JPH1056394A - 直接変換受信装置におけるｄ．ｃ．オフセット除去とスプリアスａｍ抑圧方法及び装置 - Google Patents
直接変換受信装置におけるｄ．ｃ．オフセット除去とスプリアスａｍ抑圧方法及び装置Info
- Publication number
- JPH1056394A JPH1056394A JP9115854A JP11585497A JPH1056394A JP H1056394 A JPH1056394 A JP H1056394A JP 9115854 A JP9115854 A JP 9115854A JP 11585497 A JP11585497 A JP 11585497A JP H1056394 A JPH1056394 A JP H1056394A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- correction
- correction signal
- offset
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/008—Compensating DC offsets
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直接変換受信装置を用いた無線通信システム
において、受信周波数帯域のチャンネルで受信され復調
される信号（IF Ｉ，IF Ｑ）からＤ．Ｃ．オフセット
を補償してスプリアスＡＭ抑圧する方法を提供する。 【解決手段】 受信周波数帯域のチャンネルの信号から
補正信号Ｑcontrol が生成され、復調された信号と結合
される。この方法を実現するために、高域フィルタ１
２、電力検出器１７、第３低域通過フィルタ１８、およ
び第３低域周波増幅器１９により補正信号Ｑcontrol が
生成され、この補正信号が受信され復調された信号に加
算器１５，１６において加算され、Ｄ．Ｃ．オフセット
が補償される。
において、受信周波数帯域のチャンネルで受信され復調
される信号（IF Ｉ，IF Ｑ）からＤ．Ｃ．オフセット
を補償してスプリアスＡＭ抑圧する方法を提供する。 【解決手段】 受信周波数帯域のチャンネルの信号から
補正信号Ｑcontrol が生成され、復調された信号と結合
される。この方法を実現するために、高域フィルタ１
２、電力検出器１７、第３低域通過フィルタ１８、およ
び第３低域周波増幅器１９により補正信号Ｑcontrol が
生成され、この補正信号が受信され復調された信号に加
算器１５，１６において加算され、Ｄ．Ｃ．オフセット
が補償される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接変換受信装置
においてＤ．Ｃ．オフセットを除去してＡＭ抑圧を達成
するために、受信周波数帯域のチャンネルで受信され、
復調される信号に基づいて補正する方法と装置とに関す
る。
においてＤ．Ｃ．オフセットを除去してＡＭ抑圧を達成
するために、受信周波数帯域のチャンネルで受信され、
復調される信号に基づいて補正する方法と装置とに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】直接変換受信装置では、無線周波数信号
はベースバンド信号に直接変換され、独立の中間周波数
段は不要である。その場合、直接変換受信装置で必要と
される高周波コンポーネントの数は中間周波数段を含む
在来の受信装置の場合より少ない。さほど複雑でないた
め、直接変換受信装置の集積度を中間周波数段を含む受
信装置の場合より高めることができる。
はベースバンド信号に直接変換され、独立の中間周波数
段は不要である。その場合、直接変換受信装置で必要と
される高周波コンポーネントの数は中間周波数段を含む
在来の受信装置の場合より少ない。さほど複雑でないた
め、直接変換受信装置の集積度を中間周波数段を含む受
信装置の場合より高めることができる。
【０００３】しかし、直接変換技術で実現されている受
信装置には、中間周波数段を含む受信装置の場合よりは
ダイナミックレンジが小さいという問題がある。受信チ
ャネルの高周波信号に加えて該受信装置のミクサは隣の
チャネルの高周波信号も受信するようになっており、ミ
クサが理想的なものではないために該ミクサの出力に外
乱Ｄ．Ｃ．オフセットが生じるという事実のためにダイ
ナミックレンジが悪影響を受ける。従って隣のチャネル
のより強い信号が、受信チャネルで表現される所望の信
号より相当大きなＤ．Ｃ．オフセットを信号に生じさせ
る可能性がある。
信装置には、中間周波数段を含む受信装置の場合よりは
ダイナミックレンジが小さいという問題がある。受信チ
ャネルの高周波信号に加えて該受信装置のミクサは隣の
チャネルの高周波信号も受信するようになっており、ミ
クサが理想的なものではないために該ミクサの出力に外
乱Ｄ．Ｃ．オフセットが生じるという事実のためにダイ
ナミックレンジが悪影響を受ける。従って隣のチャネル
のより強い信号が、受信チャネルで表現される所望の信
号より相当大きなＤ．Ｃ．オフセットを信号に生じさせ
る可能性がある。
【０００４】デジタル受信装置では、伝送された記号が
０であるか１であるかは、復調された信号の電圧レベル
に基づいて判定される。従って、Ｄ．Ｃ．オフセットは
受信装置において伝送された記号に関して誤った判定を
引き起す可能性がある。Ｉ／Ｑ変調信号では、２つの連
続する記号がＩ信号及びＱ信号に結合される。
０であるか１であるかは、復調された信号の電圧レベル
に基づいて判定される。従って、Ｄ．Ｃ．オフセットは
受信装置において伝送された記号に関して誤った判定を
引き起す可能性がある。Ｉ／Ｑ変調信号では、２つの連
続する記号がＩ信号及びＱ信号に結合される。
【０００５】従ってＩ／Ｑ復調器において受信された信
号からＩ信号及びＱ信号が生成され、それに基づいてど
の記号対（００、０１、１０、１１）が伝送されたのか
が受信装置において判定される。Ｄ．Ｃ．オフセットは
Ｉ信号及びＱ信号の双方で生じる可能性があるので、伝
送された信号対に関し受信装置において誤った判定がな
される可能性がある。最悪の場合には、受信装置の誤り
訂正論理でさえ、欠陥のある表現となっている情報を訂
正することができない。
号からＩ信号及びＱ信号が生成され、それに基づいてど
の記号対（００、０１、１０、１１）が伝送されたのか
が受信装置において判定される。Ｄ．Ｃ．オフセットは
Ｉ信号及びＱ信号の双方で生じる可能性があるので、伝
送された信号対に関し受信装置において誤った判定がな
される可能性がある。最悪の場合には、受信装置の誤り
訂正論理でさえ、欠陥のある表現となっている情報を訂
正することができない。
【０００６】大きな干渉Ｄ．Ｃ．オフセットがあっても
受信チャネルの信号を表現しようとする解決策が従来か
ら幾つかある。しかし、それらの解決策が効果を現すの
はＤ．Ｃ．オフセットによる擾乱が一定であるか又は非
常にゆっくり変化する場合に限られるという欠点があ
る。隣接するチャネルの信号の電力が急速に変化する場
合には、Ｄ．Ｃ．オフセットによる擾乱も急速に変化す
るので、従来技術の解決策ではＤ．Ｃ．オフセットに起
因する擾乱を充分に除去することはできない。これが例
えばＴＤＭＡシステムにおける通常の状況である。
受信チャネルの信号を表現しようとする解決策が従来か
ら幾つかある。しかし、それらの解決策が効果を現すの
はＤ．Ｃ．オフセットによる擾乱が一定であるか又は非
常にゆっくり変化する場合に限られるという欠点があ
る。隣接するチャネルの信号の電力が急速に変化する場
合には、Ｄ．Ｃ．オフセットによる擾乱も急速に変化す
るので、従来技術の解決策ではＤ．Ｃ．オフセットに起
因する擾乱を充分に除去することはできない。これが例
えばＴＤＭＡシステムにおける通常の状況である。
【０００７】Ｄ．Ｃ．オフセットに起因する問題を解消
する公表されている解決法は主として種々のＤＣフィル
ターアプリケーションに基づいている。狭帯域フィルタ
ーが使用されるときには整定時間が長くなるので、フィ
ルターは急速な電力の変化に反応することはできない。
一方、広帯域フィルターでは短い整定時間を達成するこ
とができるけれども、この種のフィルターは有益な信号
の本質的な部分も除去してしまうので受信装置の性能が
低下する。
する公表されている解決法は主として種々のＤＣフィル
ターアプリケーションに基づいている。狭帯域フィルタ
ーが使用されるときには整定時間が長くなるので、フィ
ルターは急速な電力の変化に反応することはできない。
一方、広帯域フィルターでは短い整定時間を達成するこ
とができるけれども、この種のフィルターは有益な信号
の本質的な部分も除去してしまうので受信装置の性能が
低下する。
【０００８】米国特許第５、２１２、８２６号は、受信
装置の遅延時間の間にはＨＦ信号が受信装置に入るのが
