JP2006523057A - Ｉ／ｑ不整合補償スキームを有するトランシーバ - Google Patents

Abstract

トランシーバ（３００）は無線トランシーバの受信器（１３０ａ、１３０ｂ）および送信器（２３０ａ、２３０ｂ）中のベースバンド・フィルタのそれぞれの対によって導入される利得および位相不整合を補償するための補償スキームを備える。補正信号は、選択された周波数の既知の特性の信号がベースバンド・フィルタに通されるループ・バック・テスト中に観測された利得および位相不整合から、導出される。選択された周波数は、直交信号が属する副帯域のスペクトルに属する。

Description

本発明は無線通信システムの分野に関する。本発明は、より詳細には、無線通信システムにおいて使用するトランシーバ不整合補償のためのシステムおよび方法に関する。

直交回路［quadrature circuit］は一般にシンボルとして信号の通信を可能にするために送信器において使用される。このために、直交回路は同相（Ｉ）発振信号および同相信号から９０度位相がずれた直交（Ｑ）発振信号へのデジタル・データ・ストリームの直交変調および復調を可能にする。その場合、無線媒体上に送信される複合ＲＦ信号を同相信号および直交信号の組合せから得ることができ、または代替として、同相信号および直交信号は無線媒体を介して受信したＲＦ信号の復調から導出される。トランシーバは一般に送信器ブロックおよび受信器ブロックを備え、各ブロックはＩ信号を処理するためのそれぞれの同相分岐およびＱ信号を処理するための直交分岐を有する。送信器および／または受信器のこれらの同相および直交分岐は並列に動作し、Ｉ／Ｑ分岐の２つの対の一方の対称的成分間の不整合または不均衡が２つの分岐間に利得不整合および位相誤差を生じることがあり、それによってＩおよびＱ信号が非直交になることがある。

ＩＥＥＥ８０２．１１は高速無線データ送信を実施するために周波数分割多重および直交変調および復調の組合せを使用する直交周波数分割マルチプレクス（ＯＦＤＭ）方式を規定している。ＯＦＤＭを使用した高データ転送速度システムにおいて、情報データは全割当てチャネルをカバーする組合せスペクトルを有する多数の直交副搬送波にわたって広がる。Ｑ／Ｔ分岐における観測された不均衡はある副帯域から別の副帯域への漏れを引き起こすことによって方形トランシーバ・システムの性能を劣化させる。

２つの分岐間で観測される第１のベースバンド利得および位相不整合は使用される高周波数成分の不完全さに起因する。不整合は実験的に各Ｉ／Ｑ分岐に存在するベースバンド・フィルタの周波数応答におけるシフトとして表れる。そのような不整合はたいてい高周波数局部発振器および混合器によって引き起こされる。したがってそれを補償するために解決策が当業界によって求められており、従来の補償解決策はアナログ手段を使用する。

第２の種類の利得および位相不整合もカットオフ周波数の周囲の帯域の縁部において実験的に観測される。ＯＦＤＭシステムにおいて、帯域の縁部に近い副帯域の情報内容は、しかしながら、中心部に近い副帯域と同程度に重要であり、この観測された利得および／または位相誤差も補償を必要とする。この高周波数誤差はＩ分岐とＱ分岐との間のベースバンド成分の非対称性によって生じることがある。

したがって、上記問題の観点から、トランシーバ成分の不整合を補償するシステムおよび方法が必要である。これらのシステムおよび方法は好ましくは直交変調信号の分岐の間および副帯域カットオフ周波数の縁部における利得および位相誤差を補償するであろう。

本発明者らは、一般に帯域の縁部において観測される高周波数リプルが悪化することを十分に理解した。本発明者らはさらに、そのような悪化は一部には同相および直交分岐の２つのベースバンド・フィルタ間の非対称性によって引き起こされること、およびこの非対称性はトランシーバの動作前に２つのフィルタによって導入される位相および利得誤差のテスト推定によって訂正することもできることを理解した。したがって直交トランシーバにおける成分非理想性を訂正する方法が提案される。第１に、選択された周波数の波形信号をトランシーバの同相分岐の第１のフィルタに印加して、同相フィルタ・テスト信号をもたらす。９０度シフトされた同じ波形信号をトランシーバの直交分岐の第２のフィルタに印加して、直交フィルタ・テスト信号を出力する。その後、フィルタ・テスト信号間の誤差パラメータを測定し、選択された周波数に対して訂正信号を決定する。訂正信号は選択された周波数を含むスペクトルを有する直交信号の対を補償するために使用することができる。補償は、２つの直交信号の対がフィルタに印加されたときに行なわれ、補償されたフィルタ信号を結果として生じる。

