JP3209385B2 - ランダムｆｍ雑音除去回路 - Google Patents
ランダムｆｍ雑音除去回路Info
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- JP3209385B2 JP3209385B2 JP01272094A JP1272094A JP3209385B2 JP 3209385 B2 JP3209385 B2 JP 3209385B2 JP 01272094 A JP01272094 A JP 01272094A JP 1272094 A JP1272094 A JP 1272094A JP 3209385 B2 JP3209385 B2 JP 3209385B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信の品質改善に利
用する。特に、激しいフェージングが常時発生するよう
な移動伝搬路でも品質のよい信号受信を行うことのでき
る無線通信装置に関する。
用する。特に、激しいフェージングが常時発生するよう
な移動伝搬路でも品質のよい信号受信を行うことのでき
る無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信伝搬路で発生するランダムＦＭ
雑音を除去する方法として、被変調波の近傍に挿入され
たパイロット信号を利用する方法が知られている。この
方法では、ランダムＦＭ雑音に汚染されたパイロット信
号を狭帯域フィルタで抽出し、局部発振器の出力信号と
混合して周波数変換した後、その振幅を振幅制限器で一
定とし、この信号とランダムＦＭ雑音に汚染されたパイ
ロット信号を含む被変調波とを周波数変換器で差周波数
混合することによってランダムＦＭ雑音を除去する。こ
のためにフィードフォワード回路構成を用いる。
雑音を除去する方法として、被変調波の近傍に挿入され
たパイロット信号を利用する方法が知られている。この
方法では、ランダムＦＭ雑音に汚染されたパイロット信
号を狭帯域フィルタで抽出し、局部発振器の出力信号と
混合して周波数変換した後、その振幅を振幅制限器で一
定とし、この信号とランダムＦＭ雑音に汚染されたパイ
ロット信号を含む被変調波とを周波数変換器で差周波数
混合することによってランダムＦＭ雑音を除去する。こ
のためにフィードフォワード回路構成を用いる。
【０００３】従来文献としては、本願発明者らによるも
のとして、 （１）特開平１−２１０２２号公報 （２）特開平３−２６８６１６号公報 （３）ＵＳ特許第４８０３７３９号 （４）K.Daikoku and K.Suwa, "RZ SSB Transceiver wi
th equal-gain combinerfor speech and data transmis
sion", IEEE Global Telecommunications Conf., p.26.
4.1, Hollywood, Florida, Nov.28 - Dec.1, 1988 がある。また、他機関のものとしては、 （５）Joseph P.McGeehan and Andrew J.Bateman, "The
oretical and experimental investigation of feedfor
ward signal regeneration as a means of combating m
ultipath propagation effects in pilot-based SSB mo
bile radio systems", IEEE Trans.on Vehicular Techn
ology, Vol.VT-32, No.1, pp.106-120, February 1983 （６）特公平１−４２５３５号公報（国際公開ＷＯ８１
／００４９５） （７）Edited by William C.Jakes Jr., "Microwave Mo
bile Communications",New York, John Wiley & Sons.I
nc.(1974), Chapter 5 Fundamentals of diversity sys
tems, Chapter 6 Diversity techniques なとがある。（１）に開示の技術は、ランダムＦＭ雑音
除去回路と選択増幅回路とが一体化されていないので、
部品点数が多いなどの欠点がある。（２）はこの欠点を
改善したものであり、ランダムＦＭ雑音除去回路と選択
増幅回路とを一体化している。（３）はＲＺ ＳＳＢ方
式の基本的な特許であり、ＳＳＢ信号を従来の方法とは
異なる方法、すなわち振幅制限器、周波数弁別器および
積分器からなるＰＭ復調器とリニアライザとで復調でき
ることを開示したものである。（４）は、チャンネル間
隔５ｋＨｚで３００Ｈｚから３．４ｋＨｚの電話と同じ
情報帯域を確保し、常時激しいフェージングが発生する
移動伝搬路で優れた伝送特性が得られることを報告し、
特にＲＺ ＳＳＢ方式の基本特性からデータ信号伝送特
性について報告したものである。（５）は英国ブリスト
ル(Bristol) 大学の研究であり、パイロット信号を情報
信号帯域内に配置することを特徴の一つとしているＳＳ
Ｂ方式である。このため、この方式はＴＴＩＢ(Transpa
rent Tone In Band)方式と呼ばれる。受信機では、移動
伝搬路で受けたフェージングで劣化した受信信号をＦＦ
ＳＲ(Feedforward Signal Regeneration) と名付けられ
たＡＧＣ(Automatic Gain Control)とＡＦＣ(Automatic
Frequency Control) の機能をもつ回路で修復すること
を特徴としている。さらに、ＦＦＳＲ部では、ランダム
ＦＭ雑音をフィードフォワード回路形式で除去してい
る。（６）に開示の技術では、（５）の文献にあるＦＦ
ＳＲに類似した処理を行っている。（７）では、ランダ
ムＦＭ雑音除去技術を含めダイバーシチ技術全般につい
て詳しく記述している。
のとして、 （１）特開平１−２１０２２号公報 （２）特開平３−２６８６１６号公報 （３）ＵＳ特許第４８０３７３９号 （４）K.Daikoku and K.Suwa, "RZ SSB Transceiver wi
th equal-gain combinerfor speech and data transmis
sion", IEEE Global Telecommunications Conf., p.26.
4.1, Hollywood, Florida, Nov.28 - Dec.1, 1988 がある。また、他機関のものとしては、 （５）Joseph P.McGeehan and Andrew J.Bateman, "The
oretical and experimental investigation of feedfor
ward signal regeneration as a means of combating m
ultipath propagation effects in pilot-based SSB mo
bile radio systems", IEEE Trans.on Vehicular Techn
ology, Vol.VT-32, No.1, pp.106-120, February 1983 （６）特公平１−４２５３５号公報（国際公開ＷＯ８１
／００４９５） （７）Edited by William C.Jakes Jr., "Microwave Mo
bile Communications",New York, John Wiley & Sons.I
nc.(1974), Chapter 5 Fundamentals of diversity sys
tems, Chapter 6 Diversity techniques なとがある。（１）に開示の技術は、ランダムＦＭ雑音
