DE2714908C2

DE2714908C2 - Kohärente Nebenkeulenunterdrückungseinheit in einem Impulsradargerät

Info

Publication number: DE2714908C2
Application number: DE2714908A
Authority: DE
Inventors: Geert Haaksbergen Koops; Johan Martin Carol Borne Zwarts
Original assignee: HOLLANDSE SIGNAALAPPARATEN HENGELO BV; Thales Nederland BV
Current assignee: Thales Nederland BV
Priority date: 1976-04-06
Filing date: 1977-04-02
Publication date: 1985-01-24
Also published as: GB1576375A; BE853091A; AU499942B2; DE2714908A1; FR2347692B1; AU2381677A; CH613283A5; SE7703864L; SE412471B; FR2347692A1; NL7603559A; IT1081465B; CA1096019A; US4119963A

Description

Die Erfindung geht aus von einem Impulsradargerät mit einer Sende- und Empfangseinrichtung, dessen Empfangseinrichtung für das Unterdrücken von rauschförmigen und/oder kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen während der Empfangsdauer von Zielechosignalen eingerichtet ist, m'A einem ersten Übertragungskanal zum Empfangen von Zielechosignalen, Rauschsignalen und/oder kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen mittels eines Richtantpnnensytems und Transformieren dieser Signale in ZF-Signale, mit einem zweiten Übertragungskanal zum Empfangen von Zielechosignalen, Rauschsignalen und/oder kontinuierlichen sinusformigen Störsignalen mittels eines; !seitig empfindlichen Antennensystems und Transformieren dieser Signale in ZF-Signale, und mit einer an beide Übertragungskanäle angeschlossenen Störsignalunterdrückungskette, die eine Subtraktionsschaltung sowie eine Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung enthält, der einerseits die Ausgangssignale der Subtraktionsschaltung und andererseits die Ausgangssignale des zweiten Übertragungskanales zugeführt werden, wobei in die Subtraktionsschallung die Ausgangssignaie des ersten Übertragungskanales und die Ausgangssignale der Phasen- und Amplitudenkompcnsationsscnallung eingespeist werden und die aus der Phasen- und Amplitudcnkompensationsschaltung erhaltenen Ausgangssignale milden dem ersten Übcrtragungskanal entnommenen Ausgangssignalen in Phase und Amplitude übereinstimmen, sofern die Ausgangssignaie des ersten Übertragungskanaits schwächer sind als die Ausgangssignale des zweiten Übertragungskanales.

Ein Impulsradargerät mit einem einzigen mit einem Richtantennensystem versehenen Übertragungskanal zum Empfangen von Zielechosignalen und Transformieren dieser Signale zu ZF-Signalen ist gegen den Empfang von rauschförmigen und/oder kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen sehr empfindlich, da diese Signale infolge des hohen Seitenkeulenniveaus dieses Antennensystems zusammen mit den entsprechend dem Hauptkeulenempfangsdiagramm dieses Antennensystem erhaltenen Zielechosignalen in den Übertragungskanal gelangen. Diese Störsignale ergeben bei einem Impulsradargerät eine große mittlere Leistung, die mit der zweiten Potenz des reziproken Wertes des Abstandes zwischen dem betreffenden Impulsradargerät und dem die Störsignale erzeugenden Gerät abfällt, während die Zielechosignalc im Impulsradargerät nur eine geringe mittlere Leistung ergeben, die mit der vierten Potenz des reziproken Wertes des Zielabstandes abfallt.
Daher ist es sinnvoll, ein Impulsradargerät mit Mitteln, wie eingangs beschrieben, auszurüsten, mit deren Hilfe rauschformige und/oder sinusförmige Störsignale während des Empfangens von Zielechosignalen unterdrückt werden, wodurch eine Verbesserung der »Sub Jamming Visibility« erreicht wird, d. h. in dem Masse Zielechos, deren Signalstärkc unter dem Störsignalniveau liegt, mit einem Impulsradargerät wahrgenommen werden können.
Von einem solchen Impulsradargerät sind aus der US-Patentschrift 32 02 990 zwei Ausfiihrungsformen bekannt. Bei der ersten Ausführungsform eines derartigen Impulsradargerätes sind das allseitig empfindliche Antennensystem, der zugehörige Übertragungskanal und die Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung in der Störsignalunterdrückungskette einfach ausgeführt, wodurch dieses Radargerät nur für das Unterdrücken der Slörsignalc eines einzigen Störsenders geeignet ist. Bei der zweiten Ausführungsform eines wie eingangs beschriebenen Radargerätes sind das allseitig empfindliche Antennensystem, der zugehörige Übcrtragungska-

