JPH01188146A

JPH01188146A - 干渉補償回路

Info

Publication number: JPH01188146A
Application number: JP63012085A
Authority: JP
Inventors: Kazuji Watanabe; 和二渡辺; Hideaki Matsue; 英明松江
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-01-22
Filing date: 1988-01-22
Publication date: 1989-07-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、ディジタル通信に係り、特に、他方式のディ
ジタル信号から受けた干渉を、受信したディジタル信号
の中から除去するようにした干渉補償回路に関するもの
である。

「従来の技術」従来の干渉補償回路の構成例（例えば、特願昭６１−７
５５５６号参照）を第６図に示す。

以下、第６図について説明する。

主信号受信用の主アンテナ１で受信した主信号は、必要
に応じＳ／Ｎを良くするための帯域通過フィルタ２を通
した後、周波数変換器３により中間周波数帯に変換され
る。

一方、干渉信号受信用の補助アンテナ４で受信した干渉
信号は、必要に応じＳ／Ｎを良くするための帯域通過フ
ィルタ５を通した後、主信号と共通の局部発振器７を用
いて、周波数変換器６により中間周波数帯に変換される
。

周波数変換器３により中間周波数帯に変換された主信号
は、復調器１００に入力される。復調器＋００内では、
主信号から再生された基準搬送波１４を用いて復調を行
う。すなわち、基準搬送波１４は、９０度移相器１２を
介して位相検波器８に供給されるとともに、位相検波器
９に直接入力され、これにより主信号が直交位相検波さ
れ、位相検波器８からは直交成分が、位相検波器９から
は同相成分がそれぞれ出力される。これらの各成分は、
高調波除去フィルタｌ　５．１６を通し、これらの出力
端から直交および同相のベースバンド信号が得られる。

一方、中間周波数帯に変換された干渉信号は、主信号と
同様に、上記基準搬送波１４を用いて、位相検波器１０
．１１にて直交位相検波され、高調波除去フィルタｌ　
７，１８に通され、直交および同相のベースバンド信号
が得られる。

こうして得られた、主信号、および干渉信号の同相、お
よび直交ベースバンド信号は、十分な量子化精度を有す
るＡ／Ｄ変換器＋９．２０．２１゜２２によりディジタ
ル化される。なお、このときのサンプリングタイミング
は、主信号から再生されたクロック信号２３を用いる。

ディジタル化された干渉信号の同相成分、および直交成
分は、両極性可変減衰器２８，２９，３０゜３１に入力
され、それらの出力が加算器２６と加算器２７にてそれ
ぞれ加算されて補償信号が形成される。これらの補償信
号は、加算器２４と加算器２５により、主信号の各成分
と加算され、主信号に混在する干渉成分が除去されるよ
うになっている。

上記両極性可変減衰器２８，２９，３０．３１の制御は
、以下のように行われる。

まず、干渉信号直交側に接続された両極性可変減衰器２
８の制御は、干渉信号直交側の極性信号と主信号同相側
の誤差信号とを排他的論理和３３により乗算した後、デ
ィジタル的に積分する積分器３８を通して得た信号によ
り行われる。

以下、同様に、干渉信号同相側に接続された両極性可変
減衰器２９の制御は、干渉信号同相側の極性信号と主信
号同相側の誤差信号とを排他的論理和３４により乗算し
た後、その出力をディジタル的に積分する積分器３７を
通して得た信号により行われる。また、干渉信号同相側
に接続された両極性可変減衰器３１の制御は、干渉信号
同相側の極性信号と主信号直交側の誤差信号とを排他的
論理和３５により乗算した後、その出力をディジタル的
に積分する積分器３６を通して得た信号により行われる
。さらに、干渉信号直交側に接続された両極性可変減衰
器３０の制御は、干渉信号直交側の極性信号と主信号直
交側の誤差信号とを排他的論理和３２により乗算した後
、その出力をディジタル的に積分する積分器３９を通し
て得た信号により行われる。

「発明が解決しようとする課題」以上説明した従来方式は、干渉信号の１タツプの振幅お
よび位相のみを調整しているため、干渉信号に周波数特
性を生じるような場合、十分な干渉補償効果が得られな
いという欠点があった。

すなわち、干渉信号が狭帯域信号の場合、あるいは干渉
信号の周波数特性の影響がない場合には有効であるが、
干渉信号が広帯域信号で周波数特性の影響が生じる場合
には、従来方式の効果が少ないという欠点があった。

