JP3411208B2 - デジタル無線受信装置 - Google Patents
デジタル無線受信装置Info
- Publication number
- JP3411208B2 JP3411208B2 JP06355498A JP6355498A JP3411208B2 JP 3411208 B2 JP3411208 B2 JP 3411208B2 JP 06355498 A JP06355498 A JP 06355498A JP 6355498 A JP6355498 A JP 6355498A JP 3411208 B2 JP3411208 B2 JP 3411208B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital
- filter
- level
- desired wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 35
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 11
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 19
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 11
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 11
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 11
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 9
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル無線装置に
関し、特にデジタル移動通信に用いられる無線装置に関
するものである。近年、無線通信における周波数資源の
逼迫に伴って、デジタル化による高能率伝送方式が多く
用いられるようになって来ている。この一方で、チャン
ネルの占有帯域幅も狭帯域幅が要求されるようになって
来ている。
関し、特にデジタル移動通信に用いられる無線装置に関
するものである。近年、無線通信における周波数資源の
逼迫に伴って、デジタル化による高能率伝送方式が多く
用いられるようになって来ている。この一方で、チャン
ネルの占有帯域幅も狭帯域幅が要求されるようになって
来ている。
【０００２】これを実現するために、送信側ではロール
オフファクタを小さくしたり、リニアライザ技術の採用
により狭帯域化を図って来ており、受信側では隣接チャ
ンネルの妨害波を低減するために、より減衰特性の優れ
たアナログフィルタの開発が行われて来た。さらに性能
の向上のために最近ではデジタルフィルタにより妨害波
の除去も試みられるようになって来ている。
オフファクタを小さくしたり、リニアライザ技術の採用
により狭帯域化を図って来ており、受信側では隣接チャ
ンネルの妨害波を低減するために、より減衰特性の優れ
たアナログフィルタの開発が行われて来た。さらに性能
の向上のために最近ではデジタルフィルタにより妨害波
の除去も試みられるようになって来ている。
【０００３】
【従来の技術】図２２には、上記のようにアナログフィ
ルタとデジタルフィルタとを用いた従来のデジタル無線
受信装置が示されている。この従来例においては、アン
テナ（ＡＮＴ）３１からの高周波受信信号をＲＦ増幅部
３２で増幅した後、ミキサ３３で局部発振器３４からの
局部発振信号により中間周波数（ＩＦ）信号（ベースバ
ンド信号）に変換した後、ＩＦ増幅部３５で増幅してＩ
Ｆフィルタ１０１に送る。なお、ＩＦ増幅部３５までで
高周波部１００を構成している。
ルタとデジタルフィルタとを用いた従来のデジタル無線
受信装置が示されている。この従来例においては、アン
テナ（ＡＮＴ）３１からの高周波受信信号をＲＦ増幅部
３２で増幅した後、ミキサ３３で局部発振器３４からの
局部発振信号により中間周波数（ＩＦ）信号（ベースバ
ンド信号）に変換した後、ＩＦ増幅部３５で増幅してＩ
Ｆフィルタ１０１に送る。なお、ＩＦ増幅部３５までで
高周波部１００を構成している。
【０００４】ＩＦフィルタ１０１ではベースバンド信号
における通過特性を確保するとともに妨害波を除去して
直交復調部１０２へ送る。直交復調部１０２では、再生
搬送波９０を用いることにより直交検波器９でＩ／Ｑ直
交成分に分離し、それぞれＡ／Ｄコンバータ１１−１，