帯域の縁部の近くの残留誤差は、所定の波形信号を使用した受信または送信分岐のそれぞれの同相フィルタおよび直交フィルタでループ・バック・テストによって訂正することができ、得られた訂正パラメータはさらに、トランシーバが実際に動作したときに、それぞれの同相分岐および直交分岐に通された着信または発信同相信号および直交信号を事前変形［pre-distorting―前もって歪ませること―］および事後変形［post-distorting―後から歪ませること―］するためのデジタル信号処理ユニットに格納される。

したがって、トランシーバが無線媒体を介して送信しているとき、直交信号ＩおよびＱの対は、それらが送信分岐のそれぞれの同相および直交フィルタによって実際に通される前に送信分岐において事前変形される。所与の副帯域に対して、副帯域スペクトル成分のためのＩおよびＱ信号は副帯域のこれらのスペクトル成分の１つのためのＤＳＰで測定および格納された誤差パラメータを使用して事前変形することができる。一実施形態において、所与の副帯域のスペクトル成分を補償するために使用される誤差パラメータは、その副帯域のスペクトルの中心にある周波数のためのループ・テスト中に予め得られるものである。

トランシーバが無線媒体を介して受信しているとき、直交信号ＩおよびＱの対は、それらが受信分岐のそれぞれの同相および直交フィルタに通された後に受信分岐において事後変形される。所与の副帯域に対して、副帯域スペクトトル成分のためのＩおよびＱ直交信号は、受信分岐のためのＤＳＰ（Digital Signal Processor―デジタル信号プロセッサ―）で測定および格納され、副帯域成分の１つの周波数に対応する誤差パラメータを使用して事後変形することができる。

本発明は、添付図面を参照しながら、例示的方法により、さらに詳細に説明される。

図面を通じて、同一の参照番号は同様のまたは対応する特徴または機能を示す。

本発明は、かなりの量のＩ／Ｑチャネル不整合がＩ／Ｑ変調出力の帯域幅を制限するために送信器において使用されるフィルタによって、および送信されたＩ／Ｑ変調信号を分離するために受信器において使用されるフィルタによって導入され得るという観測に基づくものである。内部で生成されたこのＩ／Ｑ不整合は、互いの干渉を避けるために複数の直交変調システムの各々に必要なフィルタリングのため、および周波数分割多重信号の各々を分離するために必要なフィルタリングのため、ＯＦＤＭシステムにおいて特に重大である。

図１は本発明の一実施形態による例示的なトランシーバ３００のブロック図を示す。トランシーバ３００は受信器１００と、送信器２００と、着信および発信通信およびデータ信号を処理するためのデジタル信号処理ユニット４００とを備える。

受信器１００は、通常動作時に、無線媒体を介して送信される着信信号を受信する同調可能フロント・エンド１１０を備える。フロント・エンド１１０の出力は直交出力信号ＱおよびＩを与えるために直交復調器によって復調される。説明を簡単にするために、本明細書では直交復調器の同相分岐のみについて説明し、直交分岐は機能的には等価であるが直交位相発生器１７０によって与えられる直交位相で動作する。直交分岐は本明細書で説明する同相分岐と同じな対称的成分を備える。フロント・エンド１１０の出力は局部発振器３５０によって生成された発振信号を使用して混合器１２０によって復調され、それによって同相信号Ｉを生成する。次いで復調されたベースバンド同相信号はベースバンド・フィルタ１３０ａによってフィルタされる。調節可能利得増幅器１４０は、ＤＳＰ４００によってさらに処理するためにアナログ・デジタル変換器ＡＤＣ１６０ａによってデジタル・サンプルに変換されるベースバンド・アナログ信号を与える。

