225455A2; EP0742908A1

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft die Unterdrückung von Hochfrequenzstörungen in breitbandigen Radar- und Funkkommunikationsempfängern und im besonderen ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung für den zuverlässigen Betrieb gepulster Radar- und Kommunikationssysteme in Gegenwart unterschiedlicher Störsignalquellen.

Stand der Technik

Die zunehmende Verbreitung von Hochfrequenzquellen, die in einem ständig zunehmend überlasteten Hochfrequenzbereich arbeiten, erzeugt fortschreitend Interferenzen beim Betrieb von Radaranlagen. Im übertragenen Sinne bedeutet dies, dass das, was Musik in den Ohren derjenigen ist, die andere Hochfrequenzquellen betreiben, Lärm oder Geräusch, hochfrequentes Störsignal oder, anders ausgedrückt, Hochfrequenzstörung für das eigene System ist. Zu bestimmten Zeiten ist die Stärke von Hochfrequenzstörungen so groß, dass sie die Radarechosignale, die durch das eigene Radarsystem erzeugt werden, vollständig überdecken oder maskieren und die Fähigkeit des Radarsystems zur Unterscheidung eines erwünschten Signals von den Hintergrundsignalen oder Störsignalen vermindert und so die Empfindlichkeit der Radaranlage verringert.
Die störenden Hochfrequenzsignale (HF Signale), mit denen sich die vorliegende Erfindung befasst, sind prinzipiell schmalbandig, arbeiten im wesentlichen bei nur einer Frequenz, entweder intermittierend oder kontinuierlich, zum Beispiel als die höheren Harmonischen eines Kurzwellensenders oder eines Polizeiradars, umfassen aber auch die Hochfrequenzstörungen aus einem Band von Frequenzen, wie sie zum Beispiel von einem Fernsehsender erzeugt werden. Obwohl die Stärke der Hochfrequenzstörung sehr gering sein kann und in vielen Fällen unbeachtet bleiben darf, können Hochfrequenzstörungen bei Radarsystemen nicht vernachlässigt werden, da die Radarechos häufig nur eine sehr geringe Pegelstärke aufweisen. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn die das Echo erzeugenden Flächen moderne Radarunterdrückungstechniken, "Tarntechniken", anwenden, um den Querschnitt des Radars und die reflektierte Signalstärke zu reduzieren.
Breitbandige Radarsysteme erzeugen Pulse mit der Energie von Mikrowellen, haben sehr kurze Anstiegs- und Abfallzeiten oder Rechteckimpulse, wie sie verschiedentlich genannt werden, und spähen nach der Rückkehr eines Echos, dem Signal, das von einer Fläche reflektiert wird. Die Amplitude des Echosignals kann von groß bis zu sehr gering variieren, je nach dem vom Echosignal von dem reflektierenden Objekt zurückgelegten Weg und der Reflektionseigenschaft des Objekts. Um eine genaue Wiedergabe des breitbandigen Echos zu gewährleisten bzw. die Pulsform zuverlässig zu reproduzieren, muss der Radarempfänger des Systems folglich eine Breitbandcharakteristik aufweisen, die wenigstens der des übertragenen Impulses gleicht.
Fortschrittliche Pulskommunikationssysteme können ebenfalls von Natur aus breitbandig sein. Während bei Kommunikationssystemen der Abstand von Station zu Station im allgemeinen bekannt ist, kann der Bereich solcher Stationen, d. h. der Abstand zwischen den Kommunikationsstationen, unter der Annahme, dass die Signalstärke unverändert bleibt, erhöht werden, wenn die Hochfrequenzstörungen vermindert werden.
Solche Hochfrequenzstörung (RFI, radio frequency interference) ist nicht neu. Die Unterdrückung der nachteiligen Wirkung solcher Hochfrequenzstörung wurde in einem Radarempfänger üblicherweise dadurch bewirkt, dass ein Notch - Filter in den Empfänger eingebaut wurde. Das Notch - Filter ist ein Hochfrequenzfilter, das eine genau definierte Frequenzcharakteristik hat, die auf die Frequenz der störenden Hochfrequenzquelle abgestimmt ist. Es selektiert und blockiert den Durchlass von Hochfrequenzstörungen durch die Verstärkerstufen des Empfängers wirksam. Eine nachteilige Nebenwirkung ist die, dass das Notch - Filter einen Teil der erwünschten Signalstärke verbraucht oder dissipiert und so die Empfindlichkeit des Empfängers erheblich verringert. Da das Notch - Filter ständig in der Schaltung verbleibt, bleibt die Nebenwirkung wirksam, unabhängig davon, ob die störende Station sendet oder nicht.
In neuerer Zeit arbeiten viele der Hochfrequenzstörquellen auf unterschiedlichen Frequenzen, was eine entsprechende Anzahl von Notch - Filtern in den Empfangssystemen erforderlich macht. Die Nebenwirkung des Notch - Filters bezüglich Verbrauchs eines Teils des erwünschten Signals verhält sich unglücklicherweise kumulativ. In dem Umfang, in dem neue Hochfrequenzstörquellen auftreten, müssen zusätzliche Notch - Filter in den Empfangssystemen vorgesehen werden, um solche zusätzlichen Hochfrequenzstörquellen unwirksam zu machen. Es ist eine zeitraubende Arbeit und darüber hinaus kostspielig, zusätzlich zu den sich ergebenden Verlusten an Signalstärke des erwünschten Nutzsignals solche Filter zu bauen und zu installieren.
Die Verringerung von Hochfrequenzstörungen wird auch durch den Einsatz von Richtantennen bewirkt. Radarantennen werden so ausgelegt, dass sie eine hohe Richtwirkung haben. Diese Richtcharakteristik minimiert den Empfang von störenden Hochfrequenzsignalen, die sich zur Antenne aus anderen Richtungen her fortpflanzen, vor allem außerhalb der Achse der Antenne. Nichtsdestotrotz weisen solche besonders wirksamen Richtantennen außerhalb der Richtachse liegende Empfindlichkeitsbereiche auf, die üblicherweise als Seitenkeulen bezeichnet werden. Solch störende Pegel von hochfrequenten Störsignalen können über solche Seitenkeulen empfangen werden. Auch wenn sich solche Seitenkeulen stark verkleinern lassen, ist es dennoch nicht möglich, sie vollständig auszuschalten.
Eine adaptive Störsignalunterdrückung in Radarsystemen ist im Einzelnen durch Fielding J. G. et al in der Zeitschrift Radar, 1977, London, UK, 25. bis 28. Oktober 1977, Seiten 212-217, BNSDOCED: XP 002095544A, London, UK, lEE, UK beschrieben. Eine Vorrichtung zur Übertragung und zum Empfang von gepulsten Radarfrequenzsignalen in möglicher Gegenwart von schmalbandigen hochfrequenten Störsignalen, die von einer Vielzahl von fremden schmalbandigen Hochfrequenzstörquellen erzeugt werden, umfasst Mittel zur Erzeugung von Gegen- oder Kompensationssignalen (Hilfsantenne, Empfänger, Detektor und Verstärker) zur Erzeugung eines Gegensignals von im wesentlichen dergleichen Amplitude und Phase wie das hochfrequente Störsignal, und Kombinationsglieder zur subtraktierenden Überlagerung des hochfrequenten Störsignals mit dem Gegensignal, wodurch das Störsignal wirksam minimiert wird. Die Unterdrückung bzw. Auslöschung besteht in der Überlagerung von Gruppen von Signalen in der Weise, dass die unverwünschten Signale sich zu Null summieren. Wenn eine Radaranlage nur einer einzigen Störsignalquelle ausgesetzt wird, kann diese mit Hilfe einer einzigen Hilfsantenne und der Überlagerung deren Ausgangsignals mit dem der Hauptantenne ausgelöscht werden, indem die Interferenz von gleicher Amplitude und Gegenphase ist. Bei einem adaptiven System erfolgt dies automatisch durch Ermitteln der erforderlichen Anpassung, um diese entsprechend vorzunehmen. Wenn zwei Störquellen vorhanden sind, ist eine zweite Hilfsantenne erforderlich.
Es ist Aufgabe der Erfindung, Hochfrequenzstörungen bei Radaranlagen und anderen Empfängern wirksam noch weitgehender zu minimieren.
Eine andere Aufgabe ist die Beseitigung unerwünschter hochfrequenter Störsignale, in die durch alle zu einer gegebenen Zeit ausstrahlenden Sender übertragen werden, ohne einen signifikanten Anteil des hochfrequenten Signals, dass für Empfangen gebraucht wird, zu vermindern.
Die oben erwähnten Aufgaben wurden mit Hilfe einer Vorrichtung und einem Verfahren gelöst, wie sie in den entsprechenden Ansprüchen 1 und 10 definiert sind.
