JPH01221932A - 干渉補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル無線方式において、他方式からの
干渉を除去する干渉補償回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来の干渉補償回路の構成例（例えば、特願昭６１−７
５５５５号）を第１３図に示す。

主信号受信用の主アンテナ１によって受信したディジタ
ル信号は、必要に応じてＳ／Ｎを良くするための帯域通
過フィルタ２を通り、周波数変換器３により中間周波数
帯に変換される。

一方、干渉信号受信用の補助アンテナ９８によって受信
した干渉信号は、必要に応じＳ／Ｎを良くするための帯
域通過フィルタ５を通り、主信号側と共通の局部発振器
７を用いて、周波数変換器６により中間周波数帯に変換
される。

中間周波数帯に変換された干渉信号は、振幅および位相
を制御する直交振幅変調器１１１に入力される。その出
力信号は、主信号中にもれ込んだ干渉成分とほぼ逆相・
等振幅となっている。したがって、合成器３８の出力に
は干渉成分はほとんど現れない。

直交振幅変調器１１１は、信号を２分配する分配器３３
と、その一方の信号を入力とする両極性可変減衰器３６
と、その他方の信号の位相を９０度だけ偏移する移相器
３４と、移相器３４を通った信号を入力とする両極性可
変減衰器３５と、２つの両極性可変減衰器３５．３６の
出力を合成する合成器３７とから構成されている。

上記２つの両極性可変減衰器３５．３６の制御方法につ
いて以下に説明する。

合成器３８で合成された主信号を復調器１２０に入力す
る。復調器１２０では、主信号から再生した基準搬送波
４８を用いて、位相検波器３９と４０により、入力され
た主信号を直交位相検波する。この検波出力は、高調波
除去フィルタ４９゜５０を通った後、同相および直交成
分のベースバンド信号として取り出され、これらのベー
スバンド信号は、残留する干渉信号を検出するための誤
差信号発生回路１３０，１３０に供給される。

一方、中間周波数帯に変換された干渉信号は、上記基準
搬送波４８を用いて、位相検波器４１゜４２により直交
位相検波された後、高調波成分を除去する低域通過フィ
ルタ５１．５２と、識別器５７．５８を通され、２値化
された直交および同相成分の干渉信号として取り出され
る。なお、識別器５７．５８は、主信号復調器１２０で
再生したクロック信号６３を用いて、上記２値化を行う
。

次に、上で得られた主信号の同相及び直交成分の誤差信
号と、２値化された同相及び直交成分の干渉信号との間
で相関検出をおこなう。

すなわち、主信号の同相成分の誤差信号と干渉信号の同
相成分とを排他的論理和回路６９で乗算して得た信号と
、主信号の直交分の誤差信号と直交分の干渉信号とを排
他的論理和回路６８で乗算して得た信号とを、抵抗回路
８０．８１によってアナログ的に加算し、その加算出力
を積分器９３によって積分し、該積分器９３の出力によ
って、直交振幅変調器１１１のＯ相の両極性可変減衰器
３６を制御する。

同様に、主信号の同相成分の誤差信号と干渉信号の直交
成分とを排他的論理和回路７１で乗算して得た信号と、
主信号の直交成分の誤差信号と干渉信号の同相成分とを
排他的反転論理和回路７０で乗算して得た信号とを、抵
抗回路８２．８３によってアナログ的に加算して、その
加算出力を積分器９２によって積分し、該積分器９２の
出力によって直交振幅変調器１１１のπ／２相の両極性
可変減衰器３５を制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上説明した従来の干渉補償回路は、干渉源に向けた補
助アンテナ９８に干渉信号のみが到来し、これを受信す
る場合は有効であったが、この干渉信号に主信号等が混
入して純度の高い干渉信号が得られない場合には、干渉
補償が不可能となる問題を有していた。