除去回路と選択増幅回路とが一体化されていないので、
部品点数が多いなどの欠点がある。（２）はこの欠点を
改善したものであり、ランダムＦＭ雑音除去回路と選択
増幅回路とを一体化している。（３）はＲＺ ＳＳＢ方
式の基本的な特許であり、ＳＳＢ信号を従来の方法とは
異なる方法、すなわち振幅制限器、周波数弁別器および
積分器からなるＰＭ復調器とリニアライザとで復調でき
ることを開示したものである。（４）は、チャンネル間
隔５ｋＨｚで３００Ｈｚから３．４ｋＨｚの電話と同じ
情報帯域を確保し、常時激しいフェージングが発生する
移動伝搬路で優れた伝送特性が得られることを報告し、
特にＲＺ ＳＳＢ方式の基本特性からデータ信号伝送特
性について報告したものである。（５）は英国ブリスト
ル(Bristol) 大学の研究であり、パイロット信号を情報
信号帯域内に配置することを特徴の一つとしているＳＳ
Ｂ方式である。このため、この方式はＴＴＩＢ(Transpa
rent Tone In Band)方式と呼ばれる。受信機では、移動
伝搬路で受けたフェージングで劣化した受信信号をＦＦ
ＳＲ(Feedforward Signal Regeneration) と名付けられ
たＡＧＣ(Automatic Gain Control)とＡＦＣ(Automatic
Frequency Control) の機能をもつ回路で修復すること
を特徴としている。さらに、ＦＦＳＲ部では、ランダム
ＦＭ雑音をフィードフォワード回路形式で除去してい
る。（６）に開示の技術では、（５）の文献にあるＦＦ
ＳＲに類似した処理を行っている。（７）では、ランダ
ムＦＭ雑音除去技術を含めダイバーシチ技術全般につい
て詳しく記述している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のフィー
ドフォワード構成の回路では、パイロット信号を抽出す
る狭帯域フィルタの遅延特性が十分に等化されていない
等による問題があり、ランダムＦＭ雑音の除去が十分に
できない問題があった。
ドフォワード構成の回路では、パイロット信号を抽出す
る狭帯域フィルタの遅延特性が十分に等化されていない
等による問題があり、ランダムＦＭ雑音の除去が十分に
できない問題があった。
【０００５】このような問題を解決し、狭帯域フィルタ
の遅延時間を等化してランダムＦＭ雑音が除去できるよ
うにすることも考えられるが、利用する周波数領域で
は、パイロット信号を抽出する狭帯域フィルタの遅延特
性を平坦に等化することが困難であることが多い。
の遅延時間を等化してランダムＦＭ雑音が除去できるよ
うにすることも考えられるが、利用する周波数領域で
は、パイロット信号を抽出する狭帯域フィルタの遅延特
性を平坦に等化することが困難であることが多い。
【０００６】さらに、利用する周波数領域では、広い温
度範囲にわたって振幅特性が変化しない小型で安価なパ
イロット信号抽出用の狭帯域フィルタを実現することが
困難であることが多い。
度範囲にわたって振幅特性が変化しない小型で安価なパ
イロット信号抽出用の狭帯域フィルタを実現することが
困難であることが多い。
【０００７】また、移動通信装置では、自チャンネル以
外の信号を急峻な受信フィルタで除去する必要がある
が、狭帯域移動通信方式に適合するフィルタとして、広
い温度範囲にわたってその振幅特性が変化しない小型で
安価なフィルタを確保することが難しいという問題があ
った。
外の信号を急峻な受信フィルタで除去する必要がある
が、狭帯域移動通信方式に適合するフィルタとして、広
い温度範囲にわたってその振幅特性が変化しない小型で
安価なフィルタを確保することが難しいという問題があ
った。
【０００８】本発明は、このような問題点を解決し、フ
ェージング周波数が高いランダムＦＭ雑音を十分に除去
できるとともに、自チャンネル以外の信号を十分に除去
して品質の高い受信信号を得ることのできる無線通信方
法および装置を提供し、さらに、等利得合成ダイバシ
チ、最大比合成ダイバシチあるいは選択ダイバシチ回路
に利用されるランダムＦＭ雑音除去回路を提供すること
を目的とする。
ェージング周波数が高いランダムＦＭ雑音を十分に除去
できるとともに、自チャンネル以外の信号を十分に除去
して品質の高い受信信号を得ることのできる無線通信方
法および装置を提供し、さらに、等利得合成ダイバシ
チ、最大比合成ダイバシチあるいは選択ダイバシチ回路
に利用されるランダムＦＭ雑音除去回路を提供すること
を目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のランダムＦＭ雑
音除去回路は、高周波帯（ＲＦ帯またはＩＦ帯）の入力
信号からパイロット信号を含む被変調波を抽出する第一
のフィルタ手段と、この第一のフィルタ手段の出力から
パイロット信号を抽出する第二のフィルタ手段と、抽出
されたパイロット信号の振幅を実質的に一定の値に振幅
制限する振幅制限手段と、この振幅制限手段の出力を第
一のフィルタ手段により抽出された信号に周波数混合す
ることにより被変調波およびパイロット信号にそれぞれ
含まれていたランダムＦＭ雑音成分を相殺する雑音相殺
手段と、この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅
延時間を等化する遅延等化手段とを備えたランダムＦＭ
雑音除去回路において、第一のフィルタ手段は、高周波
帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一の帯
域通過手段と、この第一の帯域通過手段の出力を低周波
帯（ＡＦ帯）の信号に周波数変換する入力周波数変換手
段と、パイロット信号を含む被変調波をこの低周波数帯
の信号で抽出する第二の帯域通過手段とを含むことを特
徴とする。
音除去回路は、高周波帯（ＲＦ帯またはＩＦ帯）の入力
信号からパイロット信号を含む被変調波を抽出する第一
のフィルタ手段と、この第一のフィルタ手段の出力から
パイロット信号を抽出する第二のフィルタ手段と、抽出
されたパイロット信号の振幅を実質的に一定の値に振幅
制限する振幅制限手段と、この振幅制限手段の出力を第
一のフィルタ手段により抽出された信号に周波数混合す
ることにより被変調波およびパイロット信号にそれぞれ
含まれていたランダムＦＭ雑音成分を相殺する雑音相殺
手段と、この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅
延時間を等化する遅延等化手段とを備えたランダムＦＭ
雑音除去回路において、第一のフィルタ手段は、高周波
帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一の帯
域通過手段と、この第一の帯域通過手段の出力を低周波
帯（ＡＦ帯）の信号に周波数変換する入力周波数変換手
段と、パイロット信号を含む被変調波をこの低周波数帯
の信号で抽出する第二の帯域通過手段とを含むことを特
徴とする。
【００１０】雑音相殺手段の入力において（パイロット
信号を含む）被変調波とパイロット信号との搬送波が異
なるように、いずれか一方を周波数変換する必要があ
る。通常は、パイロット信号を周波数変換する。すなわ
ち、抽出されたパイロット信号を周波数変換して振幅制
限手段に供給する手段を備えることがよい。
信号を含む）被変調波とパイロット信号との搬送波が異
なるように、いずれか一方を周波数変換する必要があ
る。通常は、パイロット信号を周波数変換する。すなわ
ち、抽出されたパイロット信号を周波数変換して振幅制
限手段に供給する手段を備えることがよい。
【００１１】入力信号に含まれるパイロット信号として
は、被変調波の搬送波周波数に近接した周波数で送信側
から無変調で送信された信号でもよく、搬送波そのもの
でもよい。入力信号に含まれる被変調波が逓減搬送波単