防止され、受信装置に生じるＤ．Ｃ．オフセットが測定
されることとなるようにしてＤ．Ｃ．オフセットを除去
する方法を開示している。その測定に基づいて、一定の
補正電圧が作られて受信段階で受信装置の補正回路に供
給される。次の遅延時間の間に新たに測定が行われて、
新しい測定値に対応する補正電圧が受信時に該補正回路
に供給される。この方法の欠点は、例えば、補正電圧が
受信段階の間ずっと一定で、測定時には受信装置にＨＦ
信号は供給されず、従ってＨＦ信号に起因するＤ．Ｃ．
オフセットを除去できないということである。
装置の遅延時間の間にはＨＦ信号が受信装置に入るのが
防止され、受信装置に生じるＤ．Ｃ．オフセットが測定
されることとなるようにしてＤ．Ｃ．オフセットを除去
する方法を開示している。その測定に基づいて、一定の
補正電圧が作られて受信段階で受信装置の補正回路に供
給される。次の遅延時間の間に新たに測定が行われて、
新しい測定値に対応する補正電圧が受信時に該補正回路
に供給される。この方法の欠点は、例えば、補正電圧が
受信段階の間ずっと一定で、測定時には受信装置にＨＦ
信号は供給されず、従ってＨＦ信号に起因するＤ．Ｃ．
オフセットを除去できないということである。
【０００９】英国特許出願ＧＢ２２７４７５９は、復調
されたベースバンド信号を濾波をすることによりＤ．
Ｃ．オフセットを評価する方法を開示している。この方
法は、主としてオフセット電圧の変化が受信される信号
のビットレートより相当遅い場合に適用可能である。
されたベースバンド信号を濾波をすることによりＤ．
Ｃ．オフセットを評価する方法を開示している。この方
法は、主としてオフセット電圧の変化が受信される信号
のビットレートより相当遅い場合に適用可能である。
【００１０】従来技術の解決策では、Ｄ．Ｃ．オフセッ
トの補正は変更を加えられた信号と、場合によっては有
用な信号の何らかの進み情報とに基づいて行われるけれ
ども、干渉の源は補正には考慮されない。
トの補正は変更を加えられた信号と、場合によっては有
用な信号の何らかの進み情報とに基づいて行われるけれ
ども、干渉の源は補正には考慮されない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
の欠点をなくして、特に直接変換受信装置においてＤ．
Ｃ．オフセットをなくしてＡＭ抑圧を行う方法及び装置
を達成することである。本発明は、使用される受信チャ
ネルの信号電力から補正信号を導出し、受信されたチャ
ネルの信号から復調された信号にこの補正信号を加える
というアイデアに基づいている。従って総和器の出力か
ら得られる信号は、可能な限り、元の、望ましい信号と
一致する。本発明の方法は、請求項１の特徴部で述べら
れていることを特徴とする。本発明の装置は、請求項１
０の特徴部で述べられていることを特徴とする。
の欠点をなくして、特に直接変換受信装置においてＤ．
Ｃ．オフセットをなくしてＡＭ抑圧を行う方法及び装置
を達成することである。本発明は、使用される受信チャ
ネルの信号電力から補正信号を導出し、受信されたチャ
ネルの信号から復調された信号にこの補正信号を加える
というアイデアに基づいている。従って総和器の出力か
ら得られる信号は、可能な限り、元の、望ましい信号と
一致する。本発明の方法は、請求項１の特徴部で述べら
れていることを特徴とする。本発明の装置は、請求項１
０の特徴部で述べられていることを特徴とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の好ましい
実施例である方法においては、補正信号は受信されたＨ
Ｆ信号から直接生成される。
実施例である方法においては、補正信号は受信されたＨ
Ｆ信号から直接生成される。
【００１３】本発明の第２の好ましい実施例では、補正
信号は逓降され前濾波された信号から生成される。
信号は逓降され前濾波された信号から生成される。
【００１４】本発明は、現在知られている方法及び装置
と比べて著しい利点を提供する。本発明の方法で実現さ
れる直接変換受信装置においては、Ｄ．Ｃ．オフセット
の補償とＡＭ抑圧とは実時間で実行されるので、瞬間的
で急速なＤ．Ｃ．オフセットの変化も可能な限り除去す
ることができる。この発明では、隣接する信号と、それ
らに起因する干渉とについての知見を用いて補正電圧を
生じさせる。第２の好ましい実施例では、受信チャネル
のＤ．Ｃ．信号は補正信号に影響を及ぼさない。
と比べて著しい利点を提供する。本発明の方法で実現さ
れる直接変換受信装置においては、Ｄ．Ｃ．オフセット
の補償とＡＭ抑圧とは実時間で実行されるので、瞬間的
で急速なＤ．Ｃ．オフセットの変化も可能な限り除去す
ることができる。この発明では、隣接する信号と、それ
らに起因する干渉とについての知見を用いて補正電圧を
生じさせる。第２の好ましい実施例では、受信チャネル
のＤ．Ｃ．信号は補正信号に影響を及ぼさない。
【００１５】次に、添付図面を参照して本発明をより詳
しく説明する。
しく説明する。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、受信装置においてＤ．
Ｃ．オフセットを補償してＡＭ減衰を達成するための本
発明の第１実施例である方法を示す。電力検出器１７が
受信装置に付加されており、ＨＦ増幅器３の出力からの
信号は該検出器の信号ポート及び局部発振器ポートに送
られる。ＨＦ増幅器３の出力は、システム全体の受信チ
ャネルの信号を、即ち実際の受信部の信号とシステムの
他のチャネルの信号との双方を、含んでいる。第３ミク
サの出力ポートの混合結果は低域通過濾波されて増幅さ
れ、これにより第３低周波増幅器１９の出力に補正信号
が存在し、該補正信号は適応装置２３を介して総和器１
５、１６に送られる。適応装置２３は、Ｄ．Ｃ．オフセ
ットの補償を加算器１５、１６でなるべく実施できるよ
うに補正信号の振幅及び位相を適応させる。しかし、隣
接するチャネルの信号の電力に加えて、補正信号も実際
の有用な受信信号の電力を含んでいるので、補正信号に
より干渉Ｄ．Ｃ．オフセットを過剰補償することにな
る。
Ｃ．オフセットを補償してＡＭ減衰を達成するための本
発明の第１実施例である方法を示す。電力検出器１７が
受信装置に付加されており、ＨＦ増幅器３の出力からの
信号は該検出器の信号ポート及び局部発振器ポートに送
られる。ＨＦ増幅器３の出力は、システム全体の受信チ
ャネルの信号を、即ち実際の受信部の信号とシステムの
他のチャネルの信号との双方を、含んでいる。第３ミク
サの出力ポートの混合結果は低域通過濾波されて増幅さ
れ、これにより第３低周波増幅器１９の出力に補正信号
が存在し、該補正信号は適応装置２３を介して総和器１
５、１６に送られる。適応装置２３は、Ｄ．Ｃ．オフセ
ットの補償を加算器１５、１６でなるべく実施できるよ
うに補正信号の振幅及び位相を適応させる。しかし、隣
接するチャネルの信号の電力に加えて、補正信号も実際
の有用な受信信号の電力を含んでいるので、補正信号に
より干渉Ｄ．Ｃ．オフセットを過剰補償することにな
る。
【００１７】図１−４に示されている本発明の好ましい
実施例である受信装置においては、受信されたＲＦ信号
はアンテナＡＮＴを介して通過帯域フィルタ２に送ら
れ、その通過帯域は、この受信装置を使用されるべき無
線通信システムの受信周波数帯域からなる。例えば、Ｇ
ＳＭシステムでは、受信周波数帯域は９２５〜９６０Ｍ
Ｈｚであり、２００ｋＨｚのチャネルに分割されてい
る。ＰＣＮシステムでは、受信周波数帯域は１８０５〜
１８８０ＭＨｚであり、２００ｋＨｚのチャネルに分割
されている。
実施例である受信装置においては、受信されたＲＦ信号
はアンテナＡＮＴを介して通過帯域フィルタ２に送ら
れ、その通過帯域は、この受信装置を使用されるべき無
線通信システムの受信周波数帯域からなる。例えば、Ｇ
ＳＭシステムでは、受信周波数帯域は９２５〜９６０Ｍ
Ｈｚであり、２００ｋＨｚのチャネルに分割されてい
る。ＰＣＮシステムでは、受信周波数帯域は１８０５〜
１８８０ＭＨｚであり、２００ｋＨｚのチャネルに分割
されている。
【００１８】通過帯域フィルタで、濾波された信号は、
ＨＦ増幅器３に送られる。ＨＦ増幅器３から、信号は更
にＩ／Ｑ復調器２１に送られる。Ｉ／Ｑ復調器２１は、
電力分割器４、第１及び第２のミクサ７、１０及び移相
器２２から成る。移相器２２は、局部発振器８により生
成された局部発振器周波数から２つの局部発振器周波数
ＬＯI ／ＬＯQ を生成し、この様にして生成された局部
発振器周波数は９０の位相差を有する。電力分割器４
は、到来するＲＦ信号を、同じ位相を有する２つの本質
的に同一の信号に分割する。
ＨＦ増幅器３に送られる。ＨＦ増幅器３から、信号は更
にＩ／Ｑ復調器２１に送られる。Ｉ／Ｑ復調器２１は、
電力分割器４、第１及び第２のミクサ７、１０及び移相
