JPH0548568A - 交差偏波干渉除去装置 - Google Patents
交差偏波干渉除去装置Info
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- JPH0548568A JPH0548568A JP1376092A JP1376092A JPH0548568A JP H0548568 A JPH0548568 A JP H0548568A JP 1376092 A JP1376092 A JP 1376092A JP 1376092 A JP1376092 A JP 1376092A JP H0548568 A JPH0548568 A JP H0548568A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はディジタル無線通信方式において生
ずる交差偏波間干渉を軽減する交差偏波干渉除去装置に
関し、入力データレートが上がっても対応できるように
することを目的とする。 【構成】 干渉波の復調データを構成するＩ信号、Ｑ信
号の夫々について、直並列変換器１１，１２によりｎ系
統（ただし、ｎは２以上の整数）に振り分ける。ｎ系統
に振り分けられたＩ信号はトランスバーサル等化器１３
1 〜１３ｎにより夫々別々に波形等化された後並直列変
換器１５で時系列的に合成されて干渉補償信号として出
力される。ｎ系統に振り分けられたＱ信号も同様にｎ系
統のトランスバーサル等化器１４1 〜１４ｎと並直列変
換器１６とにより干渉補償信号とされる。
ずる交差偏波間干渉を軽減する交差偏波干渉除去装置に
関し、入力データレートが上がっても対応できるように
することを目的とする。 【構成】 干渉波の復調データを構成するＩ信号、Ｑ信
号の夫々について、直並列変換器１１，１２によりｎ系
統（ただし、ｎは２以上の整数）に振り分ける。ｎ系統
に振り分けられたＩ信号はトランスバーサル等化器１３
1 〜１３ｎにより夫々別々に波形等化された後並直列変
換器１５で時系列的に合成されて干渉補償信号として出
力される。ｎ系統に振り分けられたＱ信号も同様にｎ系
統のトランスバーサル等化器１４1 〜１４ｎと並直列変
換器１６とにより干渉補償信号とされる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交差偏波干渉除去装置に
係り、特にディジタル無線通信方式において生ずる交差
偏波間干渉を軽減する交差偏波干渉除去装置に関する。
係り、特にディジタル無線通信方式において生ずる交差
偏波間干渉を軽減する交差偏波干渉除去装置に関する。
【０００２】例えば、マイクロ波帯の搬送波を使用する
ディジタル無線通信方式として、１６値直交振幅変調
（１６ＱＡＭ）などの高能率な多値変調方式を用いた大
容量のディジタル無線通信方式が普及している。かかる
ディジタル無線通信方式では、フェージング時に生ずる
交差偏波間干渉を軽減して所定のディジタル回線規格を
満たす必要がある。この場合、伝送速度の向上に伴い、
交差偏波間干渉を軽減するために受信装置内に設けられ
る交差偏波干渉補償器も高速の演算処理を必要とされ
る。
ディジタル無線通信方式として、１６値直交振幅変調
（１６ＱＡＭ）などの高能率な多値変調方式を用いた大
容量のディジタル無線通信方式が普及している。かかる
ディジタル無線通信方式では、フェージング時に生ずる
交差偏波間干渉を軽減して所定のディジタル回線規格を
満たす必要がある。この場合、伝送速度の向上に伴い、
交差偏波間干渉を軽減するために受信装置内に設けられ
る交差偏波干渉補償器も高速の演算処理を必要とされ
る。
【０００３】
【従来の技術】図６は従来の交差偏波干渉除去装置の一
例のブロック図を示す。同図中、Ｔ間隔トランスバーサ
ルフィルタ１０１は主波の例えば水平偏波（Ｈ偏波）の
直交信号Ｑ及び同相信号Ｉを復調して得られた主波デー
タｆDATAと、その主波データｆ DATAのボーレートＴと等
しい周期のクロックｆCLK とが入力され、時間間隔Ｔで
波形等化を行なう。Ｔ／２間隔交差偏波干渉補償器（Ｘ
ＰＩＣ：Cross Polarization Interference Canceler)
１０２は干渉波の垂直偏波（Ｖ偏波）成分を復調した周
波数２ｆ（＝１／（２Ｔ））の干渉波データ２ｆDATAと
そのクロック２ｆ CLK とが入力され、時間間隔Ｔ／２で
主波への干渉量を計算する。
例のブロック図を示す。同図中、Ｔ間隔トランスバーサ
ルフィルタ１０１は主波の例えば水平偏波（Ｈ偏波）の
直交信号Ｑ及び同相信号Ｉを復調して得られた主波デー
タｆDATAと、その主波データｆ DATAのボーレートＴと等
しい周期のクロックｆCLK とが入力され、時間間隔Ｔで
波形等化を行なう。Ｔ／２間隔交差偏波干渉補償器（Ｘ
ＰＩＣ：Cross Polarization Interference Canceler)
１０２は干渉波の垂直偏波（Ｖ偏波）成分を復調した周
波数２ｆ（＝１／（２Ｔ））の干渉波データ２ｆDATAと
そのクロック２ｆ CLK とが入力され、時間間隔Ｔ／２で
主波への干渉量を計算する。
【０００４】交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ）１０２の
計算出力ＤT/2 は２ｆ／ｆ変換器１０３に供給され、こ
こでそのクロック２ｆCLK とトランスバーサルフィルタ
