JPS6350231A

JPS6350231A - 通信システムとこれに用いる受信装置

Info

Publication number: JPS6350231A
Application number: JP62204289A
Authority: JP
Inventors: ウォルター　デバス，ジュニヤ; モーセン　カヴェラド
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1986-08-19
Filing date: 1987-08-19
Publication date: 1988-03-03
Also published as: US4727534A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】及五光互本発明はデジタル通信システムでの送信データ信号の回
復に関し、さらに詳しくは、独立したデータ信号が直交
偏波搬送波によって同時に送信される通信システムでの
タイミングと搬送波の回復回路の動作を改善する技術に
関する。

又凱■皇員宇宙衛生通信システムの急速な成長によって、制限され
た周波数バンド内での情報伝播容量を益々大きくする必
要ができた。この必要を充たすひとつの技術では、割当
てられた周波数バンドを占有する直交偏波（ｏｒ仁ｈｏ
ｇｏｎａｌ　ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　）を有する搬
送波を用いて独立したデータ信号を同時に送信する。変
調された直交偏波搬送波を使用することによって通信リ
ンクの情報伝播容量を倍にできる。しかし、時間で変動
する歪み、たとえば降雨や不完全なアンテナ配列等の全
体としてフェージングとして知られるものがシステムの
受信機の搬送波とタイミングとの回復回路の動作に干渉
する。この回路は各々入力搬送波信号を復調し、次に復
？Ｊ８信号をサンプリングしてデータを再構成するため
に使用されている。強いフェージングが時々発生るので
、搬送波とタイミングとの回復回路は到来搬送波と同期
をとれずデータ信号は回復できない。

単一偏波の１個以上の搬送波を用いるシステムでのフェ
ージングによるデータロスを減少させる一般的な技術に
よれば、同一データを異なった見通し線ルートを介して
送信するか、異なった周波数の複数の搬送波を用いて送
信する。空間および周波数ダイパーシティとして知られ
ているこれらの技術は満足する結果を与えるが、ある種
の応用では実用的でなくそのコスト高の故に使用出来な
い場合もある。

搬送波とタイミングとの回復回路の不適切な動作によっ
て生ずるデータ信号ロスを最小限とする従来技術では、
獲得時間すなわち大きな歪の故に同期がはずれた時再度
同期をとるのに回復回路が必要とする時間を短縮するこ
とに焦点をあてていた。このような試みは成功したが、
獲得時間内のデータロスがまだ存在し、あるシステム応
用が目的とする性能を超えてしまうものが存在する。

光凱■亜要本発明は従来技術の限界を克服するために、送信された
直交偏波搬送波の各々に対して共通のクロック並びに搬
送波のソースを用いている。これによってタイミングと
搬送波との情報に関する限りは冗長チャネルをつくって
いる。このシステムの受信機では、各直交偏波搬送波か
ら抽出したデータを検査し、この検査にとづいて、受信
搬送波のひとつあるいはそれから回復したデータを使用
して両直交搬送波からの後続するデータの再生の制御を
行う。ベースバンドおよびパスバンドの搬送波およびタ
イミングの回復回路に利用できるこのデータ決定方法は
、フェージングが両直交搬送波に同時に影響を及ぼすこ
とは少ないので回復回路の同期がはずれる可能性を減少
させる利点がある。

詳ｊｌ【吸第１図はデュアル偏波搬送波を送信する通信システムの
送信エンドの一例を示す。第１図に示すように、リード
１０１．１０２．１０３．１０４のデータ信号は、各々
、各データ信号を共通のクロックと同期させることを確
実にするビットスタッファ１０５を介して結合される。

この共通りロックは発振器１１５によって発生し、リー
ド１１４を介してスタッファ１０５に結合される。デジ
タル／アナログコンバータ１１０．１１１．１１２．１
１３は各々リード１１４上のクロックによってストロー
ブされ、供給されたデータ信号を定まった数の所定の信
号電圧に量子化する。これら信号電圧は許容された送信
デジタル信号値である。コンバータ１１０〜１１３によ
ってつくられた波形は次にスペクト・ル的にハーフナイ
キストフィルタ１１６〜１１９によって整形される。任
意のスペクトル的整形を与える他のフィルタも当然使用
できる。