器２２から成る。移相器２２は、局部発振器８により生
成された局部発振器周波数から２つの局部発振器周波数
ＬＯI ／ＬＯQ を生成し、この様にして生成された局部
発振器周波数は９０の位相差を有する。電力分割器４
は、到来するＲＦ信号を、同じ位相を有する２つの本質
的に同一の信号に分割する。
【００１９】電力分割器の第１出力ライン５からＲＦ信
号は第１ミクサ７に送られ、ここで移相器２２の第１出
力ラインから来る受信チャネル周波数の局部発振器周波
数ＬＯI が該ＲＦ信号と混合される。第１ミクサ７によ
り生成される信号 IF ＿I は第１低域フィルタ９に送ら
れ、ここで受信されたベースバンドＩ信号（同相）以外
の他の全ての信号が信号から濾波除去される。
号は第１ミクサ７に送られ、ここで移相器２２の第１出
力ラインから来る受信チャネル周波数の局部発振器周波
数ＬＯI が該ＲＦ信号と混合される。第１ミクサ７によ
り生成される信号 IF ＿I は第１低域フィルタ９に送ら
れ、ここで受信されたベースバンドＩ信号（同相）以外
の他の全ての信号が信号から濾波除去される。
【００２０】電力分割器４の第２出力ライン６から来る
信号は第２ミクサ１０に送られ、ここで、受信チャネル
周波数で移相器２２の第２出力ラインから来る第１ミク
サ７に送られる局部発振器周波数ＬＯI から位相が９０
ずれている第２局部発振器周波数ＬＯQ が該信号と混合
される。混合結果 IF ＿Q は第２低域フィルタ１１と高
域フィルタ１２とに送られる。第２低域フィルタ１１
は、混合結果から、受信されたベースバンド周波数Ｑ信
号（直角位相）以外の全ての信号を除去する。
信号は第２ミクサ１０に送られ、ここで、受信チャネル
周波数で移相器２２の第２出力ラインから来る第１ミク
サ７に送られる局部発振器周波数ＬＯI から位相が９０
ずれている第２局部発振器周波数ＬＯQ が該信号と混合
される。混合結果 IF ＿Q は第２低域フィルタ１１と高
域フィルタ１２とに送られる。第２低域フィルタ１１
は、混合結果から、受信されたベースバンド周波数Ｑ信
号（直角位相）以外の全ての信号を除去する。
【００２１】Ｉ／Ｑ復調器２１は、電力分割器４と移相
器２２との位置を図３に示されているように変更するこ
とによっても実現することのできるものであり、この場
合には移相器２２は、高周波増幅器３から来る無線周波
数信号から位相が９０ずれている２つの同一の信号を生
成する。同様に、電力分割器４は、局部発振器周波数を
使って、同じ位相の２つの局部発振器周波数ＬＯI 、Ｌ
ＯQ を生成する。その他に関しては作用は図２の場合と
同様である。図３に示されている代わりのＩ／Ｑ復調器
２１も、図１及び３に示されている受信装置に適用可能
である。
器２２との位置を図３に示されているように変更するこ
とによっても実現することのできるものであり、この場
合には移相器２２は、高周波増幅器３から来る無線周波
数信号から位相が９０ずれている２つの同一の信号を生
成する。同様に、電力分割器４は、局部発振器周波数を
使って、同じ位相の２つの局部発振器周波数ＬＯI 、Ｌ
ＯQ を生成する。その他に関しては作用は図２の場合と
同様である。図３に示されている代わりのＩ／Ｑ復調器
２１も、図１及び３に示されている受信装置に適用可能
である。
【００２２】ベースバンドＩ及びＱ信号は、この段階で
は隣接するチャネルの信号に起因するＤ．Ｃ．オフセッ
トも含んでいて、低周波増幅器１３、１４で増幅されて
加算器１５、１６に送られる。ここでそれらの信号は電
力検出器１７から得られた増幅器１９の出力信号により
変換される。
は隣接するチャネルの信号に起因するＤ．Ｃ．オフセッ
トも含んでいて、低周波増幅器１３、１４で増幅されて
加算器１５、１６に送られる。ここでそれらの信号は電
力検出器１７から得られた増幅器１９の出力信号により
変換される。
【００２３】高域フィルタ１２は、第２ミクサ１０によ
り生成された信号から、受信されたベースバンド信号を
除去する。これにより高域通過濾波された信号は電力検
出器１７に送られ、この電力検出器は隣接するチャネル
の信号の総電力を提供する。電力検出器１７により生成
された信号は第３低域フィルタ１８で低域通過濾波さ
れ、第３低周波増幅器１９で増幅される。第３低域通過
フィルタ１８は、電力検出器１７により生成された信号
からベースバンド部以外の全ての信号を除去する。
り生成された信号から、受信されたベースバンド信号を
除去する。これにより高域通過濾波された信号は電力検
出器１７に送られ、この電力検出器は隣接するチャネル
の信号の総電力を提供する。電力検出器１７により生成
された信号は第３低域フィルタ１８で低域通過濾波さ
れ、第３低周波増幅器１９で増幅される。第３低域通過
フィルタ１８は、電力検出器１７により生成された信号
からベースバンド部以外の全ての信号を除去する。
【００２４】電力検出器１７は例えば、ミクサから構成
され得るものであり、また単純なダイオード電力検出器
であってもよい。
され得るものであり、また単純なダイオード電力検出器
であってもよい。
【００２５】第３低周波増幅器１９の出力信号は加算器
１５、１６で補正信号として使われる。この様にしてＡ
Ｍ減衰されたＩ信号が第１加算器１５の出力から得ら
れ、その信号ではＤ．Ｃ．オフセットが補償されてい
る。同様に、ＡＭ減衰されたＱ信号が第２加算器１６の
出力から得られ、その信号からはＤ．Ｃ．オフセットが
補償されている。小信号増幅器１９の増幅率は、Ｄ．
Ｃ．オフセットの最大補償を達成するように設定されて
いる。
１５、１６で補正信号として使われる。この様にしてＡ
Ｍ減衰されたＩ信号が第１加算器１５の出力から得ら
れ、その信号ではＤ．Ｃ．オフセットが補償されてい
る。同様に、ＡＭ減衰されたＱ信号が第２加算器１６の
出力から得られ、その信号からはＤ．Ｃ．オフセットが
補償されている。小信号増幅器１９の増幅率は、Ｄ．
Ｃ．オフセットの最大補償を達成するように設定されて
いる。
【００２６】図２の結合状態で示されているミクサ７、
１０は同一であると仮定されており、従って同じ補正信
号を両方の加算器１５、１６で使用することができる。
補正信号は第２ミクサ１０により生成された信号から形
成されているけれども、補正信号を第１ミクサ７により
生成される信号から形成することもできる。もしミクサ
７、１０が同一でなければ、第１加算器１５のためには
第１ミクサ７により生成された信号から補正回路１
２’、１７’、１８’、１９’により補正信号を形成す
ることができるが、この補正回路は、図４に示されてい
るように、図２に示されている補正回路１２、１７、１
８、１９と同一である。
１０は同一であると仮定されており、従って同じ補正信
号を両方の加算器１５、１６で使用することができる。
補正信号は第２ミクサ１０により生成された信号から形
成されているけれども、補正信号を第１ミクサ７により
生成される信号から形成することもできる。もしミクサ
７、１０が同一でなければ、第１加算器１５のためには
第１ミクサ７により生成された信号から補正回路１
２’、１７’、１８’、１９’により補正信号を形成す
ることができるが、この補正回路は、図４に示されてい
るように、図２に示されている補正回路１２、１７、１
８、１９と同一である。
【００２７】実用上は、図１−４の結合状態で示されて
いるブロックの幾つかをデジタルとして実現することも
でき、その場合にはアナログ信号はＡ／Ｄ変換器により
デジタルに変換される。図を明確にするためにＡ／Ｄ変
換器は図示されていない。Ａ／Ｄ変換器の位置はそれぞ
れの具体的実施態様によるからである。
いるブロックの幾つかをデジタルとして実現することも
でき、その場合にはアナログ信号はＡ／Ｄ変換器により
デジタルに変換される。図を明確にするためにＡ／Ｄ変
換器は図示されていない。Ａ／Ｄ変換器の位置はそれぞ
れの具体的実施態様によるからである。
【００２８】次に、図２及び図５，６に示されている結
合状態を参照して本発明の方法の作用を計算により示
す。受信装置１の高周波増幅器３に到来する信号は２つ
の成分： （１） Ｒ（ｔ）＝Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ） に分割されることができる。ここでＧ（ｔ）は受信チャ
ネルの望ましい信号であり、Ｉ（ｔ）は通過帯域フィル
タ２の通過帯域中の全てのチャネル１−（Ｎ−１）、
（Ｎ＋１）−Ｍの信号の和を含んでいる。図５では、通
過帯域フィルタ２の通過帯域は曲線ＨBPで表されてお
り、曲線Ｈ1 、．．．、ＨM は受信周波数帯域のチャネ
ル１、２、．．．、Ｍを表す。
合状態を参照して本発明の方法の作用を計算により示
す。受信装置１の高周波増幅器３に到来する信号は２つ
の成分： （１） Ｒ（ｔ）＝Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ） に分割されることができる。ここでＧ（ｔ）は受信チャ