同様の仕方で、送信器２００はＩおよびＱチャネル変調および送信のための２つのデジタル・ストリームを受信する。受信器１００の場合と同様に、説明を簡単にするために、直交変調器の一方の分岐、すなわち直交分岐についてのみ本明細書で説明する。他方の分岐、すなわち同相分岐は機能的に等価である。デジタル・アナログ変換器ＤＡＣ２６０ｂはＤＡＣ４００から受信されたデジタル入力ストリームのサンプルを、ベースバンド・フィルタ２３０ｂによってフィルタされ、調節可能利得増幅器２４０に与えられるアナログ信号に変換する。混合器２２０は、局部発振器３５０によって生成された発振信号での直交信号ＩまたはＱの直交変調を行なう。加算器２５０はその後両方の直交変調信号を組み合わせ、増幅器２１０は無線媒体への送信のために複合信号を準備する。

受信器１００の直交分岐は同相分岐のベースバンド・フィルタ１３０ａに対称的なベースバンド・フィルタ１３０ｂを備える。両方のフィルタ１３０ａ／ｂはカットオフ周波数より上の信号を減衰するように設計され、当技術分野において知られているように、この周波数依存減衰を行なうことに加えて、フィルタは周波数依存位相シフトを導入することができる。両方のフィルタ１３０ａおよび１３０ｂが同等であれば、各フィルタ１３０ａおよび１３０ｂによって導入された位相シフトは同等になり、同相および直交Ｑストリームは互いに対して同相のままになる。加えて、両方のフィルタ１３０ａ、１３０ｂが同等である場合、両方のフィルタ１３０ａ／ｂは同じ利得を導入することになり、２つのＩおよびＱ信号の振幅は互いに対して同じままになる。同等なフィルタ１３０ａ／ｂの対は２つの分岐間に不均衡または位相シフトを導入しないようになる。

しかしながら、フィルタ１３０ａ、１３０ｂの対が同等でない場合、互いに公称上同相であるＩおよびＱストリームは、特にフィルタのカットオフ周波数またはその近くで、互いに対して利得不均衡または位相シフトを示すことがあり、実質的な周波数依存減衰および周波数依存位相シフトは各ＩおよびＱ分岐に導入される。フィルタ間の位相シフト差が大きい場合、それぞれのＩおよびＱチャネルのＡＤＣ１６０ａおよびＡＤＣ１６０ｂから出力されたビット・ストリームは互いに位相がずれることになる。同じ結果は、ベースバンド・フィルタ２３０ａ、２３０ｂの対が同等でない場合、送信器２００において観測することができる。

上記のように、ＯＦＤＭシステムは特に周波数依存利得不均衡および位相シフトを受けやすい。干渉を最小限に抑え、送信信号を分離するために鋭いカットオフが必要とされ、したがってフィルタ間の大きな利得および位相不整合が生じることがある。フィルタ１３０ａ／ｂおよび２３０ａ／ｂの各対は各ＩおよびＱチャネルにおける同等のフィルタを備えるように設計されるが、フィルタの製造方法および長期使用後のフィルタの経年変化はフィルタの応答に予測できない変動を導入することがあり、そのような変動はカットオフ周波数の近くで強化される。事実、必要な鋭いフィルタ応答のため、カットオフ周波数における小さいシフトはかなりの位相差および利得不均衡を導入することがある。

フィルタ１３０ａ／ｂおよび２３０ａ／ｂの対によって潜在的に導入される位相シフトおよび利得不均衡を補償するために、補償方式がトランシーバ３００に追加されている。補償方式は、加えられた事前変形がフィルタ対１３０ａ／ｂによって導入された実際の位相シフトおよび利得不均衡を補償するようにＤＳＰ４００による送信器１００への送信前に信号の対を事前変形することを可能にする。補償方式はまた、加えられた事後変形が以前にフィルタ対２３０ａ／ｂによって導入された位相シフトおよび不均衡を補償するようにＤＳＰ４００による処理の前に受信器２００からＤＳＰ４００によって受信されたデジタル信号の対を事後変形することを可能にする。一実施形態において、事前変形および事後変形は、それぞれの発信および受信デジタル信号を選択された周波数に対して以前に決定されたデジタル補償信号で変更するＤＳＰ４００によって実行される。

一実施形態において、選択された周波数は発信または受信信号が属する副帯域の成分の１つになるようなものである。さらに別の実施形態において、選択された周波数は、副帯域のスペクトルの中心周波数であり、トランシーバ３００によって受信または送信された副帯域の各成分はその中心周波数について以下で説明するように導出されるデジタル補償信号を使用して補償される。

デジタル補償信号は、種々の選択された周波数に対してフィルタの両方の対によって導入された利得および位相不整合の事前テストから得られていることがある。ＤＳＰ４００は、利得および位相不整合が本発明によって測定されているこれら種々の周波数に対するデジタル補償信号を示す１つまたは複数の参照テーブルを格納することができる。