<>5 nal und die Phasen- und Aniplitudcnkompcnsationsschaltung mehrfach ausgeführt, wodurch dieses Radargerät für das gleichzeitige Unterdrücken der Störsignalc mehrerer Störsender geeignet ist. Gleichwohl sind beide Auslührungslormcn eines solchen Impulsradargerätes nur Pur das Unterdrücken von Siörsignaleri mit relativ geringer Leistung geeignet. I-ijr Slörsignalc mit einer relativ großen Leistung bieten die genannten Mittel keine

ausreichende Lösung, da die zu einem solchen Impulsradargerät gehörende Störsignalunlerdrückungskette oszilliert.

Eine Lösung dieses Problems ist möglich, wenn bei einer gegebenen Eingangsdynamik D, die Ausgangsdynamik jedes Übertragungskanals aufeinen Teil aßmitO<ff< 1 zurückgebracht werden kann. Eine solche Dynamikreduzierung ist mit HiIIc von Kompressionstechniken möglich, wobei es für einen Radarfachmann selbstverständlich ist hierfür logarithmischc Kompressionsverstärker zu benutzen. Die Anwendung solcher Kompressionsverstärker in beiden Kanälen bedeutet, daß bei Zufuhr von Störsignalen χ Q) am ersten Überlragungskanal Ausgangssignale mit einer Form log {1 + A U) · .ν (ι)) erhalten werden, mit A U) als relativen Verstärkungsfaktor zwischen beiden Kanälen; während bei Zufuhr von Störsignalen χ U) am Eingang des zweiten Übertragungskanals ein Ausgangssignal von der Form log{l +.v(01 erhalten wird. Um schließlich jetzt Eingangssignale für die w genannte Substraktionsschaltung zu bekommen, die sowohl in der Phase als auch in der Amplitude gleich sind, muß, wie in der nachfolgenden Beschreibung erklärt wird, der Unterschied zwischen den Signalen log {1 τ x(t)} und log {1 +A U) · x(t)) aufgehoben werden. Das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung kann angegeben werden durch:

iog{\+AQ)-xU)}-e,U) log Π+*(/)} = ^log

wobei ς (/) das Ausgangssignal des zur Phasen- und Amplitudenkoinpensationsschaltung gehörenden schmalbandigen Kristallfilters darstellt. Das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung kann nicht ornachlassigbar klein gehalten werden, da wegen der großen Zeitkonstante des genannten Kristalifiiters der Austin.'"R e_t U) nicht in der Lage ist den Änderungen von x(i) zu folgen. Die Erfindung beabsichtigt, ein wie eingangs beschriebenes Radargerät zu schaffen, mit dem Faktor AU) kompensiert werden kann.

Entsprechend der Erfindung ist dazu in jedem Übertragungskanal ein Kompressionsverstärker mit einer Amplitudenübertragungscharakteristik vorgesehen, die angenähert durch die Funktion y U) = x(/)"mitO<e< gegeben ist, wobei χ Q) im betreffenden Übertragungskanal das Eingangssignal des Verstärkers im Zwischenfrequenzbereich undyU) das Ausgangssignal des Verstärkers darstellt. Bei der Dimensionierung der Empfangseinrichtung muß der als Kompressionsfaktor fungierende Exponent α so gewählt werden, daß die Störsignalunterdrückungskette nicht oszilliert.

Die Erfindung wird jetzt anhand beigefügter Figuren näher erklärt, wovon: w

Fig. 1 eine Ausfiihrungsform einer Empfangseinrichtung iines Impulsradargerätes entsprechend der Erfindung wiedergibt; und

Fig. 2 eine Amplitudenübertragungscharakteristik einer Ausführungsform eines zur genannten Empfangseinrichtung gehörenden Kompressionsverstärkers zeigt.

