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Technisches
Gebiet
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Die
Erfindung betrifft die Unterdrückung
von Hochfrequenzstörungen
in breitbandigen Radar- und Funkkommunikationsempfängern und
im besonderen ein Radargerät
für den
zuverlässigen
Betrieb gepulster Radar- und Kommunikationssysteme in Gegenwart
unterschiedlicher Störsignalquellen.
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Stand der
Technik
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Mit
der zunehmenden Verbreitung von Hochfrequenzquellen, die in einem
ständig
zunehmend überlasteten
Hochfrequenzbereich arbeiten, werden ständig neue Interferenzen beim
Betrieb von Radaranlagen erzeugt. Im übertragenen Sinne bedeutet dies,
dass das, was Musik in den Ohren derjenigen ist, die andere Hochfrequenzquellen
betreiben, Lärm oder
Geräusch,
hochfrequentes Störsignal
oder, anders ausgedrückt,
Hochfrequenzstörung
für das
eigene System ist. Zu bestimmten Zeiten ist die Stärke von
Hochfrequenzstörungen
so groß,
dass die Radarechosignale, die durch das eigene Radarsystem erzeugt
werden, vollständig überdeckt
oder maskiert werden und die Fähigkeit
des Radarsystems zur Unterscheidung eines erwünschten Signals (Nutzsignals)
von den Hintergrundsignalen oder Störsignalen verringert und so
die Empfindlichkeit der Radaranlage vermindert.
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Die
störenden
Hochfrequenzsignale (HF Signale), die der Gegenstand der vorliegenden
Erfindung sind, sind grundsätzlich
schmalbandig, arbeiten im wesentlichen bei nur einer Frequenz, entweder
intermittierend oder kontinuierlich, zum Beispiel als die höheren Harmonischen
eines Kurzwellensenders oder eines Polizeiradars, umfassen aber
auch die Hochfrequenzstörungen
aus einem Band von Frequenzen, wie sie zum Beispiel von einem Fernsehsender
erzeugt werden. Obwohl die Stärke
der Hochfrequenzstörung
sehr gering sein kann und in vielen Fällen unbeachtet bleiben darf,
können
Hochfrequenzstörungen
bei Radarsystemen nicht vernachlässigt
werden, da die Radarechos häufig
nur eine sehr geringe Pegelstärke
aufweisen. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn die das Echo
erzeugenden Flächen
moderne Radarunterdrückungstechniken, "Tarntechniken", anwenden, um den
Querschnitt des Radars und die reflektierte Signalstärke zu vermindern.
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Breitbandige
Radarsysteme erzeugen Pulse mit der Energie von Mikrowellen, haben
sehr kurze Anstiegs- und Abfallzeiten oder Rechteckimpulse, wie
sie verschiedentlich genannt werden, und spähen nach der Rückkehr eines
Echos, dem Echosignal, das von einer Flä che reflektiert wird. Die Amplitude
des Echosignals kann von groß bis
zu sehr gering variieren, je nach dem vom Echosignal von dem reflektierenden
Objekt zurückgelegten
Weg und der Reflektionseigenschaft des Objekts. Um eine genaue Wiedergabe
des breitbandigen Echos zu gewährleisten
bzw. die Pulsform zuverlässig
zu reproduzieren, muss der Radarempfänger des Systems folglich eine Breitbandcharakteristik
aufweisen, die wenigstens der des übertragenen Impulses entspricht.
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Fortschrittliche
Pulskommunikationssysteme können
ebenfalls von Natur aus breitbandig sein. Während bei Kommunikationssystemen
der Abstand von Station zu Station im allgemeinen bekannt ist, kann
der Bereich solcher Stationen, d. h. der Abstand zwischen den Kommunikationsstationen,
unter der Annahme, dass die Signalstärke unverändert bleibt, erhöht werden,
wenn die Hochfrequenzstörungen verringert
werden.
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Solche
Radiofrequenz – Interferenz
bzw. Hochfrequenzstörung
(RFI, radio frequency interference) ist nicht neu. Die Unterdrückung der
nachteiligen Wirkung solcher Hochfrequenzstörung wurde in einem Radarempfänger üblicherweise
dadurch bewirkt, dass ein Notch – Filter in den Empfänger eingebaut
wurde. Das Notch – Filter
ist ein Hochfrequenzfilter, das eine genau definierte Frequenzcharakteristik
hat, die auf die Frequenz der störenden
Hochfrequenzquelle abgestimmt ist. Es selektiert und blockiert den
Durchlass von Hochfrequenzstörungen durch
die Verstärkerstufen
des Empfängers
wirksam. Eine nachteilige Nebenwirkung ist die, dass das Notch – Filter
einen Teil der erwünschten
Signalstärke
verbraucht oder dissipiert und so die Empfindlichkeit des Empfängers erheblich
verringert. Da das Notch – Filter
ständig
in der Schaltung verbleibt, bleibt die Nebenwirkung wirksam, unabhängig davon,
ob die störende
Station sendet oder nicht.
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Seit
geraumer Zeit arbeiten viele der Hochfrequenzstörquellen auf unterschiedlichen
Frequenzen, was eine entsprechende Anzahl von Notch – Filtern
in den Empfangssystemen erforderlich macht. Die Nebenwirkung des
Notch – Filters
bezüglich
Verbrauchs eines Teils des erwünschten
Signals verhält sich
unglücklicherweise
kumulativ. In dem Umfang, in dem neue Hochfrequenzstörquellen
auftreten, müssen
zusätzliche
Notch – Filter
in den Empfangssystemen vorgesehen werden, um solche zusätzlichen Hochfrequenzstörquellen
unwirksam zu machen. Es ist eine zeitraubende Arbeit und darüber hinaus
kostspielig, zusätzlich
zu den sich ergebenden Verlusten an Signalstärke des erwünschten Nutzsignals solche Filter
zu bauen und zu installieren.
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Die
Verminderung von Hochfrequenzstörungen
wird auch durch den Einsatz von Richtantennen bewirkt. Radarantennen
werden so ausgelegt, dass sie eine hohe Richtwirkung haben. Diese
Richtcharakteristik minimiert den Empfang von störenden Hochfrequenzsig nalen,
die sich zur Antenne aus anderen Richtungen her fortpflanzen, vor
allem außerhalb
der Achse der Antenne. Unabhängig
hiervon weisen solche besonders wirksamen Richtantennen außerhalb
der Richtachse liegende Empfindlichkeitsbereiche auf, die üblicherweise
als Seitenkeulen bezeichnet werden. Solch störende Pegel von hochfrequenten
Störsignalen
können über solche
Seitenkeulen empfangen werden. Auch wenn sich solche Seitenkeulen
stark verkleinern lassen, ist es dennoch nicht möglich, sie vollständig zu
beseitigen.
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Eine
adaptive Störsignalunterdrückung in Radarsystemen
ist im Einzelnen durch Fielding J. G. et al in der Zeitschrift Radar,
1977, London, UK, 25. bis 28. Oktober 1977, Seiten 212–217, BNSDOCED: XP
002095544A, London, UK, IEE, UK beschrieben. Eine Vorrichtung zur Übertragung
und zum Empfang von gepulsten Radarfrequenzsignalen in möglicher Gegenwart
von schmalbandigen hochfrequenten Störsignalen, die von einer Vielzahl
von fremden schmalbandigen Hochfrequenzstörquellen erzeugt werden, umfasst
Mittel zur Erzeugung von Gegen- oder Kompensationssignalen (Hilfsantenne,
Empfänger,
Detektor und Verstärker)
zur Erzeugung eines Gegensignals von im wesentlichen dergleichen
Amplitude und Phase wie das hochfrequente Störsignal, und Kombinationsglieder
zur subtraktierenden Überlagerung
des hochfrequenten Störsignals
mit dem Gegensignal, wodurch das Störsignal wirksam minimiert wird.