１０１の入力クロックｆCLK により、入力クロックｆ
CLK のデータＤT ’に変換される。この変換データ
ＤT ’はトランスバーサルフィルタ１０１の出力等化デ
ータＤT と減算器１０４で減算され、その減算結果（Ｄ
T −ＤT ’）が等化データとして出力される一方、制御
部１０５に入力され、ここで誤差信号ε及び停止信号Ｍ
ＬＥを発生させる。
計算出力ＤT/2 は２ｆ／ｆ変換器１０３に供給され、こ
こでそのクロック２ｆCLK とトランスバーサルフィルタ
１０１の入力クロックｆCLK により、入力クロックｆ
CLK のデータＤT ’に変換される。この変換データ
ＤT ’はトランスバーサルフィルタ１０１の出力等化デ
ータＤT と減算器１０４で減算され、その減算結果（Ｄ
T −ＤT ’）が等化データとして出力される一方、制御
部１０５に入力され、ここで誤差信号ε及び停止信号Ｍ
ＬＥを発生させる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の交差偏波干渉除去装置は、ＸＰＩＣ回路１０２で計算
される干渉量の演算処理速度が内部の乗算器の演算速度
に依存しているため、内部の乗算器の演算速度がそれほ
ど高速でない現状では、交差偏波干渉を軽減されるディ
ジタル信号の伝送速度の向上に制約を与えていた。
の交差偏波干渉除去装置は、ＸＰＩＣ回路１０２で計算
される干渉量の演算処理速度が内部の乗算器の演算速度
に依存しているため、内部の乗算器の演算速度がそれほ
ど高速でない現状では、交差偏波干渉を軽減されるディ
ジタル信号の伝送速度の向上に制約を与えていた。
【０００６】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
並列処理を行なうことにより上記の課題を解決した交差
偏波干渉除去装置を提供することを目的とする。
並列処理を行なうことにより上記の課題を解決した交差
偏波干渉除去装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の要部の原
理ブロック図を示す。本発明は、無線受信した第１の偏
波のディジタル変調波を復調する第１の復調器から取り
出された主波の復調データをトランスバーサル等化器に
入力する一方、前記第１の偏波の交差偏波である第２の
偏波のディジタル変調波を復調する第２の復調器から取
り出された干渉波の復調データを交差偏波干渉補償器を
通して得た干渉補償信号を前記トランスバーサル等化器
に入力して主波の復調データ中の干渉波成分を軽減する
交差偏波干渉除去装置において、前記交差偏波干渉補償
器は前記干渉波の復調データを構成する直交信号（ＱCH
入力信号）と同相信号（Ｉ CH入力信号）のうち、同相信
号をｎ系列（ただし、ｎは２以上の整数）のデータに振
り分ける第１の直並列変換器１１と、前記直交信号を第
１の直並列変換器１１の動作に同期してｎ系列のデータ
に振り分ける第２の直並列変換器１２と、第１及び第２
の直並列変換器１１，１２から夫々同期して取り出され
るｉ番目（ただし、ｉ＝１，２，…，ｎ）のデータ同士
が夫々入力されて波形等化を行なう２つのトランスバー
サル等化器１３ｉ，１４ｉを一組とする全部でｎ組のト
ランスバーサル等化器１３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ
と、各組の２つの前記トランスバーサル等化器１３ｉ，
１４ｉのうち、一方のトランスバーサル等化器１３ｉの
出力信号が夫々入力されて、それらを並直列変換して前
記同相信号の干渉補償信号として出力する第１の並直列
変換器１５と、各組の２つの前記トランスバーサル等化
器１３ｉ，１４ｉのうち、他方のトランスバーサル等化
器１４ｉの出力信号が夫々入力されて、それらを並直列
変換して前記直交信号の干渉補償信号として出力する第
２の並直列変換器１６とを有する。
理ブロック図を示す。本発明は、無線受信した第１の偏
波のディジタル変調波を復調する第１の復調器から取り
出された主波の復調データをトランスバーサル等化器に
入力する一方、前記第１の偏波の交差偏波である第２の
偏波のディジタル変調波を復調する第２の復調器から取
り出された干渉波の復調データを交差偏波干渉補償器を
通して得た干渉補償信号を前記トランスバーサル等化器
に入力して主波の復調データ中の干渉波成分を軽減する
交差偏波干渉除去装置において、前記交差偏波干渉補償
器は前記干渉波の復調データを構成する直交信号（ＱCH
入力信号）と同相信号（Ｉ CH入力信号）のうち、同相信
号をｎ系列（ただし、ｎは２以上の整数）のデータに振
り分ける第１の直並列変換器１１と、前記直交信号を第
１の直並列変換器１１の動作に同期してｎ系列のデータ
に振り分ける第２の直並列変換器１２と、第１及び第２
の直並列変換器１１，１２から夫々同期して取り出され
るｉ番目（ただし、ｉ＝１，２，…，ｎ）のデータ同士
が夫々入力されて波形等化を行なう２つのトランスバー
サル等化器１３ｉ，１４ｉを一組とする全部でｎ組のト
ランスバーサル等化器１３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ
と、各組の２つの前記トランスバーサル等化器１３ｉ，
１４ｉのうち、一方のトランスバーサル等化器１３ｉの
出力信号が夫々入力されて、それらを並直列変換して前
記同相信号の干渉補償信号として出力する第１の並直列
