KR20050116138A - Ｉ/ｑ 미스매칭 보상 방법을 이용하는 송수신기 - Google Patents

Ｉ/ｑ 미스매칭 보상 방법을 이용하는 송수신기 Download PDF

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위펭 장
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

송수신기(300)에는 무선 송수신기의 송신기(130a, 130b) 및 송신기(230a, 230b) 내의 각각의 기저 대역 필터 쌍에 의해 발생한 이득 및 위상 미스매칭을 보상하기 위한 보상 기법이 제공된다. 보정 신호는, 선택된 주파수에서 알려진 특성을 갖는 신호가 기저 대역 필터를 통과하는 동안, 루프 백 테스트 중에 관측되는 이득 및 위상 미스매칭으로부터 얻어진다. 선택된 주파수는 직교 신호가 속하는 하위대역의 스펙트럼에 속한다.

Description

Ｉ/Ｑ 미스매칭 보상 방법을 이용하는 송수신기{TRANSCEIVER WITH I/Q MISMATCH COMPENSATION SCHEME}
본 발명은 무선 통신 시스템 분야에 관한 것이다. 더 구체적으로는, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 사용되는 송수신기의 미스매칭 보상(mismatching compensation)을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
직교 회로는 통상적으로는 심볼로서의 신호의 통신을 가능하게 하는 송수신기에서 사용되고 있다. 이를 위해, 직교 회로는 디지털 데이터 스트림을 동위상(I) 발진 신호, 및 동위상 신호로부터 90도 변이된 직교(Q) 발진 신호로 직교 변조 및 복조한다. 그 다음, 무선 미디어 상으로 전송되는 합성 RF 신호는 동위상 및 직교 신호의 조합으로 얻어질 수 있으며, 또는 대안으로, 동위상 및 직교 신호는 무선 미디어 상에서 수신된 RF 신호의 복조로부터 얻어진다. 전형적으로, 송수신기는 송신기 블록과 수신기 블록을 포함하고 있으며, 각 블록은 I 신호를 처리하는 동위상 브랜치와 Q 신호를 처리하는 직교 브랜치를 각각 구비하고 있다. 이러한 송신기 및/또는 수신기의 동위상 및 직교 브랜치는 동시에 동작하며, 2쌍의 I/Q 브랜치 중 한 쌍의 브랜치에서의 대칭 성분 사이의 임의의 미스매칭 또는 불균형은 두 브랜치 사이에 이득의 미스매칭 및 위상 에러를 유발하여, I 및 Q 신호가 직교하지 않게 할 수도 있다.
IEEE 802.11은, 주파수 분할 다중화와 직교 변조 및 복조의 조합을 이용하여 고속의 무선 데이터 전송을 실시하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방식을 설명하고 있다. OFDM을 이용한 고속 데이터 시스템에 있어서, 정보 데이터는 그 조합 스펙트럼이 전체 할당 채널을 포괄하는 다중 직교 서브캐리어 전체에 스프레드된다. I/Q 브랜치에서 관측되는 불균형은 하나의 하위대역으로부터 다른 하위대역으로 누설(leakage)을 유발하여 직교 송수신기 시스템의 성능을 열화시킨다.
2개의 브랜치 사이에서 관측된 제 1 기저대역 이득 및 위상 미스매칭은 사용된 고주파 성분의 결함에 따른 것이다. 미스매칭은 실험적으로는 각 I/Q 브랜치에 존재하는 기저대역 필터의 주파수 응답에서의 변이로서 나타난다. 이러한 미스매칭은 대부분 고주파 국부 발진기 및 믹서의 비이상성(nonidealities)에 의해 유발된다. 따라서, 본 산업분야에서는 이를 보상하기 위한 솔루션을 찾고 있으며, 통상적인 보상 솔루션은 아날로그 수단을 사용하고 있다.