Die Unterdrückung
bzw. Auslöschung
besteht in der Überlagerung
von Gruppen von Signalen in der Weise, dass die unverwünschten
Signale sich zu Null summieren. Wenn eine Radaranlage nur einer
einzigen Störsignalquelle
ausgesetzt wird, kann diese mit Hilfe einer einzigen Hilfsantenne
und der Überlagerung
deren Ausgangsignals mit dem der Hauptantenne ausgelöscht werden,
indem die Interferenz von gleicher Amplitude und Gegenphase ist. Bei
einem adaptiven System erfolgt dies automatisch durch Ermitteln
der erforderlichen Anpassung, um diese entsprechend vorzunehmen.
Wenn zwei Störquellen
vorhanden sind, muss eine zweite Hilfsantenne vorgesehen werden.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, Hochfrequenzstörungen bei Radargeräten und
anderen Empfängern
noch weitgehend wirksam zu minimieren.
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Es
ist eine weitere Aufgabe, unerwünschter hochfrequente
Störsignale
zu beseitigen, die durch alle zu einer gegebenen Zeit ausstrahlenden
Sender übertragen
werden, ohne einen signifikanten Anteil des hochfrequenten Signals,
das für
das Empfangen gebraucht wird, zu verringern.
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Die
Erfindung, die in den beigefügten
Ansprüchen
definiert ist, beruht ebenfalls auf dem Prinzip der Signalauslöschung.
Nach der vorliegenden Erfindung wird die Amplitude und Phase jedes
Störsignals,
der Hochfrequenzstörung,
ermittelt und ein gleiches Signal gleicher Amplitude und Phase von dem
Störsignal
subtrahiert, um letzteres wirksam auszulöschen. Wenn das Radarecho eine
breitbandige Charakteristik hat und von kurzer Dauer ist, und wenn
das Störsignal
schmalbandig und folglich von größerer Dauer
ist, wird eine Probe des Störsignals um
einen bestimmten Betrag zeitverzögert
und wird dann von dem Gesamtsignal subtrahiert. Wenn die Radiofrequenz
Interferenz und das Echo die zuvor genannten Bedingungen nicht erfüllt, muss
eine andere Technik eingesetzt werden. Bei letzterer wird eine gesonderte
breitbandige Rund(empfangs)antenne für den gleichzeitigen Empfang
der Radiofrequenz Interferenz und des Empfangssignals der Hauptantenne
von sowohl dem Radarecho als auch der Radiofrequenz Interferenz
verwendet. Die Rund(empfangs)antenne ist charakteristischerweise vergleichsweise
unempfindlich auf das Radioecho. Das über die eine Antenne empfangene
Radiofrequenz – Interferenzsignal
bzw. Hochfrequenzstörsignal,
wird im wesentlichen von dem anderen Signal subtrahiert, um so die
Radiofrequenz Interferenz zu vermindern. Das Echo, also das erwünschte Signal, gelangt
durch die Filter- und Subtraktionsschaltungen mit nur geringer Veränderung.
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Im
einzelnen werden die empfangenen Hochfrequenzsignale innerhalb des
breitbandigen Frequenzbereichs des Empfängers, die die ständig vorliegenden
störenden
Hochfrequenzsignale enthalten, in eine Vielzahl unterschiedlicher
Frequenzbereiche aufgeteilt, wobei jedes Störsignal vorzugsweise in einen
entsprechenden Frequenzbereich fällt.
Für jedes
der Hochfrequenzsignale wird innerhalb jedes entsprechenden Frequenzbereichs
ein Klonsignal erzeugt, das aus den hochfrequenten Störsignalen
gebildet und um einen entsprechenden Betrag verzögert wird und das im wesentlichen
die gleiche Amplitude und Phase wie die Amplitude und Phase des entsprechenden
Störsignals
hat. Das Störsignal
und das Klonsignal werden zur Erzeugung eines entsprechenden Differenzsignals überlagert,
wodurch die einzelnen Störsignale
wirksam ausgelöscht
werden und die Hauptkomponenten des gewünschten Radarechos verbleiben.
Die Differenzsignale werden zusammengeführt, um ein zusammengesetztes
Signal zu erzeugen, in dem die Störsignale minimiert sind, wodurch
das zusammengesetzte Signal praktisch nur das gewünschte Radarecho
bildet.
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Die
zuvor genannten und zusätzliche
Aufgaben und Vorteile der Erfindung zusammen mit den charakteristischen
Strukturen von ihnen, die in den vorangegangenen Ausführungen
nur kurz zusammengefasst worden sind, werden dem auf dem vorliegenden
Gebiet tätigen
Fachmann, der die detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
liest, mit der Beschreibung zusammen mit der durch die beigefügten Zeichnungen
gegebenen Illustration näher
erläutert.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm und das Schema des Aufbaus einer Radaranlage,
die eine Ausführungsform
der Schaltung gemäß der Erfindung
zur Auslöschung
von hochfrequenten Störsignalen
enthält;
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2a–2g zeigt
Beispiele von Signalformen, die für das Verständnis der Betriebsweise der
Erfindung hilfreich sind;
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3 zeigt
ein Blockdiagramm eines rückgekoppelten
Regelkreises zur automatischen Anpassung der Phase des zu subtrahierenden
Signals, das an den Subtraktionseingang einer Subtraktionsschaltung
der Ausführungsform
nach 1 eingespeist wird;
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4 ist
ein Blockdiagram einer alternativen Ausführungsform der Erfindung, die
einen digitalen Signalprozessor einsetzt;
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5a, 5b, 5c illustrieren
eine andere Ausführungsform,
bei der die Unterdrückung von
hochfrequenten Störsignalen
an den empfangenen Signalen und nicht in den Störsignalstufen der Ausführungsform
nach 1 vorgenommen wird, und
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6a und 6b illustrieren
die Wirkung der Amplitudensubtraktion der Signale bei der Ausführungsform
nach 5, wenn die Bandbreite der hochfrequenten
Störsignale
nur wenig geringer als die des Radarechos ist.
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Es
wird nun auf 1 Bezug genommen, die einen
Teil einer Radaranlage in Form eines Blockdiagrams darstellt, der
die Erfindung verwirklicht. Dieser umfasst einen Sender 3,
einen TR-Schalter 5, eine stark bündelnde Richtantenne 7,
einen Breitband – Empfänger 9 und
Elemente, die rechts vom TR Schalter 5 angeordnet sind.
Der Empfänger
umfasst in Serie geschaltete Notch – Filter 11 und 13,
einen rauscharmen breitbandigen Hochfrequenz – Verstärker 15, der manchmal
auch als Eingangtuner bezeichnet wird, der die eingespeisten Hochfrequenzsignale
verstärkt,
zusätzliche
in Reihe geschaltete Notch – Filter 17 und 19,
abwärts
konvertierende Schaltkreise mit einem Mischer 21 und einem örtlichen
Oszillator 23, der das Hochfrequenzsignal auf eine niedrigere
Zwischenfrequenz (IF) wandelt und einen IF Verstärker 25 (Zwischenfrequenzverstärker), der
die IF Signale verstärkt.