ネルの望ましい信号であり、Ｉ（ｔ）は通過帯域フィル
タ２の通過帯域中の全てのチャネル１−（Ｎ−１）、
（Ｎ＋１）−Ｍの信号の和を含んでいる。図５では、通
過帯域フィルタ２の通過帯域は曲線ＨBPで表されてお
り、曲線Ｈ1 、．．．、ＨM は受信周波数帯域のチャネ
ル１、２、．．．、Ｍを表す。
【００２９】図６はミクサ７、１０の出力ポートにおけ
る簡略化された周波数スペクトルを示す。このとき受信
チャネルの信号はベースバンド周波数にあり、隣接する
チャネルの信号はより高い周波数帯域にある。低域通過
濾波の周波数応答を表す曲線ＨLPと、高域通過濾波の周
波数応答を表す曲線ＨHPとが図６に示されている。
る簡略化された周波数スペクトルを示す。このとき受信
チャネルの信号はベースバンド周波数にあり、隣接する
チャネルの信号はより高い周波数帯域にある。低域通過
濾波の周波数応答を表す曲線ＨLPと、高域通過濾波の周
波数応答を表す曲線ＨHPとが図６に示されている。
【００３０】ミクサの信号ポートと局部発振器ポートと
の間の絶縁εは無限ではないので、ミクサの信号ポート
に到来する信号Ｒ（ｔ）はミクサの局部発振器ポートに
おいても減衰されていると見られ、ここで該信号は局部
発振器信号ＬＯ（ｔ）に重ねられる。ミクサの局部発振
器ポートは、実際には、下記の信号 （２） Ｌ（ｔ）＝ＬＯ（ｔ）＋ε[ Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）] を有する。
の間の絶縁εは無限ではないので、ミクサの信号ポート
に到来する信号Ｒ（ｔ）はミクサの局部発振器ポートに
おいても減衰されていると見られ、ここで該信号は局部
発振器信号ＬＯ（ｔ）に重ねられる。ミクサの局部発振
器ポートは、実際には、下記の信号 （２） Ｌ（ｔ）＝ＬＯ（ｔ）＋ε[ Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）] を有する。
【００３１】そしてミクサの出力ポートは下記の混合結
果 （３） ＩＦ（ｔ）＝[ Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）］＊［ＬＯ（ｔ）＋ε[ Ｇ（ｔ） ＋Ｉ（ｔ）]] ＝Ｇ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）ＬＯ（ｔ） ＋ε［Ｇ2 （ｔ）＋Ｉ2 （ｔ）＋２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] を有し、ここで Ｇ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＝所望のベースバンド信号 Ｉ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＝システムの他の全ての低中間周波
数のチャネル、 ε［Ｇ2 （ｔ）＋Ｉ2 （ｔ）] ＝動的Ｄ．Ｃ．オフセッ
ト、 ε［２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] ＝相互変調生成成分 である。
果 （３） ＩＦ（ｔ）＝[ Ｇ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）］＊［ＬＯ（ｔ）＋ε[ Ｇ（ｔ） ＋Ｉ（ｔ）]] ＝Ｇ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＋Ｉ（ｔ）ＬＯ（ｔ） ＋ε［Ｇ2 （ｔ）＋Ｉ2 （ｔ）＋２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] を有し、ここで Ｇ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＝所望のベースバンド信号 Ｉ（ｔ）ＬＯ（ｔ）＝システムの他の全ての低中間周波
数のチャネル、 ε［Ｇ2 （ｔ）＋Ｉ2 （ｔ）] ＝動的Ｄ．Ｃ．オフセッ
ト、 ε［２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] ＝相互変調生成成分 である。
【００３２】式（３）の２番目の項Ｉ（ｔ）ＬＯ（ｔ）
は、隣接するチャネルの信号を表しているが、これは低
域通過濾波により除去される。３番目の項ε［Ｇ２
（ｔ）＋Ｉ２（ｔ）] は干渉Ｄ．Ｃ．オフセットを表し
ており、これは隣接する信号の電力変化に従って変化す
る。最後の項ε［２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] は、所望の信号
と隣接するチャネルの信号との相互変調生成成分を表
す。
は、隣接するチャネルの信号を表しているが、これは低
域通過濾波により除去される。３番目の項ε［Ｇ２
（ｔ）＋Ｉ２（ｔ）] は干渉Ｄ．Ｃ．オフセットを表し
ており、これは隣接する信号の電力変化に従って変化す
る。最後の項ε［２Ｇ（ｔ）Ｉ（ｔ）] は、所望の信号
と隣接するチャネルの信号との相互変調生成成分を表
す。
【００３３】実際上は、相互変調生成成分ε［２Ｇ
（ｔ）Ｉ（ｔ）] を無視することができる。式（１）と
の関係で、Ｇ（ｔ）は０＜ｆG ＜ｆBBの間の周波数を有
する所望の信号であると定義されており、Ｉ（ｔ）はｆ
BB＜ｆI ＜ｆRFの間に限定されており、このｆRFはシス
テムの受信周波数帯域の幅である。ミクサは十分に線形
であり、従って顕著な２次及び３次の項Ｉ2 （ｔ）、Ｉ
3 （ｔ）は生成されず、周波数帯域ｆBB＜ｆI ＜２ｆBB
中の信号の相互変調結果だけが所望のベースバンド周波
数領域に影響を及ぼすと仮定されている。理想的フィル
タでは、通過帯域の端は垂直であり、通過帯域の外側の
信号はフィルタを通過することができない。しかし、実
際上は、通過帯域の端を完全に垂直にすることは不可能
であるので、通過帯域の外側の信号の一部はフィルタを
通過してしまう。この場合、相互変調結果をなくするた
めに、受信されるチャネルに隣接するチャネルの電力を
制限しなければならない。ＧＳＭシステムに適用したと
きには、ミクサのポートの絶縁がε＜−２４ｄＢであれ
ば式（３）の最後の項は何らの影響も及ぼさないという
ことが分かっている。
（ｔ）Ｉ（ｔ）] を無視することができる。式（１）と
の関係で、Ｇ（ｔ）は０＜ｆG ＜ｆBBの間の周波数を有
する所望の信号であると定義されており、Ｉ（ｔ）はｆ
BB＜ｆI ＜ｆRFの間に限定されており、このｆRFはシス
テムの受信周波数帯域の幅である。ミクサは十分に線形
であり、従って顕著な２次及び３次の項Ｉ2 （ｔ）、Ｉ
3 （ｔ）は生成されず、周波数帯域ｆBB＜ｆI ＜２ｆBB
中の信号の相互変調結果だけが所望のベースバンド周波
数領域に影響を及ぼすと仮定されている。理想的フィル
タでは、通過帯域の端は垂直であり、通過帯域の外側の
信号はフィルタを通過することができない。しかし、実
際上は、通過帯域の端を完全に垂直にすることは不可能
であるので、通過帯域の外側の信号の一部はフィルタを
通過してしまう。この場合、相互変調結果をなくするた
めに、受信されるチャネルに隣接するチャネルの電力を
制限しなければならない。ＧＳＭシステムに適用したと
きには、ミクサのポートの絶縁がε＜−２４ｄＢであれ
ば式（３）の最後の項は何らの影響も及ぼさないという
ことが分かっている。
【００３４】補正チャネルの動的Ｄ．Ｃ．オフセットの
周波数スペクトルは、所望の信号に含まれる電力も含ん
でいるけれども、それには非常に小さなポート絶縁εが
乗じられているので、信号Ｉ（ｔ）及びＧ（ｔ）の強度
に関わらず、所望の信号に非常に小さなエラーを生じさ
せるに過ぎない。干渉し合う結合がミクサ内でのみ生じ
るのであれば、減衰係数εは実数であると仮定すること
ができる。しかし、実用上、結合はマイクロストリップ
及び外付けコンポーネントの間にも生じるので、減衰係
数εは複素数であって、動的な干渉Ｄ．Ｃ．オフセット
と、補正チャネルで増幅される補正信号との間に或る程
度の位相ずれを生じさせる。この場合、補正信号を復調
された信号と加え合わせる前にその位相ずれを調整しな
ければならない。それは図４に示されており、図４では
位相ずれ装置２０、２０’が復調部に付加されている。
周波数スペクトルは、所望の信号に含まれる電力も含ん
でいるけれども、それには非常に小さなポート絶縁εが
乗じられているので、信号Ｉ（ｔ）及びＧ（ｔ）の強度
に関わらず、所望の信号に非常に小さなエラーを生じさ
せるに過ぎない。干渉し合う結合がミクサ内でのみ生じ
るのであれば、減衰係数εは実数であると仮定すること
ができる。しかし、実用上、結合はマイクロストリップ
及び外付けコンポーネントの間にも生じるので、減衰係
数εは複素数であって、動的な干渉Ｄ．Ｃ．オフセット
と、補正チャネルで増幅される補正信号との間に或る程