側帯波信号でＲＺ ＳＳＢ復調方式を用いる場合には、
抽出されたパイロット信号を増幅する手段と、増幅され
たパイロット信号を低周波帯の被変調波に加算する手段
とを備え、遅延等化手段には第二のフィルタ手段および
増幅する手段による遅延を等化する遅延回路を含むこと
がよい。
は、被変調波の搬送波周波数に近接した周波数で送信側
から無変調で送信された信号でもよく、搬送波そのもの
でもよい。入力信号に含まれる被変調波が逓減搬送波単
側帯波信号でＲＺ ＳＳＢ復調方式を用いる場合には、
抽出されたパイロット信号を増幅する手段と、増幅され
たパイロット信号を低周波帯の被変調波に加算する手段
とを備え、遅延等化手段には第二のフィルタ手段および
増幅する手段による遅延を等化する遅延回路を含むこと
がよい。
【００１２】
【作用】高周波帯の入力信号から所望の周波数を取り出
して低周波帯の信号に周波数変換し、その周波数でパイ
ロット信号が付加された被変調波を抽出する。帯域制限
を無線周波数段だけで行うわけではないので、無線周波
数段の帯域通過フィルタに要求される帯域制限の要求条
件が緩和され、さらに、動作温度領域での要求条件も緩
和される。低周波帯の帯域通過フィルタの場合には、全
動作温度領域にわたって変動のない帯域特性が容易に得
られる。
して低周波帯の信号に周波数変換し、その周波数でパイ
ロット信号が付加された被変調波を抽出する。帯域制限
を無線周波数段だけで行うわけではないので、無線周波
数段の帯域通過フィルタに要求される帯域制限の要求条
件が緩和され、さらに、動作温度領域での要求条件も緩
和される。低周波帯の帯域通過フィルタの場合には、全
動作温度領域にわたって変動のない帯域特性が容易に得
られる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明第一実施例のランダムＦＭ雑音
除去回路を示すブロック構成図である。
除去回路を示すブロック構成図である。
【００１４】この装置は、パイロット信号を含む被変調
波からパイロット信号を抽出する第二のフィルタ手段と
して帯域通過フィルタ１４を備え、抽出されたパイロッ
ト信号の振幅を実質的に一定の値に振幅制限する振幅制
限手段として振幅制限回路１７を備え、この振幅制限回
路１７の出力をパイロット信号を含む変調波に周波数混
合することにより被変調波およびパイロット信号にそれ
ぞれ含まれていたランダムＦＭ雑音成分を相殺する雑音
相殺手段として周波数変換器１９および帯域通過フィフ
ルタ２０を備え、この雑音相殺手段に入力される二つの
信号の遅延時間を等化する遅延等化手段として遅延回路
１８を備える。
波からパイロット信号を抽出する第二のフィルタ手段と
して帯域通過フィルタ１４を備え、抽出されたパイロッ
ト信号の振幅を実質的に一定の値に振幅制限する振幅制
限手段として振幅制限回路１７を備え、この振幅制限回
路１７の出力をパイロット信号を含む変調波に周波数混
合することにより被変調波およびパイロット信号にそれ
ぞれ含まれていたランダムＦＭ雑音成分を相殺する雑音
相殺手段として周波数変換器１９および帯域通過フィフ
ルタ２０を備え、この雑音相殺手段に入力される二つの
信号の遅延時間を等化する遅延等化手段として遅延回路
１８を備える。
【００１５】ここで本実施例の特徴とするところは、高
周波帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一
の帯域通過手段として帯域通過フィルタ１０を備え、こ
の帯域通過フィルタ１０の出力を低周波帯の信号に周波
数変換する入力周波数変換手段として周波数変換器１１
および局部発振器１２を備え、パイロット信号を含む被
変調波をこの低周波数帯の信号で抽出する第二の帯域通
過手段として帯域通過フィルタ１３を備えたことにあ
る。また、帯域通過フィルタ１４により抽出されたパイ
ロット信号を周波数変換して振幅制限回路１７に供給す
る手段として、周波数変換器１５および帯域通過フィル
タ１６を備える。
周波帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出す第一
の帯域通過手段として帯域通過フィルタ１０を備え、こ
の帯域通過フィルタ１０の出力を低周波帯の信号に周波
数変換する入力周波数変換手段として周波数変換器１１
および局部発振器１２を備え、パイロット信号を含む被
変調波をこの低周波数帯の信号で抽出する第二の帯域通
過手段として帯域通過フィルタ１３を備えたことにあ
る。また、帯域通過フィルタ１４により抽出されたパイ
ロット信号を周波数変換して振幅制限回路１７に供給す
る手段として、周波数変換器１５および帯域通過フィル
タ１６を備える。
【００１６】この実施例の動作について、被変調波の搬
送波周波数に近接した周波数のパイロット信号が送信側
から無変調で送信されている場合について説明する。
送波周波数に近接した周波数のパイロット信号が送信側
から無変調で送信されている場合について説明する。
【００１７】帯域通過フィルタ１０には、パイロット信
号と被変調波とが入力する。帯域通過フィルタ１０は、
自チャンネルに減衰を与えずに隣接チャンネルの信号を
ある程度除去する。周波数変換器１１は、帯域通過フィ
ルタ１０の出力信号を局部発振器１２の出力信号により
低周波帯に周波数変換する。帯域通過フィルタ１３は、
周波数変換後の信号から、自チャンネル以外の信号をシ
ステムで要求されるレベルまで除去する。帯域通過フィ
ルタ１４は周波数変換されたパイロット信号を抽出す
る。周波数変換器１５は帯域通過フィルタ１４の出力信
号を局部発振器１２の出力信号により周波数変換し、帯
域通過フィルタ１６は不要波を除去する。これにより、
高周波帯のパイロット信号が得られる。振幅制限回路１
７は振幅一定の信号を生成し、疑似ローカル信号として
周波数変換器１９に供給する。
号と被変調波とが入力する。帯域通過フィルタ１０は、
自チャンネルに減衰を与えずに隣接チャンネルの信号を
ある程度除去する。周波数変換器１１は、帯域通過フィ
ルタ１０の出力信号を局部発振器１２の出力信号により
低周波帯に周波数変換する。帯域通過フィルタ１３は、
周波数変換後の信号から、自チャンネル以外の信号をシ
ステムで要求されるレベルまで除去する。帯域通過フィ
ルタ１４は周波数変換されたパイロット信号を抽出す
る。周波数変換器１５は帯域通過フィルタ１４の出力信
号を局部発振器１２の出力信号により周波数変換し、帯
域通過フィルタ１６は不要波を除去する。これにより、
高周波帯のパイロット信号が得られる。振幅制限回路１
７は振幅一定の信号を生成し、疑似ローカル信号として
周波数変換器１９に供給する。
【００１８】帯域通過フィルタ１３の出力は、帯域通過
フィルタ１４および１６で発生する遅延時間に等しい時
間だけ遅延回路１８で遅延し、周波数変換器１９に供給
される。周波数変換器１９は、振幅制限回路１７からの
疑似ローカル信号と遅延回路１８を経由した信号との差
周波数が得られるように周波数変換を行う。これにより
ランダムＦＭ雑音が除去される。帯域通過フィルタ２０
は、周波数変換器１９の出力に含まれる不要波を除去す
る。
フィルタ１４および１６で発生する遅延時間に等しい時
間だけ遅延回路１８で遅延し、周波数変換器１９に供給
される。周波数変換器１９は、振幅制限回路１７からの
疑似ローカル信号と遅延回路１８を経由した信号との差
周波数が得られるように周波数変換を行う。これにより
ランダムＦＭ雑音が除去される。帯域通過フィルタ２０
は、周波数変換器１９の出力に含まれる不要波を除去す
る。
【００１９】このようにして、帯域通過フィルタ２０の
出力には、ランダムＦＭ雑音が除去されたパイロット信
号を含む被変調波が生成される。
出力には、ランダムＦＭ雑音が除去されたパイロット信
号を含む被変調波が生成される。
【００２０】本実施例では、二つの帯域通過フィルタ１