Die in den Ansprüchen definierte Erfindung beruht ebenfalls auf dem Prinzip der Signalauslöschung. Nach der vorliegenden Erfindung wird die Amplitude und Phase jedes Störsignals, der Hochfrequenzstörung, ermittelt und ein gleiches Signal gleicher Amplitude und Phase von dem Störsignal subtrahiert, um letzteres wirksam auszulöschen. Wenn das Radarecho eine breitbandige Charakteristik hat und von kurzer Dauer ist, und wenn das Störsignal schmalbandig und folglich von größerer Dauer ist, wird eine Probe des Störsignals um einen bestimmten Betrag zeitverzögert und wird dann von dem Gesamtsignal subtrahiert.
Um es genauer zu sagen, werden die empfangenen Hochfrequenzsignale innerhalb des breitbandigen Frequenzbereichs des Empfängers, die die ständig vorliegenden störenden Hochfrequenzsignale enthalten, in eine Vielzahl von unterschiedlichen Frequenzbereichen aufgeteilt, wobei jedes Störsignal vorzugsweise in einen entsprechenden Frequenzbereich fällt. Für jedes der Hochfrequenzsignale wird ein Klonsignal, das aus den hochfrequenten Störsignalen erzeugt und um einen entsprechenden Betrag verzögert wird und das im wesentlichen die gleiche Amplitude und Phase wie die Amplitude und Phase des entsprechenden Störsignals hat, innerhalb jedes entsprechenden Frequenzbereichs erzeugt. Das Störsignal und das Klonsignal werden zur Erzeugung eines entsprechenden Differenzsignals überlagert, wodurch die einzelnen Störsignale wirksam ausgelöscht werden und die Hauptkomponenten des gewünschten Radarechos verbleiben. Die Differenzsignale werden zusammengeführt, um ein zusammengesetztes Signal zu erzeugen, in dem die Störsignale minimiert worden sind, wodurch das zusammengesetzte Signal im wesentlichen nur das gewünschte Radarecho bildet.
Die zuvor genannten und zusätzliche Aufgaben und Vorteile der Erfindung zusammen mit den charakteristischen Strukturen von ihnen, die in den vorangegangenen Ausführungen nur kurz zusammengefasst worden sind, werden dem auf dem vorliegenden Gebiet tätigen Fachmann, der die detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform liest, mit der Beschreibung zusammen mit der durch die beigefügten Zeichnungen gegebenen Illustration näher erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm und das Schema des Aufbaus einer Radaranlage, die eine Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung zur Auslöschung von hochfrequenten Störsignalen enthält;
Fig. 2a-2g zeigt Beispiele von Signalformen, die für das Verständnis der Betriebsweise der Erfindung hilfreich sind;
Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines rückgekoppelten Regelkreises zur automatischen Anpassung der Phase des zu subtrahierenden Signals, das an den Subtraktionseingang einer Subtraktionsschaltung der Ausführungsform nach Fig. 1 eingespeist wird;
Fig. 4 ist ein Blockdiagram einer alternativen Ausführungsform der Erfindung, die einen digitalen Signalprozessor einsetzt;
Fig. 5a, 5b, 5c illustrieren eine andere Ausführungsform, bei der die Unterdrückung von hochfrequenten Störsignalen an den empfangenen Signalen und nicht in den Störsignalstufen der Ausführungsform nach Fig. 1 vorgenommen wird, und
Fig. 6a und 6b illustrieren die Wirkung der Amplitudensubtraktion der Signale bei der Ausführungsform nach Fig. 5, wenn die Bandbreite der hochfrequenten Störsignale nur wenig geringer als die des Radarechos ist.
Bezuggenommen wird nun auf Fig. 1, die einen Teil einer Radaranlage in Form eines Blockdiagrams darstellt, der die Erfindung verwirklicht. Dieser umfasst einen Sender 3, einen TR-Schalter 5, eine stark bündelnde Richtantenne 7, einen Breitband - Empfänger 9 und Elemente, die rechts vom TR Schalter 5 angeordnet sind. Der Empfänger umfasst in Serie geschaltete Notch - Filter 11 und 13, einen rauscharmen breitbandigen Hochfrequenz - Verstärker 15, der manchmal auch als Eingangtuner bezeichnet wird, der die eingespeisten Hochfrequenzsignale verstärkt, zusätzliche in Reihe geschaltete Notch - Filter 17 und 19, abwärts konvertierende Schaltkreise mit einem Mischer 21 und einem örtlichen Oszillator 23, der das Hochfrequenzsignal auf eine niedrigere Zwischenfrequenz (IF) wandelt und einen IF Verstärker 25 (Zwischenfrequenzverstärker), der die IF Signale verstärkt. Die zuvor genannten Elemente und deren Anordnung sind für Radarsysteme sämtlich bekannt.
Die Antenne 7 dient dem Aussenden jedes Pulses eines Hochfrequenzsignals, das vom Sender 3 erzeugt wurde, während der TR Schalter 5 die Pulse höhere Pegels am Eintritt in den Empfänger 9 hindert. In der Periode zwischen dem Impulsen empfängt die Antenne alle Echos der gesendeten Pulse wie sie durch eine reflektierendes Objekt, beispielsweise ein Flugzeug, reflektiert werden. Die Antenne empfängt auch Hochfrequenzsignale, wie sie mit unterschiedlichen Frequenzen von gegebenenfalls vorhandene Störsignalquellen, die hochfrequenten Störsignale erzeugen, aus gesendet werden. Auch wenn die Antenne in hohem Maße Richtwirkung hat und auf diese Weise den Empfang solche Störsignale minimiert, haben solche Antennen üblicherweise Seitenkeulen, deren Empfindlichkeit geringer ist als die der Hauptkeule in der Hauptempfangsrichtung der Antenne, wie sie durch die gestrichelte Linie in Fig. 1 wiedergegeben ist. Auf diese Weise werden einzelne hochfrequente Störsignale ebenfalls von der Antenne über deren Seitenkeulen empfangen.
Sowohl das Radarecho, das über kurze Pulsperioden, wenn ein Reflektierendes Objekt vorhanden ist empfangen wird, als auch das hochfrequente Störsignal, das meistens vorliegt, werden in der üblichen Weise in dem Radarempfänger verarbeitet. Die Hochfrequenzsignale werden gefiltert, verstärkt, erneut gefiltert und auf den Mischer 31 aufgegeben, der das Hochfrequenzsignal in einen niedrigeren Zwischenfrequenzbereich, IF, abwärts wandelt, welches vom IF-Verstärker 25 abgegeben wird. Diese Betriebsweise ist der übliche Modus des Betriebs des Radarempfängers.
Auch wenn es eine Zielrichtung der Erfindung ist, die Verwendung von Notch - Filtern zu minimieren oder gar auszuschalten, können in der praktischen Welt doch einige Notch - Filter erforderlich sein und daher sind solche Notch - Filter bei der Hauptausführungsform der Erfindung vorgesehen. Starke und andauernde Störsignalquellen werden mit einem Notch - Filter gefiltert. Diese Notch - Filter sind durch die Bezugszeichen 11, 13, 17 und 19 in Fig. 1 dargestellt, auch dann, wenn keines von ihnen erforderlich sein sollte. Die Filter 11 und 13 sind für sehr starke hochfrequente Störsignale bestimmt. Diese Filter sind deswegen vor dem ersten Verstärker angeordnet, weil im ersten Verstärker die Möglichkeit der Erzeugung von Anteilen von Intermodulationsfrequenzen besteht. Hochfrequente Störsignale, die stark sind aber dennoch nicht besonders stark sind, werden durch Notch - Filter 17 und 19 ausgefiltert. Es sollte versucht werden, die Radaranlage dort aufzustellen, wo starke hochfrequente Störsignale nicht vorliegen. Da dies aber nicht immer möglich ist und weil in einigen Fällen starke hochfrequente Störsignale als Abwehrmaßnahmen eingesetzt werden, sind die hier vorgestellten Lösungsansätze von besonderem Vorteil sowohl für kommerzielle als auch für Anwendungen im Bereich der Verteidigung.
Der IF-Ausgang des Verstärkers 25 ist mit einem Frequenzbereichsteiler verbunden, der durch eine Vielzahl von Bandpassfiltern F1, F2, F3, ... und Fx gebildet ist, durch den der Ausgang unterteilt oder aufgeteilt wird in Frequenzbereichsbestandteile. Jedes der Bandpassfilter überdeckt einen Frequenzbereich, definiert einen Frequenzkanal, und dieser Bereich unterscheidet sich von den Frequenzbereichen, die von einem der anderen korrespondierenden Bandpassfilter abgedeckt werden. Die Gesamtheit der Bandpassfilter pondierenden Bandpassfilter abgedeckt werden. Die Gesamtheit der Bandpassfilter und der durch sie definierten Kanäle ergänzen einander und überdecken die ganze Bandbreite oder den Frequenzbereich, für den der Radarempfänger ausgelegt ist.