フィルタ１１６．１１７によって与えられるスペクトル
的に整形された波形を各々同相（１）レイルおよび直角
（Ｑ）　レイルと称する。これらレイルは第１偏波搬送
波で送信される。第１偏波はここで仮に水平（Ｈ）と称
する。同様に、フィルタ１１８によって与えられる整形
波形をＩと称し、フィルタ１１９によって与えられる整
形波形をＱと称する。これらのレイルは第１偏波と直交
する第２偏波搬送波で送信される。第２偏波は垂直（Ｖ
）と称する。２個のル−ルと２個のＱレールとに違いを
つけるために、偏波を示す添字を用いることとする。乗
算器１２０．１２１はリード１３０．１３１の一対の直
角関係搬送波の振幅を１８とＱ、とで変調する。同様に
、乗算器１２２．１２３はリード１３０．１３１の一対
の直角関係搬送波の振幅を１ｖとＱｖとで変調する。変
調された搬送波は次に１個以上の送信アンテナ（図示せ
ず）に結合され、アンテナからはリード１２４．１２５
の搬送波がＨ偏波で自由空間に伝播し、リード１２６．
１２７の搬送波が■偏波で自由空間に伝播する。ある応
用例では、変調搬送波と送信アンテナとの間に“アップ
コンバータ”　（図示せず）を設け、発振器１１５の“
中間周波数”　（■Ｆ）を所定のある無線周波数に周波
数変換してしいる。４個の搬送波のすべてに対して同一
の発振器と移相器とを用いることによって、搬送波の回
復に関する限りＨおよび■偏波送信信号に冗長性をもた
していることを理解されたい。さらにＨおよびＶ両側波
に対してビットスタッファ１０５とリード１１４の同一
のクロックとを用いてタイミング情報に冗長性をもたし
ている。後述するように、本発明では冗長性をタイミン
グと搬送波との回復受信機回路での同期はずれを最小に
するのに利用している。

次に第２図を参照する。伝播チャネルを伝播した後、Ｉ
Ｉおよび■偏波変調搬送波は、各々の受信アンテナ（図
示せず）からリード２０１．２０２に結合される。復調
器２０３．２０４は搬送波回復回路２２０から与えられ
るリード２２７．２２Ｂの局発搬送波を用いて、受信搬
送波から情報を担持するアナログ信号を抽出する。次に
ハーフナイキストフィルタ２３０．２３１は復調器２０
３によってつくられたアナログ信号をスペクトル的に整
形した後これらをＡ／Ｄコンバータ２３４．２３５に結
合する。ハーフナイキストフィルタ２３２．２３３は復
調器２０４からの信号に対して同様のスペクトル的整形
を行った後、これら信号をＡ／Ｄコンバータ２３６．２
３７に結合する。

Ａ／Ｄコンバータ２３４〜２３７は、リード２４０２４
３上のタイミング回復回路２２２によって与えられるク
ロックによって各々ストローブをとられる。伝播チャネ
ルで歪みを受けるので、これらコンバータは通常各クロ
ック毎に歪みのあるＩ８、ＱＨ，Ｉｖ、Ｑｖサンプルを
つくりだす。エラー信号発生器２２１がつくるエラー信
号を用いてクロス偏波キャンセラ２０９とコー偏波キャ
ンセラ２１０は、これらサンプルの歪みを除去して実質
的に歪みのないＩＮ、Ｑ、、Ｉｖ、Ｑｖサンプルをつく
りバス２１１〜２１４に各々の適切な受信機動作期間中
に送る。

後に示すように、本発明は直交偏波搬送波中の搬送波と
タイミングの冗長性を利用して、搬送波回復回路２２０
とタイミング回復回路２２２が同期動作をやりなおさな
ければならない可能性を少な（している。この利点は、
フェージングが送信変１ｉＪＩ送波の両側波に同時に影
響することが少ないという事実から生じている。本発明
によれば、両側波から回復したデータ信号を検査し各偏
波のエラー信号をとりだす回路を受信機に備えている。

エラー信号が所定の基準に合致する偏波からのデータ信
号をタイミングと搬送波の回復回路で用いてタイミング
および局発搬送波をつくり、これらを両側波の後続する
データ信号回復に用いている。