本発明は、こあような背景の下になされたもので、上記
欠点を改善し、干渉信号の周波数特性の影響が生じる場
合でも、補償効果のある干渉補償回路を提供することを
目的とする。

「課題を解決するための手段」上記課題を解決するために、この発明は、主信号を受信
するための主アンテナと、干渉信号を受信するための補
助アンテナと、前記主アンテナから得た主信号、および
該主信号から再生した基準搬送波を入力として、前記主
信号を同相成分と直交成分に分解する第１の直交位相検
波器と、前記補助アンテナから得られた干渉信号を、前記基準搬
送波により同相成分と直交成分に分解する第２の直交位
相検波器と、複数タップ付遅延線を備え、前記第２の直交位相検波器
から出力された直交成分を入力とする第１、第３の可変
結合器と、該第１、第３の可変結合器の出力と前記第１の直交位相
検波器から出力された直交成分及び同相成分との和をと
る第１、第３の加算器と、複数タップ付遅延線を備え、
前記第２の直交位相検波器から出力された同相成分を入
力とする第２、第４の可変結合器と、該第２、第４の可変結合器の出力と前記第１、第３の加
算器の出力との和をとる第２、第４の加算器と、該第２、第４の加算器の出力と前記第２の直交位相検波
器の出力の同相成分および直交成分とに基づいて、前記
第１、第２、第３および第４の可変結合器を制御する重
み付け制御信号を算出する乗算器および積分器からなる
可変結合器制御回路とを具備することを特徴とする。

本発明は、複数タップ付遅延線を備えた可変結合器と、
その複数の重み付け回路を制御する制御回路に特徴があ
り、従来のように１個の可変結合器の場合とは大きく異
なる。

１作用」上記構成によれば、第２の直交位相検波器から出力され
た干渉信号のベースバンド信号が遅延線により遅延され
、該遅延線の各タップからの出力が重み付けされて加算
され、この加算出力が補償信号として、主信号に加算さ
れる。このように、時間間隔を有する干渉信号を扱うこ
とにより、干渉信号の周波数特性の影響を含んだ補償信
号を形成することができるから、周波数特性をもつ干渉
成分を主信号から除去することができる。

「実施例」以下、図面を参照して、この発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の第１実施例の構成を示すブロック図
である。

主信号受信用の主アンテナｌから受信した主信号（ここ
ではディジタル信号を考える）は、他の方式からの干渉
を受けている。この主信号は、必要に応じてそのＳ／Ｎ
を良くするための帯域通過フィルタ２を通った後、周波
数変換器３と局部発振器７により中間周波数帯に周波数
変換される。

一方、干渉の源となる信号は、補助アンテナ４を用いて
受信され、必要に応じてそのＳ／Ｎを改善するための帯
域通過フィルタ５を通した後、主信号と共通の局部発振
器７を用いて、周波数変換器６により中間周波数帯に周
波数変換される。

周波数変換された主信号は、主信号から再生した基準搬
送波１４により、主信号を同相成分と直交成分に分解す
る第１の直交位相検波器８．９に供給される。

一方、周波数変換された干渉信号は、周波数変換器６か
ら第２の直交位相検波器１０．ＩＩに供給される。第２
の直交位相検波器ｔｏ、ｔｔは、前記第１の直交位相検
波器と同じ基準搬送波１４により、干渉信号を同相成分
と直交成分に分解する。　　゛なお、基準搬送波１４は、９０度移相器１２．１３を介
して、直交位相検波器８．１０に供給されるとともに、
直交位相検波器９．１１には直接供給される。

上記第１．第２の直交位相検波器８，９，１０゜１１の
出力はそれぞれ、高調波除去フィルタ１５゜ｔ　６，１
７，１　ｓを通した後、十分な量子化精度を存するＡ／
Ｄ変換器１９，２０，２１．２２によりディジタル変換
される。なお、これらのＡ／Ｄ変換器１９〜２２には、
主信号から再生したクロツり信号２３が共通に供給され
、これによりサンプリングを行う。

上記Ａ／Ｄ変換器２１（第３のＡ／Ｄ変換器）の出力信
号は、後述する第１の可変結合器４０と第３の可変結合
器４２に供給される。また、第４のＡ／Ｄ変換器２２の
出力信号は、第２の可変結合器４１と第４の可変結合器
４３に供給される。