変換器１５と、各組の２つの前記トランスバーサル等化
器１３ｉ，１４ｉのうち、他方のトランスバーサル等化
器１４ｉの出力信号が夫々入力されて、それらを並直列
変換して前記直交信号の干渉補償信号として出力する第
２の並直列変換器１６とを有する。
【０００８】
【作用】本発明では、主波の偏波のディジタル変調波を
第１の復調器で復調して得た一定ボーレートＴの復調デ
ータに干渉する交差偏波の第２の復調器からの復調デー
タが、周期Ｔ／ｎのクロックが印加される直並列変換器
１１，１２より各々ｎ系統に分けられ、ｎ組のトランス
バーサル等化器１３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎによ
り、同相信号成分、直交信号成分夫々について主波の復
調データのｎ倍（Ｔ／ｎ間隔）のボーレートの干渉量を
算出することができる。
第１の復調器で復調して得た一定ボーレートＴの復調デ
ータに干渉する交差偏波の第２の復調器からの復調デー
タが、周期Ｔ／ｎのクロックが印加される直並列変換器
１１，１２より各々ｎ系統に分けられ、ｎ組のトランス
バーサル等化器１３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎによ
り、同相信号成分、直交信号成分夫々について主波の復
調データのｎ倍（Ｔ／ｎ間隔）のボーレートの干渉量を
算出することができる。
【０００９】このｎ倍のボーレートの干渉量を示す信号
は並直列変換器１５，１６で合成されて干渉補償信号と
して出力され、主波の偏波のディジタル変調波を復調す
る第１の復調器の出力側に設けられたトランスバーサル
等化器に入力され、主波の復調データ中の干渉成分を低
減する。
は並直列変換器１５，１６で合成されて干渉補償信号と
して出力され、主波の偏波のディジタル変調波を復調す
る第１の復調器の出力側に設けられたトランスバーサル
等化器に入力され、主波の復調データ中の干渉成分を低
減する。
【００１０】
【実施例】図２は本発明になる交差偏波干渉除去装置の
一実施例のブロック図を示す。同図中、無線の伝送路か
ら受信したＨ偏波とＶ偏波のマイクロ波帯のディジタル
変調波は、中間周波信号に変換された後、復調器２１，
２２に夫々供給されて復調される。
一実施例のブロック図を示す。同図中、無線の伝送路か
ら受信したＨ偏波とＶ偏波のマイクロ波帯のディジタル
変調波は、中間周波信号に変換された後、復調器２１，
２２に夫々供給されて復調される。
【００１１】ここで、フェーシングなどによって無線伝
送路中でＨ偏波とＶ偏波との間に相互干渉が生ずると、
復調器２１の出力Ｈ偏波復調データ中に干渉波のＶ偏波
成分が含まれ、また復調器２２の出力Ｖ偏波復調データ
中に干渉波のＨ偏波成分が含まれる。復調器２１からは
上記のＨ偏波復調データｆDATAと、そのボーレートＴに
等しい周期のクロックｆCLK と、これに同期した周波数
がｎ倍のクロックｎｆ CLK と、干渉波のＶ偏波成分の復
調分（ＸＩ，ＸＱ）とが出力される。なお、この復調分
ＸＩ，ＸＱはＸＰＩＣ回路２４内でｎｆCLK で識別（Ａ
／Ｄ変換）される。
送路中でＨ偏波とＶ偏波との間に相互干渉が生ずると、
復調器２１の出力Ｈ偏波復調データ中に干渉波のＶ偏波
成分が含まれ、また復調器２２の出力Ｖ偏波復調データ
中に干渉波のＨ偏波成分が含まれる。復調器２１からは
上記のＨ偏波復調データｆDATAと、そのボーレートＴに
等しい周期のクロックｆCLK と、これに同期した周波数
がｎ倍のクロックｎｆ CLK と、干渉波のＶ偏波成分の復
調分（ＸＩ，ＸＱ）とが出力される。なお、この復調分
ＸＩ，ＸＱはＸＰＩＣ回路２４内でｎｆCLK で識別（Ａ
／Ｄ変換）される。
【００１２】他方、復調器２２からは上記のＶ偏波復調
データｆDATAと、そのボーレートＴに等しい周期のクロ
ックｆCLK と、これに同期した周波数がｎ倍のクロック
ｎｆ CLK と、干渉波のＨ偏波成分の復調分（ＸＩ，Ｘ
Ｑ）とが出力される。
データｆDATAと、そのボーレートＴに等しい周期のクロ
ックｆCLK と、これに同期した周波数がｎ倍のクロック
ｎｆ CLK と、干渉波のＨ偏波成分の復調分（ＸＩ，Ｘ
Ｑ）とが出力される。
【００１３】交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ回路）２３
は復調器２１からのクロックｆCLK 及びｎｆCLK とが入
力される一方、復調器２２から干渉波のＶ偏波成分の復
調分（ＸＩ，ＸＱ）が入力される。同様に、ＸＰＩＣ回
路２４は復調器２２からのクロックｆCLK ，ｎｆ
CLK と、復調器２１から干渉波のＨ偏波成分の復調分
（ＸＩ，ＸＱ）が入力される。
は復調器２１からのクロックｆCLK 及びｎｆCLK とが入
力される一方、復調器２２から干渉波のＶ偏波成分の復
調分（ＸＩ，ＸＱ）が入力される。同様に、ＸＰＩＣ回
路２４は復調器２２からのクロックｆCLK ，ｎｆ
CLK と、復調器２１から干渉波のＨ偏波成分の復調分
（ＸＩ，ＸＱ）が入力される。
【００１４】ＸＰＩＣ回路２３及び２４は夫々同一回路
構成であり、本実施例はこのＸＰＩＣ回路２３及び２４
として並列処理を行なう回路構成とした点に特徴を有す
るものである。ＸＰＩＣ回路２３，２４で夫々後述の如
く算出された干渉波の干渉量に応じた干渉補償信号ＸT