Die zuvor genannten Elemente und deren Anordnung sind für Radarsysteme
sämtlich
bekannt.
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Die
Antenne 7 dient dem Aussenden jedes Pulses eines Hochfrequenzsignals,
das vom Sender 3 erzeugt wurde, während der TR Schalter 5 die
Pulse höhere
Pegels am Eintritt in den Empfänger 9 hindert.
In der Periode zwischen dem Impulsen empfängt die Antenne alle Echos
der gesendeten Pulse wie sie durch eine reflektierendes Objekt,
beispielsweise ein Flugzeug, reflektiert werden. Die Antenne empfängt auch
Hochfrequenzsignale, wie sie mit unterschiedlichen Frequenzen von
gegebenenfalls vorhandene Störsignalquellen,
die hochfrequenten Störsignale
erzeugen, aus gesendet werden. Auch wenn die Antenne in hohem Maße Richtwirkung
hat und auf diese Weise den Empfang solche Störsignale minimiert, haben solche
Antennen üblicherweise
Seitenkeulen, deren Empfindlichkeit geringer ist als die der Hauptkeule
in der Hauptempfangsrichtung der Antenne, wie sie durch die gestrichelte
Linie in 1 wiedergegeben ist. Auf diese
Weise werden einzelne hochfrequente Störsignale ebenfalls von der
Antenne über
deren Seitenkeulen empfangen.
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Sowohl
das Radarecho, das, wenn ein Reflektierendes Objekt vorhanden ist, über kurze
Pulsperioden empfangen wird, als auch das hochfrequente Störsignal,
das meistens vorliegt, werden in der üblichen Weise in dem Radarempfänger verarbeitet. Die
Hochfrequenzsignale werden gefiltert, verstärkt, erneut gefiltert und auf
den Mischer 31 aufgegeben, der das Hochfrequenzsignal in
einen niedrigeren Zwischenfrequenzbereich, IF, abwärts wandelt,
welches vom IF-Verstärker 25 abgegeben
wird. Diese Betriebsweise ist der übliche Modus des Betriebs des Radarempfängers.
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Obwohl
wenn es eine Zielrichtung der Erfindung ist, die Verwendung von
Notch – Filtern
zu minimieren oder gar auszuschalten, können in der praktischen Welt
doch einige Notch – Filter
erforderlich sein und daher sind solche Notch – Filter bei der Hauptausführungsform
der Erfindung vorgesehen. Starke und andauernde Störsignalquellen
werden mit einem Notch – Filter
gefiltert. Diese Notch – Filter
sind durch die Bezugszeichen 11, 13, 17 und 19 in 1 dargestellt,
auch dann, wenn keines von ihnen erforderlich sein sollte. Die Filter 11 und 13 sind
für sehr starke
hochfrequente Störsignale
bestimmt. Diese Filter sind deswegen vor dem ersten Verstärker angeordnet,
weil im ersten Verstärker
die Möglichkeit der
Erzeugung von Anteilen von Intermodulationsfrequenzen besteht. Hochfrequente
Störsignale,
die stark sind aber dennoch nicht besonders stark sind, werden durch
Notch – Filter 17 und 19 ausgefiltert.
Es sollte versucht werden, die Radaranlage dort aufzustellen, wo
starke hochfrequente Störsignale
nicht vorliegen. Da dies aber nicht immer möglich ist und weil in einigen
Fällen
starke hochfrequente Störsignale
als Abwehrmaßnahmen
eingesetzt werden, sind die hier vorgestellten Lösungsansätze von besonderem Vorteil
sowohl für
kommerzielle als auch für
Anwendungen im Bereich der Verteidigung.
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Der
IF-Ausgang des Verstärkers 25 ist
mit einem Frequenzbereichsteiler verbunden, der durch eine Vielzahl
von Bandpassfiltern F1, F2, F3, ... und Fx gebildet ist, durch den
der Ausgang unterteilt oder aufgeteilt wird in Frequenzbereichsbestandteile.
Jedes der Bandpassfilter überdeckt
einen Frequenzbereich, definiert einen Frequenzkanal, und dieser
Bereich unterscheidet sich von den Frequenzbereichen, die von einem
der anderen korrespondierenden Bandpassfilter abgedeckt werden.
Die Gesamtheit der Bandpassfilter und der durch sie definierten
Kanäle
ergänzen
einander und überdecken
die ganze Bandbreite oder den Frequenzbereich, für den der Radarempfänger ausgelegt
ist.
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Die
genaue Anzahl der eingesetzten Bandpassfilter wird gemäß dem nachfolgend
beschriebenen Prinzip gewählt
und hängt
davon ab, wie fein man das Frequenzspektrum aufzuteilen wünscht. Vorzugsweise
sollte jeder Kanal nur eine der Störfrequenzen als Auslegungsziel
abdecken, auch wenn dies nicht absolut notwendig ist. Außerdem muss
der Frequenzbereich der Kanäle
nicht jeweils die gleiche Breite aufweisen. Wenn folglich die Störsignalquellen frequenzmäßig dicht
beieinander liegen, während außerdem eine
andere Störquelle
frequenzmäßig einen
großen
Abstand von der zunächst
genannten hat, kann das Frequenzspektrum in kleine Abschnitte zur
Unterteilung der ersten Störquelle
aufgeteilt sein, während
die weitere Störsignalquelle
einen großen Bereich,
also einen breiten Frequenzbereich, einnehmen kann. Durch die zuvor
genannten Mittel werden die Ausgangssignale aus dem IF-Verstärker unterteilt oder
aufgeteilt in voneinander getrennte Frequenzkanäle, die unterschiedliche Ausgangssignale
bereit stellen.
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Die
aus der Frequenzunterteilung resultierenden unterschiedlichen Ausgangssignale
werden auf die korrespondierenden Eingänge von Subtrahierstufen oder Überlagerungsgliedern 27a,
b, e ... x gegeben, die jeweils einem Ausgang einer entsprechenden
Bandpassschaltung zugeordnet sind. Der Ausgang des Bandpassfilters
F1 ist mit einem Eingang eines Überlagerungsglieds 27a verbunden,
das des Filters F2 ist mit dem Überlagerungsglied 27b verbunden
usw., wie dies dargestellt ist, bis zum Bandpassfilter Fx, das mit
dem Überlagerungsglied 27x verbunden
ist. Jedes der Überlagerungsglieder enthält einen
zweiten Eingang zur Einspeisung des entsprechenden Subtraktions-
oder Überlagerungssignals.
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Für die Gewinnung
voneinander getrennter Klonsignale empfängt eine Empfangsantenne 8,
die im wesentlichen eine Rundantenne mit einer Rundempfangscharakteristik
ist, ein Radiofrequenzsignal, das, wie es der Zeichnung durch das
kreisförmige Muster
dargestellt ist, zur Antenne aus praktisch jeder Richtung gelangen
kann. Das Radiofrequenzsignal wird an den Empfänger 10 geleitet.