本発明は、このような背景の下になされたもので、その
目的は、源となる干渉信号が得られない場合においても
、干渉補償を可能とする干渉補償回路を提供することに
ある。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題を解決するために、この発明は、主信号受信用
の主伝送路及び副伝送路と、該主伝送路及び副伝送路の
受信信号を合成する第１の合成器と、 該主伝送路及び副伝送路の受信信号をそれぞれ分配する
２つの分配器と、 該２つの分配器のうち一方の分配器の出力を入力信号と
し、その周波数特性、振幅、および位相を調整する２次
元トランスバーサルフィルタと、該トランスバーサルフ
ィルタの出力信号と前記２つの分配器のうちの他方の分
配器の出力信号とを合成する第２の合成器と、 同相及び直交成分の重み量を可変できる２つの両極性可
変減衰器を有し、前記第２の合成器の出力信号を入力信
号として、その振幅及び位相を調整する直交振幅変調器
と、 該直交振幅変調器の出力信号と前記第１の合成器の出力
とを合成する第３の合成器と、前記２つの分配器のうち
の他方の分配器の出力信号を入力信号とし、前記第３の
合成器の出力信号から再生された搬送波を用いて直交位
相検波する第１の直交位相検波器と、 前記第２の合成器の出力信号を前記搬送波を用いて検波
する位相検波器と、 該位相検波器の出力信号と、それと同相関係にある前記
直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する第１の
相関検出回路と、 該位相検波器の出力信号と、それと直交関係にある前記
直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する第２の
相関検出回路と、 前記第３の合成器の出力信号を入力とし、前記搬送波に
より直交位相検波する第２の直交位相検波器と、 該第２の直交位相検波器の出力の同相及び直交成分の信
号をそれぞれ入力信号とする２つの誤差信号発生回路と
、 該同相側誤差信号発生回路の出力信号と、それと同相関
係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出す
る第３の相関検出回路と、前記直交側誤差信号発生回路
の出力と、それと直交関係にある前記位相検波器の出力
信号との間で相関検出する第４の相関検出回路と を具備し、 前記第１の相関検出回路の出力により前記第１のトラン
スバーサルフィルタの同相成分の両極性可変減衰器を制
御し、前記第２の相関検出回路の出力により前記第１の
トランスバーサルフィルタの直交成分の両極性可変減衰
器を制御し、前記第３の相関検出回路の出力により前記
第１の直交振幅変調器の同相側の両極性可変減衰器を制
御し、前記第４の相関検出回路の出力により前記第１の
直交振幅変調器の直交側の両極性可変減衰器を制御する
ことを特徴とする。

また、前記直交振幅変調器に代えて多タップ化した同相
及び直交成分の両極性可変減衰器を有する２次元トラン
スバーサルフィルタを用いたことを特徴とする。

さらに、前記位相検波器に代えて直交位相検波器を用い
たことを特徴とする。

なお、この明細書において、主伝送路というのは、無線
通信における主アンテナと有線通信における主伝送路を
指し、副伝送路というのは、無線通信における副アンテ
ナと有線通信における副伝送路を指すものとする。以下
の説明は、無線通信の場合について行うが、有線通信に
も同様に適用可能である。

〔作用］ 本発明は、複数の受信アンテナより受信した主信号を互
いに逆位相・等振幅で、しかもその周波数特性を一致さ
せた後、合成する機能を有し、その合成出力から得られ
る純度の高い干渉信号を用いて、干渉補償回路の干渉信
号とすることを最も主要な特徴とする。

この場合、−の受信アンテナによって受信された主信号
と干渉信号の位相差と、他の受信アンテナによって受信
された主信号と干渉信号の位相差とは、通常、大きさが
違うため、主信号を打ち消しても干渉信号は残留するこ
ととなる。

すなわち、合成器の出力では主信号が大幅に減衰され、
主信号中の干渉信号だけが残り、その信号をもとに干渉
補償が可能となる。

従来は、干渉信号だけを受信するような補助アンテナを
干渉方向に設ける必要があった。また、干渉信号の渡来
方向が、主信号と同一方向の場合には、純度の高い干渉
信号を得ることができず、干渉補償が不可能であったが
、本発明による干渉補償回路を用いることにより、以上
の問題が解決できる。