図１の実施形態において、補償信号は、トランシーバ３００が無線媒体を介してデータを受信も送信もしていないときに、決定される。トランシーバ３００は、補償信号がバック・ループ・テストを使用して決定されるテスト・モードに入れられる。テスト・モードにおいて、フィルタ１３０ａ／ｂおよびフィルタ２３０ａ／ｂを含むループが形成され、ＤＳＰ４００によって生成されるテスト信号が各対に関連付けられたそれぞれの利得および位相不整合を決定するためにフィルタ１３０ａ／ｂおよび２３０ａ／ｂのそれぞれの対に通される。補償システムは、種々のスイッチ５１０、５２０、５３０および５４０を備える。

受信器フィルタ１３０ａおよび１３０ｂによって導入される利得および位相不整合は、以下のように決定される。送信器直交分岐のＤＡＣ２６０ｂの出力が受信器直交分岐のフィルタ１３０ｂの入力に接続されるように、また、送信器同相分岐のＤＡＣ２６０ａの出力が受信器同相分岐のベースバンド・フィルタ１３０ｂの入力に接続されるように、スイッチ５１０および５２０が配置される。スイッチ５３０および５４０は、位相シフト検波器１５０が受信器１００の両方の分岐に接続されるように配置される。位相シフト検波器１５０の詳細な実施形態を図２に示す。テスト中、ＤＳＰ４００は第１の周波数の所定の第１の方形波信号をフィルタ１３０ｂに与える。第１の周波数は、上述のように、観測された利得および位相不整合がフィルタのカットオフ周波数の近くでより大きくなる可能性があるので、フィルタの１３０ａ／ｂカットオフ周波数に近くなるように選択することができる。ＤＳＰ４００は、フィルタ１３０ｂに第１の方形波信号に対して９０度シフトされた同様の第２の方形波信号を与える。両方のフィルタ方形波信号は次いで、フィルタ対１３０ａ／ｂによって導入された位相シフトの測定を行なう位相シフト検波器１５０に通される。位相シフト検波器１５０の動作について、図２を参照しながら、以下でさらに詳細に説明する。フィルタされた方形波信号はさらに、フィルタ対１３０ａ／ｂによって導入された利得不整合を測定するＡＤＣ１６０ａおよび１６０ｂおよびＤＳＰ４００に通される。

したがって、補償信号がこの第１の選択された周波数に対して得られ、補償信号は後で使用するためにＤＳＰ４００に格納される。ＤＳＰ４００は、第１の周波数を含むスペクトルを有する副帯域にある成分のＩおよびＱ信号を事前変形するためのトランシーバ３００の動作中に第１の周波数に対して導出される補償信号を使用することになる。利得および周波数不整合の他の測定はこれらの他の周波数における方形波信号を使用して他の周波数に対して実行することができる。他の補償信号は次いでこれらの他の周波数に対して導出することができ、これらの他の周波数における成分と同じ副帯域に属するＩおよびＱスペクトル副帯域成分を補償するためにＤＳＰによって使用されることになる。

他のタイプの波形を使用することも本発明の範囲内であり、本発明は方形波信号のみを使用した利得および位相不整合の測定に限定されるものではない。しかしながら、方形波信号の第３および第５高調波は方形波の基本調波よりも高い周波数であり、フィルタの通過帯域外にある。したがってこれらの第３および第５高調波は、方形波信号がフィルタされるときに減衰されることになる。当業者は、他のタイプの波形とは反対にＤＳＰからの方形波を容易に生成することができる。

スイッチ５３０、５４０の位置に依存して、位相検波器１５０は、受信器１００のベースバンド・フィルタ１３０ａ／ｂによってフィルタされた後に同相信号および直交信号のいずれかを受信することができ、または位相検波器１５０は、送信器２００のベースバンド・フィルタ２３０ａ／ｂによってフィルタされた後に同相信号および直交信号を受信することができる。次に、図２を参照すると、検波器１５０はスイッチ１５１、１５３、１５５、１５７および乗算器１５６を備える。４つのスイッチ１５１、１５３および１５７が下側位置にあるとき、乗算器１５６はフィルタされた同相Ｉおよび直交Ｑ信号を受信し、乗算器１５６はライン１５２上で２つのフィルタされた信号ＩおよびＱ間の位相シフト、したがってフィルタ対１３０ａ／ｂまたは２３０ａ／ｂによって導入された位相シフトを表すパラメータまたは信号を出力する。４つのスイッチ１５１、１５３、１５５および１５７が上位置にあるとき、検波器１５０は入力されフィルタされたＩおよびＱを送信するだけであり、位相シフトは測定されない。スイッチ１５１、１５３、１５５および１５７は、トランシーバ３００が正規の通常受信通信受信または送信モードにあるときに上側位置に入ることができる。