０、１３により通信装置で要求される主帯域制限を行っ
ている。従来の装置では、高周波帯の一つの帯域通過フ
ィルタで主帯域制限することが多い。そしてその場合に
は、全動作温度領域にわたって、通信装置から要求され
る帯域特性をもったフィルタが要求される。しかし、狭
帯域通信方式を用いる受信機では、これを確保すること
が困難である。そこで、本実施例では、高周波帯の帯域
通過フィルタ１０でまず、隣接チャンネルからの信号な
どの不要波に対して低周波帯の帯域通過フィルタ１３の
ダイナミックレンジが確保できるように帯域制限し、そ
の後に、帯域通過フィルタ１３で通信装置に要求される
主帯域制限を正確に行う。このようにすると、第一に、
高周波帯の帯域通過フィルタ１０に対する動作温度領域
での要求条件が緩和され、必要な特性を比較的容易に実
現することができる。第二に、低周波帯の帯域通過フィ
ルタ１３ではその帯域特性を全動作温度領域にわたって
変動なく確保できるので、正確な主帯域制限が実現でき
るとともに、集積回路を用いて容易に実現できるので、
小型化できるなどの利点がある。
０、１３により通信装置で要求される主帯域制限を行っ
ている。従来の装置では、高周波帯の一つの帯域通過フ
ィルタで主帯域制限することが多い。そしてその場合に
は、全動作温度領域にわたって、通信装置から要求され
る帯域特性をもったフィルタが要求される。しかし、狭
帯域通信方式を用いる受信機では、これを確保すること
が困難である。そこで、本実施例では、高周波帯の帯域
通過フィルタ１０でまず、隣接チャンネルからの信号な
どの不要波に対して低周波帯の帯域通過フィルタ１３の
ダイナミックレンジが確保できるように帯域制限し、そ
の後に、帯域通過フィルタ１３で通信装置に要求される
主帯域制限を正確に行う。このようにすると、第一に、
高周波帯の帯域通過フィルタ１０に対する動作温度領域
での要求条件が緩和され、必要な特性を比較的容易に実
現することができる。第二に、低周波帯の帯域通過フィ
ルタ１３ではその帯域特性を全動作温度領域にわたって
変動なく確保できるので、正確な主帯域制限が実現でき
るとともに、集積回路を用いて容易に実現できるので、
小型化できるなどの利点がある。
【００２１】また、帯域通過フィルタ１４についても、
低周波帯で動作するので、遅延特性も十分に平坦となる
ものが設計、製造でき、遅延回路１８で十分に等化でき
る。
低周波帯で動作するので、遅延特性も十分に平坦となる
ものが設計、製造でき、遅延回路１８で十分に等化でき
る。
【００２２】第一実施例の動作を数式を用いて説明す
る。まず、送信信号Ｓ(t) が、 Ｓ(t) ＝ｋ cos(ωpｔ）＋Ａ(t) cos(ωcｔ＋ω(t)) …（１） であるとする。第１項がパイロット信号、第２項が被変
調波である。この信号が移動伝搬路を伝搬し、図１の回
路に入力するときには、 Ｓ(t) ＝Ｒ(t）ｋ cos(ωpｔ＋δω(t）＋α） ＋Ｒ(t）Ａ(t）cos(ωcｔ＋ω(t）＋δω(t）＋α） …（２） となる。ここで、Ｒ(t）はレーレー・フェージング雑
音、δω(t）はランダムＦＭ雑音、αは位相を表す。
る。まず、送信信号Ｓ(t) が、 Ｓ(t) ＝ｋ cos(ωpｔ）＋Ａ(t) cos(ωcｔ＋ω(t)) …（１） であるとする。第１項がパイロット信号、第２項が被変
調波である。この信号が移動伝搬路を伝搬し、図１の回
路に入力するときには、 Ｓ(t) ＝Ｒ(t）ｋ cos(ωpｔ＋δω(t）＋α） ＋Ｒ(t）Ａ(t）cos(ωcｔ＋ω(t）＋δω(t）＋α） …（２） となる。ここで、Ｒ(t）はレーレー・フェージング雑
音、δω(t）はランダムＦＭ雑音、αは位相を表す。
【００２３】局部発振器１２の発振角周波数をω0 、そ
の位相を簡単のため零とすると、周波数変換器１１によ
り周波数変換された信号は、 Ｓ1(t）＝Ｒ(t）ｋ cos｛(ωp−ω0)ｔ＋δω(t)＋α｝ ＋Ｒ(t）Ａ(t）cos｛(ωc−ω0)ｔ＋ω(t)＋δω(t)＋α｝ …（３） となる。帯域通過フィルタ１４で抽出される信号は、 Ｓ2(t）＝Ｒ(t-τ1）ｋ cos｛(ωp−ω0)(ｔ−τ1）＋δω(t-τ1)＋α｝ となる。τ1 は帯域通過フィルタ１４の遅延時間であ
り、平坦に等化されたところの遅延時間である。さらに
周波数変換器１５で周波数変換し、帯域通過フィルタ１
６で不要波を除去し、振幅制限回路１７で振幅を一定に
した信号は、 Ｓ3(t）＝ cos｛ωp（ｔ−τ1−τ2）＋δω(t-τ1-τ2）＋α｝ …（４） となる。τ2 は帯域通過フィルタ１６の遅延時間であ
る。また、簡単のために振幅制限回路１７の出力信号の
振幅は「１」とした。
の位相を簡単のため零とすると、周波数変換器１１によ
り周波数変換された信号は、 Ｓ1(t）＝Ｒ(t）ｋ cos｛(ωp−ω0)ｔ＋δω(t)＋α｝ ＋Ｒ(t）Ａ(t）cos｛(ωc−ω0)ｔ＋ω(t)＋δω(t)＋α｝ …（３） となる。帯域通過フィルタ１４で抽出される信号は、 Ｓ2(t）＝Ｒ(t-τ1）ｋ cos｛(ωp−ω0)(ｔ−τ1）＋δω(t-τ1)＋α｝ となる。τ1 は帯域通過フィルタ１４の遅延時間であ
り、平坦に等化されたところの遅延時間である。さらに
周波数変換器１５で周波数変換し、帯域通過フィルタ１
６で不要波を除去し、振幅制限回路１７で振幅を一定に
した信号は、 Ｓ3(t）＝ cos｛ωp（ｔ−τ1−τ2）＋δω(t-τ1-τ2）＋α｝ …（４） となる。τ2 は帯域通過フィルタ１６の遅延時間であ
る。また、簡単のために振幅制限回路１７の出力信号の
振幅は「１」とした。
【００２４】帯域通過フィルタ１３から遅延回路１８に
入力された信号は、帯域通過フィルタ１４および１６に
よる遅延時間τ1 ＋τ2 が等化され、 Ｓ5(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛(ωp−ω0)（ｔ−τ1−τ2） ＋δω(t-τ1-τ2) ＋α｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛(ωc−ω0)（ｔ−τ1−τ2）＋ω(t-τ1-τ2） ＋δω(t-τ1-τ2) ＋α｝ …（５） となる。この信号について、（４）式に示した振幅制限
回路１７の出力を疑似ローカル信号として用い、周波数
変換器１９により周波数変換を行って差周波を生成す
る。これにより、 Ｓ6(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛ω0 (ｔ−τ1−τ2）｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛(ωp−ωc＋ω0)(ｔ−τ1−τ2)−ω(t-τ1-τ2)｝ が得られる。すなわち、ランダムＦＭ雑音δω(t-τ1-
τ2) と入力の位相αとが除去される。
入力された信号は、帯域通過フィルタ１４および１６に
よる遅延時間τ1 ＋τ2 が等化され、 Ｓ5(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛(ωp−ω0)（ｔ−τ1−τ2） ＋δω(t-τ1-τ2) ＋α｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛(ωc−ω0)（ｔ−τ1−τ2）＋ω(t-τ1-τ2） ＋δω(t-τ1-τ2) ＋α｝ …（５） となる。この信号について、（４）式に示した振幅制限
回路１７の出力を疑似ローカル信号として用い、周波数
変換器１９により周波数変換を行って差周波を生成す
る。これにより、 Ｓ6(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛ω0 (ｔ−τ1−τ2）｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛(ωp−ωc＋ω0)(ｔ−τ1−τ2)−ω(t-τ1-τ2)｝ が得られる。すなわち、ランダムＦＭ雑音δω(t-τ1-