−構成においては、エラー信号が所定のしきい値を超え
ない限り一方の偏波からデータ信号を選択してしいる。

他の構成においては、最小のエラー信号を有する偏波か
らデータ信号を選択している。

いずれの場合も、伝播チャネル歪みが実質的に両側波に
同時に影響を与えない限り、タイミングと搬送波の回復
回路に使用されるデータ信号の選択はこの回復回路の同
期動作を確実なものとしている。

リード２１１〜２１４のデータ信号はエラー信号発生器
２２１．１９送波回復回路２２０およびタイミング回復
回路２２２に結合される。エラー信号発生器２２１は各
データ信号に対して各クロック毎にエラー信号を形成す
る。このエラー信号は、データ信号と、複数の許容され
る送信デジタル信号値のうちデータ信号にいちばん近い
値との差に等しい。バス２２９に現われるこれらエラー
信号はクロス偏波キャンセラ２０９とコー偏波キャンセ
ラ２１０に結合される。キャンセラ２０９．２１０は周
知の方法でこれらエラー信号を用いてタップ重み係数を
最新のものとするので、与えられる補正は伝播ナヤネル
のクロス偏波およびコー偏波歪みをトラッキングする。

エラー信号発生器２２１は同一搬送波から抽出したデー
タ信号のエラー信号を結合して、各エラー信号と対応す
る一対のエラー信号をつくる。この一対のエラー信号は
リード２６０．２６１を介してロジック回路２２３に結
合され、ここでＨ偏波および■偏波搬送波のデータ信号
を搬送波回復回路２２０が用いてリード２２７．２２８
に局発直角関係搬送波をつくるのか、タイミング回復回
路２２２が用いてリード２４０〜２４３にクロック信号
をつくるのかを決定するために上記一対のエラー信号を
検査される。

第３図に示すように、エラー信号発生器２２１はＲＯＭ
　３２０〜３２３と加算器３２４〜３７２を有する。角
ＲＯＭはリード２１１〜２１４の各々異なったデータ信
号を受け、このデータ信号を許容送信データ信号値のい
ちばん近い値にマフピングする。各ＲＯＭの出力は各々
異なった加算器に結合され、この加算器がエラー信号を
形成する。

各エラー信号は、ＲＯＭに結合されたデータ信号とその
マフピングされたＲＯＭ出力との差に等しい。このよう
にして加算器３２４〜３２７はエラー信号ｅＴＨｓ　ｅ
ＱＨｚ　ｅ＋ｖｓ　ｅｏｖ、をつくる。ここに各添字は
エラー信号をとりだしたデータ信号を示している。これ
らエラー信号はバス２２９を介してクロス偏波キャンセ
ラ２０９とコー偏波キャンセラ２１０とに結合される。

加０器３２４〜３２７でつくられた４個のエラー信号は
ＲＯＭ３２８〜３３１にも結合される。

ＲＯＭ３２８．３２９はｅ＋ｏ（！：ｅｇＨとを受は各
エラー信号の二乗値を出力する。加算器３３２はこれら
ＲＯＭの出力を加算してＨ偏波搬送波のエラー信号ｅＺ
、ｌをリード２６０に出力する。同様に、ＲＯＭ３３０
．３３１はｅｌＶとｅＱＶとの二乗値をつ（って加算器
３３３で加算し、■偏波搬送波のエラー信号ｅ２ｖをリ
ード２６１に形成する。

エラー信号ｅｔ□とｅＺｖはロジック回路２２３に与え
られ、ここでコンパレータ３４０．３４１がこれらエラ
ー信号と対応する基準信号ＲＥＦ　１、ＲＥＦ２とを比
較する。これら基準信号は通常同一であるが、同一でな
くともよい。基準信号のレベルは最大許容エラー信号振
幅を表している。コンパレータ３４０．３４１は各々リ
ード２５０．２５１に論理信号に＋　、Ｋｇをつ（す、
これらはタイミング回復回路２２２に結合される。各論
理信号はエラー信号が基準信号レベル以上である時は論
理“１”をとり、さもなくば論理“０”をとる。論理信
号に＋、ＫｚはＡ　Ｎ　Ｄゲート３４２．３４６、ＯＲ
ゲート３４３およびインバータ３４４．３４５にも結合
され、リード２２４．２３４に論理信号り、　、ＤＺを
形成する。信号り、　、Ｄ、は以下のように表わされる
。