度の位相ずれを生じさせる。この場合、補正信号を復調
された信号と加え合わせる前にその位相ずれを調整しな
ければならない。それは図４に示されており、図４では
位相ずれ装置２０、２０’が復調部に付加されている。
【００３５】説明との関係で既に述べたように、ミクサ
７、１０が同一であるならばＩ信号及びＱ信号の両方の
ために補正信号を生成するためには１つの補正チャネル
で充分である。このことを次のように証明することがで
きる。補正信号の周波数スペクトルは低域通過濾波され
るので、信号｜ωAj−ωAi｜＜ωBBだけが補正信号の生
成に影響を及ぼすのであるが、これらの差の項は局部発
振器周波数の位相ずれを含んでいない。Ａｉ及びＡｊは
受信周波数帯域内にあるチャネルを表す。このことは、
隣接するチャネルの振幅及び周波数を表す２つの正弦波
Ａ1 、ωA1及びＡ2 、ωA2２ に、局部発振器周波数Ｌ
Ｏを表す第３の正弦波ωC を乗じて学的に容易に証明で
きる。式は次の通りである。 チャネルＩ （４）IF＿I = cos ωC t(A1cos ωA1t + A2cos ωA2t) = (1/2)A1[cos（ωC - ωA1)t + cos（ωC + ωA1)t] + (1/2)A2[cos（ωC - ωA2)t + cos（ωC + ωA2)t]
７、１０が同一であるならばＩ信号及びＱ信号の両方の
ために補正信号を生成するためには１つの補正チャネル
で充分である。このことを次のように証明することがで
きる。補正信号の周波数スペクトルは低域通過濾波され
るので、信号｜ωAj−ωAi｜＜ωBBだけが補正信号の生
成に影響を及ぼすのであるが、これらの差の項は局部発
振器周波数の位相ずれを含んでいない。Ａｉ及びＡｊは
受信周波数帯域内にあるチャネルを表す。このことは、
隣接するチャネルの振幅及び周波数を表す２つの正弦波
Ａ1 、ωA1及びＡ2 、ωA2２ に、局部発振器周波数Ｌ
Ｏを表す第３の正弦波ωC を乗じて学的に容易に証明で
きる。式は次の通りである。 チャネルＩ （４）IF＿I = cos ωC t(A1cos ωA1t + A2cos ωA2t) = (1/2)A1[cos（ωC - ωA1)t + cos（ωC + ωA1)t] + (1/2)A2[cos（ωC - ωA2)t + cos（ωC + ωA2)t]
【００３６】加え合わされた項ωC + ωA1及びωC + ω
A2は高い周波数を持っているので除去される。残りの項
は二乗され、次のようになる： （５）(IF ＿I)2 = (1/4)A1 2cos2(ωC - ωA1)t + (1/4)A22cos2(ωC - ωA2)t + (1/2)A1A2cos[ωC - ωA1)t*cos（ωC - ωA2)t] = (1/8)A12[1+cos2（ωC - ωA1)t] + (1/8)A22[1 + cos2（ωC - ωA2)t] + (1/4)A1A2[cos（ωA2 -ωA1)t + cos(2ωC - ωA1 -ωA2)t] 信号ωA1及びωA2は受信されるチャネルに隣接するチャ
ネルを表しており、ここで｜ωC - ωA1｜＞ωBB、｜ω
C - ωA2｜＞ωBB、及び｜2 ωC - ωA1 -ωA2｜＞
ωBB、であり、ここでωBBはベースバンド周波数帯域の
帯域幅である。低域通過濾波後、Ｉブランチから得られ
る補正信号は次のようになる： （６） Icontrol = (1/8)A1 2 + (1/8)A22 + (1/4)A1A2cos（ωA2 -ωA1)t チャネルＱ： （７） IF ＿Q = sin ωC t(A1cos ωA1t + A2cos ωA2t) = (1/2)A1[sin（ωC - ωA1)t + sin（ωC + ωA1)t] + (1/2)A2[sin（ωC - ωA2)t + sin（ωC + ωA2)t]
A2は高い周波数を持っているので除去される。残りの項
は二乗され、次のようになる： （５）(IF ＿I)2 = (1/4)A1 2cos2(ωC - ωA1)t + (1/4)A22cos2(ωC - ωA2)t + (1/2)A1A2cos[ωC - ωA1)t*cos（ωC - ωA2)t] = (1/8)A12[1+cos2（ωC - ωA1)t] + (1/8)A22[1 + cos2（ωC - ωA2)t] + (1/4)A1A2[cos（ωA2 -ωA1)t + cos(2ωC - ωA1 -ωA2)t] 信号ωA1及びωA2は受信されるチャネルに隣接するチャ
ネルを表しており、ここで｜ωC - ωA1｜＞ωBB、｜ω
C - ωA2｜＞ωBB、及び｜2 ωC - ωA1 -ωA2｜＞
ωBB、であり、ここでωBBはベースバンド周波数帯域の
帯域幅である。低域通過濾波後、Ｉブランチから得られ
る補正信号は次のようになる： （６） Icontrol = (1/8)A1 2 + (1/8)A22 + (1/4)A1A2cos（ωA2 -ωA1)t チャネルＱ： （７） IF ＿Q = sin ωC t(A1cos ωA1t + A2cos ωA2t) = (1/2)A1[sin（ωC - ωA1)t + sin（ωC + ωA1)t] + (1/2)A2[sin（ωC - ωA2)t + sin（ωC + ωA2)t]
【００３７】同様に、式（４）及び（５）の場合と同じ
く、式（７）は次のように二乗される： （８） (IF＿Q)2 = (1/4)A1 2sin2(ωC - ωA1)t + (1/4)A2 2sin2(ωC - ωA2)t + (1/2)A1A2[sin（ωC - ωA1)t*sin（ωC - ωA2)t] = (1/8)A1 2[1 - cos2（ωC - ωA1)t] + (1/8)A2 2[1 - cos2（ωC - ωA2)t] + (1/4)A1A2[cos（ωA2 -ωA1)t - cos(2ωC - ωA1 -ωA2)t]
く、式（７）は次のように二乗される： （８） (IF＿Q)2 = (1/4)A1 2sin2(ωC - ωA1)t + (1/4)A2 2sin2(ωC - ωA2)t + (1/2)A1A2[sin（ωC - ωA1)t*sin（ωC - ωA2)t] = (1/8)A1 2[1 - cos2（ωC - ωA1)t] + (1/8)A2 2[1 - cos2（ωC - ωA2)t] + (1/4)A1A2[cos（ωA2 -ωA1)t - cos(2ωC - ωA1 -ωA2)t]
【００３８】更に、ωA1及びωA2が受信されるチャネル
に隣接するチャネルを表すことを考慮すると、低域通過
濾波の後にＱブランチから得られる補正信号は次のよう
になる： （９） Qcontrol = (1/8)A12 + (1/8)A22 + (1/4)A1A2cos（ωA2 -ωA1)t
に隣接するチャネルを表すことを考慮すると、低域通過
濾波の後にＱブランチから得られる補正信号は次のよう
になる： （９） Qcontrol = (1/8)A12 + (1/8)A22 + (1/4)A1A2cos（ωA2 -ωA1)t
【００３９】局部発振器周波数ＬＯI 、ＬＯQ の周波数
ずれはωC を含む項においてのみ生じるけれども、それ
らの項は常にベースバンド周波数帯域ωBBの外側にあっ
て低域通過濾波により除去される。
ずれはωC を含む項においてのみ生じるけれども、それ
らの項は常にベースバンド周波数帯域ωBBの外側にあっ
て低域通過濾波により除去される。
【００４０】以上の説明から、補正信号 Icontrol 及び
Qcontrol が同一であることが分かるので、この場合に
は同じ信号を両方の復調ブランチのための補正信号とし
て使用することができる。
Qcontrol が同一であることが分かるので、この場合に
は同じ信号を両方の復調ブランチのための補正信号とし
て使用することができる。
【００４１】補正チャネルは、他のチャネルの信号電力
に関する情報を含んでいる。特にセルラ移動電話システ
ムでは、受信されるチャネルに隣接するチャネルが遥か
に強い信号を含んでいるならば、より強力な基地局を利
用できると仮定することができる。すると、補正信号を
使って、他のチャネルへの切換の必要があることを判断
しやすくすることもできる。
に関する情報を含んでいる。特にセルラ移動電話システ
ムでは、受信されるチャネルに隣接するチャネルが遥か
に強い信号を含んでいるならば、より強力な基地局を利
用できると仮定することができる。すると、補正信号を
使って、他のチャネルへの切換の必要があることを判断
しやすくすることもできる。
【００４２】以上に、Ｉ／Ｑ復調器を使用する直接変換
受信装置への本発明の適用について説明したけれども、
本発明の方法は他の種類の直接変換受信装置にも適用可
能である。
受信装置への本発明の適用について説明したけれども、
本発明の方法は他の種類の直接変換受信装置にも適用可