Die genaue Anzahl der eingesetzten Bandpassfilter wird gemäß dem nachfolgend beschriebenen Prinzip gewählt und hängt davon ab, wie fein man das Frequenzspektrum aufzuteilen wünscht. Vorzugsweise sollte jeder Kanal nur eine der Störfrequenzen als Auslegungsziel abdecken, auch wenn dies nicht absolut notwendig ist. Außerdem muss der Frequenzbereich der Kanäle nicht jeweils die gleiche Breite aufweisen. Wenn folglich die Störsignalquellen frequenzmäßig dicht beieinander liegen, während außerdem eine andere Störquelle frequenzmäßig einen großen Abstand von der zunächst genannten hat, kann das Frequenzspektrum in kleine Abschnitte zur Unterteilung der ersten Störquelle aufgeteilt sein, während die weitere Störsignalquelle einen großen Bereich, also einen breiten Frequenzbereich, einnehmen kann. Durch die zuvor genannten Mittel werden die Ausgangssignale aus dem IF-Verstärker unterteilt oder aufgeteilt in voneinander getrennte Frequenzkanäle, die unterschiedliche Ausgangssignale bereitstellen.
Die aus der Frequenzunterteilung resultierenden unterschiedlichen Ausgangssignale werden auf die korrespondierenden Eingänge von Subtrahierstufen oder Überlagerungsgliedern 27a, b, c... x gegeben, die jeweils einem Ausgang eines entsprechenden Bandpassfilters zugeordnet sind. Der Ausgang des Bandpassfilters F1 ist mit einem Eingang eines Überlagerungsglieds 27a verbunden, das des Filters F2 ist mit dem Überlagerungsglied 27b verbunden usw., wie dies dargestellt ist, bis zum Bandpassfilter Fx, das mit dem Überlagerungsglied 27x verbunden ist. Jedes der Überlagerungsglieder enthält einen zweiten Eingang zur Einspeisung des entsprechenden Subtraktions- oder Überlagerungssignals.
Betrachtet man den durch das Bandpassfilter Fx definierten Kanal, ist bei dieser Ausführungsform ein Verzögerungsglied 29x zwischen den Ausgang des Filters Fx und den zweiten Eingang des Überlagerungsglieds 27x geschaltet, wodurch ein solches Klonsignal, eine verzögerte Verdopplung des von dem Radar im zugeordneten Kanal kurz vor Eintreffen des Echos des Signals empfangenen Signals, dem zweiten Eingang des Subtraktionsglieds 27x zugeführt wird. Folglich wird ein Differenzsignal vom Überlagerungsglied abgegeben.
Nach einer Verzögerung durch das Verzögerungsglied 29 hat das Klonsignal etwa die gleiche Amplitude und Phase wie das Echosignal des entsprechenden Kanals. Das Verzögerungsglied 29x ist als üblicher Phasenschieber mit sowohl einer Verzögerung als auch einer Verschiebung der Phase des Eingangssignals um eine geeignete Anzahl von Graden ausgebildet. Ein Verzögerungsglied speichert im Ergebnis ein Signal über eine gewisse Zeit zwischen und bewirkt so eine Phasenverschiebung, die im Vergleich zu den 360º recht groß sein kann. Ein Phasenschieber kann einfach ein Glied für eine kurze Zeitverzögerung sein oder es kann ein Schaltkreis sein, der die Phase verschiebt, während er gleichzeitig eine kleine Zeitverzögerung erzeugt. Der Phasenschieber ist einstellbar, wie dies angedeutet ist, und ermöglicht, den Betrag der Phasenverschiebung manuell oder automatisch zu verändern. Die Verzögerung kann in zwei Anteile aufgeteilt werden, einen festen Hauptanteil und einen kleinen variablen Anteil. Die Hauptzeitverzögerung wird von Hand etwa auf die Länge des Radarimpulses zuzüglich der erwarteten Ziellänge eingestellt. Die kleine variable Verzögerung stammt von einem üblichen Glied für eine Phasenverschiebung, das als Phasenschieber bezeichnet wird, mit einem Bereich von 360º bei der Zwischenfrequenz (IF). Das von dem Subtrahierglied abgegebene Differenzsignal sollte im Idealfall während der Periode, in der keine Echos empfangen werden, null betragen.
Auf gleiche Weise werden Klon- oder gedoppelte Signale, wie sie zuvor in Verbindung mit dem Bandpassfilter Fx erläutert worden, sind in jedem der anderen Kanäle gebildet; das dem Bandpassfilter F1 zugeordnete durch den einstellbaren Phasenschieber 29a, das dem Filter F2 zugeordnete durch den einstellbaren Phasenschieber 29b usw. und die zugeordneten Überlagerungsglieder 27a, 27b usw. geben die entsprechenden Differenzsignale ab.
Die auf dem vorliegenden Gebiet tätigen Fachleute erkennen, und wenn man Überlegungen zu den in der Figur dargestellten folgenden Elementen wie Verstärker 31 und Additionsschaltung 33 beiseite lässt, wo man die Ausgangssignale der Überlagerungsglieder für die einzelnen Kanäle miteinander kombinier muss, damit bei Abwesenheit eines empfangenen Radarechos das Summensignal besonders gering wird, wenn alle hochfrequenten Störsignale ausgelöscht wurden. Andererseits sollen bei Empfang eines Radarechos diese Ausgangssignale gemeinsam das Echo wiedergeben.
Wellenformen des Radars und damit des Radarechos können sehr unterschiedliche Bandbreiten haben, die üblicherweise von 1 kHz bis 1000 MHz reichen. Die Bereichauflösung verhält sich umgekehrt proportional zur Bandbreite und die Wahrscheinlichkeit von hochfrequenten Störsignalen nimmt mit der Bandbreite zu. Die Bandbreite der Wellenform muss durch den Bereich der Frequenzkanäle, die mit F1 bis Fx in Fig. 1 bezeichnet ist, eingeschlossen sein. Wenn das Echo durch den Empfänger verarbeitet wird, umfasst der durch das Echo genommene Weg so viele der Frequenzkanäle, wie dies erforderlich ist. In jedem der Kanäle wird das in dem Kanal auftretende hochfrequente Störsignal von dem durch das hochfrequente Störsignal erzeugten Signal und dem in dem Kanal auftretenden Teil des Echos abgezogen.
Es sei darauf hingewiesen, dass das hochfrequente Störsignal theoretisch auch gegebenenfalls über die Verzögerungszeit hinausreichen kann und der das hochfrequente Störsignal erzeugende Sender abgeschaltet werden kann. In der Praxis ist jedoch eine deutliche Veränderung der Amplitude des hochfrequenten Störsignals unwahrscheinlich, da die Verzögerungszeit sehr gering ist, nämlich in der Größenordnung von 1 bis 100 Mikrosekunden und in der gleichen Größenordnung der Dauer des Radarimpulses. Die Bandbreite des hochfrequenten Störsignals ist gering. Die Abfallzeit des hochfrequenten Störsignals ist umgekehrt proportional zur Bandbreite.
Die Subtrahierschaltungen 27 bzw. Überlagerungsglieder sind vorzugsweise als übliche Differentialverstärker ausgebildet, wie sie dem Subtraktionsplan zugrunde liegen. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers ist die Differenz der beiden Eingangssignale. Dieses Differenzsignal wird also um einen vorgegebenen Betrag durch den Differentialverstärker verstärkt, wobei diese Verstärkung jedoch nicht von großer Bedeutung für die vorliegende Erfindung ist und nur beiläufig erwähnt wird. Solche Verstärker sind weit entwickelt und sind in verschiedenen Ausbildungsformen erhältlich, einschließlich in Form von kleinen steckbaren Halbleiterchips. Wenn auch das zuvor genannte Überlagerungsglied bzw. die Subtrahierschaltung einen Differentialverstärker zur Durchführung der Subtraktion oder Überlagerung einsetzt, können dort äquivalente Schaltkreise eingesetzt werden. Beispielsweise kann eine Additionsschaltung an dessen Stelle eingesetzt werden, in welchem Falle die beiden Eingangssignale die gleiche Amplitude haben und 80º bis 100º phasenverschoben sein können, wobei die Additionsschaltung die beiden Signale wirksam überlagert bzw. voneinander abzieht.
Die verschiedenen durch die Überlagerungsglieder erzeugten Differenzsignale werden jedes durch einen entsprechenden zugeordneten Verstärker 31a, 31b, ... 31x verstärkt, der hinsichtlich des Verstärkungsfaktors ein geregelter Verstärker ist, wie dies nachfolgend noch im einzelnen erläutert werden wird, und werden zu einem einzigen Signal durch eine übliche Additionsschaltung 33 zusammengeführt. Die Verstärkung jedes Verstärkers hängt von dem hochfrequenten Störsignal oder dem Rauschen ab, das durch die vorgelagerten Schaltkreise hindurch gelangt und am Eingang des entsprechenden Verstärkers anliegt. Der Verstärkungsfaktor jedes Verstärkers nimmt ab, wenn der Störsignalpegel an seinem Eingang zunimmt.