τ2) と入力の位相αとが除去される。
【００２５】図２は本発明第二実施例のランダムＦＭ雑
音除去回路を示すブロック構成図である。
音除去回路を示すブロック構成図である。
【００２６】この実施例は本発明をＲＺ ＳＳＢ受信機
で実施したものである。すなわち、入力信号が逓減搬送
波単側帯波であり、パイロット信号として被変調波の搬
送波を用いる場合の構成を示す。図２には、入力信号が
ＩＦ帯の信号の場合について、各部における被変調波と
パイロット信号（搬送波）とのスペクトルをランダムＦ
Ｍ雑音成分を含めて簡略化して示す。ＲＺ ＳＳＢの場
合には、帯域通過フィルタ１４により抽出されたパイロ
ット信号を被変調波に加算して全搬送波単側帯波にする
必要がある。そこで本実施例では、帯域通過フィルタ１
４により抽出されたパイロット信号を増幅する増幅器２
２と、増幅されたパイロット信号を低周波帯の被変調波
に加算する加算器２３とを備える。増幅器２２の増幅度
は、パイロット信号成分が被変調波成分に比べて大きく
なるように設定される。遅延回路１８の代わりに、帯域
通過フィルタ１４および増幅器２２による遅延を等化す
る遅延回路２１を備える。加算器２３の出力には帯域通
過フィルタ２４が接続され、帯域通過フィルタ１６によ
る遅延は等化する。
で実施したものである。すなわち、入力信号が逓減搬送
波単側帯波であり、パイロット信号として被変調波の搬
送波を用いる場合の構成を示す。図２には、入力信号が
ＩＦ帯の信号の場合について、各部における被変調波と
パイロット信号（搬送波）とのスペクトルをランダムＦ
Ｍ雑音成分を含めて簡略化して示す。ＲＺ ＳＳＢの場
合には、帯域通過フィルタ１４により抽出されたパイロ
ット信号を被変調波に加算して全搬送波単側帯波にする
必要がある。そこで本実施例では、帯域通過フィルタ１
４により抽出されたパイロット信号を増幅する増幅器２
２と、増幅されたパイロット信号を低周波帯の被変調波
に加算する加算器２３とを備える。増幅器２２の増幅度
は、パイロット信号成分が被変調波成分に比べて大きく
なるように設定される。遅延回路１８の代わりに、帯域
通過フィルタ１４および増幅器２２による遅延を等化す
る遅延回路２１を備える。加算器２３の出力には帯域通
過フィルタ２４が接続され、帯域通過フィルタ１６によ
る遅延は等化する。
【００２７】この実施例の動作は実質的に第一実施例の
動作と同等であり、帯域通過フィルタ２０の出力には、
ランダムＦＭ雑音が除去され逓減搬送波単側帯波が全搬
送波単側帯波に変換された信号が得られる。
動作と同等であり、帯域通過フィルタ２０の出力には、
ランダムＦＭ雑音が除去され逓減搬送波単側帯波が全搬
送波単側帯波に変換された信号が得られる。
【００２８】この実施例のパイロット信号に関する動作
はωp ＝ωc であることを除いて第一実施例と同等であ
り、ここでは、被搬送波側の動作について数式を用いて
説明する。
はωp ＝ωc であることを除いて第一実施例と同等であ
り、ここでは、被搬送波側の動作について数式を用いて
説明する。
【００２９】加算器２３で生成される信号は、帯域通過
フィルタ１４の遅延時間が遅延回路２１で等化されてい
るので、 Ｓ4(t）＝Ｒ(t-τ1）cos｛(ωc−ω0)(ｔ−τ1）＋δω(t-τ1）＋α｝ ＋Ｒ(t-τ1）Ａ(t）cos｛(ωc−ω0)(ｔ−τ1）＋ω(t-τ1） ＋δω(t-τ1）＋α｝ となる。ここで、簡単のため搬送波成分を「１」とし
た。全搬送波単側帯波が生成するためには、増幅器２２
の増幅度は１＞ｍａｘ｜Ａ(t）｜となるように調整す
る。これにより、帯域通過フィルタ２４の出力には第一
実施例で説明した（５）式で表される信号が得られ、帯
域通過フィルタ２０の出力には、 Ｓ7(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛ω0(ｔ−τ1−τ2）｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛ω0(ｔ−τ1−τ2）−ω(t-τ1-τ2）｝ が得られる。
フィルタ１４の遅延時間が遅延回路２１で等化されてい
るので、 Ｓ4(t）＝Ｒ(t-τ1）cos｛(ωc−ω0)(ｔ−τ1）＋δω(t-τ1）＋α｝ ＋Ｒ(t-τ1）Ａ(t）cos｛(ωc−ω0)(ｔ−τ1）＋ω(t-τ1） ＋δω(t-τ1）＋α｝ となる。ここで、簡単のため搬送波成分を「１」とし
た。全搬送波単側帯波が生成するためには、増幅器２２
の増幅度は１＞ｍａｘ｜Ａ(t）｜となるように調整す
る。これにより、帯域通過フィルタ２４の出力には第一
実施例で説明した（５）式で表される信号が得られ、帯
域通過フィルタ２０の出力には、 Ｓ7(t）＝Ｒ(t-τ1-τ2）cos｛ω0(ｔ−τ1−τ2）｝ ＋Ｒ(t-τ1-τ2）Ａ(t-τ1-τ2） ×cos｛ω0(ｔ−τ1−τ2）−ω(t-τ1-τ2）｝ が得られる。
【００３０】図３は本発明の利用例を示すブロック構成
図であり、２ブランチ等利得合成ダイバーシチ回路を示
す。ここで、各ブランチのアンテナからランダムＦＭ雑
音除去回路までの利得を等しくなるように構成する。
図であり、２ブランチ等利得合成ダイバーシチ回路を示
す。ここで、各ブランチのアンテナからランダムＦＭ雑
音除去回路までの利得を等しくなるように構成する。
【００３１】この回路は、第一実施例または第二実施例
に示した回路をランダム雑音除去回路３０、３１として
二つ備え、さらに、この二つのランダム雑音除去回路３
０、３１の各々の出力信号を同相加算する同相加算回路
３２と、帯域通過フィルタ３３とを備える。ランダム雑
音除去回路３０、３１の出力には、それぞれランダムＦ
Ｍ雑音と入力の位相とが除去された信号が得られる。そ
こで、これらの信号の位相は、受信器内で発生する位相
のみによっているので、同相加算回路３２により同相
（コヒーレント）加算することができる。加算された信
号に含まれる不要波については帯域通過フィルタ３３に
より除去する。したがって、帯域通過フィルタ３３の出
力には、等利得合成された信号が得られる。
に示した回路をランダム雑音除去回路３０、３１として
二つ備え、さらに、この二つのランダム雑音除去回路３
０、３１の各々の出力信号を同相加算する同相加算回路
３２と、帯域通過フィルタ３３とを備える。ランダム雑
音除去回路３０、３１の出力には、それぞれランダムＦ
Ｍ雑音と入力の位相とが除去された信号が得られる。そ
こで、これらの信号の位相は、受信器内で発生する位相
のみによっているので、同相加算回路３２により同相
（コヒーレント）加算することができる。加算された信
号に含まれる不要波については帯域通過フィルタ３３に
より除去する。したがって、帯域通過フィルタ３３の出
力には、等利得合成された信号が得られる。
【００３２】図４は図３の利用例におけるブランチ数を
増やしたｎブランチ等利得合成ダイバーシチ回路を示
す。
増やしたｎブランチ等利得合成ダイバーシチ回路を示
す。
【００３３】この回路は、第一実施例または第二実施例
に示した回路をランダム雑音除去回路４０−１〜４０−
ｎとしてｎ個備え、さらに、これらのランダム雑音除去
回路４０−１〜４０−ｎの各々の出力信号を同相加算す
る同相加算回路４１と、帯域通過フィルタ４２とを備え
る。ランダム雑音除去回路４０−１〜４０−ｎの出力に
はそれぞれランダムＦＭ雑音が除去された信号が得られ
るので、これらを並列に配置し、すべての信号を同相加
算回路４１により同相（コヒーレント）加算する。加算
された信号に含まれる不要波については帯域通過フィル
タ４２により除去する。これにより、等利得合成された
信号が得られる。
に示した回路をランダム雑音除去回路４０−１〜４０−
ｎとしてｎ個備え、さらに、これらのランダム雑音除去