フィルタ２３０ａ／ｂの対によって導入された位相シフトおよび利得不均衡を検知するために同様のテストを実行することができる。そのような場合、スイッチ５４０および５３０は、位相検波器１５０がフィルタ２３０ａおよび２３０ｂの出力に接続されるように配置される。スイッチ５２０および５１０は、ＤＳＰ４００およびＤＡＣ２６０ａ／２６０ｂがそれぞれ方形波信号およびそのシフトされたバージョンをフィルタ２３０ａおよび２３０ｂに与えるように配置される。

本発明の一実施形態による例示的なトランシーバのブロック図である。 本発明の例示的な形態の例示的な位相シフト検波器である。

Claims (14)

1. トランシーバの非理想性を訂正する方法であって、前記トランシーバの同相フィルタに選択された周波数を有する波形信号を印加して同相フィルタ・テスト信号を供給し、前記トランシーバの直交フィルタに９０度シフトされた波形信号を印加して直交フィルタ・テスト信号を供給し、前記フィルタ信号の間の誤差パラメータを測定し、前記選択された周波数を含むスペクトルを有する直交信号の対の補償のために前記誤差パラメータから訂正信号を決定し、前記補償は前記直交信号の対が前記フィルタに印加されたときに行なわれて、結果として補償されたフィルタ信号を生じることを特徴とする方法。
2. 前記波形信号が前記選択された周波数における方形波形であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記選択された周波数が前記２つのフィルタの一方のカットオフ周波数に近いことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記誤差パラメータが前記同相および直交フィルタの少なくとも一方によって導入された位相不整合を表すことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記誤差パラメータが前記２つのフィルタの間の利得誤差を表すことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記同相および直交フィルタが前記トランシーバの送信器に含まれ、前記直交信号の対の前記補償は前記直交信号の対が前記同相および直交フィルタによってフィルタされる前に行なわれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記同相および直交フィルタが前記トランシーバの受信器に含まれ、前記直交信号の対の前記補償が前記同相および直交フィルタによってフィルタされた後に行なわれることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 選択された周波数を有する波形信号に応答してフィルタ同相信号を与える同相フィルタと、９０度シフトされた前記波形信号に応答して前記フィルタ直交信号を与える直交と、前記フィルタ信号の間の誤差パラメータを測定し、前記直交信号の対が前記フィルタに印加されたときに、前記選択された周波数を含むスペクトルを有する直交信号の対の補償のために前記誤差パラメータを使用して、結果として補償されたフィルタ信号を生じるデジタル処理ユニットとを備えることを特徴とする通信デバイス。
9. 前記同相および直交フィルタが前記通信デバイスの受信器に接続され、前記デジタル処理ユニットは、前記直交信号の対が前記同相および直交フィルタによってフィルタされた後に前記直交フィルタの補償のために前記誤差パラメータを使用することを特徴とする請求項８に記載の通信デバイス。
10. 前記同相および直交フィルタが通信デバイスの送信器に接続され、前記直交信号の対が前記同相および直交フィルタによってフィルタされる前に前記誤差パラメータを使用することを特徴とする請求項８に記載の通信デバイス。
11. 前記誤差パラメータが前記同相および直交フィルタの少なくとも一方によって導入された位相シフトを表すことを特徴とする請求項８に記載の通信デバイス。
12. 前記誤差パラメータが前記同相および直交フィルタの少なくとも一方によって導入された利得不均衡を表すことを特徴とする請求項８に記載の通信デバイス。
13. 前記波形信号が方形波信号であることを特徴とする請求項７に記載の通信デバイス。
14. 前記同相フィルタ信号および前記直交フィルタ信号を乗算するための乗算器を有し、前記２つのフィルタの一方によって導入された位相シフトまたは利得誤差の少なくとも一方を表す積信号をもたらす位相検波器をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の通信デバイス。

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