제 2 유형의 이득 및 위상 미스매칭은 실험적으로는 컷오프(cut-off) 주파수 주위의 대역 가장자리에서 관측된다. 그러나, OFDM 시스템에 있어서, 대역 가장자리 근처의 하위대역의 정보 내용은 하위대역이 중앙에 가까울수록 더 중요하며, 또한 이러한 관측된 이득 및/또는 위상 에러는 보상을 필요로 한다. 이 고주파 에러는 I 브랜치와 Q 브랜치 사이의 기저대역 성분의 비대칭성에 의해 야기될 수도 있다.
본 발명은 예로서 첨부한 도면을 참조하여 더욱 상세히 설명된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 예시적인 송수신기의 블록도,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 위상 변이 검출기를 나타낸 도면이다.
도면 전체에서, 동일한 참조부호는 유사하거나 대응하는 특징 또는 기능을 나타낸다.
따라서, 전술한 문제점에 비추어 볼 때, 송수신기 성분의 미스매칭을 보상하는 시스템 및 방법이 필요하다. 이러한 시스템 및 방법은 바람직하게는 직교 변조된 신호의 브랜치들 사이의 이득 및 위상 에러를 하위대역 컷오프 주파수의 가장자리에서 보상한다.
발명자들은, 통상적으로는 대역 가장자리에서 관측된 고주파 리플이 심화(exacerbate)되도록 구현하고 있다. 발명자들은 또한 이러한 심화가 부분적으로는 동위상 및 직교 브랜치의 2개의 기저 대역 필터 사이의 비대칭성에 의해 유발되고, 이 비대칭성이 송수신기의 동작 이전에 2개의 필터에 의해 발생한 위상 및 이득 에러의 테스트 평가에 의해 치유되도록 구현했다. 따라서, 직교 송수신기에서의 소자의 비이상성을 보정하는 방법이 제안된다. 우선, 선택된 주파수에서의 파형 신호는 송수신기의 동위상 브랜치의 제 1 필터에 인가되어, 동위상의 필터링된 테스트 신호를 생성한다. 90도만큼 변이된 동일한 파형의 신호는 송수신기의 직교 브랜치의 제 2 필터에 인가되어, 동위상의 필터링된 테스트 신호를 출력한다. 그 후, 필터링된 테스트 신호들 사이에서 에러 파라미터가 측정되고, 에러 파라미터로부터 선택된 주파수에 대해 보정 신호가 결정된다. 보정 신호는 그 스펙트럼이 선택된 주파수를 포함하는 한 쌍의 직교 신호를 보상하는 데 사용된다. 보상은, 2개의 직교 신호가 필터에 인가되어 필터링된 보상 신호가 생성될 때 이루어진다.
대역 가장자리 근처의 나머지 에러는 소정의 파형 신호를 이용하여 수신용 또는 송신용 브랜치의 각각의 동위상 및 직교 필터 상에서 루프 백 테스트(loop back test)를 거쳐 보정되며, 또한 결과로서 생성된 보정 파라미터는, 송수신기가 실질적으로 동작할 때 각각의 동위상 및 직교 브랜치를 통과하여 유입되거나 유출되는 동위상 및 직교 신호를 전치-왜곡(pre-distortion) 또는 후치-왜곡(post-distortion)하는 디지털 신호 처리 유닛에 저장된다.
따라서, 송수신기가 무선 미디어 상에서 송신하고 있는 경우, 직교 신호 I 및 Q 쌍은, 송신용 브랜치의 각각의 동위상 및 직교 필터를 실질적으로 통과하기 전에, 송신용 브랜치에서 전치-왜곡된다. 주어진 하위대역의 경우, 하위대역 스펙트럼 성분에 대한 I 및 Q 신호는 그들 하위대역의 스펙트럼 성분 중의 하나에 대해 측정되어 DSP에 저장된 에러 파라미터를 사용하여 전치-왜곡될 수 있다. 실시예에서, 주어진 하위대역의 스펙트럼 성분을 보상하는 데 사용된 에러 파라미터는, 사전에 그 하위대역의 스펙트럼에 집중적으로 위치하는 주파수에 대해 루프 테스트 동안 얻어졌던 것이다.