Ｄｔ　＝に＋　Ｋｚ　＋Ｒｚ　、Ｄｔ　＝に＋　Ｋｚこ
こで積と和は各々プール代数のＡＮＤおよびＯＲであり
シンボル上のラインはそのシンボルの反転を表わす。

後述するように信号Ｄ１、Ｄ２、Ｋ３、Ｋｚは搬送波回
復回路２２０とタイミング回復回路２２２に処理される
リード２１１〜２１４のデータ信号を選択するのに使用
される。

搬送波回復回路２２０内にいて、ジータ信号ＩＮ、ＱＨ
はＲＯＭ３５０をアドレスし、データＩｖ、ＱｖはＲＯ
Ｍ３５１をアドレスする。メモリ容量を節約するために
、これらＲＯＭをアドレスするのに、データ信号値を決
定するにたる各データ信号のビットの一部を用いるごと
ができる。

ＲＯＭ３５０はＩｌｌ、ＱＨのビットによってリード３
５２あるいは３５３にパルスをつくり、８０Ｍ３５１は
Ｉｖ、Ｑｖのビットによってリード３５４あるいは３５
５にパルスをつくる。これらのパルスはトライステート
ゲート３０３〜３０６に結合される。トライステートゲ
ート３０３〜３０６はリード２２４あるいは２３４の制
御信号が論理“０″であるときにメカ信号をカウンタ３
０７に結合し、制御信号が論理“１”であるときにオー
ブン回路とする。従って、ＲＯＭ３５０あるいはＲＯＭ
３５１のどちらかのパルスがカウンタ３０７に接続され
る。リード３５２あるいは３５４のパルスはカウンタ３
０７のカウントを１増加させ、リード３５３あるいは３
５５のパルスはカウンタ３０７のカウントを１減少させ
る。バス３１０は現在のカウントをＤ／Ａコンバータを
介して発振器３１２に結合し、ここでコンバータ３１１
によって与えられたカウントのアナログ値がリード２２
７．２２８の局発直角関係搬送波を到来した変調搬送波
と同位相にする。これら局発直角関係搬送波のひとつは
発振器３１２の出力に現われ、もうひとつは発振器３１
２の出力を−π／２移相器３１９に通すことによって形
成される。

到来した搬送波と位相のあった局発直角関係搬送波を搬
送波回復回路２２０がどのようにしてつくるかを理解す
るのに、第４図を参照されたい。

第４図は許容送信データ信号値が両■およびＱレイルに
おいて±１および±３である１６ＱＡＭ信号座標の一例
を示す、、１６個のデータポイントは４０１〜４１６で
示されている。各データポイントを通るしきい値４３０
と各データポイント間の中間を通るしきい値４３１とを
選択することによって、第４図に示す４個のコードラン
ト（ｑｕａｄｒａｎｔ）は図示するように６４個のコー
ドラントに分割できる。ここで位相エラーの影響を考え
てみる。局発直角関係搬送波と到来搬送波との位相がず
れると信号座標が回転する。位相ずれが第１の方向のと
きデータポイントはコードラント４１７に入るが、位相
ずれが逆の方向のときデータポイントはコードラント４
１８に入る。データポイントがコードラント４１９と４
２０に現われる場合は位相ずれに対して有用な情報を与
えず、この場合は無視される。

第４図かられかるように、第３図のＲＯＭ３５０．３５
１は、受信データ信号がコードラント４１７に入る時は
カウンタ３０７のカウントを１増加させるリード３５２
あるいは３５４のパルスにそのデータ信号をマツピング
し、受信データ信号がコードラント４１８に入る時はカ
ウンタ３０７のカウントを１減少させるリード３５３あ
るいは３５５のパルスにそのデータ信号をマフピングし
ている。

次に発振器３１２と移相器３１９はカウンタ３０７のカ
ウントのアナログ値によって、リード２２７．２２８の
局発直角関係搬送波の位相を到来搬送波に対して変化さ
せる。