Anschließend gibt
der Empfänger
das verstärkte
und überlagerte Signal
ab, das auf die Eingänge
der verschiedenen Bandpassfilter F1, F2, F3 ... Fx wie von der Antenne 7 gegeben
wird, die das Frequenzspektrum, das das Signal ausmacht, in verschiedene
Kanäle
aufteilt. Die von der Rund(empfangs)antenne empfangenen Signale
werden auf diese Weise auf den geeigneten Frequenzkanal F1 bis Fx
aufgeteilt.
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Eine
Einstellschaltung 16x für
die Verzögerung
und ein Einstellschaltung 14x für die Amplitude sind in Serie
zwischen den Ausgang des Bandpassfilters Fx und den Ausgang 12x gelegt.
Gleiche Einstellschaltungen für
die Verzögerung
und für
die Amplitude 14a und 16a, 14b und 16b und
so weiter sind in Serie zwischen die entsprechenden Bandpassfilter und
die entsprechenden Ausgänge 12a, 12b und
so weiter gelegt.
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Um
diese Ausführungsform
zu vervollständigen,
sind die zuvor genannten Elemente mit der zweiten oder dem Subtrahiereingang
einer der entsprechenden Subtrahierschaltungen 27a, 27b ... 27x verbunden.
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Bei
einer solchen Anordnung fällt
das Radiofrequenz – Interferenzsignal
nicht nur auf Richtantenne 7 sondern auch auf die Rund(empfangs)antenne 8,
in Abhängigkeit
von der gegenseitigen Lage der beiden Antennen möglicherweise in der Phase leicht versetzt.
Die Richtantenne 7 und die Rund(empfangs)antenne 8 sollten
physisch nahe beieinander angeordnet sein, um die Differenzen in
der Phase in jedem gemeinsamen Radiofrequenz – Interferenzsignal so klein
wie möglich
zu machen. Die Rund(empfangs)antenne kann zum Beispiel nur ein Element
einer Mehrfachantenne sein oder sie kann eine kleine an einem rotierenden
Parabolspiegel angebrachte Rund(empfangs)antenne sein. Durch Anbringen
der zweiten Antenne an der oder sehr nahe der Hauptantenne ist die
Differenz in der Phase zwischen den beiden Antennen so klein wie
möglich
gemacht.
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In
der Praxis ist es das Hauptproblem mit jedem aufgefangenen Radiofrequenz – Interferenzsignal,
dass es in der Hauptkeule und in der Nebenkeule aufgefangen wird.
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Wenn
die Vorrichtung nach 1 zur Erzeugung des Radiofrequenz – Interferenzsignals
für die Subtraktion
verwendet wird, sollte jeder Frequenzkanal nicht mehr als ein Radiofrequenz – Interferenzsignal
enthalten. Der Grund für
diese Bedingung ist der, dass eine unterschiedliche Verzögerung für jede Richtung,
aus der ein Signal empfangen wird, erforderlich ist. Bei der Ausführung nach 1 ist
es möglich
nur einen Frequenzkanal zu haben, obwohl dies nicht das Optimum
darstellt.
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Die
Schaltung 14x zur Einstellung der Amplitude ist ein Verstärker mit
veränderlicher
Verstärkung,
dessen Ausgangspegel während
der Interpuls – Intervalle
mit der Amplitude des Eingangssignals der Hauptantenne, das an die
Subtrahierstufe angelegt wird, gleich gemacht ist, so dass das Differenzsignal,
das die Subtrahierstufe während
des Intervalls abgibt, im wesentlich den wert Null hat. Die Einstellschaltung 16x für die Verzögerung bewirkt
eine Verzögerungsfunktion,
außer
dass die erzeugte Gesamtverzögerung
nur ausreichend ist, die Differenz der Verzögerungszeiten der beiden Empfangssysteme
anzugleichen. Das nimmt Rücksicht
auf die Anordnung der Hilfsantenne und der Differenzen der Verzögerungen,
die durch die beiden getrennten Empfänger hervor gerufen wird, deren
Kenngrößen sich
leicht voneinander unterschieden können.
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Die
Rund(empfangs)antenne kann auch Radarechos empfangen, wobei der
Pegel solcher sehr gering ist, da die Antenne nicht für den Empfang
solcher Echos ausgelegt ist. Folglich ist bei der Erzeugung der
Klonsignal existierender Radiofrequenz – Interferenzsignale die Stärke des
Radarechos vernachlässigbar
und kann folglich vernachlässigt
werden.
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Der
Fachmann für
das vorliegende Gebiet erkennt, und wenn man Überlegungen zu den in der Figur
dargestellten folgenden Elementen wie Verstärker 31 und Additionsschaltung 33 beiseite
lässt,
wo man die Ausgangssignale der Überlagerungsglieder für die einzelnen
Kanäle
miteinander kombinieren muss, damit bei Abwesenheit eines empfangenen Radarechos
das Summensignal besonders gering wird, wenn alle hochfrequenten
Störsignale
ausgelöscht
wurden. Andererseits sollen bei Empfang eines Radarechos diese Ausgangssignale
gemeinsam das Echo wiedergeben.
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Wellenformen
des Radars und damit des Radarechos können sehr unterschiedliche
Bandbreiten haben, die üblicherweise
von 1 kHz bis 1000 MHz reichen. Die Bereichauflösung verhält sich umgekehrt proportional
zur Bandbreite und die Wahrscheinlichkeit von hochfrequenten Störsignalen
nimmt mit der Bandbreite zu. Die Bandbreite der Wellenform muss durch
den Bereich der Frequenzkanäle,
die mit F1 bis Fx in 1 bezeichnet ist, eingeschlossen
sein. Wenn das Echo durch den Empfänger verarbeitet wird, umfasst
der durch das Echo genommene Weg so viele der Frequenzkanäle, wie
dies erforderlich ist. In jedem der Kanäle wird das in dem Kanal auftretende
hochfrequente Störsignal
von dem durch das hochfrequente Störsignal erzeugten Signal und
dem in dem Kanal auftretenden Teil des Echos abgezogen.
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Hingewiesen
sei darauf, dass das hochfrequente Störsignal theoretisch auch gegebenenfalls über die
Verzögerungszeit
hinausreichen kann und der das hochfrequente Störsignal erzeugende Sender abgeschaltet
werden kann. In der Praxis ist jedoch eine deutliche Veränderung
der Amplitude des hochfrequenten Störsignals unwahrscheinlich,
da die Verzögerungszeit
sehr gering ist, nämlich
in der Größenordnung
von 1 bis 100 Mikrosekun den und in der gleichen Größenordnung
der Dauer des Radarimpulses. Die Bandbreite des hochfrequenten Störsignals ist
gering. Die Abfallzeit des hochfrequenten Störsignals ist zur Bandbreite
umgekehrt proportional.
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Die
Subtrahierschaltungen 27 bzw. Überlagerungsglieder sind vorzugsweise
als übliche
Differentialverstärker
ausgebildet, wie sie dem Subtraktionsplan zugrunde liegen. Das Ausgangssignal
des Differentialverstärkers
ist die Differenz der beiden Eingangssignale. Dieses Differenzsignal
wird also um einen vorgegebenen Betrag durch den Differentialverstärker verstärkt, wobei
diese Verstärkung
jedoch nicht von großer
Bedeutung für
die vorliegende Erfindung ist und nur beiläufig erwähnt wird. Solche Verstärker sind
weit entwickelt und sind in verschiedenen Ausbildungsformen erhältlich,
einschließlich
in Form von kleinen steckbaren Halbleiterchips. Wenn auch das zuvor
genannte Überlagerungsglied
bzw. die Subtrahierschaltung einen Differentialverstärker zur
Durchführung
der Subtraktion oder Überlagerung einsetzt,
können
dort äquivalente
Schaltkreise eingesetzt werden. Beispielsweise kann eine Additionsschaltung
an dessen Stelle eingesetzt werden, in welchem Falle die beiden
Eingangssignale die gleiche Amplitude haben und 80° bis 100° phasenverschoben
sein können,
wobei die Additionsschaltung die beiden Signale wirksam überlagert
bzw. voneinander subtrahiert.