송수신기가 무선 미디어 상에서 수신하고 있는 경우, 직교 신호 I 및 Q 쌍은, 수신용 브랜치의 각각의 동위상 및 직교 필터를 통과한 후에 수신용 브랜치에서 후치-왜곡된다. 주어진 하위대역의 경우, 하위대역 스펙트럼 성분에 대한 I 및 Q 신호는, 측정되어 수신용 브랜치에 대해 DSP에 저장된 에러 파라미터를 사용하고 하위대역 성분 중의 하나의 성분의 주파수에 대응시켜, 후치-왜곡될 수 있다.
본 발명은, 송신기에 사용되어 I/Q 변조된 출력의 대역폭을 제한하는 필터와, 수신기에 사용되어 송신된 I/Q 변조 신호를 분리시키는 필터에 의해 상당한 양의 I/Q 채널 미스매칭이 유발될 수 있다는 관측결과를 전제로 하고 있다. 이러한 내부적으로 발생한 I/Q 미스매칭은, 다수의 직교 변조 시스템 각각에서 서로에게의 간섭을 피하는 데 필요한 필터링과, 주파수 분할 다중화된 신호 각각을 분리시키는 데 필요한 필터링 때문에, OFDM 시스템에서 특히 심각하다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 송수신기(300)의 블록도를 나타낸다. 송수신기(300)는 수신기(100), 송신기(200), 유입 및 유출하는 통신 및 데이터 신호를 처리하는 디지털 신호 처리 유닛(400)을 포함하고 있다.
수신기(100)는 동조 가능 프론트 엔드(tunable front end)(110)를 포함하고 있으며, 이 프론트 엔드(110)는 정상 동작 시에 무선 미디어 상에서 송신되는 유입 신호를 수신한다. 프론트 엔드(110)의 출력은 직교 복조기에 의해 복조되어 직교 출력 신호 Q 및 I를 제공한다. 용이한 설명을 위해, 본 명세서에서는 직교 복조기의 동위상 브랜치만이 개시되며, 직교 브랜치는 기능적으로는 동일하지만 직교 위상 생성기(170)에 의해 제공되는 직교 위상에서 동작한다. 직교 브랜치는 본 명세서에서 개시한 동위상 브랜치와 동일한 대칭 성분을 포함하고 있다. 프론트 엔드(110)의 출력은 국부 발진기(350)에 의해 생성된 발진 신호를 이용하여 믹서(120)에 의해 복조되고, 이로써 동위상 신호 I를 생성한다. 그 후, 복조된 기저 대역 동위상 신호는 기저 대역 필터(130a)에 의해 필터링된다. 조정 가능한 이득 증폭기(140)는 기저 대역 아날로그 신호를 제공하며, 이 신호는 DSP(400)에 의한 다음의 처리를 위해 아날로그-디지털 변환기(ADC)(160)를 거치면서 디지털 샘플로 변환된다.
유사하게, 송신기(200)는 I 및 Q 채널 변조 및 송신을 위한 2개의 디지털 스트림을 수신한다. 수신기(100)를 이용하는 경우에도, 용이한 설명을 위해, 본 명세서에서는 직교 변조기의 하나의 브랜치, 즉 직교 브랜치만이 개시된다. 다른 브랜치, 즉 동위상 브랜치는 기능적으로 동일하다. 디지털-아날로그 변환기 DAC(260b)는 DSP(400)로부터 수신된 디지털 입력 스트림의 샘플을 기저 대역 필터(230b)에 의해 필터링되어 조정가능 이득 증폭기(240)에 제공되는 아날로그 신호로 변환한다. 믹서(220)는 직교 신호 I 또는 Q의 직교 변조에 국부 발진기(350)에 의해 생성된 발진 신호를 공급한다. 이후에, 가산기(250)는 양 직교 변조된 신호를 결합시키고, 증폭기(210)는 합성 신호를 무선 미디어 상으로 전송할 준비를 한다.