Die Additionsschaltung 33, die auch als Überlagerungsschaltung bezeichnet werden kann, ist von bekanntem Aufbau und kann durch ein einfaches Widerstandsnetzwerk gebildet sein. Das Additionsglied führt die verschiedenen spektralen Komponenten des das Radarecho bildenden Signals, das zwischen den verschiedenen Kanälen zuvor aufgeteilt wurde und nun getrennt auf die vielen Eingänge der Additionsschaltung gegeben wird, in ein einziges korrigiertes breitbandiges Signal zusammen, um so das Radarecho zu reproduzieren. Die Ausgänge jedes der Verstärker 31 wird mit einem entsprechenden der vielen Eingänge der Additionsschaltung verbunden. Das Ausgangssignal der Additionsschaltung, das ein Mischsignal aus den an dessen Eingängen anliegenden Signalen wiedergibt, wird dann auf den verbleibenden Empfängerschaltkreis gegeben, der mit dem Block 35 allgemein bezeichnet ist, und schließlich wird das korrigierte Signal auf einem Anzeigegerät 37, wie einer Kathodenstrahlröhre, zur Anzeige gebracht, die das Radarecho mit nur geringem oder gar keinem Anteil eines hochfrequenten Störsignals wiedergibt.
Die der Additionsschaltung vorgeschalteten Verstärker 31 bewirken eine durch das Rauschen und den Pegel des hochfrequenten Störsignals in den entsprechenden Kanälen geregelte Verstärkung. Die Verstärkung jedes Verstärkers hängt von dem hochfrequenten Störsignal über dem Rauschen ab, das durch die vorgeschalteten Schaltkreise hindurch gelangt und am Eingang des entsprechenden Verstärkers anliegt. Das hochfrequente Störsignal, das hindurchgelassen wurde, kann seine Ursache in einer neuen breitbandigen Störfrequenz ausstrahlenden Station oder einer Fehlfunktion eines der Differentialverstärker haben. Gegen diese Möglichkeit muss eine Gegenmaßnahme getroffen werden und diese erfolgt in der Form einer variablen Verstärkung der Verstärker 31a bis 31x. Der Verstärkungsfaktor jedes dieser Verstärker wird umgekehrt proportional zum Quadrat des Pegels des hochfrequenten Störsignals und des Rauschen an seinem Eingang unter Berücksichtigung seiner Bandbreite eingestellt. Der Aufbau solcher Verstärker ist bekannt und braucht hier nicht im einzelnen noch beschrieben zu werden.
Der Zweck des Verzögerungsglieds, das mit jedem der Verstärker 31 verbunden ist, ist es, eine Probe eines durchschnittlichen Rauschens - plus hochfrequenten Störsignalpegels, wenn ein Echosignal nicht vorliegt, zu erzeugen. Wenn alle vorgeschalteten Schaltkreise wie ausgelegt arbeiten und wenn keine neuen Störsignale aussendenden Stationen vorhanden sind, werden die Verstärker 31 nicht benötigt. Diese Verstärker bewirken eine Gewichtung der individuellen Anteile an der vollständigen Signalsumme, die dem Ausgabegerät 37 zugeführt wird. Wenn beispielsweise eine auf einer neuen Störfrequenz sendende Station auftritt und das Störsignal durch die vorgeschalteten Schaltkreise hindurchgelangt, wird der Verstärker 31 in dem Kanal eine geringe Verstärkung haben, so dass die Wirkung des neuen Störsenders gering ist.
Nachdem alle Empfangskanäle durch die Subtraktion der hochfrequenten Störsignale korrigiert worden sind, wird jeder Kanal durch die Verstärker 31 verstärkt und werden dann die Ausgangssignale dieser Verstärker an der Additionsschaltung 33 zusammengeführt, die das korrigierte Signal ausgibt.
Es sei darauf hingewiesen, dass jedes während dieser Periode empfangene Radarecho ebenso wie das hochfrequente Störsignal ebenfalls in seine einzelnen spektralen Komponenten unterteilt und auf die verschiedenen Kanäle aufgeteilt wird und dass diese spektralen Komponenten auch auf die Verzögerungsschaltung gegeben werden, durch welche das zu subtrahierenden Klonsignal zusammen mit jeweiligen hochfrequenten Störsignalen gebildet werden. Durch die Verzögerung jedoch werden zu der Zeit, zu der die spektralen Komponenten subtrahiert werden, die Komponente von dem Echo, das nicht verzögert wurde, bereits durch die Verzögerungsschaltung zu dem nachfolgenden Glied hindurch gelangt sein. In diesem Fall wird am Ausgang des Überlagerungs- bzw. Subtrahierglieds ein Doppelecho bei IF abgegeben werden. Diese beiden Echos werden zeitgerecht durch die Verzögerungszeit des Verzögerungsglieds 29 verzögert werden und das zweite Echo wird gegenüber dem ersten phasenverschoben sein. Normalerweise wird das zweite Echo durch die Bedienungsperson erwartet und wird entweder aus dem Signal durch ein Torglied, das nicht dargestellt ist, ausgeschieden oder wird ignoriert.
Um die Wirkung des Verstärkers 31 mit variabler Verstärkung zu erläutern, wird ein hypothetischer Fall mit drei Kanälen für hochfrequente Signale in den sieben Diagrammen der Fig. 2 dargestellt. Diese Diagramme sind kurzzeitige Momentaufnahmen der Signale bei den Zwischenfrequenzen (IF) an verschiedenen Stellen der Schaltung.
Die Wellenformen, die in Fig. 2 dargestellt sind, geben die Wirkung des Differenzglieds 27 und des Verstärkers 31 mit variabler Verstärkung von Fig. 1 und das erwartete Ergebnis des Einsatzes einer Ausführungsform wieder, die nur drei Frequenzkanäle F1, F2 und F3 umfasst, auf die das Signal aufgeteilt wird. Das Radarecho ist in diesen drei Kanälen zusammen mit einem hochfrequenten Störsignal in jedem Kanal enthalten. Die Kurve in Fig. 2a gibt das empfangene Gesamtsignal einschließlich des Echos plus des hochfrequenten Störsignals wieder, wie es am Ausgang des IF-Verstärkers 25 anliegt. Man beachte die Amplitudenordinate. Alle Ordinaten in Fig. 2 geben die Spannung in Volt an und sind untereinander einheitlich.
Fig. 2b zeigt nur das Echosignal am Ausgang der Additionsschaltung 33 und nachdem die Subtraktionsglieder 27a, 27b und 27c das hochfrequente Störsignal gemäß der Erfindung herausgenommen haben.
Die Fig. 2c und 2d zeigen das hochfrequente Störsignal und die Echokomponente im Kanal F3 vor Aufgabe auf das verzögerte Subtraktions- bzw. Überlagerungsglied 27c.
Insbesondere bei diesem Beispiel wird davon ausgegangen, dass es das Differenzglied 27c aus irgendeinem Grunde unterlässt, das verzögerte Signal zu subtrahieren bzw. zu überlagern. In diesem Falle wird der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 31c um einen bestimmten Betrag vermindert, um das optimale Signal-Rausch-Verhältnis am Ausgang der Additionsschaltung zu erzielen. Dieses hypothetische Beispiel ist in den nachfolgenden Absätzen beschrieben.
Fig. 2e zeigte die Summe der Echos nur in den Kanälen F1 und F2. Damit ist das Ausgangssignal der Additionsschaltung 33 abzüglich einigen Restrauschens wiedergegeben, wenn der Kanal f3 abgetrennt ist. Die Fig. 2f und 2g zeigen das hochfrequente Störsignal und die Echokomponente im Kanal F3 am Ausgang des Verstärkers 31c, wenn das Überlagerungs- bzw. Subtraktionsglied 27c aus irgendeinem Grunde nicht funktioniert oder wenn das Verzögerungsglied. 29c abgetrennt ist. Diese beiden Figuren sollten mit den Fig. 2c und 2d verglichen werden, um die Wirkung des Glieds 31c mit variabler Verstärkung zu erkennen. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 31c ist in dieser Situation durch den Pegel bzw. die Stärke des hochfrequenten Störsignals, das in Fig. 2c dargestellt ist, geregelt. Bei diesem hypothetischen Fall würde das Ausgangssignal der Additionsschaltung, wenn das hochfrequente Störsignal im Kanal F3 nicht durch das zugehörige Subtrahierglied entfernt ist, die Summe der Signale in den Fig. 2e, 2f und 2g sein und würde das Signal-Rausch-Pegelverhältnis 6,2 betragen, was für diesen Fall den optimalen Wert darstellt.
In der Praxis liegt das Hauptaugenmerk auf jeglichem hochfrequenten Störsignal, das von der Hauptkeule und den Seitenkeulen der Hauptradarantenne aufgenommen wird. Die in Fig. 1 dargestellten Mittel sollten jedoch eingesetzt werden, wenn ein hochfrequentes Störsignal in der Hauptkeule vorliegt. Die Signalstärke des hochfrequenten Störsignals ist bei einer gegenüber der Achse der Hauptantenne stark abweichenden Richtung üblicherweise vergleichsweise gering.
Das Subtraktionsglied, das aus dem Differentialverstärker 27 mit den Eingängen A und B, dem Subtraktionseingang, einem Ausgang C und dem Verzögerungsglied 29 gebildet ist, und das bereits zuvor beschrieben wurde, ist dargestellt. Eine Zeitgebungs- und Steuerleitung der Radarzeitgebungsglieder steuert das Öffnen und Schließen von Schalter 45 und steuert das Vergleichsglied 41. Eine Abtast- und Halteschaltung 43 erzeugt Signale für das Vergleichsglied 41, das seinerseits die vom variablen Verzögerungsglied 29 erzeugt Verzögerung regelt.