〔実施例〕

以下、図面を参照して、この発明の詳細な説明する。

第１実施例 第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図で
ある。

図において、主アンテナｌ及び副アンテナ４は主信号（
ディジタル信号）の到来方向に向けられて主信号を受信
しているが、同時に他方式からの干渉を受け、干渉信号
も混在している。

両アンテナ１，４から受信した信号は、必要に応じて、
Ｓ／Ｎを良くするための帯域通過フィルタ２，５を通さ
れた後、共通の局部発振器７からの局発信号により、周
波数変換器３．６でそれぞれ中間周波数帯に周波数変換
される。

中間周波数帯に変換された各々の信号は、分配器８，９
を通して第１の合成器１０に入力され、合成される。通
常、無線方式ではスペースダイバーシチ方式を採用して
おり、合成器１０では２つの信号が同相合成される場合
が多い。その場合、２つのアンテナは、そのまま本補償
回路にも利用できる。

主信号中にもれ込んだ干渉信号は、以下のように抽出さ
れる。

主アンテナ受信系の分配器８を通った主信号は、複数タ
ップ付遅延線からなる直交振幅変調器、すなわち２次元
のトランスバーサルフィルタ（本例では３タツプ構成）
１１０に入力され、周波数特性をもった主信号の振幅と
位相が制御される。

このトランスバーサルフィルタ１１０は、分配器８から
の信号を分配器１３によってさらに分配し、その一方の
出力を同相成分を制御する両極性可変減衰器２２に供給
するとともに、その他方の出力を９０’移拒器１６に通
した後、相対的に直交成分を制御する両極性可変減衰器
１９に供給し、両極性可変減衰器２２．１９の出力を合
成器２５にそれぞれ入力して合成する。

分配器８の出力は、さらに主信号に対して通常ＩＴ（Ｔ
はデータのクロック周期であるが、その１／整数の場合
もあり得る）だけ遅らせる遅延回路１１を通り、前記と
同じように、分配器１４によって分配され、その一方は
同相成分を制御する両極性可変減衰器２３に供給され、
他方は９０゜移相器１７を介して直交成分を制御する両
極性可変減衰器２０に供給される。そして、これらの両
極性可変減衰器２３．２０の出力が合ＩｆＣ器２６によ
って合成されて出力される。

また、遅延回路１１．１２により、２Ｔ遅らせた信号も
同様に、分配器１５によって分配された後、両極性可変
減衰器２４により同相成分が制御され、９０°移相器１
８と両極性可変減衰器２１によって直交成分が制御され
、両極性可変減衰器２４．２１の制御出力が上と同様に
合成器２７によって合成されて出力さる。そして、前記
の合成器２５，２６．２７の各出力が合成器２８によっ
て合成されて出力される。

一方、副アンテナ受信系の受信信号は分配器９で分配さ
れ、遅延回路１１’　と分配器３０を介して第２の合成
器２９に入力され、上記合成器２８の出力と合成される
。上記遅延回路１１’は、第１の２次元トランスバーサ
ルフィルタ１１０の中心タップと同じ遅延時間１１分を
補正するためのものである。

合成器２９に入力された２つの主信号は、互いに逆位相
・等振幅で、しかも周波数特性も同一に変換されるので
、両者を合成することにより干渉信号のみが抽出される
。

このように、主アンテナ１より受信した主信号の周波数
特性と、副アンテナ４より受信した主信号との周波数特
性とを、２次元トランスバーサルフィルタ１１０を用い
て合わせ、互いに逆位相・等振幅で２つの信号を加算す
ることにより、主信号は大幅に減衰し、その中にあった
干渉成分が大きく浮び上がってくる。

上記２次元トランスバーサルフィルタ１１０の各重み量
を制御するためには、２つの信号を合成した後に残留す
る主信号、すなわち干渉信号と、合成する前の一方の主
信号との間で相関検出を行い、その量が最小となるよう
に、換言すると合成後の主信号の量が最小となるように
、各重み付は回路（両極性可変減衰器１９〜２４）をフ
ィードバック制御する。