は減算器２６，２９に供給され、ここでトランスバーサ
ルフィルタ２５，２８よりの主波の復調データＤTと減
算される。
構成であり、本実施例はこのＸＰＩＣ回路２３及び２４
として並列処理を行なう回路構成とした点に特徴を有す
るものである。ＸＰＩＣ回路２３，２４で夫々後述の如
く算出された干渉波の干渉量に応じた干渉補償信号ＸT
は減算器２６，２９に供給され、ここでトランスバーサ
ルフィルタ２５，２８よりの主波の復調データＤTと減
算される。
【００１５】トランスバーサルフィルタ２５及び減算器
２６は第１のトランスバーサル等化器２７を構成し、ト
ランスバーサルフィルタ２８及び減算器２９は第２のト
ランスバーサル等化器３０を構成している。減算器２６
からは主波であるＨ偏波の復調データＤT から干渉波で
あるＶ偏波の復調データＸT を差し引くことによって復
調データ中の干渉波成分が軽減されたＨ偏波主データが
取り出される。
２６は第１のトランスバーサル等化器２７を構成し、ト
ランスバーサルフィルタ２８及び減算器２９は第２のト
ランスバーサル等化器３０を構成している。減算器２６
からは主波であるＨ偏波の復調データＤT から干渉波で
あるＶ偏波の復調データＸT を差し引くことによって復
調データ中の干渉波成分が軽減されたＨ偏波主データが
取り出される。
【００１６】上記のＨ偏波主データは次段へ出力される
一方、制御部３１に入力され、ここで誤差信号εＩ、ε
Ｑや停止信号ＭＬＥを生成させる。同様に、減算器２９
からは干渉波成分が軽減されたＶ偏波主データが取り出
されて次段へ出力される一方、制御部３２へ供給されて
誤差信号εＩ，εＱ及び停止信号ＭＬＥを生成させる。
上記の誤差信号εＩ，εＱはＸＰＩＣ回路２３，２４の
干渉量の計算値の誤差を最小にする。停止信号ＭＬＥは
ＸＰＩＣ回路２３，２４の誤差最大時に生成され、ＸＰ
ＩＣ回路２３，２４の動作を停止させる。
一方、制御部３１に入力され、ここで誤差信号εＩ、ε
Ｑや停止信号ＭＬＥを生成させる。同様に、減算器２９
からは干渉波成分が軽減されたＶ偏波主データが取り出
されて次段へ出力される一方、制御部３２へ供給されて
誤差信号εＩ，εＱ及び停止信号ＭＬＥを生成させる。
上記の誤差信号εＩ，εＱはＸＰＩＣ回路２３，２４の
干渉量の計算値の誤差を最小にする。停止信号ＭＬＥは
ＸＰＩＣ回路２３，２４の誤差最大時に生成され、ＸＰ
ＩＣ回路２３，２４の動作を停止させる。
【００１７】次に本発明の要部をなすＸＰＩＣ回路２
３，２４の各実施例について説明する。図３はＸＰＩＣ
回路の第１実施例の構成図を示す。ＸＰＩＣ回路２３，
２４は同一回路構成であるので、図３にはそのうちの一
方のみ（一つのＸＰＩＣ回路のみ）図示してある。本実
施例は前記図１のｎ＝４の場合の例である。
３，２４の各実施例について説明する。図３はＸＰＩＣ
回路の第１実施例の構成図を示す。ＸＰＩＣ回路２３，
２４は同一回路構成であるので、図３にはそのうちの一
方のみ（一つのＸＰＩＣ回路のみ）図示してある。本実
施例は前記図１のｎ＝４の場合の例である。
【００１８】図３において、直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換
器）４１1 及び４２1 には夫々干渉波となる偏波の復調
分ＸＩ，ＸＱをクロック４ｆCLK でＡ／Ｄ変換して得た
同相信号（Ｉ−ＣＨ入力信号）と直交信号（Ｑ−ＣＨ入
力信号）とが別々に入力される。また、Ｓ／Ｐ変換器４
１2 及び４２2 には夫々Ｉ−ＣＨの誤差信号、Ｑ−ＣＨ
の誤差信号が別々に入力される。
器）４１1 及び４２1 には夫々干渉波となる偏波の復調
分ＸＩ，ＸＱをクロック４ｆCLK でＡ／Ｄ変換して得た
同相信号（Ｉ−ＣＨ入力信号）と直交信号（Ｑ−ＣＨ入
力信号）とが別々に入力される。また、Ｓ／Ｐ変換器４
１2 及び４２2 には夫々Ｉ−ＣＨの誤差信号、Ｑ−ＣＨ
の誤差信号が別々に入力される。
【００１９】Ｓ／Ｐ変換器４１1 ，４１2 ，４２1 及び
４２2 の夫々は、入力信号を４つの出力端子に振り分け
て出力する。トランスバーサルフィルタ４３1 〜４３4
と４５1 〜４５4 にはＳ／Ｐ変換器４１1 からの同相信
号とＳ／Ｐ変換器４１2 からの誤差信号とが入力され
る。トランスバーサルフィルタ４４1 〜４４4 と４６1
〜４６4 にはＳ／Ｐ変換器４２1 からの直交信号とＳ／
Ｐ変換器４２2 からの誤差信号とが入力される。
４２2 の夫々は、入力信号を４つの出力端子に振り分け
て出力する。トランスバーサルフィルタ４３1 〜４３4
と４５1 〜４５4 にはＳ／Ｐ変換器４１1 からの同相信
号とＳ／Ｐ変換器４１2 からの誤差信号とが入力され
る。トランスバーサルフィルタ４４1 〜４４4 と４６1
〜４６4 にはＳ／Ｐ変換器４２1 からの直交信号とＳ／
Ｐ変換器４２2 からの誤差信号とが入力される。
【００２０】いま、Ｓ／Ｐ変換器４１1 に入力される同
相信号が図４（Ａ）に示され、またＳ／Ｐ変換器４１2
に入力される誤差信号の一つが同図（Ｇ）に示されるも
のとすると、同図（Ｂ）に示すボーレートＴの１／４倍
の周期のクロック４ｆCLK が入力される毎にＳ／Ｐ変換
器４１1 の出力伝送路が切換えられるため、トランスバ
ーサルフィルタ４３1 ，４３2 ，４３3 及び４３4 へ同
図（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）及び（Ｆ）に示す如く上記同