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Die
unterschiedlichen durch die Überlagerungsglieder
erzeugten Differenzsignale werden jedes durch einen entsprechenden
zugeordneten Verstärker 31a, 31b,
... 31x verstärkt,
der hinsichtlich des Verstärkungsfaktors
ein geregelter Verstärker
ist, wie dies nachfolgend noch im einzelnen erläutert werden wird, und werden
zu einem einzigen Signal durch eine übliche Additionsschaltung 33 zusammengeführt. Die
Verstärkung
jedes Verstärkers
hängt von dem
hochfrequenten Störsignal
oder dem Rauschen ab, das durch die vorgelagerten Schaltkreise hindurch
gelangt und am Eingang des entsprechenden Verstärkers anliegt. Der Verstärkungsfaktor
jedes Verstärkers
nimmt ab, wenn der Störsignalpegel
an seinem Eingang zunimmt.
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Die
Additionsschaltung 33, die auch als Überlagerungsschaltung bezeichnet
wird, ist von bekanntem Aufbau und kann durch ein einfaches Widerstandsnetzwerk
gebildet sein. Das Additionsglied führt die verschiedenen spektralen
Komponenten des das Radarecho bildenden Signals, das zwischen den
verschiedenen Kanälen
zuvor aufgeteilt wurde und nun getrennt auf die vielen Eingänge der
Additionsschaltung gegeben wird, in ein einziges korrigiertes breitbandiges
Signal zusammen, um so das Radarecho zu reproduzieren. Die Ausgänge jedes
der Verstärker 31 wird
mit einem entsprechenden der vielen Eingänge der Additionsschaltung
verbunden. Das Ausgangssignal der Additionsschaltung, das ein Mischsignal
aus den an dessen Eingängen
anliegenden Signalen wiedergibt, wird dann auf den verbleibenden
Empfängerschaltkreis
gegeben, der mit dem Block 35 allgemein bezeichnet ist,
und schließlich wird
das korrigierte Signal auf einem Anzeigegerät 37, wie einer Kathodenstrahlröhre, zur
Anzeige gebracht, die das Radarecho mit nur geringem oder gar keinem
Anteil eines hochfrequenten Störsignals
wiedergibt.
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Die
Verstärker 31,
die der Additionsschaltung vorgeschaltet sind, bewirken eine durch
das Rauschen und den Pegel des hochfrequenten Störsignals in den entsprechenden
Kanälen
geregelte Verstärkung.
Die Verstärkung
jedes Verstärkers
hängt von
dem hochfrequenten Störsignal über dem
Rauschen ab, das durch die vorgeschalteten Schaltkreise hindurch
gelangt und am Eingang des entsprechenden Verstärkers anliegt. Das hochfrequente Störsignal,
das hindurchgelassen wurde, kann seine Ursache in einer neuen breitbandigen
Störfrequenz ausstrahlenden
Station oder einer Fehlfunktion eines der Differentialverstärker haben.
Gegen diese Möglichkeit
muss eine Gegenmaßnahme
getroffen werden und diese erfolgt in der Form einer variablen Verstärkung der
Verstärker 31a bis 31x.
Der Verstärkungsfaktor
jedes dieser Verstärker
wird umgekehrt proportional zum Quadrat des Pegels des hochfrequenten
Störsignals
und des Rauschen an seinem Eingang unter Berücksichtigung seiner Bandbreite eingestellt.
Der Aufbau solcher Verstärker
ist bekannt und braucht hier nicht im einzelnen noch beschrieben zu
werden.
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Zweck
des Verzögerungsglieds,
das mit jedem der Verstärker 31 verbunden
ist, ist es, eine Probe eines durchschnittlichen Rauschens – plus hochfrequenten
Störsignalpegels,
wenn ein Echosignal nicht vorliegt, zu erzeugen. Wenn alle vorgeschalteten
Schaltkreise wie ausgelegt arbeiten und wenn keine neuen Störsignale
aussendenden Stationen vorhanden sind, werden die Verstärker 31 nicht
benötigt.
Diese Verstärker
bewirken eine Gewichtung der individuellen Anteile an der vollständigen Signalsumme,
die dem Ausgabegerät 37 zugeführt wird.
Wenn beispielsweise eine auf einer neuen Störfrequenz sendende Station
auftritt und das Störsignal
durch die vorgeschalteten Schaltkreise hindurchgelangt, wird der
Verstärker 31 in
dem Kanal eine geringe Verstärkung
haben, so dass die Wirkung des neuen Störsenders gering ist.
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Wenn
alle Empfangskanäle
durch die Subtraktion der hochfrequenten Störsignale korrigiert worden
sind, wird jeder Kanal durch die Verstärker 31 verstärkt und
werden dann die Ausgangssignale dieser Verstärker an der Additionsschaltung 33 zusammengeführt, die
das korrigierte Signal ausgibt.
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Zur
Erläuterung
der Wirkung des Verstärkers 31 mit
variabler Verstärkung,
wird ein hypothetischer Fall mit drei Kanälen für hochfrequente Signale in den
sieben Diagrammen der
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2 dargestellt. Diese Diagramme sind kurzzeitige
Momentaufnahmen der Signale bei den Zwischenfrequenzen (IF) an verschiedenen
Stellen der Schaltung.
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Die
Wellenformen, die in 2 dargestellt sind,
geben die Wirkung des Differenzglieds 27 und des Verstärkers 31 mit
variabler Verstärkung
von 1 und das erwartete Ergebnis des Einsatzes einer
Ausführungsform
wieder, die nur drei Frequenzkanäle
F1, F2 und F3 umfasst, auf die das Signal aufgeteilt wird. Das Radarecho
ist in diesen drei Kanälen zusammen
mit einem hochfrequenten Störsignal
in jedem Kanal enthalten. Die Kurve in 2a gibt
das empfangene Gesamtsignal einschließlich des Echos plus des hochfrequenten
Störsignals
wieder, wie es am Ausgang des IF-Verstärkers 25 anliegt.
Man beachte die Amplitudenordinate. Alle Ordinaten in 2 geben die Spannung in Volt an und sind
untereinander einheitlich.
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2b zeigt
nur das Echosignal am Ausgang der Additionsschaltung 33 und
nachdem die Subtraktionsglieder 27a, 27b und 27c das
hochfrequente Störsignal
gemäß der Erfindung
herausgenommen haben.
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Die 2c und 2d zeigen
das hochfrequente Störsignal
und die Echokomponente im Kanal F3 vor Aufgabe auf das verzögerte Subtraktions- bzw. Überlagerungsglied 27c.
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Vor
allem bei diesem Beispiel wird davon ausgegangen, dass es das Differenzglied 27c aus
irgendeinem Grunde unterlässt,
das verzögerte
Signal zu subtrahieren bzw. zu überlagern.