具体的には、以下のように行われる。

合成器２９の出力は、分配器３１により分配され、主信
号復調器１２０で再生された基準搬送波４８を用いて、
第１の位相検波器４２で位相検波される。この検波出力
を高調波成分を除去する低域通過フィルタ５２に通し、
主信号復調器１２０で再生したクロック信号６３を用い
て識別器５８により２値化し、２値の干渉信号ａを得る
。

また、副アンテナ受信信号は、分配器９にて分配された
後、さらに分配器３０に入力される。分配器３０の出力
の一方は合成器２９に入力されるが、その他方は遅延線
τ２を通して第１の直交位相検波器１２１に供給され、
主信号復調器１２０で再生した基準搬送波４８を用いて
、位相検波器４３．４４により位相検波される。

この検波出力は、高調波成分を除去する低域通過フィル
タ５３．５４に通され、その各出力は、主信号復調器１
２０で再生したクロック信号６３を用いて、識別器５９
．６０により２値化され、２値の主信号同相分ａ、及び
主信号同相分ａｇが得られる。

上で得られた２値化した干渉信号ａ及び２値化した主信
号の同相成分ａ、と直交成分ａ、は、２次元トランスバ
ーサルフィルタ制御回路１４１（第２図）に入力され、
その出力Ｃ−１（−Ｘ　−＋　＋　Ｊ　Ｙ　−１１Ｃｏ
（”　ｘｏ＋ｊｙ　ｏ）＋　　Ｃ＋１（−ｘ＋＋＋ｊＦ
＋１）により、第１の２次元トランスバーサルフィルタ
１１０の各両極性可変減衰器１９〜２４が制御される。

第２図は、上記トランスバーサルフィルタ制御回路１４
１の構成を示すものである。

たとえば、両極性可変減衰器２２を制御する信号Ｘ−１
は、次のようにしてつくられる。排他的論理和回路７３
の一方の入力端には、２値化された干渉信号ａが入力さ
れ、他方の入力端には、２値化された主信号同相成分ａ
１を遅延回路６５によりＩＴ遅らせた信号が入力される
。排他的論理和回路７３は、これらの入力を乗算し、そ
の出力を積分器９６により積分することにより相関検出
し、得られた出力Ｘ−ｌにより、トランスバーサルフィ
ルタ１１０の同相成分に関連する両極性可変減衰器２２
を制御する。

同様に干渉信号ａと、２値化された主信号直交成分ａ、
を遅延回路６４によりＩＴ遅らせた信号とを、排他的論
理和回路７４に入力して乗算した後、積分器９７により
積分し、その出力ｙ−８でトランスバーサルフィルタ１
１０の直交成分に関連する両極性可変減衰器１９を制御
する。

以下、同様に、各両極性可変減衰器２０，２１゜２３．
２４は、第２図に示す制御信号Ｃ−，、Ｃ，。

Ｃａ１により、それぞれ制御される。その結果、合成器
２８の出力は、分配器３０の出力と、周波数特性が一致
し、しかも等振幅・逆位相となっている。したがって、
たとえ受信した２つの入力信号の周波数特性が異なる場
合であっても、両者を合成することにより、主信号はほ
ぼ完全に消去され、その中に残っている干渉成分が大き
く浮び上がり、これが干渉信号として合成器２９から出
力されることになる。

次に、この干渉信号をもとに、主信号中にもれ込んだ干
渉信号を打ち消す方法を説明する。

まず、抽出した干渉信号の振幅、位相を調整するために
直交振幅変調器１１１に通し、主信号中に存在する干渉
成分と逆位相・等振幅となるよう調整した後、この干渉
信号と主信号とを第３の合成器３８によって合成するこ
とにより、主信号中の干渉成分を消去することができる
。

さらに説明する。分配器３２から出力された干渉信号は
、直交振幅変調器１１１に入力され、分配器３３により
分配される。この分配された干渉信号の一方は、同相成
分を制御する両極性可変減衰器３６に入力され、他方は
、９０″移相器３４を通った後、干渉信号の直交成分を
制御する両極性可変減衰器３５に入力される。そして、
各両極性可変減衰器３５．３６の出力は、合成器３７に
より合成され、その出力が合成器３８に供給される。こ
の合成器３８は、２つの受信信号（主信号）を合成する
第１の合成器１０から出力され、遅延線ｒ１を経て合成
器３８に供給された主信号と、上記合成器３７から出力
された干渉信号とを合成して出力する。