能である。
【図１】無線周波数帯域全体の信号電力から補正電圧が
作られる本発明の第１の好ましい実施例である受信装置
の略ブロック図である。
作られる本発明の第１の好ましい実施例である受信装置
の略ブロック図である。
【図２】受信されるチャネルの外側のシステムの無線周
波数スペクトルの信号電力から補正電圧が作られる本発
明の第２の好ましい実施例である受信装置の略ブロック
図である。
波数スペクトルの信号電力から補正電圧が作られる本発
明の第２の好ましい実施例である受信装置の略ブロック
図である。
【図３】Ｉ／Ｑ復調器の別の構成を略ブロック図として
示す。
示す。
【図４】各復調部のために別々の補正信号が作られる本
発明の好ましい実施例である受信装置の略ブロック図で
ある。
発明の好ましい実施例である受信装置の略ブロック図で
ある。
【図５】無線通信システムの受信周波数帯域の周波数ス
ペクトルの略図である。
ペクトルの略図である。
【図６】Ｉ／Ｑ復調器の出力ポートの周波数スペクトル
の略図である。
の略図である。
１…直接変換受信装置 １５、１６…加算器 １７…電力検出器 １８…低域フィルタ １９…低周波増幅器
フロントページの続き (72)発明者 ハンス−オットー シェック フィンランド国，エフイーエン−02360 エスポー，ソウカン ランタティエ ８ エー 43 (72)発明者 カリ−ペッカ エストーラ フィンランド国，エフイーエン−00160 ヘルシンキ，ルオトシカトゥ 10 アー ６
Claims (14)
- 【請求項１】 直接変換受信装置を用いた無線通信シス
テムにおける受信周波数帯域のチャネルで受信され復調
される信号（IF＿I 、IF＿Q)からＤ．Ｃ．オフセットを
補償してスプリアスＡＭ抑圧を得る方法において、該受
信周波数帯域のチャネルの信号（Ｒ（ｔ））から補正信
号（Q control ）を生成し、該補正信号が復調された信
号と結合されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 該受信周波数帯域の全てのチャネル（Ｒ
（ｔ））の信号が該補正信号を生成するために使用され
ることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 該補正信号が、受信されるチャネルの外
側の受信周波数帯域のチャネル（Ｉ（ｔ））の信号から
生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 該受信周波数帯域の信号の電力が該補正
信号を生成するために使用されることを特徴とする請求
項１、２又は３に記載の方法。 - 【請求項５】 該補正信号が、受信され復調された信号
に加えられることを特徴とする請求項１ないし４のいず
れか１項に記載の方法。 - 【請求項６】 受信され復調される信号はデジタル無線
通信システムの信号であることを特徴とする請求項１な
いし５のいずれか１項に記載の方法。 - 【請求項７】 受信され復調される信号はＩ／Ｑ復調さ
れる信号であることを特徴とする請求項１ないし６のい
ずれか１項に記載の方法。 - 【請求項８】 該直接変換受信装置はＧＳＭ受信装置で
あり、受信周波数帯域はＧＳＭシステムの受信周波数帯
域であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか
１項に記載の方法。 - 【請求項９】 該直接変換受信装置はＰＣＮ受信装置で
あり、受信周波数帯域はＰＣＮシステムの受信周波数帯
域であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれか
１項に記載の方法。 - 【請求項１０】 受信周波数帯域の信号を受信し復調す
るための手段を含む直接変換受信装置（１）に用いた受
信され復調された信号からＤ．Ｃ．オフセットを補償す
る装置において、該装置は、 補正信号を生成するための手段（１２、１７、１８、１
９）と、 該補正信号を、受信され復調された信号と結合させるた
めの手段（１５、１６）とから成ることを特徴とする装
置。 - 【請求項１１】 補正信号を生成するための手段（１
２、１７、１８、１９）は、高域フィルタ、電力検出器
（１７）、第３低域フィルタ（１８）、及び第３低周波
増幅器（１９）から成り、該補正信号を復調された信号
と結合させるための手段（１５、１６）は少なくとも１
の加算器（１５、１６）から成ることを特徴とする請求
項１０に記載の装置。 - 【請求項１２】 該装置は少なくとも１つのＡ／Ｄ変換
器も有し、該補正信号は少なくとも部分的にデジタル的
に生成されることを特徴とする請求項１０又は１１に記
載の装置。 - 【請求項１３】 該直接変換受信装置（１）はＧＳＭ受
信装置であることを特徴とする請求項１０又は１１に記
載の装置。 - 【請求項１４】 該直接変換受信装置（１）はＰＣＮ受
信装置であることを特徴とする請求項１０又は１１に記
載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI961935A FI961935A (fi) | 1996-05-07 | 1996-05-07 | Erojännitteen eliminointi ja AM-vaimennus suoramuunnosvastaanottimessa |
| FI961935 | 1996-05-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056394A true JPH1056394A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=8545975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9115854A Pending JPH1056394A (ja) | 1996-05-07 | 1997-05-06 | 直接変換受信装置におけるｄ．ｃ．オフセット除去とスプリアスａｍ抑圧方法及び装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6115593A (ja) |
| EP (1) | EP0806841B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1056394A (ja) |
| DE (1) | DE69735335T2 (ja) |
| FI (1) | FI961935A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6449471B1 (en) | 1999-03-11 | 2002-09-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
| WO2003049276A1 (fr) * | 2001-11-30 | 2003-06-12 | Sony Corporation | Demodulateur et recepteur le mettant en application |
| KR100424474B1 (ko) * | 2001-10-23 | 2004-03-24 | 삼성전자주식회사 | 다이렉트 컨버젼 회로에서의 ｄｃ-오프셋 제거 회로 |
| KR100606123B1 (ko) * | 2002-08-05 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 수신기의 직류 오프셋 제거 장치 |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3414633B2 (ja) * | 1998-01-16 | 2003-06-09 | 沖電気工業株式会社 | 周波数変換装置 |
| AUPP261898A0 (en) * | 1998-03-27 | 1998-04-23 | Victoria University Of Technology | Dc offset and im2 removal in direct conversion receivers |
| FR2781948B1 (fr) * | 1998-07-28 | 2001-02-09 | St Microelectronics Sa | Reception radiofrequence a conversion de frequence a basse frequence intermediaire |
| DE19845054A1 (de) * | 1998-09-30 | 2000-04-06 | Siemens Ag | Empfangsfrequenzbandfilterung |