수신기(100)의 직교 브랜치는 동위상 브랜치의 기저 대역 필터(130a)에 대칭인 기저 대역 필터(130b)를 포함한다. 양 필터(130a, 130b)는, 당 분야에 공지되어 있는 바와 같이 이 주파수 종속 감쇠를 제공하는 것 이외에도, 컷오프 주파수 이상으로 신호를 감쇠시키도록 설계되며, 필터는 주파수 종속 위상 변이를 발생시킬 것이다. 양 필터(130a, 130b)가 동일하다면, 각 필터(130a, 130b)에 의해 발생한 위상 변이는 동일하며, 동위상 I 및 직교 Q 스트림은 서로에게 상대적으로 동위상인 상태를 유지할 것이다. 또한, 양 필터(130a, 130b)가 동일하다면, 양 필터(130a, 130b)는 동일한 이득을 발생시키며, 2개의 I 및 Q 신호의 진폭은 계속 서로 동일할 것이다. 한 쌍의 동일한 필터(130a, 130b)는 2개의 브랜치 사이에 임의의 불균형이나 위상 변이를 발생시키지 않는다.
그러나, 한 쌍의 필터(130a, 130b)가 동일하지 않다면, 서로 명목상으로는 동위상인 I 및 Q 스트림은, 특히 실질적인 주파수-종속 감쇠 및 주파수-종속 위상 변이가 각 I 및 Q 브랜치에서 발생하게 되는 필터의 컷오프 주파수나 그 근처에서, 서로에 대해 이득 불균형 또는 위상 변이를 나타낼 것이다. 필터들 사이의 위상 변이 차이가 상당하다면, 각 I 및 Q 채널의 ADC(160a) 및 ADC(160b)로부터 출력된 비트 스트림은 서로 위상이 벗어나 있을 것이다. 기저 대역 필터 쌍(230a, 230b)이 동일하지 않다면 송신기(200)에서는 동일한 결과가 관측될 수 있다.
전술한 바와 같이, OFDM 시스템은 특히 주파수-종속 이득 불균형 및 위상 변이에 영향받기 쉽다. 샤프 컷오프(sharp cut-off)는 간섭을 최소화하고 송신된 신호를 분리하는 데 필요하며, 그 결과로 실질적인 이득 및 필터들 사이의 미스매칭이 발생한다. 각각의 필터 쌍(130a, 130b)이 각각의 I 및 Q 채널에서 동일한 필터를 포함하고 있으나, 제조 프로세스 및 연장 사용 후의 필터의 노화는 필터의 응답에 예측 불가능한 변동을 유발하며, 이러한 변동은 컷오프 주파수 근처에서 증대된다. 게다가, 요구되는 샤프 필터 응답 때문에, 컷오프 주파수에서의 최소 변이는 실질적인 위상차 및 이득 불균형을 발생시킬 수 있다.
필터(130a/b, 230a/b) 쌍에 의해 발생할 수 있는 위상 변이 및 이득 불균형을 보상하기 위해서, 송수신기(300)에 보상 기법이 추가되고 있다. 보상 기법은 DSP(400)에 의한 송신 이전에 신호 쌍을 전치-왜곡하여, 인가된 전치-왜곡이 필터 쌍(130a, 130b)에 의해 발생한 실질적인 위상 변이 및 이득 불균형을 보상할 수 있게 한다. 보상 기법은 또한 DSP(400)에 의한 처리 이전에 수신기(200)로부터 DSP(400)에 의해 수신된 디지털 신호 쌍을 후치-왜곡하여, 인가된 후치-왜곡이 필터 쌍(230a, 230b)에 의해 사전에 발생한 실질적인 위상 변이 및 불균형을 보상할 수 있게 한다. 실시예에서, 전치-왜곡 및 후치-왜곡은 DSP(400)에 의해 실행되며, 이 DSP(400)는 각각의 유출 및 수신된 디지털 신호를 선택된 주파수에 대해 사전에 결정된 디지털 보상 신호로 변경한다.