In diesem Falle wird der Verstärkungsfaktor
des Verstärkers 31c um einen
bestimmten Betrag vermindert, um das optimale Signal-Rausch-Verhältnis am
Ausgang der Additionsschaltung zu erzielen. Dieses hypothetische
Beispiel ist in den nachfolgenden Absätzen erläutert.
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2e zeigte
die Summe der Echos nur in den Kanälen F1 und F2. Damit ist das
Ausgangssignal der Additionsschaltung 33 abzüglich einigen
Restrauschens wiedergegeben, wenn der Kanal F3 abgetrennt ist. Die 2f und 2g zeigen
das hochfrequente Störsignal
und die Echokomponente im Kanal F3 am Ausgang des Verstärkers 31c,
wenn das Überlagerungs-
bzw. Subtraktionsglied 27c aus irgendeinem Grunde nicht
funktioniert oder wenn das Verzögerungsglied 29c abgetrennt
ist. Diese beiden Figuren sollten mit den 2c und 2d verglichen
werden, um die Wirkung des Glieds 31c mit variabler Verstärkung zu
erkennen. Der Verstärkungsfaktor
des Verstärkers 31c ist
in dieser Situation durch den Pegel bzw. die Stärke des hochfrequenten Störsignals,
das in 2c dargestellt ist, geregelt. Bei
diesem hypothetischen Fall würde
das Ausgangssignal der Additionsschaltung, wenn das hochfrequente
Störsignal
im Kanal F3 nicht durch das zugehörige Subtrahierglied entfernt
ist, die Summe der Signale in den 2e, 2f und 2g sein
und würde
das Signal-Rausch-Pegelverhältnis
6,2 betragen, was für
diesen Fall den optimalen Wert darstellt.
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Eine
spezielle einstellbare Subtrahierstufe, wie sie in 1 verwendet
wird, ist in 3 dargestellt. Diese Einstellschaltung
ist eine Rückkopplungsschaltung,
die bewirkt, dass ein Signal am Signalausgang, C, des Differentialverstärkers 27 zu
allen Zeiten ein Minimum annimmt, wenn kein Radarecho empfangen
wird.
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Wie
sich aus 3 ergibt, ist die Subtrahierschaltung
aus dem Differentialverstärker 27 mit
den Eingängen
A und B, den Subtrahiereingängen,
und dem Ausgang C, sowie der Schaltung 14 für die Verzögerung (variable
Phase) und der Schaltung für
die variable Verstärkung,
die bereits an früherer
Stelle beschrieben sind, aufgebaut. Eine Zeitbestimmungs- und eine
Steuerleitung von den Radarzeitbestimmung – Steuerschaltkreisen steuert
das Öffnen
und Schließen
des Schalters 45 und steuert die Vergleichsschaltung 41.
Steuersignale werden von einer Abtast- und Halteschaltung 43 geliefert,
die ihrerseits den Pegel und die Verzögerung, die von der Schaltung 29 für die variable
Verzögerung
abgegeben wird, steuert.
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Die
Abtast- und Halteschaltung 43 mit einer Eingangszeitkonstante
von 10 bis 100 Perioden der Zwischenfrequenz, IF, tastet (sampelt)
das Signal des Ausgangs, C, des Differentialverstärkers 27 ab. Eine
schrittweise Änderung
der Phase oder der Amplitude wird erzeugt und eine zufällige Abtast-
und Halteschaltung (Sampling und Halteschaltung) tastet den Ausgang
C erneut. Die beiden durch die Abtast- und Halteschaltung erzeugten
Pegel werden In einem DC-Differenzverstärker, der einen Teil des Vergleichs-
und Logikglieds 41 bildet, miteinander verglichen. Eine
andere schrittweise Veränderung
wird im Sinne einer Abnahme des Pegels des Ausgangssignals C vorgenommen,
und dies wird dadurch bestimmt, welche der beiden Proben größer ist.
Die erste Probe der Abtast- und Halteschaltung wird verworfen und
es wird eine andere Probe genommen und erneut verarbeitet. Die Abtast-
und Halteschaltungen, Vergleichsglieder, die Logikglieder und die
Glieder zur Veränderung
der Phase und der Amplitude sind Stand der Technik bekannt und bedürfen keiner
weiteren Erläuterung.
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Die
Größe der schrittweisen
Veränderung der
Phase oder der Amplitude kann konstant oder veränderlich sein. Wenn sie konstant
ist, sollte die Größe klein
sein und den Fehler berücksichtigen,
der im Subtrahierglied toleriert werden kann. Wenn sie veränderlich
ist, sollte die Größe proportional
zur Differenz zwischen den beiden Probenpegeln sein, sollte aber
nicht mehr als der zehnfache Wert des Fehlers sein, der toleriert
werden kann. Der Chopper, Ch in 3, teilt
einen Teil der Zeit der Schaltung für die variable Verstärkung und
den anderen Teil der Zeit der Schaltung für die variable Phase zu, so
dass Verstärkungs-
und Phaseneinstellungen zur Erhöhung der
Genauigkeit abwechselnd eingestellt werden.
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Das
in 3 dargestellte variable Glied wird anfänglich von
Hand eingestellt. Selbst bei den besten elektronischen Schaltkreisen
treten mit der Zeit Änderungen
des Verstärkungsfaktors
und der Zeitverzögerung
auf. Diese Veränderungen
sind häufig die
Folge von Temperaturschwankungen. Wenn das hochfrequente Störsignal
von einem auf einem Fahrzeug oder einem Flugzeug installierten Sender stammt,
verändert
sich die Phase im Kanal der aus allen Richtungen empfangenden Antenne
relativ zu der des Radarkanals. Aus diesem Grund sind die in 3 dargestellten
Glieder mit variabler Verstärkung und
variabler Phase wünschenswert.
Die Rückkopplung
des Ausgangssignals C des Differentialverstärkers 27 steuert die
Glieder der variablen Verzögerung und
variablen Verstärkung,
um den Ausgangspegel an C auf ein Minimum zu bringen. Die sich daraus
ergebenden Verstärkungsfaktoren
und Phasenverschiebungen sind dann richtig. Der Schalter 45 ist
nur dann offen, wenn der Radarsender sendet oder wenn ein Radarimpuls
empfangen wird. Dieser Teil der Zeit ist üblicherweise geringer als 10
% der Gesamtzeit. Folglich werden für den größten Teil der Zeit die variablen
Glieder nachgeführt.
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Während des
Betrieb erzeugt der Sender einer Radaranlage Radarimpulse und sendet
diese aus. Nach Verstreichen einer voreingestellten Zeitdauer steuert
die Radaranlage dann den zugeordneten Empfänger in den "Auf" – Zustand für einen anderen Zeitraum, um
nach etwaigen Radarechos zu horchen, die während dieses Zeitintervalls
zur Radaranlage zurückgelangen,
welches Zeitintervall als "Empfangsfenster" bezeichnet wird.
Der Empfänger
wird dann zugesteuert, während
die Radaranlage zur Erzeugung eines nächsten Radarimpulses eingerichtet wird.
Diese Abfolge wird fortlaufend wiederholt. Moderne Radaranlagen
sind computergesteuert und somit werden alle diese Funktionen und
Zeitintervalle durch den Computer der Radaranlage gesteuert.