上記第１および第２の可変結合器４０．４１の出力は、
Ａ／Ｄ変換器１９から出ノＪされて遅延調整線τ１を通
された主信号の直交成分と、加算器２４．２５により順
次加算され、第２および第４の可変結合器４２．４３の
出力は、Ａ／Ｄ変換器２０から出力されて遅延調整線τ
１を通された主信号の同相成分と、加算器２６．２７に
より順次加算される。なお、上記遅延調整線で１は、主
信号系と干渉信号系との時間合わせを行うものである。

この結果、加算器２５からは、主信号中に含まれる干渉
成分の直交成分が誤差信号ｅｏとして出力され、加、算
器２７からは、主信号中に含まれる干渉成分の同相成分
が誤差出力ｅ０として出力される。

また、干渉信号側においては、第３のＡ／Ｄ変換器２１
から、干渉信号の極性を示す極性信号の直交成分ａＱが
得られ、第４のＡ／Ｄ変換器２２から極性信号の同相成
分ａ０が得られる。

上述した誤差信号８ｇ、ｅｒと、極性信号ａＱ＋ａ、と
は、可変結合器制御回路４４に入力され、それらの相関
がとられる。

第２図は、可変結合器４０，４１，４２．４３の構成を
示すブロック図である。

各可変結合器４０，４１，４２．４３は、遅延時間がＴ
（Ｔはデータ周期）の２つの遅延線４５と、遅延線４５
の各出力タップに接続された両極性可変減衰器４６，４
７．４８と、これらの可変減衰器４６〜４８の各出力を
加算する加算器４９とによって構成され、この加算器４
９から出力が取り出されるようになっている。

第３図は、可変結合器制御回路４４の構成を示すもので
ある。この可変結合器制御回路４４は、上述した誤差信
号ｅｑ、ｅｒと、極性信号ａｑ、ａｌを、遅延線４５に
より時間合わせした後、排他的論理和５０によってこれ
らの相関をとり、それらの出力を積分器５１に入力する
。積分器５１からは、曳素重み付け制御信号Ｃ＋、　Ｃ
ｔ、　Ｃ３，Ｃ４が出力され、これらが可変結合器４０
〜４３にそれぞれ供給される。

上記構成によれば、第２の直交位相検波器１Ｏ１１１か
ら出力され、Ａ／Ｄ変換器２１．２２によってディジタ
ル値に変換された干渉信号のベースバンド信号が、可変
結合器４０〜４３内の遅延線４５に通されて遅延され、
該遅延線４５からの出力が両極性可変減衰器４６〜４８
によって重み付けされて、加算器４９において加算され
、この加算出力が補償信号として出力される。そして、
この補償信号が、加算器２４〜２７によって主信号に加
算される。

このように、時間間隔を有する干渉信号から補償信号を
生成することにより、干渉信号の周波数特性の影響を含
んだ補償信号を形成することができるから、周波数特性
をもつ干渉成分を主信号から除去することができる。

なお、主信号が１６ＱＡＭ信号の場合、Ａ／Ｄ変換器＋
９．２０，２１．２２から出力される復調信号は４値信
号となる。よって、３ビツト以上の出力を有するＡ／Ｄ
変換器でサンプリングすれば、第４図に示すように、上
位２ビツト（最上位ビットは極性信号）が識別結果を表
し、上位３ビツト目が誤差の方向を表わす２値信号が得
られる。

第５図は、本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図である。

この図において、主信号および干渉信号の、同相および
直交ベースバンド信号を得、これらを高調除去フィルタ
ｔ　５，１６．１７．１　ｇに入力する構成は第１図の
第１実施例と同様である。

高調波除去フィルタ１７を通した干渉信号の直交成分は
、第１実施例と同様の３タツプ構成の可変結合器４０（
第１の可変結合器）、および可変結合器４２（第３の可
変結合器）に入力される。

また、高調波除去フィルタ１８を通した干渉信号の同相
成分は、第２の可変結合器４１と第４の可変結合器４３
に入力される。

そして、可変結合器４０．４１の出力は、加算器２４．
２５により主信号の直交成分に順次加算され、可変結合
器４２．４３の出力は、加算器２６゜２７により主信号
の同相成分に順次加算される。

こうして、加算器２４，２５，２６．２７により、主信
号成分に混在する干渉成分を除去する。ここで、可変結
合器４０〜４３の制御は以下のように行われる。

まず、加算器２５の出力は、主信号の直交成分に含まれ
る誤差成分を検出する誤差信号発生回路５２に供給され
、誤差信号発生回路５２からは主信号の直交成分誤差信
号ｅＱが得られる。同様に、加算器２７の出力は、主信
号の同相成分に含まれる誤差成分を検出する誤差信号発
生回路５２に供給され、この誤差信号発生回路５２から
、主信号の同相成分誤差信号ｅ、が得られる。