第５図は第２図に示すリード２４０〜２４３のクロック
を発生するためのタイミング回復回路２２２の内部回路
を示す。バス２１１あるいは２２１２のＨ偏波搬送波か
らの１個のデータ信号とバス２１３あるいは２１４の■
偏波搬送波がらの１個のデータ信号はトライステートゲ
ート５０１．５０２を介して遅延素子５０４〜５０６よ
り成るシフトレジスタに結合される。ゲート５０１．５
０２は、搬送波回復回路２２０のトライステートゲート
と同じようにリード２３４．２２４の論理信号によって
制御されるので、６２Ｈ−、８〜の大きさによってＨあ
るいは■偏波データ信号は遅延素子５０４〜５０６に結
合される。各遅延素子はパラレルイン、パラレルアウト
デバイスであってリード５１６の信号によってクロック
され１個のシンボル期間の遅延を与える。ゲーＩ・５０
１．５０２はデータ信号を選択的にＲＯＭ５０７に結合
し、このＲＯＭは各受信信号を許容データ信号値のもっ
とも近いものに量子化する。加算器５０８はこの量子化
値から受信データ信号を減算してエラー信号をつくる。

このエラー信号はトランケーク５３１に結合され、デジ
タル振幅コンパレータであるトランケータはエラー信号
の極性が正のときは論理“０”を出力し、負のときは論
理“１”を出力する。トランケータ５３１の出力は遅延
素子５０９を通過してＰＲＯＭ５１０のアドレスの一部
としてリード５２１に現われる。このアドレスの残りは
、バス５２２．５２３．５２４に現われるシフトレジス
タ遅延素子の出力である。遅延素子５０９は、データ信
号すなわちエラー信号が得られたデータ信号がバス５２
３に現われるときにエラー信号がリード５２１に現われ
ることを確実にするために必要である。

３個の連続したデータ信号のビットとエラー信号極性の
表示とによってアドレスされたＰＲＯＭ５１０は、アド
レスに従ってリード５１１あるいは５１２に論理信号を
出力し、この論理信号はカウンタ５１３のカウントを１
増加あるいは減少させる。アドレスは、遅延素子５０４
〜５０６がらの３個の連続したデータ信号のビットがデ
ータ信号が連続して増加しているかあるいは減少してい
るかを示す時に対応している。もしいずれでもないなら
ば、ＰＲＯＭ５１０はカウンタ５１３のカウントを変え
ない。詳しくは、３個の連続するデータ信号のビットが
データ信号が連続して増加しエラー信号の極性が正すな
わちリード５２１の論理が“０”であることを示すと、
カウントを１増加させ、あるいはエラー信号が負すなわ
ちリード５２１の論理が“１”であって３個のデータ信
号が連続して減少していることを示すとカウントを１増
加させるようにＦＲＯＭ５１０はプログラムされている
。同様に、データ信号が連続的に増加しエラー信号が負
であるか、あるいはデータ信号が連続的に減少しエラー
信号が正であると、遅延素子５０４〜５０６のビットが
示すと、カウンタ５１３のカウントを１減少させるよう
にＦＲＯＭ５１０はプログラムされている。ＦＲＯＭ５
１０のこの動作によって発振器５１５を第１図の発振器
１１５に対してフェーズロックする。

カウンタ５１３内のカウントは、Ｄ／Ａコンバータ５１
４によってアナログ波形に変換された後、発振器５１５
に結合される。発振器５１５はこれに応じてその位相を
発振器１１５に対して遅らせるかあるいは進める。リー
ド５１６の発振器５１５の出力はクロックであって、到
来データ信号のクロックである第１図のリード１１４の
クロックに対して位相および周波数がロックされる。し
かし、）１および■偏波搬送波は異なる伝播路を介して
受信機に伝播されるので、リード５１６のクロックとＦ
ＲＯＭ５１０で処理されない各データ信号の最適サンプ
リング時間との間には固定した位相オフセットが存在す
る。従って、リード５１６のクロックは４個の個々の移
相器５１７〜５２０に並列に接続され、最適サンプリン
グ時間で発生するリード２４０〜２４３のクロックを駆
動する。各移相器はり−ド２５０あるいは２５１から対
応するデータ信号と論理信号とを与える。