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Die
Zeitgebungsglieder der Radaranlage erzeugen ein Signal, das zur
Steuerung des Rückkopplungsglieds 47 über eine
Leitung 46 eingesetzt wird. In die Rückkopplungsglieder ist der
Schalter 45 eingefügt,
der normalerweise geschlossen ist. Der Schalter 45 ist
während
der Impulsabgabe durch den Sender und während einer kurzen Zeit danach
offen. Er ist auch während
der Empfangszeit offen, in der ein Radarecho erwartet wird. Der
Empfänger
ist zu allen Zeiten eingeschaltet und mit der Antenne verbunden,
mit Ausnahme des Zeitraums während
der Impulsübertragung
des Senders zuzüglich
einer Abfallzeit danach. Wenn der Schalter 45 geschlossen wird,
werden die Rückkopplungsglieder
außer Betrieb
genommen. Der Zyklus des Sendens, Empfangens und der Rückkopplungsnachführung wird
immer wieder wiederholt, solange das Radar sucht und horcht.
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Obwohl
der vorliegende Schaltkreis in Verbindung mit einer Radaranlage
beschrieben wurde, kann er auch, wie dies den auf dem vorliegenden
Gebiet tätigen
Fachleute einleuchtet, in einem System zur Pulskommunikation eingesetzt
werden. Im Fall eines Kommunikationsempfängers arbeitet der Nachführschaltkreis
der 3 nur während
vorbestimmter Zeitintervalle. Die Betriebssequenz des Rückkopplungsnachführglieds
für Kommunikationsempfänger hängt von
der Art des hochfrequenten Störsignals
ab. Eine Einstellzeit von 0,1 Sekunden während jeweils 10 Sekunden sollte
für einige
Fälle von
hochfrequenten Störsignalen
ausreichend sein. Im Falle eines Kommunikationsempfängers kann
die Öffnungszeit
des Schalters 45 bis zu 99 % betragen. Die Glieder für eine variable
Verzögerung
und eine variable Verstärkung
werden während
der Zeiten, zu denen das Radarecho oder eine Übertragung durch ein Radiokommunikationssystem
nicht erfolgt, kontinuierlich nachgeführt bzw. eingestellt.
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Wenn
auch die vorliegenden Ausführungsformen
im wesentlichen analoge Schaltkreise einsetzen, erkennen die auf
dem vorliegenden Gebiet tätigen
Fachleute, dass auch gleichwirkende digitale Schaltungen zur Erzielung
der erwünschten
Funktionen eingesetzbar sind. Als Beispiel ist eine noch weitere
Ausführungsform
der Erfindung in 4 dargestellt, auf die Bezug
genommen wird. Diese Ausführungsform
verwendet einen Analog-Digital-Konverter 55 zur
Wandlung des Analogsignals des Zwischenfrequenzverstärkers 25 in
digitale Werte oder Zahlen, und einen Fourier – Transformator 56,
der die Zahlen auf die verschiedenen Bereiche der digitalen Daten, die
Schritte des Frequenzbereichs wiedergeben, aufteilt. Ein digitaler
Prozessor ist durch gestrichelte Linien 58 angedeutet.
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Die
digitale Vorrichtung nach 4 kann mit der
analogen Vorrichtung der 1 verglichen werden. Beide Vorrichtungen
sind hinsichtlich ihres Aufbaues identisch bis zu dem Zwischenfrequenzverstärker 25.
Entsprechende Teile in 4 führen die gleichen Funktionen
wie in 1 aus. Zur Verarbeitung werden aber digitale Zahlen
anstatt analoger Signale verwendet. Beispielsweise ist das Subtrahierglied 27x der 1 für ein Subtrahieren
von zwei Zahlen ein Rechner, der in 4 durch 57x dargestellt
ist. Die Additionsschaltung 63 summiert mehrere gewichtete
Zahlen zur Erzeugung des zusammengesetzten Ausgangssignals auf,
das bei dieser Ausführungsform
durch eine Zahl oder eine Reihe von Zahlen wiedergegeben wird. Das
Gewichten jedes Kanals wird durch einen Multiplizierer 61 bewirkt.
Die Verzögerungen,
die durch 59 und 60 repräsentiert werden, werden leichter
im digitalen Bereich als im analogen Bereich verwirklicht. Das Verzögerungsglied 59 ist
mit Hinblick auf das gleiche Ziel einstellbar wie bei der vorhergehenden
analo gen Ausführungsform
durch einen Rückkopplungsregelkreis,
der nicht dargestellt ist. Wenn ein hochfrequentes Störsignal
empfangen wird und in Abwesenheit eines Radarechos prüft der digitale
Steuerkreis das Ausgangssignal des Überlagerungs- oder Subtrahierglieds 57 und
stellt die Verzögerungszeit
bis die abgegebene Differenz einen Minimalwert angenommen hat ein.
Diese digitalen Verfahren sind den in der Radartechnik und der digitalen
Signalverarbeitung versierten Fachleuten bekannt, weshalb eine weiter
ins Detail gehende Beschreibung nicht erforderlich ist. Das Herausnehmen
bzw. Unterdrücken
von hochfrequenten Störsignalen
ist funktionell das gleiche für
digitale Vorrichtungen wie für
analoge Vorrichtungen.
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Eine
digitale Vorrichtung lässt
sich auf verschieden Weise implementieren. 4 zeigt
das Prinzip und gibt eine Form der Implementierung wieder. Der Fourier – Transformator
teilt das Spektrum des Echos in die nötigen einzelnen Bänder wie
F1, F2, F3, ... Fx auf. Die Signale in diesen Bändern werden mittels des Transformators 56 empfangen,
so dass eine anschließende
Phasenanpassung, wie sie nach den 1 und 3 erforderlich
ist, nicht benötigt
wird. Das Subtrahierglied 57x führt lediglich eine Amplitudensubtraktion
aus. Wenn kein hochfrequentes Störsignal
in einem Kanal vorliegt, wie beispielsweise im Kanal F2 nach 4,
ist keine Subtraktion erforderlich. Die Blöcke 64 sind so bezeichnet,
dass sie die Frequenzkanäle
zeigen. Die Ausgänge 65 der
Einstellglieder können
im Prozessor auch an anderer Stelle eingesetzt werden. Dies ist durch
die Pfeile 66 verdeutlicht.
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Die
zuvor gegebene Beschreibung galt für Signalsubtraktionen, die
in der Zwischenfrequenzstufe IF vorgenommen wurden, wie sie in 1 dargestellt
ist. Zur Subtraktion bei der Zwischenfrequenz müssen sowohl die Phase als auch
die Amplitude des Korrektursignals richtig sein. Das bedeutet, sie müssen mit
der Phase und der Amplitude der Störsignalkomponente des IF-Signals
zusammenpassen, um abgezogen werden zu können. Eine andere Anordnung,
die in 5a bis 5c dargestellt
ist, umfasst eine Subtraktion der empfangenen Signale, die nur die
Amplitude betrifft. Für
diese weitere Anordnung ist die Phase nicht existent und der Subtraktionsvorgang
ist nicht so komplex. Es kann nur ein Frequenzkanal anstatt einer
Vielzahl von Frequenzkanälen,
wie sie bei der Ausführungsform
nach 1 eingesetzt werden, vorgesehen sein. Eine solche
Anordnung hat jedoch einen inhärenten
Nachteil. Die Phaseninformation geht verloren, was zur Folge hat, dass
Dopplerverschiebungen des Ziels oder Teile des Ziels nicht erfasst
werden können.