Die in F i g. 1 gezeigte Empfangseinrichtung eines Impulsradargerätes enthält einen ersten und einen zweiten i> Übertragungskanal 1 bzw. 2, an die eine Störsignalunterdrückungskette 3 angeschlossen ist. Der erste Übertragungskanal 1 istzumindest mit einer Richtantenne4 undeinerEmpfangs-/Detektionseir:heit5 versehen, in der die mittels der Richtantenne 4 empfangenen Hochfrequenzsignale auf ZF-Frequenzbasis detektieri und grob gefiltert werden; diese Hochfrequenzsignale bestehen aus Zielechosignalen, Rauschsignalen und kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen. Die Zielechosignale werden hauptsächlich entsprechend dem Hauptkeulenempfangsdiagramm der Richtantenne 4 empfangen, und ditStörsignale entsprechend dem Nebenkeulenempfangsdiagramm dieser Antenne. Es handelt sich hierbei um Störsignalc, die von einem Störsender stammen, der hinsichtlich des betreffenden Zieles eine abweichende Position einnimmt. Um ein Zielechosignal so genau wie möglich detektieren zu können, ist es erforderlich, den Teil des Hochfrequenzsignals, der sich auf die Störsignale bezieht, möglichst zu unterdrücken. Hierzu ist die Empfangseinrichtung um den genannten zweiten Übertragungskanal 2 und der Störunterdrückungskettc 3 erweitert, wobei der zweite Übertragungskanal 2 zumindest mit einer allseitig empfindlichen oder omniazimutalen Antenne 6 und einer Empfangsdetektionscinheit7 versehen ist. DieStörsignalunterdrückungskclteS enthält eine erste Mischeinheit 8,ein Bandfilter9, eine Subtraklionssefraltung 10, eine zweite Mischeinhcit 11, einen Oszillator 12, eine Phasen- und Amplitudcnkompcnsationsschaltung 13 und ein zweites Bundfilter 14. Die Phasen- und Amplitudcnkompensations-Schaltung 13 besteht diihcr aus einer Zusammenschaltung von einer Mischeinheil 15 mit einem schmalbandigen Kristallfilter 16 und einer Mischeinheit 17. Die erste Mischeinheit 8 empfängt das Ausgangssignal des ersten Übertragungskanal 1 sowie das des Oszillators 12, dorai., eine feste Frequenz eingestellt ist. Das Bandfilter 9 läßt für die Subtraktionsschaltung 10 nur die Komponente der von der Mischeinheit 8 abgegebenen Ausgangsspannung durch, die die Summe der Frequenzen der der Mischeinheit 8 zugct'ührten Eingangssignal umfaßt. Der Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung 13 wird das Ausgangssignal des zweiten Übcrtragungskanals 2 zum Erzeugen eines für die Sublraktionsschaltung 10 bestimmten Ausgangssignals zugeführt, das in Phase und Amplitude mit dem über das Filter 9 zugeführten Einguni>sstgnal der Sublraklionsschaltung 10 übereinstimmen muß, wenn dieses letztgenannte Eingangssignal unterdrückt werden soll. Hierfür ist es erforderlich, daß der Verstärkungsfaktor der Richtantenne 4 in dem Ncnenkeulcncmpfangsdiagramm nicht grö- mi ßer ist als der der Rundstrahlantenne 6; weiter müssen beide Übertragungskanäle 1 und 2 möglichsi gkid'i ausgeführt sein, damit keine unerwünschten Laufzeitunterschiede bei den der Subtraktionsschaltung 10 zuzuführenden Signalen auftreten. Nur dann wird die größtmöglichste Unterdrückung der Slörkomponenten in dem über das Filter 9 zugeführten Eingangssignal von der Subtraktionsschultung JO erhalten. Für die hierfür erforderliche Erklärung wird das vom Übcrtragungskanal 1 zugeführte Eingangssignal der Subtraktionsschaltung 10 <ö mit c,„ bezeichnet; d'is über Übertragungskanal 2 zugeführte Eingangssignal von der Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung 13 mit e_ü, und das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung 10 mit e_r

Die Misehninheit 15 erhalt sowohl das Ausgangssignal e, von der Subtraktionsschaltung 10 als auch das vom

Übertragungskanal 2 erhaltene Signal e„ und gibt das daraus zu bildende Mischsignal an das schmalbandige Kristallfilter 16 ab, dessen Mittenl'requenz die feste Frequenz des Oszillators 12 ist. Nach Integration im schmalbandigen Filter 16 bei einem Verstärkungsfaktor G und einer Phasendrehung φ wird das relativ rauscharmc unmodulierte Signal erhalten:

e,: = G ■ c, ■ t\, ■ e'*. Hierbei sind der Verstärkungsfaktor i/und die Phasendrehung frequenzabhängig, wobei die Phasendrehung