Die Abtast- und Halteschaltung 43 mit einer Eingangszeitkonstante von 10 bis 100 Perioden der Zwischenfrequenz, IF, tastet das Signal des Ausgangs, C, des Differentialverstärkers 27 ab. Eine schrittweise Änderung der Phase oder der Amplitude wird erzeugt und eine zufällige Abtast- und Halteschaltung tastet den Ausgang C erneut. Die beiden durch die Abtast- und Halteschaltung erzeugten Pegel werden in einem DC-Differenzverstärker, der einen Teil des Vergleichs- und Logikglieds 41 bildet, miteinander verglichen. Eine andere schrittweise Veränderung wird im Sinne einer Abnahme des Pegels des Ausgangssignals C vorgenommen, und dies wird dadurch bestimmt, welche der beiden Proben größer ist. Die erste Probe der Abtast- und Halteschaltung wird verworfen und es wird eine andere Probe genommen und erneut verarbeitet. Die Abtast- und Halteschaltungen, Vergleichsglieder, die Logikglieder und die Glieder zur Veränderung der Phase und der Amplitude sind Stand der Technik bekannt und bedürfen keiner weiteren Erläuterung.
Die Größe der schrittweisen Veränderung der Phase oder der Amplitude kann konstant oder veränderlich sein. Wenn sie konstant ist, sollte die Größe klein sein und den Fehler berücksichtigen, der im Subtrahierglied toleriert werden kann. Wenn sie veränderlich ist, sollte die Größe proportional zur Differenz zwischen den beiden Probenpegeln sein, sollte aber nicht mehr als der zehnfache Wert des Fehlers sein, der toleriert werden kann.
Das in Fig. 3 dargestellte variable Glied wird anfänglich von Hand eingestellt. Selbst bei den besten elektronischen Schaltkreisen treten mit der Zeit Änderungen des Verstärkungsfaktors und der Zeitverzögerung auf. Diese Veränderungen sind häufig die Folge von Temperaturschwankungen. Wenn das hochfrequente Störsignal von einem auf einem Fahrzeug oder einem Flugzeug installierten Sender stammt, verändert sich die Phase im Kanal der aus allen Richtungen empfangenden Antenne relativ zu der des Radarkanals. Aus diesem Grund sind die in Fig. 3 dargestellten Glieder mit variabler Verstärkung und variabler Phase wünschenswert. Die Rückkopplung des Ausgangssignals C des Differentialverstärkers 27 steuert die Glieder der variablen Verzögerung und variablen Verstärkung, um den Ausgangspegel an C auf ein Minimum zu bringen. Die sich daraus ergebenden Verstärkungsfaktoren und Phasenverschiebungen sind dann richtig. Der Schalter 45 ist nur dann offen, wenn der Radarsender sendet oder wenn ein Radarimpuls empfangen wird. Dieser Teil der Zeit ist üblicherweise geringer als 10% der Gesamtzeit. Folglich werden für den größten Teil der Zeit die variablen Glieder nachgeführt.
Im Betrieb erzeugt der Sender einer Radaranlage Radarimpulse und sendet diese aus. Nach Verstreichen einer voreingestellten Zeitdauer steuert die Radaranlage dann den zugeordneten Empfänger in den "Auf" - Zustand für einen anderen Zeitraum, um nach etwaigen Radarechos zu horchen, die während dieses Zeitintervalls zur Radaranlage zurückgelangen, welches Zeitintervall als "Empfangsfenster" bezeichnet wird. Der Empfänger wird dann zugesteuert, während die Radaranlage zur Erzeugung eines nächsten Radarimpulses eingerichtet wird. Diese Abfolge wird fortlaufend wiederholt. Moderne Radaranlagen sind computergesteuert und somit werden alle diese Funktionen und Zeitintervalle durch den Computer der Radaranlage gesteuert.
Die Zeitgebungsglieder der Radaranlage erzeugen ein Signal, das zur Steuerung des Rückkopplungsglieds 47 über eine Leitung 46 eingesetzt wird. In die Rückkopplungsglieder ist der Schalter 45 eingefügt, der normalerweise geschlossen ist. Der Schalter 45 ist während der Impulsabgabe durch den Sender und während einer kurzen Zeit danach offen. Er ist auch während der Empfangszeit offen, in der ein Radarecho erwartet wird. Der Empfänger ist zu allen Zeiten eingeschaltet und mit der Antenne verbunden, mit Ausnahme des Zeitraums während der Impulsübertragung des Senders zuzüglich einer Abfallzeit danach. Wenn der Schalter 45 geschlossen wird, werden die Rückkopplungsglieder außer Betrieb genommen. Der Zyklus des Sendens, Empfangens und der Rückkopplungsnachführung wird immer wieder wiederholt, solange das Radar sucht und horcht.
Während der vorliegende Schaltkreis in Verbindung mit einer Radaranlage beschrieben wurde, wie dies die auf dem vorliegenden Gebiet tätigen Fachleute erkennen, kann er auch in einem System zur Pulskommunikation eingesetzt werden. Im Fall eines Kommunikationsempfängers arbeitet der Nachführschaltkreis der Fig. 3 nur während vorbestimmter Zeitintervalle. Die Betriebssequenz des Rückkopplungsnachführglieds für Kommunikationsempfänger hängt von der Art des hochfrequenten Störsignals ab. Eine Einstellzeit von 0,1 Sekunden während jeweils 10 Sekunden sollte für einige Fälle von hochfrequenten Störsignalen ausreichend sein. Im Falle eines Kommunikationsempfängers kann die Öffnungszeit des Schalters 45 bis zu 99% betragen. Die Glieder für eine variable Verzögerung und eine variable Verstärkung werden während der Zeiten, zu denen das Radarecho oder eine Übertragung durch ein Radiokommunikationssystem nicht erfolgt, kontinuierlich nachgeführt bzw. eingestellt.
Obwohl die vorliegenden Ausführungsformen im wesentlichen analoge Schaltkreise einsetzen, erkennen die auf dem vorliegenden Gebiet tätigen Fachleute, dass auch gleichwirkende digitale Schaltungen zur Erzielung der erwünschten Funktionen eingesetzt werden können. Als Beispiel ist eine noch weitere Ausführungsform der Erfindung in Fig. 4 dargestellt, auf die Bezug genommen wird. Diese Ausführungsform verwendet einen Analog- Digital-Konverter 55 zur Wandlung des Analogsignals des Zwischenfrequenzverstärkers 25 in digitale Werte oder Zahlen, und einen Fourier - Transformator 56, der die Zahlen auf die verschiedenen Bereiche der digitalen Daten, die Schritte des Frequenzbereichs wiedergeben, aufteilt. Ein digitaler Prozessor ist durch gestrichelte Linien 58 angedeutet.
Die digitale Vorrichtung nach Fig. 4 kann mit der analogen Vorrichtung der Fig. 1 verglichen werden. Beide Vorrichtungen sind hinsichtlich ihres Aufbaues identisch bis zu dem Zwischenfrequenzverstärker 25. Entsprechende Teile in Fig. 4 führen die gleichen Funktionen wie in Fig. 1 aus. Zur Verarbeitung werden aber digitale Zahlen anstatt analoger Signale verwendet. Beispielsweise ist das Subtrahierglied 27x der Fig. 1 für ein Subtrahieren von zwei Zahlen ein Rechner, der in Fig. 4 durch 57x dargestellt ist. Die Additionsschaltung 63 summiert mehrere gewichtete Zahlen zur Erzeugung des zusammengesetzten Ausgangssignals auf, das bei dieser Ausführungsform durch eine Zahl oder eine Reihe von Zahlen wiedergegeben wird. Das Gewichten jedes Kanals wird durch einen Multiplizierer 61 bewirkt. Die Verzögerungen, die durch 59 und 60 repräsentiert werden, werden leichter im digitalen Bereich als im analogen Bereich verwirklicht. Das Verzögerungsglied 59 ist mit Hinblick auf das gleiche Ziel einstellbar wie bei der vorhergehenden analogen Ausführungsform durch einen Rückkopplungsregelkreis, der nicht dargestellt ist. Wenn ein hochfrequentes Störsignal empfangen wird und in Abwesenheit eines Radarechos prüft der digitale Steuerkreis das Ausgangssignal des Überlagerungs- oder Subtrahierglieds 57 und stellt die Verzögerungszeit bis die abgegebene Differenz einen Minimalwert angenommen hat ein. Diese digitalen Verfahren sind den in der Radartechnik und der digitalen Signalverarbeitung versierten Fachleuten bekannt, weshalb eine weiter ins Detail gehende Beschreibung nicht erforderlich ist. Das Herausnehmen bzw. Unterdrücken von hochfrequenten Störsignalen ist funktionell das gleiche für digitale Vorrichtungen wie für analoge Vorrichtungen.