回路４０−１〜４０−ｎの各々の出力信号を同相加算す
る同相加算回路４１と、帯域通過フィルタ４２とを備え
る。ランダム雑音除去回路４０−１〜４０−ｎの出力に
はそれぞれランダムＦＭ雑音が除去された信号が得られ
るので、これらを並列に配置し、すべての信号を同相加
算回路４１により同相（コヒーレント）加算する。加算
された信号に含まれる不要波については帯域通過フィル
タ４２により除去する。これにより、等利得合成された
信号が得られる。
【００３４】図５は本発明の別の利用例を示すブロック
構成図であり、ｎブランチ最大比合成ダイバーシチ回路
を示す。
構成図であり、ｎブランチ最大比合成ダイバーシチ回路
を示す。
【００３５】この回路は、第一実施例または第二実施例
に示した回路をランダムＦＭ雑音除去回路５０−１〜５
０−ｎとしてｎ個備え、それぞれのランダムＦＭ雑音除
去回路で抽出されたパイロット信号の信号レベルに基づ
いてそのランダムＦＭ雑音除去回路の出力信号を増幅す
る手段として包絡線検波回路５１−１〜５１−ｎおよび
利得可変増幅器５２−１〜５２−ｎを備え、利得可変増
幅器５２−１〜５２−ｎの出力を同相加算する同相加算
回路５３を備え、さらに同相加算回路５３の出力から不
要波を除去するための帯域通過フィルタ５４を備える。
に示した回路をランダムＦＭ雑音除去回路５０−１〜５
０−ｎとしてｎ個備え、それぞれのランダムＦＭ雑音除
去回路で抽出されたパイロット信号の信号レベルに基づ
いてそのランダムＦＭ雑音除去回路の出力信号を増幅す
る手段として包絡線検波回路５１−１〜５１−ｎおよび
利得可変増幅器５２−１〜５２−ｎを備え、利得可変増
幅器５２−１〜５２−ｎの出力を同相加算する同相加算
回路５３を備え、さらに同相加算回路５３の出力から不
要波を除去するための帯域通過フィルタ５４を備える。
【００３６】包絡線検波回路５１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）
は、ランダムＦＭ雑音除去回路５０−ｉ内の帯域通過フ
ィルタ１４または１６から出力されるパイロット信号の
レベルを検出する。利得可変増幅器５２−ｉは、包絡線
検波回路５１−ｉの出力信号レベルに比例して増幅度が
変化し、ランダムＦＭ雑音除去回路５０−ｉの出力レベ
ルを調整する。同相加算回路５３は利得可変増幅器５２
−１〜５２−ｎの出力を加算合成する。ブランチ数ｎと
しては、通常はｎ＝２が用いられる。
は、ランダムＦＭ雑音除去回路５０−ｉ内の帯域通過フ
ィルタ１４または１６から出力されるパイロット信号の
レベルを検出する。利得可変増幅器５２−ｉは、包絡線
検波回路５１−ｉの出力信号レベルに比例して増幅度が
変化し、ランダムＦＭ雑音除去回路５０−ｉの出力レベ
ルを調整する。同相加算回路５３は利得可変増幅器５２
−１〜５２−ｎの出力を加算合成する。ブランチ数ｎと
しては、通常はｎ＝２が用いられる。
【００３７】この例では包絡線検波回路をランダムＦＭ
雑音除去回路とは別に設けた例を示したが、振幅制限回
路（図１、図２における１７）に包絡線検波回路が備え
られている場合には、それを利用してもよい。
雑音除去回路とは別に設けた例を示したが、振幅制限回
路（図１、図２における１７）に包絡線検波回路が備え
られている場合には、それを利用してもよい。
【００３８】図６は本発明のさらに別の利用例を示すブ
ロック構成図であり、ｎブランチ選択合成ダイバーシチ
回路を示す。
ロック構成図であり、ｎブランチ選択合成ダイバーシチ
回路を示す。
【００３９】この回路は、第一実施例または第二実施例
に示した回路をランダムＦＭ雑音除去回路６０−１〜６
０−ｎとしてｎ個備え、それぞれのランダムＦＭ雑音除
去回路で抽出されたパイロット信号の信号レベルを比較
してその最大のものを検出する手段として包絡線検波回
路６１−１〜６１−ｎおよび最大値検出回路６２を備
え、この最大値検出回路６２の出力に基づいて複数のラ
ンダムＦＭ雑音除去回路６０−１〜６０−ｎのいずれか
の出力信号を選択して出力する手段として切替回路６３
を備え、さらに、切替回路６３の出力から不要波を除去
するための帯域通過フィルタ６４を備える。
に示した回路をランダムＦＭ雑音除去回路６０−１〜６
０−ｎとしてｎ個備え、それぞれのランダムＦＭ雑音除
去回路で抽出されたパイロット信号の信号レベルを比較
してその最大のものを検出する手段として包絡線検波回
路６１−１〜６１−ｎおよび最大値検出回路６２を備
え、この最大値検出回路６２の出力に基づいて複数のラ
ンダムＦＭ雑音除去回路６０−１〜６０−ｎのいずれか
の出力信号を選択して出力する手段として切替回路６３
を備え、さらに、切替回路６３の出力から不要波を除去
するための帯域通過フィルタ６４を備える。
【００４０】包絡線検波回路６１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）
は、ランダムＦＭ雑音除去回路６０−ｉ内の帯域通過フ
ィルタ１４または１６から出力されるパイロット信号の
レベルを検出する。最大値検出回路６２は、包絡線検波
回路６１−１〜６１−ｎの出力信号から最大値を示すブ
ランチがどれであるかを判定し、その判定結果を切替回
路６３に出力する。切替回路６３は、その判定結果にし
たがってブランチを切り替え、ランダムＦＭ雑音除去回
路６０−１〜６０−ｎのいずれかの出力を選択する。こ
の場合にも、通常はｎ＝２が用いられる。
は、ランダムＦＭ雑音除去回路６０−ｉ内の帯域通過フ
ィルタ１４または１６から出力されるパイロット信号の
レベルを検出する。最大値検出回路６２は、包絡線検波
回路６１−１〜６１−ｎの出力信号から最大値を示すブ
ランチがどれであるかを判定し、その判定結果を切替回
路６３に出力する。切替回路６３は、その判定結果にし
たがってブランチを切り替え、ランダムＦＭ雑音除去回
路６０−１〜６０−ｎのいずれかの出力を選択する。こ
の場合にも、通常はｎ＝２が用いられる。
【００４１】この例の場合も図５の例と同様に、包絡線
検波回路６１−１〜６１−ｎとして振幅制限回路内の包
絡線検波回路を利用することができる。
検波回路６１−１〜６１−ｎとして振幅制限回路内の包
絡線検波回路を利用することができる。
【００４２】以上の実施例および利用例において、ラン
ダムＦＭ雑音除去回路およびそれを利用したダイバシチ
回路の少なくとも一部をディジタル回路で実現すること
もできる。すなわち、上述した回路のうち必要な回路に
ついてディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）のソフトウェ
アとして設定しておき、入力信号をＡ／Ｄ変換器により
ディジタル信号に変換してディジタル信号処理回路によ
りディジタル演算し、それをＤ／Ａ変換器によりアナロ
グ信号に変換して出力する。この場合、入力信号の周波
数はディジタル信号処理回路が動作する周波数領域、例
えば数十ｋＨｚまで下げておく。このようにディジタル
信号処理回路で本発明を実施すると、回路全体がＬＳＩ
化でき、低廉化できると共に、常に正確な処理ができる
利点がある。
ダムＦＭ雑音除去回路およびそれを利用したダイバシチ
回路の少なくとも一部をディジタル回路で実現すること
もできる。すなわち、上述した回路のうち必要な回路に
ついてディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）のソフトウェ
アとして設定しておき、入力信号をＡ／Ｄ変換器により
ディジタル信号に変換してディジタル信号処理回路によ
りディジタル演算し、それをＤ／Ａ変換器によりアナロ
グ信号に変換して出力する。この場合、入力信号の周波
数はディジタル信号処理回路が動作する周波数領域、例
えば数十ｋＨｚまで下げておく。このようにディジタル
信号処理回路で本発明を実施すると、回路全体がＬＳＩ
化でき、低廉化できると共に、常に正確な処理ができる