_<υ in der vorliegenden Ausführungsform weniger als ^ beträgt und die Phasendrehung der Mittenfrequenz des Filters 0 ist. Bei Zufuhr sowohl des Signals <·, als auch <·,, erzeugt die Mischeinheit 17 über das Filter 14 für die Subtruktionsschaitung 10 das Produktsignal

e_a ■ ι; = G ■ ι; ■ \ej² · e". \<

Ferner erhält die Subtraklionsschaltung 10 das über das Filter 9 zuzuführende Eingangssignal e„. so daß als ■ Ausgangssignal e, von der Subtraklionsschaltung 10 erhalten wird:

'■' = <'"' - ^C ■ '■> · I'■''" ■ ^e" °^dcr ''- -
Aus dem Amplitudenverhältnis

1 +G'^: ·|<·,|⁴ +2 ff'-IpJ² -cos?»

folgt bei einem großen Verstärkungsfaktor G(C= I0⁵ in der vorlegenden Ausführungsform), daß das Rückstandssignal e, nahezu unterdrückt wird.

.··.' Hierzu muß noch bemerkt werden, daß die Amplitude des Ausgangssignals des schmalbandigen Filters 9 von

der mittleren Störleistung abgeleitet wird, die den Übertragungskanälen I und 2 zugelührt wird, und daß

Echoimpulse mit einer Impulslänge, die im Vergleich mit der großen Zeitkonstante des schmalbandigen Filters

klein ist, verhältnismäßig gut durchgelassen werden.

Jedoch bietet ein auf diese Weise beschriebenes Impulsradargerät keine ausreichende Lösung Tür das Unter-

drücken Störsignalen mit einer relativ großen Leistung, da die Störsignalunterdrücksungskette beim Empfang derartiger Störsignale durch das Radargerät zu oszillieren beginnt.

Die Lösung dieses Problems wird durch Reduktion der Ausgangsdynamik der U&enragüngskanüle 1 und 2 irn Verhältnis zur Eingangsdynamik erhalten, wozu diese Kanäle mit den Kompressionsverstärkern 18 und 19 ausgerüstet sind. Wie aus Skolnik: »Introduction to Radar Systems«, Ed. 1962, Seite 432 bekannt, eignen sich loga-

JO rithmische Verstärker besonders gut zur Vermeidung einer Übersteuerung von ZF-Verstärkern und zur Reduzierung von Cluttersignalen. Prüfungen mit logarithmischen Verstärkern als Kompressionsverstärker 18 und 19 ergaben, daß Oszillationserscheinungen ausblieben, jedoch Störsignale kaum abgeschwächt und somit von der Störsignalunterdrückungskette 3 abgegeben wurden. Dieses Ergebnis kann wie folgt erklärt werden: Das schmalbandige Kristallfilter 16 erzeugt einen derartigen Korrekturwert <-, (ζ), daß es der Mäscheinheit 17 möglich

J5 ist, das angebotene Signal e„ in ein Signal umzusetzen, das in Phase und Amplitude mit dem Eingangssignal <·,„ der Subtraktionsschaltung 10 übereinstimmt. Wenn das von der Einheit 5 delektierte Signal mit A U) · x U) angenommen wird, wobei λ (ζ ) das von der Einheit 7 detektierte Signal und A (Z) der relative Verstärkungsfaktor zwischen beiden Kanälen 1 und 2 ist, hat bei Benutzung eines logarithmischen Verstärkers als Kompressionsverstärker 18 bzw. 19 das Eingangssignal e„, die Form: log {1 +AU)xU)\ und das Eingangssignal p„ der Phasen- und

5C Amplitudenschaltung 13 die Form: log{I ₊x(t)). Mit Hilfe des Kompensationswertes e,U) erzeugt die Mischeinheit 17 das zweite Eingangssignal der Subtraktionsschaltung 10, welches die Form e, (Z)- log (1 +.v(z)| besitzt. Somit wird als Ausgangssignal tv erhalten:

„ e_r = log (1 +A (Z) -.V(Z)I -r,(z)log{l+-v(z)| = log

Der Wert für das Signal r, muß möglichst gleich 0 sein, ungeachtet der Geschwindigkeit mit der die Änderungen im Eingangssignal .v(z) auftreten; c,U) wird dann eine sehr schnell variierende Funktion sein müssen, um sich unter allen Umständen den Änderungen des Signals .v(z) anpassen zu können. Dieses ist jedoch wegen der

^wl großen /eilkonstanlen des schmalbandigen Kristallfilter 16 nicht möglich.