次に、直交振幅変調器１１１の制御方法について説明す
る。

合成器２９から出力された干渉信号は、分配器３１及び
３２を通った後、主信号復調器１２０で再生された基準
搬送波４８を用いて、位相検波器４１により位相検波さ
れ、高調波成分を除去する低域通過フィルタ５１を通り
、識別器５７で２値化されて、２値の干渉信号ａ′とな
る。なお、識別器５７は、主信号復調器１２０で再生さ
れたクロック信号６３により、上記２値化を行う。

一方、第３の合成器（加算器）３８の出力は、主信号復
調器１２０（第２の直交位相検波器）に入力され、上述
した基準搬送波４８を用いることにより、直交位相検波
器３９及び４０で位相検波され、さらに高調波成分を除
去するための低域通過フィルタ４９．５０を通った後、
同相及び直交成分のベースバンド信号として取り出され
る。

この同相及び直交成分のベースバンド信号は、主信号中
に残留する干渉信号を検出する誤差信号発生回路１３０
，１３１に供給され、同相成分の誤差信号ｅ１と直交成
分の誤差信号ｅ、とじて取り出される。

こうして得られた干渉信号ａ′と、誤差信号ｅｌ＋ｅ０
は、各々直交振幅変調器制御回路１４０（第３図）に入
力される。この直交振幅変調器制御回路１４０は、干渉
信号ａ′と、それと相対的に同相関係の誤差信号ｅ、と
を排他的論理和回路６９により乗算した後、積分器９３
により積分して相関検出を行い、制御信号Ｘ′を出力し
、この信号により直交振幅変調器１１１の０相の両極性
可変減衰器３６を制御する。

また、同様に、干渉信号ａ′と、それと相対的に直交関
係の誤差信号ｅ０とを排他的論理和回路６８により乗算
し、その出力を積分器９２により積分して相関検出する
。そして、この積分器９２の出力ｙ′により直交振幅変
調器１１１のπ／２相の両極性可変減衰器３５を制御す
る。

この実施例によれば、複数の受信アンテナを有するディ
ジタル無線方式において、主信号とともに干渉信号も受
信し、かつ複数のアンテナから受信した主信号がそれぞ
れ異った周波数特性を有するような場合においても、受
信した主信号の中から干渉信号のみを抽出し、その干渉
信号を基準として、主信号中にもれ込んだ干渉成分を自
動的に補償することができる。

本実施例においては、実際には、遅延線τ１゜τ２によ
って相対的なタイミングを調整し、補償効果が最も大き
くなるようにする必要がある。また、２つの主信号の合
成器２９において、両者の相対遅延時間を合わせる必要
がある。

なお、トランスバーサルフィルタのタップ数として３タ
ツプを例にとって示したが、その数を増していけば、さ
らに干渉信号の抽出精度を上げることができる。

第２実施例 上述した第１実施例では、主信号中にもれ込んだ干渉成
分を打ち消すために、干渉信号の振幅、位相を単一タッ
プの直交振幅変調器１１１によって調整しているが、こ
こにも複数のタップ付遅延線からなるトランスバーサル
フィルタを用いることにより、干渉信号が広帯域信号で
しかも周波数特性を有する場合にも、充分な効果を発揮
する干渉補償回路を実現できる。これが第２実施例であ
る。

第４図は、この第２実施例の構成を示す図であり、合成
器３２から出力された干渉信号は、トランスバーサルフ
ィルタ１１１を通して、第３の合成器３８に供給されて
いる。

第５図は、トランスバーサルフィルタ１１１の構成例を
示すブロック図である。

このトランスバーサルフィルタ１１１が、第１図のトラ
ンスバーサルフィルタ１１０と異なる点は、直交成分を
制御するために各タップ毎に設けた９０°移相器１６，
１７．１８の代わりに９０’分配器１３，１４．１５を
使用した点である。