利点がある。
【００４３】図７および図８は図２に示した第二実施例
と同等のランダムＦＭ雑音除去回路をディジタル信号処
理回路を用いて実現した例を示す図であり、図７は回路
構成、図８はディジタル信号処理回路による処理フロー
を示す。この例では、中心周波数が１５ｋＨｚとなるよ
うに受信機で周波数変換し、不要波を除去した後に、サ
ンプリング周波数５０ｋＨｚ、１６ビット精度のＡ／Ｄ
変換器７１でディジタル信号に変換し、ディジタル信号
処理回路７２に入力する。１６ビット精度のディジタル
信号を用いると、信号のダイナミックレンジは２０ｌｏ
ｇ２16＝９６ｄＢが確保できる。さらに、周波数変換な
どの乗算があっても、十分な精度を確保できる。ディジ
タル信号処理回路７２では、図１における帯域通過フィ
ルタ１３の中心周波数が５ｋＨｚとなるように設定す
る。このように周波数配置を決定すれば、図１に示した
実施例で個別回路により実現したランダムＦＭ除去回路
がメモリ７３に記述されたシーケンスにしたがうディジ
タル信号処理回路７２のディジタル演算によって実現さ
れる。演算結果はＤ／Ａ変換器７４でアナログ信号に変
換する。
と同等のランダムＦＭ雑音除去回路をディジタル信号処
理回路を用いて実現した例を示す図であり、図７は回路
構成、図８はディジタル信号処理回路による処理フロー
を示す。この例では、中心周波数が１５ｋＨｚとなるよ
うに受信機で周波数変換し、不要波を除去した後に、サ
ンプリング周波数５０ｋＨｚ、１６ビット精度のＡ／Ｄ
変換器７１でディジタル信号に変換し、ディジタル信号
処理回路７２に入力する。１６ビット精度のディジタル
信号を用いると、信号のダイナミックレンジは２０ｌｏ
ｇ２16＝９６ｄＢが確保できる。さらに、周波数変換な
どの乗算があっても、十分な精度を確保できる。ディジ
タル信号処理回路７２では、図１における帯域通過フィ
ルタ１３の中心周波数が５ｋＨｚとなるように設定す
る。このように周波数配置を決定すれば、図１に示した
実施例で個別回路により実現したランダムＦＭ除去回路
がメモリ７３に記述されたシーケンスにしたがうディジ
タル信号処理回路７２のディジタル演算によって実現さ
れる。演算結果はＤ／Ａ変換器７４でアナログ信号に変
換する。
【００４４】メモリ７３に記述されたシーケンスを変更
すれば、図２に示した第二実施例と同等の回路をディジ
タル処理で実現できる。また、図３ないし図６に示した
利用例についても同様にディジタル処理で実現できる。
すれば、図２に示した第二実施例と同等の回路をディジ
タル処理で実現できる。また、図３ないし図６に示した
利用例についても同様にディジタル処理で実現できる。
【００４５】図９はランダムＦＭ雑音除去特性を測定す
るための室内実験装置を示すブロック構成図であり、図
１０は得られた特性を示す。
るための室内実験装置を示すブロック構成図であり、図
１０は得られた特性を示す。
【００４６】この測定では、移動伝搬路をレーレ・フェ
ージング・シミュレータ９３と減衰器９４とでシミュレ
ートした。減衰器９４は基地局からの距離にしたがって
信号が減衰する様子をシミュレートするためのものであ
る。測定では、トーン信号発生器９１により１ｋＨｚの
トーン信号を発生し、それを送信機９２から送信し、レ
ーレ・フェージング・シミュレータ９３および減衰器９
４を介して受信機９５に入力し、復調されたトーン信号
をＳＩＮＡＤ測定器９６で測定した。ＳＩＮＡＤ特性
は、信号電力Ｓ、雑音電力Ｎ、歪電力Ｄを用いて、 ＳＩＮＡＤ＝１０ｌｏｇ〔Ｓ＋Ｎ＋Ｄ〕／〔Ｎ＋Ｄ〕 〔ｄＢ〕 と定義される値である。この測定結果を図１０に示す。
受信機９５内に本発明実施例のランダムＦＭ雑音除去回
路を設けた場合には、フェージング下の特性が著しく改
善された。
ージング・シミュレータ９３と減衰器９４とでシミュレ
ートした。減衰器９４は基地局からの距離にしたがって
信号が減衰する様子をシミュレートするためのものであ
る。測定では、トーン信号発生器９１により１ｋＨｚの
トーン信号を発生し、それを送信機９２から送信し、レ
ーレ・フェージング・シミュレータ９３および減衰器９
４を介して受信機９５に入力し、復調されたトーン信号
をＳＩＮＡＤ測定器９６で測定した。ＳＩＮＡＤ特性
は、信号電力Ｓ、雑音電力Ｎ、歪電力Ｄを用いて、 ＳＩＮＡＤ＝１０ｌｏｇ〔Ｓ＋Ｎ＋Ｄ〕／〔Ｎ＋Ｄ〕 〔ｄＢ〕 と定義される値である。この測定結果を図１０に示す。
受信機９５内に本発明実施例のランダムＦＭ雑音除去回
路を設けた場合には、フェージング下の特性が著しく改
善された。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のランダム
ＦＭ雑音除去回路は、回路の構成部品の中で伝送品質に
最も影響を与える帯域通過フィルタに要求される条件を
緩和でき、比較的安価な回路を用いて、温度特性に優れ
たランダムＦＭ雑音除去回路を実現できる。また遅延変
動も少ないので、遅延量の等化も容易である。また、広
い温度にわたって振幅特性が変化しない小型で安価なフ
ィルタを用いて自チャンネル以外の信号を除去すること
ができる。
ＦＭ雑音除去回路は、回路の構成部品の中で伝送品質に
最も影響を与える帯域通過フィルタに要求される条件を
緩和でき、比較的安価な回路を用いて、温度特性に優れ
たランダムＦＭ雑音除去回路を実現できる。また遅延変
動も少ないので、遅延量の等化も容易である。また、広
い温度にわたって振幅特性が変化しない小型で安価なフ
ィルタを用いて自チャンネル以外の信号を除去すること
ができる。
【００４８】本発明のランダムＦＭ雑音除去回路は、１
ブランチの通常の受信時、すなわちダイバシチを利用し
ない場合でも、遅延特性を十分に考慮しランダムＦＭ雑
音が除去できるので品質の高い受信信号が得られる。ま
た、２ブランチ以上のダイバシチでは、各ブランチの信
号がそれぞれランダムＦＭ雑音を除去されているので、
例えば、これらを全て同相で合成する回路構成を用い
て、品質の高い等利得合成ダイバシチ受信信号が得られ
る。
ブランチの通常の受信時、すなわちダイバシチを利用し
ない場合でも、遅延特性を十分に考慮しランダムＦＭ雑
音が除去できるので品質の高い受信信号が得られる。ま
た、２ブランチ以上のダイバシチでは、各ブランチの信
号がそれぞれランダムＦＭ雑音を除去されているので、
例えば、これらを全て同相で合成する回路構成を用い
て、品質の高い等利得合成ダイバシチ受信信号が得られ
る。
【図１】本発明第一実施例のランダムＦＭ雑音除去回路
を示すブロック構成図。
を示すブロック構成図。
【図２】本発明第二実施例のランダムＦＭ雑音除去回路
を示すブロック構成図。
を示すブロック構成図。
【図３】本発明の利用例を示すブロック構成図であり、
２ブランチ等利得合成ダイバーシチ回路の構成を示す
図。
２ブランチ等利得合成ダイバーシチ回路の構成を示す
図。
【図４】本発明の利用例を示すブロック構成図であり、
ｎブランチ等利得合成ダイバーシチ回路の構成を示す
図。
ｎブランチ等利得合成ダイバーシチ回路の構成を示す
図。
【図５】本発明の別の利用例を示すブロック構成図であ
り、ｎブランチ最大比合成ダイバーシチ回路の構成を示
す図。
り、ｎブランチ最大比合成ダイバーシチ回路の構成を示
す図。
【図６】本発明のさらに別の利用例を示すブロック構成
図であり、ｎブランチ選択合成ダイバーシチ回路を示す
図。
図であり、ｎブランチ選択合成ダイバーシチ回路を示す
図。
【図７】ディジタル信号処理回路を用いた実施例を示す
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図８】ディジタル信号処理回路による処理フローを示
す図。
す図。
【図９】ランダムＦＭ雑音除去特性を測定するための室
内実験装置を示すブロック構成図。
内実験装置を示すブロック構成図。
【図１０】得られた特性を示す図。
１０、１３、１４、１６、２０、２４ 帯域通過フィル