Gefunden wurde, daß ein in der Rüdartechnik an und für sich unbekannter - Kompressionsverstärkcr mil einer Ampliiudenüberlragungscharakteristik r(z) |.v(z)|" mit ()<a< I gute Ergebnisse lieferte, was wie folgt erklärt werden kann: Mit Hilfe des letztgenannten Verstärkertyps werden die Signale e„, = \A (/)}"· Iy(Z)I" und <"„ =" (.V(Z)I" erhalten und es werden unter Benutzung des Kompcnsalionswcrtes e, (Z) vom Kristallfilter 16 der

"^ Subtraktionssehallung 10 die Signale {.4 U))" ■ Ix(D)" und e, (Z) · (\ (Z))"zugeführt,was folgendes Ausgangssigna! (■,dcrSublraktionsschaltung 10 ergibt |{.-1 U)Y-C₁A (z)|- Jx(Z)I". Der relative Verstärkungsfaktor A (z)zwischcn den Kanälen 1 und 2 wird dann, falls die von der Richtantenne 5 empfangenen Echosignale entsprechend dem Ncbenkeulenempfangsdiagramm erhallen werden, kaum Änderungen unterworfen sein, so daß in diesem I-all

der Konipcnsutionswcrt <·, (O sich auf/l (O einstellen kann. Somit kann der Ausdruck {.·! (O)" - c, (O genügend klein gehalten werden, wodurch gilt: r,~(), unabhängig von den Änderungen in v(/).

Beim (impfung von Echosignalen, die von der Richtantenne 4 entsprechend dem I luuplkculencmpfiingsdiiigramm erhalten werden, wird der relative Verstärkungsfaktor AU) sprungweise in .l*(o geändert. l):i das schmalbandige Kristalllllter 16 nur eine langsame Anpassung von <·, (O an A *(O /uliil.it, wird während der Ver- > arhcitung eines entsprechend dem llauptkculenempfangsdiagramni erhaltenen Echosignals der Ausdruck (I*(O)" c,(O nicht klein sein und somit einen erheblichen Rikkstaiulswerl <·, als Ergebnis haben, womit das /icl.fcho nicht unlcrdrückl wird.

Die Wirkungsweise eines so arbeitenden Kompressionsverstärkersniiieiner Aniplitiidenüberlragungscharakteristik »(0 = |.v(0}" milO<ff< I wird^nhand Fig. 2 näher erklärt. Der Aulbaueines Kompressions Verstärkers, ι ο der annähernd der geforderten Charakteristik folgt, ist schematisch im Verstärker 19 dargestellt. Dieser Verstärker um la Ul eine Anzahl linearer, in Serie geschalteter Verslärkercinheiten 20 bis 24 mit Begrenzungswirkung. Das Ausgangssignal jeder der Verstärkcrcinhcitcn 20 bis 24 wird über einen zugehörigen Spannungsteiler 25 bzw. 26 29 einer Kombinutionsschaltung 30, die aus einer Anzahl PulVereinhcitcn 31 bis 35 besteht, zugerührt. Bei einer geringen Hingangsspannung arbeiten alle Verstärkereinhciten 20-24 linear, und es wird von der i> Kombinationsschaltung30 eine lineare Ausgangsspannung abgegeben, was in I'ig. 2 durch das Kurvenstück AB angegeben ist. Bei einem bestimmten Wert V_s der Iiingangsspannung des Verstärkers 19 gerät die letzte Verstärkercinheit 20 in den Sättigungszustand, so daU bei einer weiteren Zunahme der Eingangsspannunj» des Verstärkers 19 die Kombinationsschaltung30 neben einer konstanten Signalspannung von der Verstärkereinheit 20 nur von den übrigen Verslärkcreinheilen 21 -24 lineare Signalspannungen zugeführt erhält und daher eine geänderte lineare Signalspannungen zugeführt erhält und daher eine geänderte lineare Spannung abgibt, was in Fig. 2 mittels des Kurvenstückes BCangegeben ist.