これらの分配器１３．１４．１５の出力には両極性可変
減衰器１９．２０．２１．２２，２３．２４が接続され
、第２図に示すトランスバーサルフィルタ制御回路１４
１と同様の構成をもつトランスバーサルフィルタ制御回
路１４０の各々の出力信号Ｃ−＋’（−ｘ−、’＋ｊｙ
−＋’）＋　ｃｏｌ（＝　Ｎｏ’＋ｊＹｏ’　）＋Ｃ＋
％（−Ｘ　１１’　＋　ｊ　）’　＋ｒ″）により重み
付は制御され、両極性可変減衰器１９，２０．２１の出
力が合成器２６で、両極性可変減衰器２２，２３．２４
の出力が合成器２５でそれぞれ合成され、これらの合成
器２５．２６の出力が合成器２８で合成されて、トラン
スバーサルフィルタ１１１の出力として出力される。

第３実施例 第６図は、この発明の第３実施例の構成を示すブロック
図である。

この実施例が、第１図に示す第１実施例と異なる点は、
誤差信号発生回路１３０，１３１、及び識別回路５７．
５Ｂ、５９．６０の代わりにＡ／Ｄ変換回路１５０，１
５１，１５２，１５３，１５４゜１５５を用いた点であ
る。

たとえば、主信号として１６ＱＡＭ信号を使用した場合
を例にとると、復調したベースバンド信号は４値となる
。この信号を入力とし、３ビツト以上の出力を有するＡ
／Ｄ変換回路を用いると、第７図に示すように、Ａ／Ｄ
変換回路のディジタル出力のうち、上位２ビツトが識別
信号で、上位３ビツト目が誤差信号となる出力が得られ
る。よって、この上位３ビツト目の゛信号により、残留
する干渉成分を誤差信号として取り出すことができる。

第４実施例 上述した各実施例においては、制御回路１４０゜１４１
に入力する信号として、識別器５７．５８゜５９．６０
により２値化したディジタル信号を用いたが、２値化の
ための識別器５７〜６０は必ずしも必要ではない。その
場合、制御回路１４０゜１４１内のディジタル乗算器（
排他的論理和回路）の代わりにアナログ乗算器を用いれ
ばよい。

このような構成としたものが、第８図に示す第４実施例
である。

第５実施例 第９図は、この発明の第５実施例の構成を示すブロック
図である。

第１図に示す第１実施例と異なる点は、位相検波器４１
と４２を共通とした点であり、トランスバーサルフィル
タ１１０と直交振幅変調器１１１の制御回路１４０，１
４１は、第１図と同様である。この実施例によれば、回
路の簡略化を図れる利点がある。

第６実施例 第１０図は、この発明の第６実施例の構成を示すブロッ
ク図である。

本実施例は、第９図に示す第５実施例の位相検波器４１
と直交位相検波器１２１を入れ替えた構成である。

以下に、主信号復調器１２０と直交位相検波器１２１の
出力により相関検出を行い、直交振幅変調器１１１を制
御する方法について述べる。

主信号復調器１２０の誤差信号発生回路１３０゜１３１
からは、主信号中にもれ込んだ同相成分の誤差信号ｅ１
と直交成分の誤差信号ｅｇをそれぞれ取り出すことがで
きる。

一方、抽出された干渉信号は、直交位相検波器１２１に
入力され、主信号復調器１２０で再生された基準搬送波
４８及びクロック６３を用いて、検波、２値化され、２
値の干渉信号同相分ａ、と干渉信号抽出分ａａ（主信号
が消去され干渉信号が多くなっている）として取り出さ
れる。