第６図は各移相器５１７〜５２０の内部回路を示す。上
述したようにバス２１１．２１２．２１３．２１４のデ
ータ信号は各々の移相器５１７〜５２０に結合されてい
る。第６図に示すように各移相器では、データ信号はパ
ラレルイン、パラレルアウトのシフトレジスタ６０７〜
６０９に結合され、これらシフトレジスタはリード２４
０．２４１．２４２あるいは２４３の対応する位相をず
らしたクロックによってストローブされる。供給された
データ信号は、さらに、ＲＯＭ６１３、加算器６１４、
トランケータ６１５および遅延素子６１６を含む回路に
も結合され、加算器６１４によってつくられるエラー信
号の極性をあられずデジタル値をリード６１７につくる
。この回路は第５図のＲＯＭ５０７、加算器５０８、ト
ランケータ５３１および遅延素子５０９と同様に動作す
る。リード６１７の信号とシフトレジスタ６０７〜６０
９の出力とを供給されるＦＲＯＭ６０６は、第５図のＦ
ＲＯＭ５１０と同様に動作し、リード６１９．６２０に
信号を出力してカウンタ６２１のカウントを各々増加あ
るいは減少させる。カウンタ６２１は所定の制限カウン
トに達するとリード６２２にオーバフロー信号をリード
６２３にアンプフロー信号を出力するように設計されて
いる。これら制限カウントは所望の積分量を与えるよう
選択できる。オーバフローおよびアンプフコー信号は次
にアンプダウンカウンタ６２４に結合され、このカウン
タはカウントを表わす多ビツトワードをバス６５０に与
える。このワードはドライステートゲ−４６２７を介し
てデジタルプログラマブル移相器６２８に結合される。

バス６５０の多ビツトワードのビット数は要求される移
相感度を与えるよう選択され、ビット数が多い程最小移
相変化が小さくなる。

デジタルプログラマブル移相器６２８は、ハス６５０の
多ビツトワードに従ってリード５１６の大力クロックの
タイミングを変更して、リード２４０〜２４３に位相を
ずらしたクロックをつくる。第６図の移相器はトライス
テートゲート６２６．６２７とインバータ６６０とより
成る回路を備えており、この回路はバス２１１．２１２
．２１３あるいは２１４から第６図の回路に与えられる
データ信号が許容以上の歪みを有している時には都合よ
くバス６５０の多ビツトワードを無視する。

この無視は、データ信号のＴ、、Ｑイに関するに１の論
理“１”状態とＩｖ、Ｑｖに関するに２の論理“１”状
態で指示される。従って、リード２５０あるいは２５１
の論理信号が“Ｘ”である時、トライステートゲート６
２７は高出力インピ−ダンスを呈してプログラマブル移
相器６２８を効率よくバス６５０から切離し、インバー
タ６６０はトライステートゲート６２７に対して移相器
６２８に固定アドレスを結合させるようにする。

固定アドレスは与えられる移相変化をある公称レベルに
設定するように選択されているので、第６図の移相器の
通常動作が再開された後に最適な移相を容易に与えるこ
とができる。

以上説明した本発明の実施例ではロジック回路２２３が
論理信号Ｄｒ、Ｄｚをつくりこれらが搬送波とタイミン
グの回復回路に使用されるデータ信号を制御している。

詳しくは、偏波搬送波の所定の搬送波からとりだされた
データ信号は、この搬送波のエラー信号が所定の基準に
合致するならば選択される。もし合致しないならば、他
方の偏波搬送波からとりだされたデータ信号が選択され
る。もちろん、他のロジック回路構成も可能である。例
えば、第７図はコンパレータ７０１より成る他のロジ・
ツク回路の実施例を示す。この実施例において、ｅＺＨ
≧ｅＺｖの時リード２３４に論理“１”がつくられ、ｅ
　２　ｖ＞　ｅ　２Ｈの時リード２２４に論理“１”が
つくられる。その結果、搬送波回復回路２２０およびタ
イミング回復回路２２２に使用されるデータ信号は、よ
り小さなエラー信号を持った搬送波からとりだされたデ
ータ信号である。

以上ベースバンドの搬送波およびタイミング回復回路を
参照して開示した本発明は、パスバンドのこれら回復回
路に対しても適用できる。パスバンドの搬送波およびタ
イミング回復回路を用いた本発明の実施例のブロック図
を示す第８図を参照する。第８図は、異なったロジック
回路８０１を使用していることと、当然であるが異なっ
た搬送波回復回路８０２とタイミング回復回路８０３と
を使用している以外は第３図と同じ動作である。