相信号が入力される。
相信号が図４（Ａ）に示され、またＳ／Ｐ変換器４１2
に入力される誤差信号の一つが同図（Ｇ）に示されるも
のとすると、同図（Ｂ）に示すボーレートＴの１／４倍
の周期のクロック４ｆCLK が入力される毎にＳ／Ｐ変換
器４１1 の出力伝送路が切換えられるため、トランスバ
ーサルフィルタ４３1 ，４３2 ，４３3 及び４３4 へ同
図（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）及び（Ｆ）に示す如く上記同
相信号が入力される。
【００２１】同様に、図４（Ｂ）に示すクロック４ｆ
CLK が入力される毎にＳ／Ｐ変換器４１2 の出力伝送路
が切換えられるため、同図（Ｇ）に示す誤差信号はＳ／
Ｐ変換器４１2 を通して同図（Ｈ），（Ｉ），（Ｊ）及
び（Ｋ）に示す如く振り分けられてトランスバーサルフ
ィルタ４４1 ，４４2 ，４４3 及び４４4 へ供給され
る。
CLK が入力される毎にＳ／Ｐ変換器４１2 の出力伝送路
が切換えられるため、同図（Ｇ）に示す誤差信号はＳ／
Ｐ変換器４１2 を通して同図（Ｈ），（Ｉ），（Ｊ）及
び（Ｋ）に示す如く振り分けられてトランスバーサルフ
ィルタ４４1 ，４４2 ，４４3 及び４４4 へ供給され
る。
【００２２】他のＳ／Ｐ変換器４２1 及び４２2 も上記
と同様に図４（Ｂ）に示すクロック４ｆCLK が入力され
る毎に出力伝送路を切換える。また、トランスバーサル
フィルタ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４５1 〜４
５4 、４６1 〜４６4 は図４（Ｌ）に示す復調データの
ボーレートＴと同一周期のクロックで動作する。
と同様に図４（Ｂ）に示すクロック４ｆCLK が入力され
る毎に出力伝送路を切換える。また、トランスバーサル
フィルタ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４５1 〜４
５4 、４６1 〜４６4 は図４（Ｌ）に示す復調データの
ボーレートＴと同一周期のクロックで動作する。
【００２３】トランスバーサルフィルタ４３ｋ（ただ
し、ｋ＝１，２，３，４）の出力信号とトランスバーサ
ルフィルタ４４ｋの出力信号とは夫々加算器４７ｋに供
給され、ここで加算合成される。トランスバーサルフィ
ルタ４３ｋ，４４ｋ及び加算器４７ｋはｋ番目の第１の
トランスバーサル等化器（図１の１３ｋに相当）を構成
している。
し、ｋ＝１，２，３，４）の出力信号とトランスバーサ
ルフィルタ４４ｋの出力信号とは夫々加算器４７ｋに供
給され、ここで加算合成される。トランスバーサルフィ
ルタ４３ｋ，４４ｋ及び加算器４７ｋはｋ番目の第１の
トランスバーサル等化器（図１の１３ｋに相当）を構成
している。
【００２４】一方、トランスバーサルフィルタ４５ｋ及
び４６ｋの各出力信号は夫々加算器４８ｋに入力されて
加算合成される。これらトランスバーサルフィルタ４５
ｋ，４６ｋ及び加算器４８ｋはｋ番目の第２のトランス
バーサル等化器（図１の１４ｋに相当）を構成してい
る。
び４６ｋの各出力信号は夫々加算器４８ｋに入力されて
加算合成される。これらトランスバーサルフィルタ４５
ｋ，４６ｋ及び加算器４８ｋはｋ番目の第２のトランス
バーサル等化器（図１の１４ｋに相当）を構成してい
る。
【００２５】加算器４７1 〜４７4 から取り出された各
合成信号はＴ／４間隔の干渉波の同相信号の干渉量を示
しており、これらは並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）４９
により図４（Ｂ）に示したクロックに基づいてＴ／４間
隔で時系列的に合成され、Ｉ−ＣＨ交差偏波干渉補償信
号として出力される。同様に、Ｐ／Ｓ変換器５０からは
加算器４８1 〜４８4 の各出力信号がＴ／４間隔で時系
列的に合成された後、Ｑ−ＣＨ交差偏波干渉補償信号と
して出力される。
合成信号はＴ／４間隔の干渉波の同相信号の干渉量を示
しており、これらは並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）４９
により図４（Ｂ）に示したクロックに基づいてＴ／４間
隔で時系列的に合成され、Ｉ−ＣＨ交差偏波干渉補償信
号として出力される。同様に、Ｐ／Ｓ変換器５０からは
加算器４８1 〜４８4 の各出力信号がＴ／４間隔で時系
列的に合成された後、Ｑ−ＣＨ交差偏波干渉補償信号と
して出力される。
【００２６】このように、本実施例によれば、トランス
バーサルフィルタ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４
５1 〜４５4 及び４６1 〜４６4 や加算器４７1 〜４７
4 、４８1 〜４８4 は、従来と同じ周期Ｔのクロックで
動作する回路を用いることができ、しかも従来よりも高
速のＴ／４の間隔で主波への干渉量を示す干渉補償信号
を生成できる。これにより、本実施例によれば、従来よ
り伝送速度が高速な入力信号に対して交差偏波干渉量を
低減することができる。
バーサルフィルタ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４
５1 〜４５4 及び４６1 〜４６4 や加算器４７1 〜４７
4 、４８1 〜４８4 は、従来と同じ周期Ｔのクロックで