こうして得られた誤差信号ｅｌ＋ｅＱ及び干渉信号ａｌ
＋ａＯは、直交振幅変調器制御回路１４２（第１１図）
に入力され、相関検出が行われる。

すなわち、第１１図に示すように、同相成分の誤差信号
ｅ、と同相成分の干渉信号ａ１を排他的論理和回路６９
に通すとともに、直交成分の誤差信号ｅＱと直交成分の
干渉信号ａ０を排他的論理和回路６８に通してそれぞれ
乗算し、両出力をアナログ的に加算する抵抗８０．８１
を介して、積分器９２へ入力して積分し、積分器９２の
出力Ｘ′により、直交振幅変調器１１１の同相成分に関
係する両極性可変減衰器３６を制御する。

同様に、同相成分の誤差信号ｅ１と直交成分の干渉信号
ａＱとを排他的反転論理和回路７０に通すとともに、直
交成分の誤差信号ｅＱと同相成分の干渉信号ａ１とを排
他的論理和回路７１に通してそれぞれ乗算し、両出力を
アナログ的に加算する抵抗８２．８３を介して、積分器
９３に入力して積分し、積分器９３の出力ｙ′により、
直交振幅変調器１１１の直交成分に関係する両極性可変
減衰器３５を制御する。

第７実施例 第１２図は、この発明の第７実施例の構成を示すブロッ
ク図である。

この実施例が第１０図に示す第６実施例と異なる点は、
干渉信号抽出のための位相検波器４３の代わりに直交位
相検波器１２２を用いた点である。

これにより、その分、回路規模は大きくなるが、制御能
力が向上する利点を有する。

この実施例において、たとえば、トランスバーサルフィ
ルタ１１０の両極性可変減衰器２２を、制御信号Ｘ、、
、１によって制御する場合（第２図参照）、同相成分の
極性信号ａ１と誤差信号ｅ１をＩＴ遅らせた信号とを排
他的論理回路によって乗算した結果と、直交成分の極性
信号ａ、と誤差信号ｅ０をＩＴ遅らせた信号とを排他的
論理和回路により乗算した結果とを、抵抗によりアナロ
グ的に加算し、その加算出力を積分器で積分し、該積分
器の出力Ｘ−１により上記制御を行うようにすればよい
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明は、ディジタル無線通信
において、主アンテナ及び副アンテナで主信号と干渉信
号を同時に受信する場合であっても、主信号から干渉信
号のみを抽出し、その抽出した干渉信号を源にして主信
号中にもれ込んだ干）渉成分を除去することができる。

また、干渉信号の渡来方向が主信号と同一方向のような
場合でも、本発明に基づく干渉補償回路により、まず主
信号から干渉信号を検出し、それをもとにして干渉を消
去できるといる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図、第４図、第６図、第８図、第９図、第１０図、
第１２図は、それぞれ本発明の第１、第２、第３、第４
、第５、第６、第７実施例の構成を示すブロック図、第
２図はトランスバーサルフィルタ制御回路１４１の構成
を示す回路図、第３図及び第１１図は直交振幅変調器制
御回路１４０゜１４２の構成を示す回路図、第５図はト
ランスバーサルフィルタ１１１の構成を示すブロック図
、第７図は４値の識別回路（Ａ／Ｄ変換回路）のレベル
ダイヤ説明図、第１３図は従来の干渉補償回路の構成を
示すブロック図である。 １・・・・・・主アンテナ、２．５・・・・・・帯域通
過フィルタ、３．６・・・・・・周波数変換器、４・・
・・・・副アンテナ、７・・・・・・局部発振器、８，
９，１３，１４，１５，３０゜３１．３２．３３・・・
分配器、１０・・・・・・第１の合成器、２５．２６．
２７．２８．３７・・・・・・合成器、１１．１１　’
、１２，６４，６５．６６・・・・・・遅延回路、１６
．１７．１Ｂ、３４，４５，４６．４７・・・・・・９
０’移相器、１９，２０，２１，２２，２３，２４，３
５゜３６・・・両極性可変減衰器、２９・・・・・・第
２の合成器、３８・・・・・・第３の合成器、３９，４
０．４１，４２゜４３．４４・・・・・・位相検波器、
４８・・・・・・再生搬送波、４９．５０，５１，５２
，５３．５４・・・・・・低域通過フィルタ、５５．５
６．５７．５８．５９　：６０・・・・・・識別回路、
６１．６２・・・・・・減算器、６３・・・・・・再生
クロック、６８．６９．７１．７２．７３．７４・・・
・・・排他的論理和回路、７０・・・・・・排対的反転
論理和回路、８０．８１，８２．８３・・・・・・抵抗
回路、９２，９３゜９４．９５，９６．９７・・・・・
・積分器、９８・・・・・・補助アンテナ、１１０・・
・トランスバーサルフィルタ、１１１・・・・・・直交
振幅変調器、１２０・・・・・・主信号復調器（第２の
直交位相検波器）、１２１・・・・・・第１の直交位相
検波器、１２２・・・直交位相検波器、１３０．１３１
・・・・・・誤差信号発生回路、１４０゜１４１・・・
・・・トランスバーサルフィルタ（マたは直交振幅変調
器）制御回路、１４２・・・・・・直交振幅変調器、１
５０，１５１，１５２，１５３，１５４゜１５５・・・
・・・Ａ／Ｄ変換回路。 出願人　　日本電信電話株式会社 代理人　　弁理士□志　賀　正　武 （−一、−ノ 第７図 識別信号宮％差侶号