| JP2000278341A (ja) * | 1999-03-25 | 2000-10-06 | Sanyo Electric Co Ltd | 直交位相復調回路 |
| MY133723A (en) | 1999-09-17 | 2007-11-30 | Ericsson Telefon Ab L M | "apparatus and method for substantially eliminating a near-channel interfering amplitude modulated signal" |
| IL132802A (en) * | 1999-11-08 | 2004-03-28 | Rafael Armament Dev Authority | Homidine shelter is free of simulated frequencies |
| US6429830B2 (en) * | 2000-05-18 | 2002-08-06 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Helical antenna, antenna unit, composite antenna |
| DE60027284T2 (de) * | 2000-07-11 | 2006-08-31 | Sony Deutschland Gmbh | Quadraturdemodulator unter Verwendung von Leistungssensoren |
| FR2821500B1 (fr) * | 2001-02-26 | 2005-05-13 | St Microelectronics Sa | Procede et dispositif de compensation du decalage cc dynamique d'un recepteur a conversion directe |
| US20020127982A1 (en) * | 2001-03-07 | 2002-09-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | Mobile station receiver operable for both single and multi-carrier reception |
| FR2824986B1 (fr) * | 2001-05-18 | 2003-10-31 | St Microelectronics Sa | Composant electronique permettant le decodage d'un canal de transmission radiofrequence vehiculant des informations numeriques codees, en particulier pour la telediffusion numerique par satellite |
| DE10128236A1 (de) * | 2001-06-11 | 2002-08-01 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Kompensation einer stufenförmigen DC-Störung in einem digitalen Basisbandsignal eines Homodyn-Funkempfängers |
| DE60111056T2 (de) | 2001-10-26 | 2006-05-04 | Stmicroelectronics N.V. | Direktmischempfänger für einem Kommunikationssystem mit nicht konstanter Hüllkurve |
| KR100429329B1 (ko) * | 2002-01-25 | 2004-04-29 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 부정합 보상에 의해 스퓨리어스 신호가 제거된 믹서 회로 |
| JP3465707B1 (ja) * | 2002-05-27 | 2003-11-10 | 日本電気株式会社 | キャリアセンス多重接続方式の受信機とその干渉抑圧方法 |
| AU2003278229A1 (en) * | 2002-06-24 | 2004-01-06 | Roke Manor Research Limited | Improvements in or relating to rf receivers |
| US20060234664A1 (en) * | 2005-01-13 | 2006-10-19 | Mediatek Incorporation | Calibration method for suppressing second order distortion |
| US7183843B1 (en) * | 2005-06-27 | 2007-02-27 | Rockwell Collins, Inc. | Electronically tuned power amplifier |
| US7542751B2 (en) * | 2005-12-12 | 2009-06-02 | Mediatek Inc. | Down-converter and calibration method thereof |
| US7804922B2 (en) * | 2007-03-02 | 2010-09-28 | Skyworks Solutions, Inc. | System and method for adjacent channel power detection and dynamic bandwidth filter control |
| US8260227B2 (en) * | 2008-06-10 | 2012-09-04 | Mediatek Inc. | Direct conversion receiver and DC offset concellation method |
| US20100054377A1 (en) * | 2008-08-28 | 2010-03-04 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for spurious signal reduction in multi-mode digital navigation receivers |
| US8831521B2 (en) * | 2010-12-21 | 2014-09-09 | Silicon Laboratories Inc. | Circuits and methods of low-frequency noise filtering |
| EP2779562B1 (en) * | 2013-03-15 | 2018-12-26 | BlackBerry Limited | Reduction of second order distortion in real time |
| US8942656B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-01-27 | Blackberry Limited | Reduction of second order distortion in real time |
| US9042856B2 (en) | 2013-07-10 | 2015-05-26 | Motorola Solutions, Inc. | Method and apparatus for using erasure to improve signal decoding during an interference event |
| US11223386B2 (en) * | 2019-05-22 | 2022-01-11 | Stmicroelectronics Sa | Data transmission, in particular on a serial link having a great length |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4944025A (en) * | 1988-08-09 | 1990-07-24 | At&E Corporation | Direct conversion FM receiver with offset |
| US5263194A (en) * | 1990-03-07 | 1993-11-16 | Seiko Corp. | Zero if radio receiver for intermittent operation |