動作する回路を用いることができ、しかも従来よりも高
速のＴ／４の間隔で主波への干渉量を示す干渉補償信号
を生成できる。これにより、本実施例によれば、従来よ
り伝送速度が高速な入力信号に対して交差偏波干渉量を
低減することができる。
【００２７】図５は本発明の要部の第２実施例の構成図
を示す。本実施例は前記図１のｎ＝２の場合の例でＸＰ
ＩＣ回路２３又は２４を示している。図５に示すＸＰＩ
Ｃ回路が例えば図２のＨ偏波のトランスバーサル等化器
２７に対する干渉波のＶ偏波分を除去する交差偏波干渉
補償器（ＸＰＩＣ）２３であるものとすると、図５のＸ
Ｉ，ＸＱは図２のＶ偏波の復調器２２から取り出される
干渉波のＶ偏波成分の復調分２ｆDATA（ＸＩ，ＸＱ）で
あり、ＣＬＫ２は前記干渉波の復調分２ｆDATA（ＸＩ，
ＸＱ）のクロック２ｆCLKである。そしてＣＬＫ１は、
主波のＨ偏波の復調器（図２の２１）から主波のトラン
スバーサル等化器２７へ入力する復調データｆ
DATA（Ｉ，Ｑ）のクロックｆCLK を分岐したものであ
る。図５のε１１〜８，εＱ１〜８は、主波のトランス
バーサル等化器２７の制御部３１からの８ビットの誤差
信号であり、ＭＬＥは、誤差最大時に計算動作を停止さ
せる停止信号である。図５において、干渉波の復調分Ｘ
ＩはＡ／Ｄ変換器５１を通してＳ／Ｐ変換器５２に入力
され、干渉波の復調分ＸＱはＡ／Ｄ変換器５３を通して
Ｓ／Ｐ変換器５４に入力される。Ｓ／Ｐ変換器５２，５
４は夫々同じ２個のフリップフロップ（Ｆ．Ｆ）で、ク
ロック入力は一方が反転して互いに極性が異なるＦ．Ｆ
５２１及び５２２，５４１及び５４２から成り、入力の
ＸＩとＸＱを、夫々のＡ／Ｄ変換器５１，５３にて、干
渉波のクロック２ｆCLのＣＬＫ２を最大遅延がＴ／２の
可変遅延器５５で位相可変したクロックＣＫ2 により変
換された例えば８ビットのデータＤ8 が入力される。
を示す。本実施例は前記図１のｎ＝２の場合の例でＸＰ
ＩＣ回路２３又は２４を示している。図５に示すＸＰＩ
Ｃ回路が例えば図２のＨ偏波のトランスバーサル等化器
２７に対する干渉波のＶ偏波分を除去する交差偏波干渉
補償器（ＸＰＩＣ）２３であるものとすると、図５のＸ
Ｉ，ＸＱは図２のＶ偏波の復調器２２から取り出される
干渉波のＶ偏波成分の復調分２ｆDATA（ＸＩ，ＸＱ）で
あり、ＣＬＫ２は前記干渉波の復調分２ｆDATA（ＸＩ，
ＸＱ）のクロック２ｆCLKである。そしてＣＬＫ１は、
主波のＨ偏波の復調器（図２の２１）から主波のトラン
スバーサル等化器２７へ入力する復調データｆ
DATA（Ｉ，Ｑ）のクロックｆCLK を分岐したものであ
る。図５のε１１〜８，εＱ１〜８は、主波のトランス
バーサル等化器２７の制御部３１からの８ビットの誤差
信号であり、ＭＬＥは、誤差最大時に計算動作を停止さ
せる停止信号である。図５において、干渉波の復調分Ｘ
ＩはＡ／Ｄ変換器５１を通してＳ／Ｐ変換器５２に入力
され、干渉波の復調分ＸＱはＡ／Ｄ変換器５３を通して
Ｓ／Ｐ変換器５４に入力される。Ｓ／Ｐ変換器５２，５
４は夫々同じ２個のフリップフロップ（Ｆ．Ｆ）で、ク
ロック入力は一方が反転して互いに極性が異なるＦ．Ｆ
５２１及び５２２，５４１及び５４２から成り、入力の
ＸＩとＸＱを、夫々のＡ／Ｄ変換器５１，５３にて、干
渉波のクロック２ｆCLのＣＬＫ２を最大遅延がＴ／２の
可変遅延器５５で位相可変したクロックＣＫ2 により変
換された例えば８ビットのデータＤ8 が入力される。
【００２８】また、Ｓ／Ｐ変換器５２，５４は主波クロ
ックｆCLK のＣＬＫ１を最大遅延がＴの可変遅延器５６
で位相可変したクロックＣＫ1によりＩ信号とＱ信号毎
に、奇数データＤｏｄｄと遇数データＤｅｖｅｎに分離
して夫々をトランスバーサルフィルタ５７及び５８とト
ランスバーサルフィルタ５９及び６０へ出力する。トラ
ンスバーサルフィルタ５７〜６０は例えば前記したトラ
ンスバーサルフィルタ４３1 ，４４1 に相当し、Ｓ／Ｐ
変換器５２からの各奇数データＤｏｄｄと偶数データＤ
ｅｖｅｎと、主波のトランスバーサル等化器２７の制御
部３１からの誤差信号ε１１〜８，εＱ１〜８をフリッ
プフロップ（Ｆ．Ｆ）６１，６２にて、主波のクロック
ＣＬＫ１に時間を合わせた誤差信号ε１，εＱとが入力
されて、Ｉ信号とＱ信号毎に誤差最小でＶ偏波からの干
渉量を計算する。
ックｆCLK のＣＬＫ１を最大遅延がＴの可変遅延器５６
で位相可変したクロックＣＫ1によりＩ信号とＱ信号毎
に、奇数データＤｏｄｄと遇数データＤｅｖｅｎに分離
して夫々をトランスバーサルフィルタ５７及び５８とト
ランスバーサルフィルタ５９及び６０へ出力する。トラ
ンスバーサルフィルタ５７〜６０は例えば前記したトラ
ンスバーサルフィルタ４３1 ，４４1 に相当し、Ｓ／Ｐ
変換器５２からの各奇数データＤｏｄｄと偶数データＤ
ｅｖｅｎと、主波のトランスバーサル等化器２７の制御
部３１からの誤差信号ε１１〜８，εＱ１〜８をフリッ
プフロップ（Ｆ．Ｆ）６１，６２にて、主波のクロック
ＣＬＫ１に時間を合わせた誤差信号ε１，εＱとが入力
されて、Ｉ信号とＱ信号毎に誤差最小でＶ偏波からの干
渉量を計算する。
【００２９】そして、トランスバーサルフィルタ５７及
び５８の各出力信号を加算器６３（例えば図３の４７1
に相当）で加算し、またトランスバーサルフィルタ５９
及び６０の各出力信号を加算器６４（例えば図３の４８
1に相当）で加算して、その加算結果ＸＩ１〜２０，Ｘ