Es gibt viele Wege, eine digitale Vorrichtung zu implementieren. Fig. 4 illustriert das Prinzip und gibt eine Form der Implementierung wieder. Der Fourier - Transformator teilt das Spektrum des Echos in die erforderlichen einzelnen Bänder wie F1, F2, F3, ... Fx auf. Die Signale in diesen Bändern werden mit Hilfe des Transformators 56 empfangen, so dass eine anschließende Phasenanpassung, wie sie nach den Fig. 1 und 3 erforderlich ist, nicht benötigt wird. Das Subtrahierglied 57x führt lediglich eine Amplitudensubtraktion aus. Wenn kein hochfrequentes Störsignal in einem Kanal vorliegt, wie beispielsweise im Kanal F2 nach Fig. 4, besteht für eine Subtraktion keine Notwendigkeit. Die Blöcke 64 sind so bezeichnet, dass sie die Frequenzkanäle zeigen. Die Ausgänge 65 der Einstellglieder können in dem Prozessor auch an anderer Stelle eingesetzt werden. Dies ist durch die Pfeile 66 angedeutet.
Die vorangegangene Beschreibung galt für Signalsubtraktionen, die in der Zwischenfrequenzstufe IF vorgenommen wurden, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist. Zur Subtraktion bei der Zwischenfrequenz müssen sowohl die Phase als auch die Amplitude des Korrektursignals richtig sein. Das bedeutet, sie müssen mit der Phase und der Amplitude der Störsignalkomponente des IF-Signals zusammenpassen, um abgezogen werden zu können. Eine andere Anordnung, die in Fig. 5a bis 5c dargestellt ist, umfasst eine Subtraktion der empfangenen Signale, die nur die Amplitude betrifft. Für diese weitere Anordnung ist die Phase nicht existent und der Subtraktionsvorgang ist nicht so komplex. Es kann nur ein Frequenzkanal anstatt einer Vielzahl von Frequenzkanälen, wie sie bei der Ausführungsform nach Fig. 1 eingesetzt werden, vorgesehen sein. Eine solche Anordnung hat jedoch einen inhärenten Nachteil. Die Phaseninformation geht verloren, was zur Folge hat, dass Dopplerverschiebungen des Ziels oder Teile des Ziels nicht erfasst werden können. Fernerhin kann das Ziel nicht abgebildet werden. Es bleibt möglich, die Zielgeschwindigkeit zu messen, jedoch nur anhand der Feststellung der an der Änderung des Bereichs für aufeinanderfolgende empfangene Pulse. Bei einigen Radaranlagen, beispielsweise bei einem Suchradar, ist die in Fig. 6 dargestellte Anordnung nützlich und viel einfacher zu implementieren als die Ausführungsform nach Fig. 1.
Fig. 5a zeigt einen Zwischenfrequenzverstärker 10, dem ein Detektor 70 nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Detektors 70 ist eine sich verändernde Gleichspannung. Ein Beispiel dieser Spannung ist in der oberen Kurve 88 von Fig. 6a gezeigt. Ein Subtrahierglied, bestehend aus einem Operationsverstärker 87 und einem Verzögerungsglied 83, ist dem Detektor 70 in Fig. 5a nachgeschaltet. Die Verzögerung wird vor Inbetriebnahme eingestellt und gleicht hinsichtlich der Dauer der Länge des empfangenen Pulses zuzüglich der erwarteten Länge des größten Ziels. Die Verzögerungszeit ist bei dieser Anordnung nicht so kritisch wie für den Fall der Zwischenfrequenzsubtraktion nach Fig. 1. Ein Beispiel des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 87, das ein Differenzsignal erzeugt, ist als die untere Kurve 89 in Fig. 6a gezeigt. Das ideale Ausgangssignal ist hinsichtlich der Pulse 84 und 85 in Fig. 5a dargestellt. Der zweite Puls, 85, wird entweder ausgeleitet, wozu nicht dargestellte übliche Schaltungen eingesetzt werden, oder wird von der Bedienungsperson einfach ignoriert. Ein nachträglich vom Radar ausgestrahlter Verifikationspuls dient zur Aussonderung solcher fehlerhafter Echos.
Eine etwas verbesserte Ausführungsform ist in Fig. 5b dargestellt, für die eine gesonderte Breitstrahlantenne und ein Empfänger erforderlich sind. In diesem Fall wird das während der Zeit des Pulsempfangs am Detektor 70' auftretende hochfrequente Störsignal beim Differentialverstärker 72 vom Ausgangssignal des Detektors 70 subtrahiert, um ein Ausgangssignal 81, das in Form des Pulses 86 dargestellt ist, zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal ist ebenfalls in Fig. 6b als Kurve 91 dargestellt. Die Kurve 90 in Fig. 6b gibt das Ausgangssignal des Detektors 70 in Fig. 5b wieder.
Die Verzögerungen im Kanal der Radarantenne und im Kanal der Breitstrahlantenne müssen zum Zeitpunkt der Auslegung etwa gleich groß eingestellt werden. Es besteht aber nicht die Notwendigkeit ständig für einen Neuabgleich, wie dies im Falle der Fig. 1 erforderlich ist, zu sorgen. Es besteht jedoch in den meisten Fällen die Notwendigkeit für eine ständige Nachstellung der Amplitude des Signals einer aus allen Richtungen empfangenden Antenne zu sorgen. Diese Nachstellung erfolgt im variablen Verstärker oder Abschwächer 93, der seinerseits durch das Rückkopplungsglied 92 geregelt wird, das aus einem Schalter und einem Abtast- und Halteschaltung le-, Integrier- und Halteschaltkreis besteht. Radarzeitgebungssignale, die aus der zugehörigen nicht dargestellten Radarschaltung gewonnen werden, regeln die Abtast-Zeitdauer und die Abtast- und Halte-Periode. Sie steuert ebenfalls das Rücksetzen der Halteglieder. Das Vorzeichen der Spannung aus dem Rückkopplungsglied 92, positive oder negative Polarität, bestimmt, ob die Verstärkung des Verstärkers 93 angehoben oder abgesenkt wird. Diese Regelung arbeitet derart, dass sie die Spannung bei 81 gegen Null zwingt, wenn kein Radarecho vorliegt. Wenn ein Radarecho vorhanden sein könnte, wird das Differenzausgangssignal 81 durch das Rückkopplungsglied 92 nicht abgetastet. Ein kleiner Anteil des Echosignals wird durch die Breitstrahlantenne empfangen, aber der Signalpegel wird üblicherweise 0,01 bis 0,00001 mal so groß wie der von einer Hochleistungsradarantenne empfangene Signalpegel sein.
Bei einer weiteren Alternative kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 durch Ersatz jedes Kanals durch eine Schaltungsanordnung, die entsprechend Fig. 5b ausgebildet ist, gebildet sein, wobei letztere Schaltanordnung so häufig vorgesehen ist, wie es der Anzahl der Kanäle in jener Schaltungsanordnung entspricht. In diesem Fall geht die Doppler- Information nicht verloren und ein Abbilden ist möglich, wobei die Auslöschung von hochfrequenten Störsignalen dennoch erfolgt.
Eine etwas bessere Ausführungsform, die keine besondere Antenne erfordert, ist in Fig. 5c dargestellt. Diese Ausführungsform nimmt Proben von den hochfrequenten Störsignalen kurz vor und kurz nach dem Eintreffen des gewünschten Radarpulses auf. Die eine Hälfte der beiden Proben wird vom Ausgangssignal des Detektors 70 zur Erzeugung eines Ausgangssignals 82, das als Pulse 76, 77 und 78 dargestellt ist, subtrahiert. Die Pulse 77 und 78 entsprechen einer Hälfte der Amplitude des Pulses 76 und werden entweder zeitgesteuert ausgeleitet oder von der Bedienungsperson ignoriert. Der Vorteil dieser Anordnung ist eine genauere Probe des hochfrequenten Störsignals zum Zeitpunkt des Empfangs des Pulses als bei der Ausführungsform, die in Fig. 5a dargestellt ist. Man beachte in Fig. 5c, dass ein Signalpegel gleich 1/2 des Signalpegels, der vor dem Echopuls auftritt, plus 1/2 des Signalpegels, der nach dem Echopuls auftritt, vom Signalpegel zum Zeitpunkt des Echopulses subtrahiert wird. Für dieses Vorgehen vermindert der Abschwächer 74 die Subtraktionssignale um 1/2. Die Verzögerungsglieder 71 und 75 liefern dann die erforderlichen Verzögerungen. Ein auf dem vorliegenden Gebiet tätiger Fachmann wird erkennen, dass diese Funktionen sowohl in analoger Weise als auch in digitaler Weise implementiert werden können.
Wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen, kann ein digitales System ebenfalls definiert und so ausgeführt werden, dass es die gleichen Funktionen analog zu und dargestellt wie in den Schaltungsanordnungen der Fig. 5a, 5b und 5c, die zuvor beschrieben wurden, ausführt. Im Fall eines solchen digitalen Systems werden der Fourier - Transformator 56 und die Additionsschaltung 63, die bei dem digitalen System nach Fig. 4 vorgesehen sind, nicht gebraucht, so dass hier nur ein Breitbandkanal vorhanden ist. Die digitalen Funktionen führen zum Ablauf der Prozesse, wie sie in den Fig. 5, welche zuvor erläutert worden sind, dargestellt sind.