第９図はこれら回路の詳細を示す。第９図に示すように
、ロジック回路８０１はコンパレータ３４０．３４１、
インバータ９３０およびＡＮＤゲート９３１とより成る
。コンパレータ３４０．３４１は第３図に示したのと同
一であり同様に動作して論理信号に、、に、を””Ｈ％
　ｅ２ｙからつくる。インバータ９３０とＡＮＤゲート
９３１はに、、Ｋ。

から制御信号Ｄ１、Ｄ２を次のようにしてつくるように
構成されている。すなわちＤ＋−に７．Ｄｚ　＝ＲＩ　Ｋ２ここで積はプール代数ＡＮＤであって、シンボル上のラ
インはその反転を示している。

搬送波回復回路８０２は２個の乗算器９１０．９１１を
含み、これらはＨおよび■偏波搬送波に４を掛けて第１
図の発振器１２８０４倍の周波数のトーンをつくる。こ
の動作はリード２０１．２０２の信号の各々が抑圧搬送
波両側波帯信号であるから必要となる。ロジック信号り
、、Ｄ２の制御下のスイッチ９１２．９１３は乗算器９
１０．９１１の出力を選択的に加算器９１４に結合する
。

従って、Ｈ偏波搬送波のエラー信号がＲＥＦ　２より小
さく、また■偏波搬送波のエラー信号がＲＥＦｌよりも
小さいとき、加算器９１４は４で掛けられたＨおよびＶ
偏波搬送波を受ける。この加算によってＳ　／　Ｎ比が
３ｄＢ都合よく増加し、搬送波回復回路８０２のシフタ
特性を改善する。

加算器の９１４の出力は位相検出器９１５に与えられ、
この位相検出器は発振器９１７とローパスフィルタ９１
６とでループを構成し、発振器１２８の周波数の４倍の
局発搬送波をつくる。次にこの発振器は４分間回路９１
８によって周波数変換され、−π／２移相器に結合され
ここでり一ド２０１．２０２の到来搬送波に対して位相
および周波数がロックされた一対の直角関係搬送波をリ
ード２２７．２２８につくる。

タイミング回復回路８０３はＨおよび■偏波し送波を受
けるエンベロープ検出器９２０．９２１より成る。検出
された搬送波のエンベロープは次にスイッチ９２２．９
２３を介して加算器９２４に結合される。スイッチ９２
２．９２３は、スイッチ９１２．９１３と同様に論理信
号ＤＩ、Ｄ２に応じて動作する。加算器９２４は搬送波
回復回路８０２の加算器９１４と同じ利点を有している
。

到来搬送波のデータ信号に対して周波数ロックされてい
る回復クロフクはリード９２５に現われる。

搬送波は実質的に異なった伝播長で受信機に伝播するの
で、このクロックは第５図で説明したと同様に動作する
移相器５１７〜５２０に結合され、最適サンプリング時
間でリード２４０〜２４３に４個の位相ロックされたク
ロックをつくる。

本発明を２種類の特定の実施例を参照して開示したが、
当業者にとって本発明の精神および範囲から逸脱するこ
となく数多くの他の構成が明白であることを当然理解さ
れたい。まず、本発明は種々の変調フォーマント、例え
ば、直角振幅変調（ＱＡＭ）　、位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）あるいは周波数シフトキーイング（Ｆ　Ｓ　
Ｋ）等のデュアル偏波通信システムに使用されるものに
適用できる。さらに、この種システムは角偏波に対して
２個の直角関係搬送波を用いているが、１個の偏波に１
個の搬送波がある限り、本発明は適用できる。つぎに、
本発明では搬送波とタイミングの両回後を変更したが、
一方のみの変更も適当な場合には可能である。これは例
えば搬送波回復を必要としない周波数シフトキーイング
等の変調フォーマットで起きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施する送信機のブロック図、第２図
はベースバンドのタミングと搬送波回復回路に使用され
る本発明を実施する受信機のブロック図、第３図は第２図のエラー信号発生器２２１、ロジック回
路２２３と搬送波回復回路２２０の詳細図、第４図はタイミング回復回路２２２の動作を説明する信
号座標図、第５図は第２図のタイミング回復回路２２２のブロック
図、第６図はタイミング回復回路２２２の移相器５１７．５
１８．５１９あるいは５２０のブロック図、第７図はロジック回路２２３の他の実施例を示す図、第８図はパスバンドの搬送波とタイミング回復回路に使
用される本発明による受信機のブロック図、そして第９図は第８図のロジック回路８０１および搬送波とタ
イミングの回復回路８０２．８０３の詳細図である。〔主要部分の符号の説明〕検査手段−一一一一−・２２１．２２３．８０１制御手
段−−−−−・・２２０．２２２．８０２．８０３出　
願　人　　アメリカン　テレフォン　アンドテレグラフ
　カムパニ− ＦＩＧ、４ＦＩＧ、５