실시예에서, 선택된 주파수는 유출 또는 수신된 신호가 속하는 하위대역의 성분 중의 하나가 된다. 또 다른 실시예에서, 선택된 주파수는 하위대역의 스펙트럼의 중심 주파수이며, 송수신기(300)에 의해 수신되거나 송신된 하위대역의 각 성분은 그 중심 주파수에 대해 하기에 설명한 바와 같이 얻어지는 디지털 보상 신호를 이용하여 보상된다.
디지털 보상 신호는 여러 가지의 선택된 주파수에 대한 양 필터 쌍에 의해 발생한 이득 및 위상 미스매칭의 사전 테스트로 얻어질 수 있다. DSP(400)는 이득 및 위상 미스매칭이 본 발명에 따라 측정된 이들 여러 가지의 주파수에 대한 디지털 보상 신호를 나타내는 하나 이상의 룩업 테이블을 저장한다.
도 1의 실시예에서, 보상 신호는 송수신기(300)가 무선 미디어 상에서 데이터를 수신하고 있지도 송신하고 있지도 않을 때 결정된다. 송수신기(300)는 룩업 테이블 테스트를 이용하여 보상 신호를 결정하는 테스트 모드에 있게 된다. 테스트 모드에서는, 필터(130a, 130b)와 필터(230a, 230b)를 포함하는 루프가 형성되고, DSP(400)에 의해 생성된 테스트 신호가 각각의 필터 쌍(130a/b 또는 230a/b)을 통과하여 각 쌍과 관련된 각각의 이득 및 위상 미스매칭이 결정된다. 보상 시스템은 여러 가지 스위치(510, 520, 530 540)를 포함한다.
수신기 필터(130a, 130b)에 의해 발생한 이득 및 위상 미스매칭은 다음과 같이 결정된다. 스위치(510, 520)는 송신기 직교 브랜치의 DAC(260b)의 출력이 수신기 직교 브랜치의 필터(130b)의 입력에 접속되고 송신기의 동위상 브랜치의 DAC(260a)의 출력이 수신기의 동위상 브랜치의 기저대역 필터(130a)의 입력에 접속되도록 배치된다. 스위치(530, 540)는 위상 검출기(150)가 수신기(100)의 양 브랜치에 접속되도록 배치된다. 위상 검출기(150)의 상세한 실시예가 도 2에 도시된다. 테스트 동안, DSP(400)는 제 1 주파수에서의 소정의 제 1 사각파 신호를 필터(130a)에 제공한다. 제 1 주파수는 필터(130a, 130b)의 컷오프 주파수에 가깝게 선택되는데, 이는 전술한 바와 같이 관측된 이득 및 위상 미스매칭이 필터의 컷오프 주파수 근처에서 더 크기 때문이다. DSP(400)는 제 1 사각파 신호에 대해 90도만큼 변이된 유사한 제 2의 사각파 신호를 필터(130b)에 제공한다. 그 후, 필터링된 양 사각파 신호는 위상 변이 검출기(150)를 통과하며, 이 검출기(150)는 필터 쌍(130a, 130b)에 의해 발생한 위상 변이를 측정한다. 위상 변이 검출기(150)의 동작은 도 2를 참조하여 이하에서 더욱 상세히 설명된다. 또한, 필터링된 사각파 신호는 ADC(160a, 160b) 및 DSP(400)로 전달되고, 이어서 DSP(400)는 쌍(130a, 130b)에 의해 발생한 이득 미스매칭을 측정한다.