Claims

1. Vorrichtung zum Aussenden und Empfangen von gepulsten Signalen umfassend einen Sender (3) zum Aussenden von gepulsten Hochfrequenzsignalen (RF Signalen), einer Richtantenne (7) und einen an die Richtantenne (7) angeschlossenen Breitband- Empfänger (9) zum Empfangen und Verarbeiten gepulster Hochfrequenzsignale einer vorgegebenen Frequenz in Gegenwart möglicher schmalbandiger hochfrequenter Störsignale (Hochfrequenzstörsignale, RFI Signale), die durch eine Vielzahl von fremden schmalbandigen Hochfrequenzstörsignal-Quellen erzeugt werden, wobei sich die schmalbandigen Hochfrequenzstörsignale in der Frequenz voneinander und von der vorgegebenen Frequenz unterscheiden und der Empfänger einfallende Hochfrequenzstörsignale zusätzlich zu den gepulsten breitbandigen Hochfrequenzsignalen der vorgegebenen Frequenz erkennt,

gekennzeichnet durch

Trennstufen (F1, ... Fx) zum Auftrennen der empfangenen Signale auf eine Vielzahl von voneinander getrennten und unterschiedlichen Frequenzkanälen in Abhängigkeit von der Frequenz der Signale und zum voneinander getrennten Ausgeben aus jedem der Kanäle, wobei dabei eine Vielzahl der empfangenen Hochfrequenzstörsignale unterschiedlicher Frequenz an den einzelnen diesen Frequenzen zugeordneten Kanalausgängen erzeugt wird und wobei ein empfangenes gepulstes Hochfrequenzsignal in seine es bildenden spektralen Bestandteile aufgeteilt wird und die es bildenden spektralen Bestandteile einzeln aus den entsprechenden Kanälen, die den spektralen Bestandteilen zugeordnet sind, ausgegeben werden,

Ausgleichssignale erzeugende Stufen (29a, 29x; 48, 10, F1, 14a, 16a, ... 8, 10, Fx, 14x, 16x) zum Erzeugen eines Ausgleichssignals für jeden der Kanäle, wobei jedes Ausgleichssignal wenigstens einem der jeweiligen Hochfrequenzstörsignale in einem jeweiligen Kanal der Vielzahl von Kanälen entspricht und jedes jeweilige Ausgleichssignal im wesentlichen die gleiche Amplitude und Phase wie das zugehörige jeweilige Hochfrequenzstörsignal hat,

erste Überlagerungsglieder (27a, ... 27x), die auf die Signale der Trennstufen und die der Ausgleichssignale erzeugenden Stufen ansprechen, zum subtrahierenden Zusammenführen von Signalen aus jedem der Vielzahl von Kanälen mit den jeweiligen Ausgleichssignalen aus den Ausgleichssignale erzeugenden Stufen zum Erzeugen einer entsprechenden Vielzahl von Differenzsignalen, in denen jedes der Hochfrequenzstörsignale wirksam minimiert ist und von denen die sie bildenden Komponenten eines empfangenen gepulsten Hochfrequenzsignals abgegeben werden, und

zweite, mit den ersten Überlagerungsgliedern verbundene Überlagerungsglieder (33) zum Summieren der Vielzahl von Differenzsignalen zum Erzeugen eines zusammengesetzten Ausgangssignals, das das gepulste Hochfrequenzsignal reproduziert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Ausgleichssignale erzeugenden Stufen umfassen:

eine Vielzahl von Verzögerungsgliedern (29a, ... 29x), deren Anzahl der Anzahl der Kanäle entspricht und von denen jedes Verzögerungsglied einem der entsprechenden Kanäle zugeordnet ist und jedes der Verzögerungsglieder so geschaltet ist, dass es das Ausgangssignal des entsprechenden Kanals empfängt und ein verzögertes Signal an den entsprechenden Eingang eines ersten Überlagerungsglieds (27a... 27x) abgibt, wodurch eine verzögerte Version des Hochfrequenzstörsignals des entsprechenden Kanals an eines der ersten Überlagerungsglieder abgegeben wird.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Ausgleichssignale erzeugenden Stufen umfassen:

eine aus allen Richtungen empfangende Breitstahlantenne zum Empfangen von Hochfrequenzstörsignalen, die sich in praktisch alle Richtungen ausbreiten, um auf diese Weise die durch den Empfänger empfangenen Hochfrequenzstörsignale zu verdoppeln,

einen zweiten Empfänger (10) zum Empfangen der Hochfrequenzstörsignale von der aus allen Richtungen empfangenden Breitstrahlantenne,

zweite Trennstufen (F1 ... Fx) zum Aufteilen empfangener Signale auf eine Vielzahl von voneinander getrennten und unterschiedliche Frequenzkanälen und zum getrennten Ausgeben aus jedem der Kanäle, wobei eine Vielzahl der empfangenen Hochfrequenzstörsignale, die in unterschiedlichen Frequenz-Unterbereiche fallen, an den solchen Frequenzen entsprechenden Kanalausgängen ausgeben werden, und wobei jedes empfangene gepulste Hochfrequenzsignal in eine Vielzahl es bildender spektraler Komponenten unterteilt und auf die Vielzahl der Kanäle aufgeteilt wird, und