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）主信号受信用の主伝送路及び副伝送路と、該主伝
   送路及び副伝送路の受信信号を合成する第１の合成器と
   、 該主伝送路及び副伝送路の受信信号をそれぞれ分配する
   ２つの分配器と、 該２つの分配器のうち一方の分配器の出力を入力信号と
   し、その周波数特性、振幅、および位相を調整する２次
   元トランスバーサルフィルタと、該トランスバーサルフ
   ィルタの出力信号と前記２つの分配器のうちの他方の分
   配器の出力信号とを合成する第２の合成器と、 同相及び直交成分の重み量を可変できる２つの両極性可
   変減衰器を有し、前記第２の合成器の出力信号を入力信
   号として、その振幅及び位相を調整する直交振幅変調器
   と、 該直交振幅変調器の出力信号と前記第１の合成器の出力
   とを合成する第３の合成器と、 前記２つの分配器のうちの他方の分配器の出力信号を入
   力信号とし、前記第３の合成器の出力信号から再生され
   た搬送波を用いて直交位相検波する第１の直交位相検波
   器と、 前記第２の合成器の出力信号を前記搬送波を用いて検波
   する位相検波器と、 該位相検波器の出力信号と、それと同相関係にある前記
   直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する第１の
   相関検出回路と、 該位相検波器の出力信号と、それと直交関係にある前記
   直交位相検波器の出力信号との間で相関検出する第２の
   相関検出回路と、 前記第３の合成器の出力信号を入力とし、前記搬送波に
   より直交位相検波する第２の直交位相検波器と、 該第２の直交位相検波器の出力の同相及び直交成分の信
   号をそれぞれ入力信号とする２つの誤差信号発生回路と
   、 該同相側誤差信号発生回路の出力信号と、それと同相関
   係にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出す
   る第３の相関検出回路と、 前記直交側誤差信号発生回路の出力と、それと直交関係
   にある前記位相検波器の出力信号との間で相関検出する
   第４の相関検出回路と を具備し、 前記第１の相関検出回路の出力により前記第１のトラン
   スバーサルフィルタの同相成分の両極性可変減衰器を制
   御し、前記第２の相関検出回路の出力により前記第１の
   トランスバーサルフィルタの直交成分の両極性可変減衰
   器を制御し、前記第３の相関検出回路の出力により前記
   第１の直交振幅変調器の同相側の両極性可変減衰器を制
   御し、前記第４の相関検出回路の出力により前記第１の
   直交振幅変調器の直交側の両極性可変減衰器を制御する
   ことを特徴とする干渉補償回路。
2. （２）前記直交振幅変調器に代えて多タップ化した同相
   及び直交成分の両極性可変減衰器を有する２次元トラン
   スバーサルフィルタを用いたことを特徴とする請求項１
   記載の干渉補償回路。
3. （３）前記位相検波器に代えて直交位相検波器を用いた
   ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の干渉補
   償回路。