이에 따라, 이러한 제 1 선택된 주파수에 대한 보상 신호가 얻어지며, 이 보상 신호는 추후의 사용을 위해 DSP(400)에 저장된다. DSP(400)는, 그 스펙트럼이 제 1 주파수를 포함하는 하위대역에 있는 성분의 I 및 Q 신호를 전치-왜곡하기 위해 송수신기(300)의 동작 동안 제 1 주파수에 대해 얻어진 보상 신호를 사용한다. 이득 및 주파수 미스매칭의 다른 측정은 이들 다른 주파수에서의 사각파 신호를 이용하여 다른 주파수에 대해 실행될 수 있다. 그 후, 다른 보상 신호가 이들 다른 주파수에 대해 얻어지고, DSP에 의해 사용되어 이들 다른 주파수에서의 성분과 동일한 하위대역에 속하는 I 및 Q 스펙트럼 하위대역 성분을 보상한다.
또한, 다른 유형의 파형을 사용하는 것도 본 발명의 범주에 포함되며, 본 발명은 사각파 신호만을 사용하여 이득 및 위상 미스매칭을 측정하는 것으로 국한되지 않는다. 그러나, 사각파 신호의 제 3 및 제 5 고조파는 사각파의 주요 고조파보다 더 높은 주파수를 가지며, 필터의 통과 대역을 벗어나 있다. 따라서, 이들 제 3 및 제 5 고조파는 사각파 신호가 필터링되면 감쇠된다. 당업자는 DSP로부터 다른 유형의 파형과는 반대인 사각파를 용이하게 생성할 수 있다.
스위치(530, 540)의 위치에 따라, 위상 검출기(150)는, 수신기(100)의 기저대역 필터(130a, 130b)에 의해 필터링된 후에 동위상 및 직교 신호 중의 어느 하나를 수신하거나, 또는 송신기(200)의 기저대역 필터(230a, 20b)에 의해 필터링된 후에 동위상 및 직교 신호를 수신한다. 이제 도 2를 참조하면, 검출기(150)는 스위치(151, 153, 155, 157) 및 승산기(156)를 포함한다. 4개의 스위치(151, 153, 155, 157)가 하측 위치에 있는 경우, 승산기(156)는 필터링된 동위상 I 및 직교 Q 신호를 수신하며, 2개의 필터링된 신호 I 및 Q 사이의 위상 변이, 및 그 결과로서 필터 쌍(130a, 130b 또는 230a, 230b)에 의해 발생한 위상 변이를 나타내는 파라미터나 신호를 라인(152) 상에 출력한다. 4개의 스위치(151, 153, 155, 157)가 상측 위치에 있는 경우, 검출기(150)는 필터링된 입력 신호 I 및 Q만을 송신하고, 위상 변이는 측정되지 않는다. 스위치(151, 153, 155, 157)는 송수신기(300)가 일반적인 통신 수신 또는 송신 모드에 있는 경우 상측 위치에 배치될 수도 있다.
필터 쌍(230a, 230b)에 의해 발생한 위상 변이 및 이득 불균형을 검출하기 위해 유사한 테스트가 실행될 수 있다. 이러한 경우, 스위치(540, 530)는 위상 변이 검출기(150)가 필터(230a, 230b)의 출력에 접속되도록 배치된다. 스위치(520, 530)는 DSP(400) 및 DAC(260a, 260b)가 사각파 신호 및 그 변이된 형태를 필터(230a, 230b)에 각각 제공하도록 배치된다.