また、干渉信号用高調除去フィルタ１７．１８の出力は
、それぞれ、識別回路５３．５３に供給されて２値化さ
れ、極性信号の直交成分ａＱと、同相成分ａＹが出力さ
れる。これらの出力信号ｅＱ。

ｅ、、ａｑ、ａｔは、可変結合器制御回路４４に入力さ
れて相関がとられ、その出力信号により可変結合？ｓ４
０〜４３の制御が行われる。

なお、誤差信号発生回路５２と識別回路５３には、主信
号から再生したクロック信号２３が供給されている。ま
た、可変結合器制御回路４４の構成は、第３図に示すも
のと同様である。

さらに、可変結合器制御回路４４において、極性信号ａ
ｑ、ａ、は、２値化されたディジタル信号の例を示した
が、２値化する回路は必ずしら必要ではない。この場合
、可変結合器制御回路内のディジタル乗算器（排他的論
理和）の代わりに、アナログ乗算器を用いればよい。

「発明の効果」以上説明したように、この発明は、可変結合器が複数の
タップ付遅延線を備えた構成のため、干渉信号が広帯域
で、周波数特性が生じる場合でも、主信号成分に混在す
る干渉成分を十分に除去できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１５図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図
、第２図は第１実施例の可変結合器の構成を示す回路図
、第３図は第１実施例の可変結合器制御回路の構成を示
す回路図、第４図は４値の識別回路（Ａ／Ｄ変換器）の
レベルダイヤの説明図、第５図は本発明の第２実施例の
構成を示すブロック図、第６図は従来の干渉補償回路の
構成を示すブロック図である。ｌ・・・・・主アンテナ、２・・・・・・帯域通過フィ
ルタ、３・・・・・・周波数変換器、４・・・・・・補
助アンテナ、５・・・・・・帯域通過フィルタ、６・・
・・・・周波数変換器、７・・・・・・局部発振器、８．９，１０．１１・・・・・・位相検器、１２．１３
・・・・・・９０度移相器、１４・・・・・・基帛搬送
波、１５．１６，１７．１８・・・・・・高調波除去フィル
タ、１９．２０，２１．２２・・・・・・Ａ／Ｄ変換器
、２３・・・・・・クロック信号、２４．２５，２６．２７・・・・・・加算器、２　Ｂ、
２９，３０．３１・・曲・両極性可変減衰器、３２．３
３，３４．３５・・目・・排他的論理和、３６．３７，
３８．３９・・・・・・積分器、４０．４１，４２．４
３・・・・・・可変結合器、４４・・・・・・可変結合
器制御回路、４５・・・・・・遅延線、４　Ｇ、４７．
４８・・・・・・両極性可変減衰器、４９・・・・・・
加算器、５０・・・・・・排他的論理和、５１・・・・
・・積分器、５２・・・・・・誤差信号発生回路、５３
・・・・・・２値識別回路、１ｏｏ・・・・・・復調器
。出願人　　日本電信電話株式会社

Claims

【特許請求の範囲】主信号を受信するための主アンテナと、干渉信号を受信するための補助アンテナと、前記主アン
テナから得た主信号、および該主信号から再生した基準
搬送波を入力として、前記主信号を同相成分と直交成分
に分解する第１の直交位相検波器と、前記補助アンテナから得られた干渉信号を、前記基準搬
送波により同相成分と直交成分に分解する第２の直交位
相検波器と、複数タップ付遅延線を備え、前記第２の直交位相検波器
から出力された直交成分を入力とする第１、第３の可変
結合器と、該第１、第３の可変結合器の出力と前記第１の直交位相
検波器から出力された直交成分及び同相成分との和をと
る第１、第３の加算器と、複数タップ付遅延線を備え、前記第２の直交位相検波器
から出力された同相成分を入力とする第２、第４の可変
結合器と、該第２、第４の可変結合器の出力と前記第１、第３の加
算器の出力との和をとる第２、第４の加算器と、該第２、第４の加算器の出力と前記第２の直交位相検波
器の出力の同相成分および直交成分とに基づいて、前記
第１、第２、第３および第４の可変結合器を制御する重
み付け制御信号を算出する乗算器および積分器からなる
可変結合器制御回路とを具備することを特徴とする干渉補償回路。