Oberhalb eines bestimmten Wertes K₂ der Hingangsspannung für Verstärker 19 gelangt auch die Verstärkereinheit 21 in den Sättigungszustand und es erhält die Kombinationsschaltung 30 außer den konstanten Signalspannungen von den Spannungsteilern 25 und 26 nur von den Spannungsteilern 27,28 und 29 lineare Signalspannungen, wodurch wiederum eine mit einer anderen Steigung linear ansteigende Ausgangsapannung des Verstärkers 19 erhalten wird, was in Fig. 2 mittels des Kurvenstückes CD wiedergegeben ist.

Aufgleichc Weise gerät auch bei einer bestimmten Spannung K die Verstärkereinheit 22 in den Sättigungszusland, und es erhält die Kombinationsschallung 30 auUcr den konstanten Spannungsbeiträgen über die Spannungsteiler 25, 26 und 27 nur noch lineare Spannungskomponenten über Spannungsteiler 28 und 29, was in .so Fig. 2 mittels des Kurvenstückes DE angegeben ist.

Die Richtungskoeffizienten und Längen der Kurvenslücke AB. BC. CD und £>£müssen bei einem gegebenen a der gewünschten Amplitudenübertrugungscharakteristik ν (O = (.ν (Ol", so gewählt werden, daß diese Stücke die Charakteristik angenähert wiedergeben.

Die so erhaltene und aus den Stücken AB. BC. CD und Z)£"zusammengeste!ltc Charakteristik wird dann angenähert die gewünschte, als ununterbrochene Linie gezeichnete Charakteristik ν (O = {.v(/)|"mit0<a< 1 wiedergegeben.

Abschließend sei bemerkt, daß auch bei Benutzung der eingangs beschriebenen und aus der US-Patentschrift 32 02 990 bekannten zweiten Ausführungsform eines Impulsradargerätes für das gleichzeitige Unterdrücken von rauschlormigen und kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalcn, die von mehreren Störsendern stammen, 4u in jedem der Übertragungskanäle ein Kompressionsverstärker mit der Amplitudenübertragungscharakteristik .1 (O = {x{i))^a aufgenommen werden kann.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Impulsradargerät mit einer Sende- und Empfangseinrichtung, dessen Empfangseinrichtung für das Unterdrücken von rauschförmigen und/oder kontinuierlichen sinusförmigen Slörsignalen während der Empfangsdauer von Zielechosignalen eingerichtet ist,

mit einem ersten Übertragungskanal zum Empfangen von Zielechosignalen, Rauschsignajen und/oder kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen mittels eines Richtantennensystems und Transformieren dieser Signale in ZF-Signale,
mit einem zweiten Übertragungskanal zum Empfangen von Zielechosignalen, Rauschsignalen un^/oder kontinuierlichen sinusförmigen Störsignalen mittels eines allseitig empfindlichen Antennensystems und Transformieren dieser Signale in ZF-Signale, und

mit einer an beide Übertragungskanäle angeschlossenen Störsignalunterdrückungskette, die eine Subtraktionsschaltung sowie eine Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung enthält, der einerseits die Ausgangssignale der Subtraktionsschaltung und andererseits die Ausgangssignale des zweiten Übertragungskanales zugeführt werden, wobei in die Subtrattionsschaltung die Ausgangssignale des ersten Übertragungskanales und die Ausgangssignale der Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung eingespeist werden und die aus der Phasen- und Amplitudenkompensationsschaltung erhaltenen Ausgangssignale mit den dem ersten Übertragungskanal entnommenen Ausgangssignalen in Phase und Amplitude übereinstimmen, sofern die Ausgangssignale des ersten Überiragungskanalcs schwächer sind als die Ausgangssignale

des zweiten Übertragungskanales,

dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Übertragungskanal (1,2) ein Kompressionsverstärker (18,19) mit einer Amplitudenübertragungscharakteristik vorgesehen ist, die angenähert durch die Funktion y(r) = xU)° mit 0 < ff < 1 gegeben ist, wobei x(t) im betreffenden Übcrtragungskanal das Eingangssignal des Verstärkers im Zwischenfrequenzbereich und y{t) das Ausgangssignal des Verstärkers darstellt.