Ｑ１〜２０を、図２に図示したトランスバーサルフィル
タ２５の出力段の減算器２６へ干渉補償信号として送出
し、その減算器２６にて主波のＨ偏波のトランスバーサ
ルフィルタ２５の出力ＤT から減算させて、主波のＨ偏
波の復調データの誤差最小のＨ偏波主データを出力させ
る。従って、本実施例の場合は、並直列変換器は不要と
なる。
び５８の各出力信号を加算器６３（例えば図３の４７1
に相当）で加算し、またトランスバーサルフィルタ５９
及び６０の各出力信号を加算器６４（例えば図３の４８
1に相当）で加算して、その加算結果ＸＩ１〜２０，Ｘ
Ｑ１〜２０を、図２に図示したトランスバーサルフィル
タ２５の出力段の減算器２６へ干渉補償信号として送出
し、その減算器２６にて主波のＨ偏波のトランスバーサ
ルフィルタ２５の出力ＤT から減算させて、主波のＨ偏
波の復調データの誤差最小のＨ偏波主データを出力させ
る。従って、本実施例の場合は、並直列変換器は不要と
なる。
【００３０】
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、交差偏波
干渉補償器をｎ系統のトランスバーサル等化器の並列構
成として、主波の復調データのボーレートのｎ倍（Ｔ／
ｎ間隔）で干渉量を算出して干渉補償信号として出力す
るようにしたため、従来に比し伝送速度が高速な入力信
号に対しても所要の交差偏波干渉除去を行なうことがで
き、また入力データレートが上がって処理演算を行なう
トランスバーサル等化器の動作速度の限界を越えても、
直並列変換器及び並直列変換器に高速のものを用意する
ことで交差偏波干渉除去ができ、更にフラクショナルの
場合でも系列数を増すことにより対応できる等の特長を
有するものである。
干渉補償器をｎ系統のトランスバーサル等化器の並列構
成として、主波の復調データのボーレートのｎ倍（Ｔ／
ｎ間隔）で干渉量を算出して干渉補償信号として出力す
るようにしたため、従来に比し伝送速度が高速な入力信
号に対しても所要の交差偏波干渉除去を行なうことがで
き、また入力データレートが上がって処理演算を行なう
トランスバーサル等化器の動作速度の限界を越えても、
直並列変換器及び並直列変換器に高速のものを用意する
ことで交差偏波干渉除去ができ、更にフラクショナルの
場合でも系列数を増すことにより対応できる等の特長を
有するものである。
【図１】本発明の要部の原理ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例のブロック図である。
【図３】本発明の要部の第１実施例の構成図である。
【図４】図３の動作説明用タイムチャートである。
【図５】本発明の要部の第２実施例の構成図である。
【図６】従来の一例のブロック図である。
１１，１２，４１1 ，４１2 ，４２1 ，４２2 ，５２，
５４ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器） １３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ、２７，３０ トラン
スバーサル等化器 １５，１６，４９，５０ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換
器） ２１，２２ 復調器 ２３，２４ 交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ回路） ２５，２８ トランスバーサルフィルタ ２６，２９ 減算器 ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４５1 〜４５4 、４
６1 〜４６4 トランスバーサルフィルタ ４７1 〜４７4 、４８1 〜４８4 加算器
５４ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器） １３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ、２７，３０ トラン
スバーサル等化器 １５，１６，４９，５０ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換
器） ２１，２２ 復調器 ２３，２４ 交差偏波干渉補償器（ＸＰＩＣ回路） ２５，２８ トランスバーサルフィルタ ２６，２９ 減算器 ４３1 〜４３4 、４４1 〜４４4 、４５1 〜４５4 、４
６1 〜４６4 トランスバーサルフィルタ ４７1 〜４７4 、４８1 〜４８4 加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 無線受信した第１の偏波のディジタル変
調波を復調する第１の復調器から取り出された主波の復
調データをトランスバーサル等化器に入力する一方、前
記第１の偏波の交差偏波である第２の偏波のディジタル
変調波を復調する第２の復調器から取り出された干渉波
の復調データを交差偏波干渉補償器を通して得た干渉補
償信号を前記トランスバーサル等化器に入力して主波の
復調データ中の干渉波成分を軽減する交差偏波干渉除去
装置において、 前記交差偏波干渉補償器は前記干渉波の復調データを構
成する直交信号と同相信号のうち、該同相信号をｎ系列
（ただし、ｎは２以上の整数）のデータに振り分ける第