eine Vielzahl Amplituden-Einstellglieder (14a, ... 14x) und Verzögerungsglieder, von denen jedes der Amplituden-Einstellglieder seriell mit einem der entsprechenden Verzögerungsglieder verbunden ist und der Eingang jedes Amplituden-Einstellglieds mit dem entsprechenden Ausgang eines entsprechenden Kanals, der durch die zweiten Trennstufen (F1, ... Fx) bestimmt ist, verbunden ist, und von denen jedes der Verzögerungsglieder einen entsprechenden Ausgang für die Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangssignalen der Trennstufen aufweist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Trennstufen eine Vielzahl von abgestimmten Bandpassfiltern (F1, ... Fx) aufweisen, von denen jedes abgestimmte Bandpassfilter eine definierte Bandbreite und einen definierten Frequenzbereich zum selektiven Aufteilen von Signalen hat, wobei die definierten Frequenzbereiche der abgestimmten Bandpassfilter zusammen den vorgegebenen Frequenzbereich des Empfängers ergeben.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die ersten Überlagerungsglieder eine Vielzahl von Überlagerungsschaltkreisen (27a ... 27x) aufweisen, von denen jeder einem Kanal der Trennstufen (F1, ... Fx)) zugeordnet ist, um subtraktiv Signale eines zugeordneten Kanals mit einem entsprechenden Signal der Vielzahl von Ausgleichssignale erzeugenden Stufen (29a, ... 29x; 48, 10, F1, 14a, 16a, ... 8, 10, Fx, 14x, 16x) zusammenführen und Differenzsignale zu erzeugen, von denen jeder der Überlagerungsschaltkreise ferner Differenzverstärker (31a, ... 31x) aufweist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der jedes der Verzögerungsglieder (29a, ... 29x; 48, 10, F1, 14a, 16a, ... 8, 10, Fx, 14x, 16x) einstellbar ist und jedes der Verzögerungsglieder einen Phasenschieber aufweist und die ferner eine Vielzahl automatischer Einsteilglieder (47) hat für die Einstellung des Betrags der Verzögerung jedes der Vielzahl der Verzögerungsglieder der Ausgleichssignale erzeugende Stufen zur Minimierung des Ausgangssignals des ersten Überlagerungsglieder (27a, ... 27x) während des Vorliegens eines Hochfrequenzstörsignals am Eingang zu den ersten Überlagerungsglieder und zur Ausgleichssignale erzeugenden Stufe während des Nichtvorliegens eines gepulsten Hochfrequenzsignals,

wobei jedes der Vielzahl von automatischen Einstellgliedern (47) umfasst:

einen Abtast- und Halteschaltkreis (43)

eine Schafteinrichtung (45) und

einen Vergleichs und Logikschaltkreis (41) zum Analysieren der Signalstärke und zur Steuerung des Zeitverzögerungsglieds die Ausgleichssignale erzeugenden Stufe, von denen die Schalteinrichtung (45) zwischen den Ausgänge des ersten Überlagerungsglieds (27) und den Vergleichs- und Logikschaltkreis (41) geschaltet ist, von denen der Abtast- und Halteschaltkreis (43) die Schalteinrichtung (45) während des Nichtvorliegens eines gepulsten Hochfrequenzsignals am Empfänger schließt, um ein abgetastetes und gehaltenes Differenzsignal aus dem ersten Überlagerungsglied (27) an den Vergleichs- und Logikschaltkreis (41) abzugeben,

von denen der Vergleichs- und Logikschaltkreis (41) aus aufeinanderfolgend abgetasteten und gehaltenen Differenzsignalen jegliche Änderung der Stärke des Differenzsignals bestimmt und auf die Bestimmung einer Zunahme der Stärke hin die Zeitverzögerung der ein Ausgleichssignal erzeugenden Stufe verstellt, um eine Verminderung der Stärke des Differenzsignals zu bewirken, wodurch der Betrag des Hochfrequenzstörsignals, das durch das erste Überlagerungsglied hindurch gelassen wird, minimiert wird.

7. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Verzögerungsglied einstellbar ist und ferner einen einstellbaren Phaseneinstellschaltkreis (14) und in Serie nachgeschaltet einen Verstärkungseinstellschaltkreis (16) aufweist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7 bei der jedes der Verzögerungsglieder einstellbar ist und ferner eine Anzahl von automatischen Einstellgliedern (47') hat für die Einstellung des Betrags der Verzögerung jedes der Vielzahl der Verzögerungsglieder der Ausgleichssignale erzeugenden Stufen zur Minimierung der Ausgangssignale der ersten Überlagerungsglieder (27) während des Vorliegens eines Hochfrequenzstörsignals am Eingang zu den ersten Überlagerungsgliedern während des Nichtvorliegens eines gepulsten Hochfrequenzsignals, wobei jedes der Vielzahl von automatischen Einstellgliedern (47') umfasst:

einen Abtast- und Halteschaltkreis (43'),

eine Schalteinrichtung (45'),

einen Vergleichs- und Logikschaltkreis (41') zum Analysieren der Signalstärken und zur Steuerung des Zeitverzögerungsglieds der Ausgleichssignale erzeugenden Stufe, von denen die Schalteinrichtung (45') zwischen den Ausgang des ersten Überlagerungsglieds und den Vergleichs- und Logikschaltkreis (41') geschaltet ist,

von denen der Abtast- und Halteschaltkreis (43') zum Schließen der Schalteinrichtung(45') während des Nichtvorliegens eines gepulsten Hochfrequenzsignals am Empfänger ein abgetastetes und gehaltenes Differenzsignale aus dem ersten Überlagerungsglied (27) an den Vergleichs- und Logikschaltkreis abgibt,

von denen der Vergleichs und Logikschaltkreis (41') aus aufeinanderfolgend abgetasteten und gehaltenen Differenzsignalen jegliche Änderung der Stärke eines Differenzsignals bestimmt und auf die Bestimmung einer Zunahme der Stärke hin die Zeitverzögerung der ein Ausgleichssignal erzeugenden Stufe verstellt und die Verstärkung einstellt, um eine Abnahme der Stärke des Differenzsignals zu erzeugen,

wodurch die Stärke des Hochfrequenzstörsignals, das durch das erste Überlagerungsglied hindurch gelassen wird, minimiert wird, und

eine Wechseleinrichtung (Ch) zur abwechselnden Verbindung des Ausgangs der Vergleichs- und Logikschaltung (41') mit dem Phaseneinstellschaltkreis (14) und dem Verstärkungseinstellschaltkreis (16).

9. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Trennstufen (F1, ... Fx) umfassen:

einen Analog-Digital-Konverter (55) zum Konvertieren von Signalen in ihre digitale Form, einen dem Konverter (55) nachgeschalteten Fourier - Transformator (56) zur digitalen Verarbeitung des Signals und zum Aufteilen der digital verarbeiten Signals auf voneinander getrennte digitale Kanäle (F1 ... Fx), von denen jeder der Kanäle einen eigenen Frequenzbereich definiert,

und

bei der jedes der ersten Überlagerungsglieder (27), der Ausgleichssignale erzeugenden Stufen (29) und der zweiten Überlagerungsglieder (33) jeweils ein digitales erstes Überlagerungsglied (57), eine ein digitales Ausgleichssignal erzeugende Stufe (61) und ein digitales zweites Überlagerungsglied (63) umfassen.

10. Verfahren, das eine Vielzahl von störenden Hochfrequenzsignalquellen unterschiedlicher Frequenzen daran hindert, dass sie bei der Bestimmung und der Verarbeitung erwünschter Radarechos in einem breitbandigen Pulsradarempfangssystem, das solche unterschiedlichen Frequenzen zu empfangen vermag, Interferenzen erzeugt, das die folgenden Schritte umfasst:

Aufteilen empfangener Signale, die sowohl die störenden Interferenzsignale als auch die erwünschten Radarechos enthalten, in eine Vielzahl von Frequenz-Unterbereichen, von denen jedes Störsignal in einen entsprechenden der Unterbereiche fällt, um eine davon gesonderte Vielzahl von Störsignalen jeweils eigener Amplitude und Phase zusammen mit einer Komponente eines jeweils gleichzeitig empfangenen erwünschten Radarechos erzeugen,

Erzeugen eines Ausgleichssignals für jedes gesonderte Störsignal, von denen jedes Ausgleichssignal nach Amplitude und Phase gleich ist mit der für das Störsignal des jeweiligen entsprechenden Unterbereichs bestimmten Amplitude und Phase, Subtrahieren jedes Ausgleichssignals von dem entsprechenden Signal aus Störsignal und erwünschter Echokomponente in jedem Unterbereich zur Erzeugung eines entsprechenden Differenzsignals, das im wesentlichen eine Komponente des gewünschten Radarechos ist,

Überlagern aller dieser Differenzsignale, um ein zusammengesetztes Ausgangssignal zu erzeugen, in welchem alle Interfrequenzsignale minimiert worden sind, wodurch das zusammengesetzte Ausgangssignal im wesentlichen dem erwünschte Radarecho entspricht.