Fernerhin kann das Ziel nicht abgebildet werden. Es bleibt möglich, die
Zielgeschwindigkeit zu messen, jedoch nur anhand der Feststellung
der an der Änderung
des Bereichs für
aufeinanderfolgende empfangene Pulse. Bei einigen Radaranlagen,
beispielsweise bei einem Suchradar, ist die in 6 dargestellte
Anordnung nützlich
und viel einfacher zu implementieren als die Ausführungsform
nach 1.
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5a zeigt
einen Zwischenfrequenzverstärker 10,
dem ein Detektor 70 nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal
des Detektors 70 ist eine sich verändernde Gleichspannung. Ein
Beispiel dieser Spannung ist in der oberen Kurve 88 von 6a gezeigt.
Ein Subtrahierglied, bestehend aus einem Operationsverstärker 87 und
einem Verzögerungsglied 83,
ist dem Detektor 70 in 5a nachgeschaltet.
Die Verzögerung
wird vor Inbetriebnahme eingestellt und gleicht hinsichtlich der
Dauer der Länge
des empfangenen Pulses zuzüglich
der erwarteten Länge
des größten Ziels.
Die Verzögerungszeit
ist bei dieser Anordnung nicht so kritisch wie für den Fall der Zwischenfrequenzsubtraktion
nach 1. Ein Beispiel des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 87,
das ein Differenzsignal erzeugt, ist als die untere Kurve 89 in 6a gezeigt.
Das ideale Ausgangssignal ist hinsichtlich der Pulse 84 und 85 in 5a dargestellt.
Der zweite Puls, 85, wird entweder ausgeleitet, wozu nicht
dargestellte übliche Schaltungen
eingesetzt werden, oder wird von der Bedienungsperson einfach ignoriert.
Ein nachträglich vom
Radar ausgestrahlter Verifikationspuls dient zur Aussonderung solcher
fehlerhafter Echos.
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Eine
Ausführungsform,
die etwas verbessert ist, ist in 5b dargestellt,
für die
eine gesonderte Breitstrahlantenne und ein Empfänger erforderlich sind. In
diesem Fall wird das während
der Zeit des Pulsempfangs am Detektor 70' auftretende hochfrequente Störsignal
beim Differentialverstärker 72 vom Ausgangssignal
des Detektors 70 subtrahiert, um ein Ausgangssignal 81,
das in Form des Pulses 86 dargestellt ist, zu erzeugen.
Dieses Ausgangssignal ist ebenfalls in 6b als
Kurve 91 dargestellt. Die Kurve 90 in 6b stellt
das Ausgangssignal des Detektors 70 in 5b dar.
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Die
Verzögerungen
im Kanal der Radarantenne und im Kanal der Breitband(empfangs)antenne müssen zum
Zeitpunkt der Auslegung etwa gleich groß eingestellt werden. Es besteht
aber nicht die Notwendigkeit ständig
für einen
Neuabgleich, wie dies im Falle der 1 erforderlich
ist, zu sorgen. Es besteht jedoch in den meisten Fällen die
Notwendigkeit für
eine ständige
Nachstellung der Amplitude des Signals einer aus allen Richtungen
empfangenden Antenne zu sorgen. Diese Nachstellung erfolgt im variablen
Verstärker
oder Abschwächer 93,
der seinerseits durch das Rückkopplungsglied 92 geregelt
wird, das aus einem Schalter und einem Abtast- und Halteschaltung
le-, Integrier- und
Halteschaltkreis besteht. Radarzeitgebungssignale, die aus der zugehörigen nicht
dargestellten Radarschaltung gewonnen werden, regeln die Abtast-Zeitdauer
und die Abtast- und Halte-Periode. Sie steuert ebenfalls das Rücksetzen
der Halteglieder. Das Vorzeichen der Spannung aus dem Rückkopplungsglied 92,
positive oder negative Polarität,
bestimmt, ob die Verstärkung
des Verstärkers 93 angehoben
oder abgesenkt wird. Diese Regelung arbeitet derart, dass sie die
Spannung bei 81 gegen Null zwingt, wenn kein Ra darecho
vorliegt. Wenn ein Radarecho vorhanden sein könnte, wird das Differenzausgangssignal 81 durch
das Rückkopplungsglied 92 nicht
abgetastet. Ein kleiner Anteil des Echosignals wird durch die Breitstrahlantenne
empfangen, aber der Signalpegel wird üblicherweise 0,01 bis 0,00001
mal so groß wie
der von einer Hochleistungsradarantenne empfangene Signalpegel sein.
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Bei
einer weiteren Alternative kann die Schaltungsanordnung nach 1 durch
Ersatz jedes Kanals durch eine Schaltungsanordnung, die entsprechend 5b ausgebildet
ist, gebildet sein, wobei letztere Schaltanordnung so häufig vorgesehen
ist, wie es der Anzahl der Kanäle
in jener Schaltungsanordnung entspricht. In diesem Fall geht die Doppler-Information nicht
verloren und ein Abbilden ist möglich,
wobei die Auslöschung
von hochfrequenten Störsignalen
dennoch erfolgt.
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Eine
Ausführungsform,
die etwas besser ist und keine besondere Antenne erfordert, ist
in 5c dargestellt. Diese Ausführungsform nimmt Proben von
den hochfrequenten Störsignalen
kurz vor und kurz nach dem Eintreffen des gewünschten Radarpulses auf. Die
eine Hälfte
der beiden Proben wird vom Ausgangssignal des Detektors 70 zur
Erzeugung eines Ausgangssignals 82, das als Pulse 76, 77 und 78 dargestellt
ist, subtrahiert. Die Pulse 77 und 78 entsprechen
einer Hälfte
der Amplitude des Pulses 76 und werden entweder zeitgesteuert
ausgeleitet oder von der Bedienungsperson ignoriert. Der Vorteil
dieser Anordnung ist eine genauere Probe des hochfrequenten Störsignals
zum Zeitpunkt des Empfangs des Pulses als bei der Ausführungsform,
die in 5a dargestellt ist. Man beachte
in 5c, dass ein Signalpegel gleich 1/2 des Signalpegels,
der vor dem Echopuls auftritt, plus 1/2 des Signalpegels, der nach
dem Echopuls auftritt, vom Signalpegel zum Zeitpunkt des Echopulses
subtrahiert wird. Für
dieses Vorgehen vermindert der Abschwächer 74 die Subtraktionssignale
um ½.
Die Verzögerungsglieder 71 und 75 liefern
dann die erforderlichen Verzögerungen.
Ein auf dem vorliegenden Gebiet tätiger Fachmann wird erkennen,
dass diese Funktionen sowohl in analoger wie auch in digitaler Weise
implementierbar sind.
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Ebenso
wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen,
kann ein digitales System ebenfalls aufgebaut und so ausgeführt werden,
dass es die gleichen Funktionen analog zu und dargestellt wie in den
Schaltungsanordnungen der 5a, 5b und 5c,
die zuvor beschrieben wurden, ausführt. Im Fall eines solchen
digitalen Systems sind der Fourier – Transformator 56 und
die Additionsschaltung 63, die bei dem digitalen System
nach 4 vorgesehen sind, nicht erforderlich, so dass
hier nur ein Breitbandkanal vorgesehen ist. Digitale Funktionen führen zum
Ablauf der gleichen Prozesse, wie sie anhand der 5 zuvor
beschrieben sind.