Claims (14)

  1. 송수신기(300)의 비이상성(nonideality)을 보정하기 위한 방법에 있어서,
    선택된 주파수를 갖는 파형 신호를 송수신기의 동위상 필터(130a, 230a)에 인가하여, 필터링된 동위상 테스트 신호를 생성하는 단계와,
    90도만큼 변이된 상기 파형 신호를 상기 송수신기의 직교 필터(130b, 230b)에 인가하여, 필터링된 직교 테스트 신호를 생성하는 단계와,
    상기 필터링된 신호들 사이의 에러 파라미터를 측정하는 단계와,
    상기 에러 파라미터로부터 보정 신호를 결정하여, 그 스펙트럼이 상기 선택된 주파수를 포함하고 있는 직교 신호 쌍을 보상하는 단계를 포함하되,
    상기 직교 신호 쌍이 상기 필터들에 인가될 때 보상이 이루어져 필터링된 보상 신호가 생성되는
    방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 파형 신호는 상기 선택된 주파수에서 사각파형인
    방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 선택된 주파수는 상기 2개의 필터 중 하나의 필터의 컷오프(cut-off) 주파수 근처에 있는
    방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 에러 파라미터는 상기 동위상 및 직교 필터 중 적어도 하나의 필터에 의해 발생한 위상 미스매칭을 나타내는
    방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 에러 파라미터는 상기 2개의 필터 사이의 이득 에러를 나타내는
    방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 동위상 및 직교 필터는 상기 송수신기의 송신기(200)에 포함되고, 상기 직교 신호 쌍의 보상은 상기 직교 신호 쌍이 상기 동위상 및 직교 필터에 의해 필터링되기 전에 이루어지는
    방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 동위상 및 직교 필터는 상기 송수신기의 수신기(100)에 포함되고, 상기 직교 신호 쌍의 보상은 상기 신호 쌍이 상기 동위상 및 직교 필터에 의해 필터링된 후에 이루어지는
    방법.
  8. 통신 디바이스(300)에 있어서,
    선택된 주파수를 갖는 파형 신호에 대한 응답으로, 필터링된 동위상 신호를 제공하는 동위상 필터(130a, 230a)와,
    90도만큼 변이된 상기 파형 신호에 대한 응답으로, 필터링된 직교 신호를 제공하는 직교 필터(130b, 230b)와,
    상기 필터링된 신호들 사이의 에러 파라미터를 측정하고, 그 스펙트럼이 상기 선택된 주파수를 포함하고 있는 직교 신호 쌍의 보상을 위해 상기 에러 파라미터를 사용하여, 상기 직교 신호 쌍이 상기 필터들에 인가되면 필터링된 보상 신호를 생성하는 디지털 처리 유닛(400)을 포함하는
    통신 디바이스.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 동위상 및 직교 필터는 상기 통신 디바이스의 수신기(100)에 포함되고, 상기 디지털 유닛은 상기 직교 신호 쌍이 상기 동위상 및 직교 필터에 의해필터링된 후에 상기 에러 파라미터를 사용하여 상기 직교 신호 쌍을 보상하는
    통신 디바이스.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 동위상 및 직교 필터는 상기 통신 디바이스의 송신기(200)에 포함되고, 상기 디지털 유닛은 상기 직교 신호 쌍이 상기 동위상 및 직교 필터에 의해 필터링되기 전에 상기 에러 파라미터를 사용하여 상기 직교 신호 쌍을 보상하는
    통신 디바이스.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 에러 파라미터는 상기 동위상 및 직교 필터 중의 적어도 하나의 필터에 의해 발생한 위상 변이를 나타내는
    통신 디바이스.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 에러 파라미터는 상기 동위상 및 직교 필터의 적어도 하나의 필터에 의해 발생한 이득 불균형을 나타내는
    통신 디바이스.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 파형 신호는 사각파 신호인
    통신 디바이스.
  14. 제 7 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호와, 상기 필터링된 직교 신호를 승산하여 상기 2개의 필터 중 하나의 필터에 의해 발생한 위상 변이 또는 이득 에러 중 적어도 하나를 나타내는 결과 신호를 생성하는 승산기(156)를 구비하고 있는 위상 변이 검출기(150)를 더 포함하는
    통신 디바이스.
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