タ １１、１５、１９ 周波数変換器 １２ 局部発振器 １７ 振幅制限回路 １８、２１ 遅延回路 ２２ 増幅器 ２３ 加算器 ３０、３１、４０−１〜４０−ｎ、５０−１〜５０−
ｎ、６０−１〜６０−ｎランダム雑音除去回路 ３２、４１、５３ 同相加算回路 ３３、４２、５４、６４ 帯域通過フィルタ ５１−１〜５１−ｎ、６１−１〜６１−ｎ 包絡線検波
回路 ５２−１〜５２−ｎ 利得可変増幅器 ６２ 最大値検出回路 ６３ 切替回路 ７１ Ａ／Ｄ変換器 ７２ ディジタル信号処理回路 ７３ メモリ ７４ Ｄ／Ａ変換器
タ １１、１５、１９ 周波数変換器 １２ 局部発振器 １７ 振幅制限回路 １８、２１ 遅延回路 ２２ 増幅器 ２３ 加算器 ３０、３１、４０−１〜４０−ｎ、５０−１〜５０−
ｎ、６０−１〜６０−ｎランダム雑音除去回路 ３２、４１、５３ 同相加算回路 ３３、４２、５４、６４ 帯域通過フィルタ ５１−１〜５１−ｎ、６１−１〜６１−ｎ 包絡線検波
回路 ５２−１〜５２−ｎ 利得可変増幅器 ６２ 最大値検出回路 ６３ 切替回路 ７１ Ａ／Ｄ変換器 ７２ ディジタル信号処理回路 ７３ メモリ ７４ Ｄ／Ａ変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−268616（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−276827（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−221022（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−31316（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−21022（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−137431（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−115441（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−140742（ＪＰ，Ｕ) 特表 昭56−501187（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H04B 7/08
Claims (9)
- 【請求項１】 高周波帯の入力信号からパイロット信号
を含む被変調波を抽出する第一のフィルタ手段と、 この第一のフィルタ手段の出力からパイロット信号を抽
出する第二のフィルタ手段と、 抽出されたパイロット信号の振幅を実質的に一定の値に
振幅制限する振幅制限手段と、 この振幅制限手段の出力を上記第一のフィルタ手段によ
り抽出された信号に周波数混合することにより被変調波
およびパイロット信号にそれぞれ含まれていたランダム
ＦＭ雑音成分を相殺する雑音相殺手段と、 この雑音相殺手段に入力される二つの信号の遅延時間を
等化する遅延等化手段とを備えたランダムＦＭ雑音除去
回路において、 上記第一のフィルタ手段は、 上記高周波帯の入力信号から受信すべき周波数を取り出
す第一の帯域通過手段と、 この第一の帯域通過手段の出力を低周波帯の信号に周波
数変換する入力周波数変換手段と、 上記パイロット信号を含む被変調波をこの低周波数帯の
信号で抽出する第二の帯域通過手段とを含むことを特徴
とするランダムＦＭ雑音除去回路。 - 【請求項２】 上記第二の帯域通過フィルタにより抽出
されたパイロット信号を周波数変換して上記振幅制限手
段に供給する手段を備えた請求項１記載のランダムＦＭ
雑音除去回路。 - 【請求項３】 上記入力信号に含まれるパイロット信号
は被変調波に近接した周波数で送信側から無変調で送信
された信号である請求項１記載のランダムＦＭ雑音除去
回路。 - 【請求項４】 上記入力信号に含まれるパイロット信号
は被変調波の搬送波である請求項１記載のランダムＦＭ
雑音除去回路。 - 【請求項５】 上記入力信号に含まれる被変調波は逓減
搬送波単側帯波信号であり、 上記第二のフィルタ手段により抽出されたパイロット信
号を増幅する手段と、 増幅されたパイロット信号を上記第二の帯域通過手段に
より抽出された信号に加算する手段と、 この加算する手段に入力される二つの信号の遅延時間を
等化する手段とを備えた請求項４記載のランダムＦＭ雑
音除去回路。 - 【請求項６】 請求項１ないし５記載のランダムＦＭ雑
音除去回路において、その少なくとも一部の機能がディ
ジタル信号処理により行われることを特徴とするランダ
ムＦＭ雑音除去回路。 - 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれかに記載のラ
ンダムＦＭ雑音除去回路を複数備え、 この複数のランダムＦＭ雑音除去回路の各々の出力信号
を同相加算する同相加算手段を備えたことを特徴とする
等利得合成ダイバーシチ回路。 - 【請求項８】 請求項１ないし６のいずれかに記載のラ
ンダムＦＭ雑音除去回路を複数備え、 それぞれのランダムＦＭ雑音除去回路で抽出されたパイ
ロット信号の信号レベルに基づいてそのランダムＦＭ雑
音除去回路の出力信号を増幅する手段と、 この増幅する手段の出力を同相加算する同相加算手段と
を備えたことを特徴とする最大比合成ダイバーシチ回
路。 - 【請求項９】 請求項１ないし６のいずれかに記載のラ
ンダムＦＭ雑音除去回路を複数備え、 それぞれのランダムＦＭ雑音除去回路で抽出されたパイ
ロット信号の信号レベルを比較してその最大のものを検
出する手段と、 この検出する手段の出力に基づいて上記複数のランダム
ＦＭ雑音除去回路のいずれかの出力信号を選択して出力
する手段とを備えたことを特徴とする選択合成ダイバー
シチ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01272094A JP3209385B2 (ja) | 1993-02-05 | 1994-02-04 | ランダムｆｍ雑音除去回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1898793 | 1993-02-05 | ||
| JP5-18987 | 1993-02-05 | ||
| JP01272094A JP3209385B2 (ja) | 1993-02-05 | 1994-02-04 | ランダムｆｍ雑音除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06291691A JPH06291691A (ja) | 1994-10-18 |
| JP3209385B2 true JP3209385B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=26348366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01272094A Expired - Lifetime JP3209385B2 (ja) | 1993-02-05 | 1994-02-04 | ランダムｆｍ雑音除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3209385B2 (ja) |
-
1994
- 1994-02-04 JP JP01272094A patent/JP3209385B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06291691A (ja) | 1994-10-18 |
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