Claims

【特許請求の範囲】

（１）各々が複数の送信値を持つことのできるデジタル
データ信号を互いに直交する偏波の搬送波で送信し、搬
送波を処理してデジタルデータ信号を回復する通信シス
テムに使用され、特定の時間に前記各直交偏波搬送波から回復された前記
データ信号を検査し、前記特定の時間での回復データ信
号の値にもとづいて異なった結果を与える検査手段（２
２１、２２３、８０１）と、そして前記検査手段が第１の結果を与える時に両搬送波の一方
に応答して、前記特定の時の後につづく各搬送波からの
データ信号回復を制御する制御手段（２２０、２２２、
８０２、８０３）とより成る受信装置。
（２）前記制御手段は、前記検査手段が第１の結果を与
えた時前記一方の搬送波から回復された少なくとも１個
のデータ信号に応答する特許請求の範囲第（１）項記載
の受信装置。
（３）前記制御手段は局発搬送波（２２７−２２８）と
クロック信号（２４０−２４３）とを発生する特許請求
の範囲第（１）項記載の受信装置。
（４）前記制御手段は局発搬送波とクロック信号とを発
生する特許請求の範囲第（２）項記載の受信装置。
（５）前記検査手段はエラー信号（２２９）を発生し、
各エラー信号は当該データ信号の値と複数の送信値の所
定のひとつの値との差に等しい特許請求の範囲第（１）
項記載の受信装置。
（６）前記検査手段は同一搬送波から回復されたデータ
信号のエラー信号を結合して第２のエラー信号を形成す
る特許請求の範囲第（５）項記載の受信装置。
（７）前記一方の搬送波は所定の基準に合致する第２の
エラー信号を持つ特許請求の範囲第（６）項記載の受信
装置。
（８）前記一方の搬送波はその振幅が第２のエラー信号
のうちいちばん小さい振幅である第２のエラー信号を持
つ特許請求の範囲第（６）項記載の受信装置。
（９）前記制御手段（８０２、８０３）は、前記検査手
段が第２の結果を与えた時両直交搬送波の組合わせに応
答する特許請求の範囲第（１）項記載の受信装置。
（１０）前記制御手段（８０２、８０３）は、前記検査
手段が第２の結果を与えた時両直交搬送波の組合せに応
答する特許請求の範囲第（７）項記載の受信装置。
（１１）前記第２の結果は所定の基準に合致する第２の
エラー信号の各々に対応する特許請求の範囲第（１０）
項記載の受信装置。
（１２）各々が複数の値を持つデジタルデータ信号が直
交偏波搬送波で送信される通信システムであって、この通信システムの送信機は、前記デジタルデータ信号中にビットを挿入し、デジタル
データ信号間の同期を確実にするためのビットスタッフ
ァ手段（１０５）と、共通ソースから前記直交搬送波をとりだすための発生手
段（１２８、１２９）と、そしてとりだした直交偏波搬送波を同期化したデジタルデータ
信号で変調する乗算手段（１２０〜１２３）とより成り
、通信システムの受信機は、データ信号を回復するために前記変調された直交偏波搬
送波を処理するための信号処理手段（２０３、２０４、
２３０〜２３３、２３４〜２３７、２０９、２１０）と
、特定の時間に前記各直交偏波搬送波から回復されたデー
タ信号を検査し、前記特定の時間での回復データ信号の
値にもとづいて異なった結果を与える検査手段（２２１
、２２３、８０１）と、そして、前記検査手段が第１の結果を与える時に両搬送波の一方
に応答して、前記特定の時の後に続く各搬送波からのデ
ータ信号回復を制御する制御手段（２２０、２２２、８
０２、８０３）とより成る通信システム。