| US5212826A (en) * | 1990-12-20 | 1993-05-18 | Motorola, Inc. | Apparatus and method of dc offset correction for a receiver |
| US5140699A (en) * | 1990-12-24 | 1992-08-18 | American Nucleonics Corporation | Detector DC offset compensator |
| EP0594894B1 (en) * | 1992-10-28 | 1999-03-31 | Alcatel | DC offset correction for direct-conversion TDMA receiver |
| DE4236547C2 (de) * | 1992-10-29 | 1994-09-29 | Hagenuk Telecom Gmbh | Homodynempfänger und Verfahren zur Korrektur des konvertierten Empfangssignals |
| GB2274759B (en) * | 1993-02-02 | 1996-11-13 | Nokia Mobile Phones Ltd | Correction of D.C offset in received and demodulated radio signals |
| ZA95605B (en) * | 1994-04-28 | 1995-12-20 | Qualcomm Inc | Method and apparatus for automatic gain control and dc offset cancellation in quadrature receiver |
| US5724653A (en) * | 1994-12-20 | 1998-03-03 | Lucent Technologies Inc. | Radio receiver with DC offset correction circuit |
| US5838735A (en) * | 1996-07-08 | 1998-11-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for compensating for a varying d.c. offset in a sampled signal |
-
1996
- 1996-05-07 FI FI961935A patent/FI961935A/fi unknown
-
1997
- 1997-05-02 DE DE69735335T patent/DE69735335T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-05-02 EP EP97303040A patent/EP0806841B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-05-05 US US08/851,530 patent/US6115593A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-05-06 JP JP9115854A patent/JPH1056394A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6449471B1 (en) | 1999-03-11 | 2002-09-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
| KR100424474B1 (ko) * | 2001-10-23 | 2004-03-24 | 삼성전자주식회사 | 다이렉트 컨버젼 회로에서의 ｄｃ-오프셋 제거 회로 |
| WO2003049276A1 (fr) * | 2001-11-30 | 2003-06-12 | Sony Corporation | Demodulateur et recepteur le mettant en application |
| KR100606123B1 (ko) * | 2002-08-05 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 수신기의 직류 오프셋 제거 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69735335T2 (de) | 2006-08-10 |
| DE69735335D1 (de) | 2006-04-27 |
| FI961935A0 (fi) | 1996-05-07 |
| FI961935A (fi) | 1997-11-08 |
| EP0806841B1 (en) | 2006-03-01 |
| US6115593A (en) | 2000-09-05 |
| EP0806841A1 (en) | 1997-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH1056394A (ja) | 直接変換受信装置におけるｄ．ｃ．オフセット除去とスプリアスａｍ抑圧方法及び装置 | |
| RU2187899C2 (ru) | Способ и устройство для компенсации переменного смещения постоянной составляющей в дискретизированном сигнале | |
| JP4718075B2 (ja) | ダイレクトコンバージョン送受信機の干渉を補償する装置および方法 | |
| US6993091B2 (en) | Correction of DC-offset of I/Q modulator | |
| US6922555B1 (en) | Phase interpolation receiver for angle modulated RF signals | |
| US6631170B1 (en) | Radio frequency receiver | |
| JP4464194B2 (ja) | 通信受信機および送信機 | |
| KR20050116138A (ko) | Ｉ/ｑ 미스매칭 보상 방법을 이용하는 송수신기 | |
| EP1869779A1 (en) | Receiver for receipt and demodulation of a frequency modulated rf signal and method of operation therein | |
| EP1350332B1 (en) | Direct conversion digital domain control | |
| JP2004080455A (ja) | 受信回路およびこれを用いた無線通信装置 | |
| Nezami | Performance assessment of baseband algorithms for direct conversion tactical software defined receivers: I/Q imbalance correction, image rejection, DC removal, and channelization | |
| JP3441311B2 (ja) | 受信機 | |
| KR100251586B1 (ko) | 디지탈 이동 통신 시스템에서의 수신 신호의 이득 자동 제어장치 | |
| GB2366460A (en) | DC compensation for a direct conversion radio receiver | |
| GB2345230A (en) | Image rejection filters for quadrature radio receivers | |
| JP3178997B2 (ja) | 周波数変換回路およびこの周波数変換回路を備えた無線通信装置 | |
| JP3436250B2 (ja) | 送信装置 | |
| Faulkner | IM2 removal in direct conversion receivers | |
| WO2004001992A1 (en) | Improvements in or relating to rf receivers | |
| JPH09219625A (ja) | 無線通信機 | |
| JP3209385B2 (ja) | ランダムｆｍ雑音除去回路 | |
| JPH0484544A (ja) | ダイレクトコンバージョン方式受信機 | |
| JP2000332712A (ja) | マルチキャリア受信機 | |
| JPH01188146A (ja) | 干渉補償回路 |