１の直並列変換器（１１）と、 前記直交信号を前記第１の直並列変換器（１１）の動作
に同期してｎ系列のデータに振り分ける第２の直並列変
換器（１２）と、 前記第１及び第２の直並列変換器（１１，１２）から夫
々同期して取り出されるｉ番目（ただし、ｉ＝１，２，
…，ｎ）のデータ同士が夫々入力されて波形等化を行な
う２つのトランスバーサル等化器（１３ｉ，１４ｉ）を
一組とする全部でｎ組のトランスバーサル等化器（１３
1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ）と、 各組の２つの前記トランスバーサル等化器（１３ｉ，１
４ｉ）のうち、一方のトランスバーサル等化器（１３
ｉ）の出力信号が夫々入力されて、それらを並直列変換
して前記同相信号の干渉補償信号として出力する第１の
並直列変換器（１５）と、 各組の２つの前記トランスバーサル等化器（１３ｉ，１
４ｉ）のうち、他方のトランスバーサル等化器（１４
ｉ）の出力信号が夫々入力されて、それらを並直列変換
して前記直交信号の干渉補償信号として出力する第２の
並直列変換器（１６）とを有することを特徴とする交差
偏波干渉除去装置。 - 【請求項２】 前記第１及び第２のトランスバーサル等
化器（１３1 〜１３ｎ、１４1 〜１４ｎ）の各々は、同
相信号と制御信号とが入力される第１のトランスバーサ
ルフィルタ（４３1 〜４３4 、４５1 〜４５4 、５７，
５９）と、直交信号と制御信号とが入力される第２のト
ランスバーサルフィルタ（４４1 〜４４4 、４６1 〜４
６4 、５８，６０）と、該第１及び第２のトランスバー
サルフィルタの両出力信号を夫々加算合成する加算器
（４７1 〜４７4 、４８1 〜４８ 4 、６３，６４）とよ
りなることを特徴とする請求項１記載の交差偏波干渉除
去装置。 - 【請求項３】 前記干渉波の復調データを構成する同相
信号及び直交信号の各々は、主波の復調データのボーレ
ート（Ｔ）の１／ｎ倍の周期のクロックでアナログ・デ
ィジタル変換されたディジタル信号であることを特徴と
する請求項１記載の交差偏波干渉除去装置。 - 【請求項４】 前記第１及び第２の直並列変換器（１
１，１２）は前記主波の復調データのボーレートの１／
ｎ倍の周期のクロックが入力される毎に入力信号を振り
分け出力することを特徴とする請求項３記載の交差偏波
干渉除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1376092A JPH0548568A (ja) | 1991-03-19 | 1992-01-29 | 交差偏波干渉除去装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5514391 | 1991-03-19 | ||
| JP3-55143 | 1991-03-19 | ||
| JP1376092A JPH0548568A (ja) | 1991-03-19 | 1992-01-29 | 交差偏波干渉除去装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548568A true JPH0548568A (ja) | 1993-02-26 |
Family
ID=26349602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1376092A Withdrawn JPH0548568A (ja) | 1991-03-19 | 1992-01-29 | 交差偏波干渉除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548568A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017528046A (ja) * | 2014-11-27 | 2017-09-21 | ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． | 衛星によって同じ周波数及び異なる偏波を用いて２つのアンテナによって送信された２つの信号間の干渉を受信機において推定する方法及びデバイス |
| JP2019134258A (ja) * | 2018-01-30 | 2019-08-08 | 日本無線株式会社 | 交差偏波間干渉補償支援装置及び交差偏波間干渉補償支援方法 |
-
1992
- 1992-01-29 JP JP1376092A patent/JPH0548568A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017528046A (ja) * | 2014-11-27 | 2017-09-21 | ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． | 衛星によって同じ周波数及び異なる偏波を用いて２つのアンテナによって送信された２つの信号間の干渉を受信機において推定する方法及びデバイス |
| JP2019134258A (ja) * | 2018-01-30 | 2019-08-08 | 日本無線株式会社 | 交差偏波間干渉補償支援装置及び交差偏波間干渉補償支援方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990408 |