１１−２でデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ
（ＦＩＲ）１２−１，１２−２において復調用に通過帯
域特性を確保して識別部１０３での識別動作に渡してい
る。
における通過特性を確保するとともに妨害波を除去して
直交復調部１０２へ送る。直交復調部１０２では、再生
搬送波９０を用いることにより直交検波器９でＩ／Ｑ直
交成分に分離し、それぞれＡ／Ｄコンバータ１１−１，
１１−２でデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ
（ＦＩＲ）１２−１，１２−２において復調用に通過帯
域特性を確保して識別部１０３での識別動作に渡してい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このような従来例にお
いて、ＩＦフィルタ１０１には、妨害波が存在する隣接
チャネル選択特性を満足するために高選択性（高減衰
性）のアナログフィルタが使用されている。したがっ
て、 その形状は大きく高価なものになり、 また、 狭帯域
・高減衰のアナログフィルタを実現することは技術的に
も困難で、 基地局をはじめ、 特に移動局（携帯機または
車載機）に搭載することは現実的でない。
いて、ＩＦフィルタ１０１には、妨害波が存在する隣接
チャネル選択特性を満足するために高選択性（高減衰
性）のアナログフィルタが使用されている。したがっ
て、 その形状は大きく高価なものになり、 また、 狭帯域
・高減衰のアナログフィルタを実現することは技術的に
も困難で、 基地局をはじめ、 特に移動局（携帯機または
車載機）に搭載することは現実的でない。
【０００６】このような欠点を解消するため、ＩＦフィ
ルタ１０１には通常の通過帯域特性及び減衰度を有する
安価で小型のアナログフィルタを使用し、その反対に上
記特性（狭帯域・高減衰）を満足するために復調部（ベ
ースバンド部）においてＤＳＰ等で構成されるデジタル
フィルタ１２−１，１２−２を使用され場合、 デジタル
フィルタのタップ数を大きくしなければならず、 復調に
係る遅延量が無視出来なくなり、 これも実用的ではな
い。
ルタ１０１には通常の通過帯域特性及び減衰度を有する
安価で小型のアナログフィルタを使用し、その反対に上
記特性（狭帯域・高減衰）を満足するために復調部（ベ
ースバンド部）においてＤＳＰ等で構成されるデジタル
フィルタ１２−１，１２−２を使用され場合、 デジタル
フィルタのタップ数を大きくしなければならず、 復調に
係る遅延量が無視出来なくなり、 これも実用的ではな
い。
【０００７】更に、デジタルフィルタで隣接チャネル選
択特性を得る方式では、従来アナログフィルタにて実現
する方式に比べ、その特性確保のダイナミックレンジが
小さくなる傾向がある。このような欠点を解消するため
には、 高周波部において形状の小さなアナログフィルタ
を用いてある程度の妨害波を除去した後、 復調部におい
て遅延量の小さなデジタルフィルタを用いて受信系全体
で隣接チャネル選択特性を満足するようにしなければい
けない。
択特性を得る方式では、従来アナログフィルタにて実現
する方式に比べ、その特性確保のダイナミックレンジが
小さくなる傾向がある。このような欠点を解消するため
には、 高周波部において形状の小さなアナログフィルタ
を用いてある程度の妨害波を除去した後、 復調部におい
て遅延量の小さなデジタルフィルタを用いて受信系全体
で隣接チャネル選択特性を満足するようにしなければい
けない。
【０００８】その際、隣接チャネル妨害波の減衰量は、
デジタルフィルタ前段回路の線形性によって大きく影響
されてしまうため、デジタルフィルタ前段回路のＲＦ増
幅部等にＡＧＣ回路を設けることにより、線形性を確保
し、隣接チャネル選択特性を有利にしなければならな
い。
デジタルフィルタ前段回路の線形性によって大きく影響
されてしまうため、デジタルフィルタ前段回路のＲＦ増
幅部等にＡＧＣ回路を設けることにより、線形性を確保
し、隣接チャネル選択特性を有利にしなければならな
い。
【０００９】今、図２３に示すような構成によりＩＦフ
ィルタ１０１からレベル検出部４１及びＡＧＣ制御部４
２を介してＲＦ増幅部３２へのＡＧＣ制御を掛ける場合
を考える。希望波電界が空中線３１より入力されると、
ＩＦフィルタ１０１の出力電界は、 ＡＧＣ制御のある場
合、 または無い場合でそれぞれ図２４（１），（２）に
示すようになる。
ィルタ１０１からレベル検出部４１及びＡＧＣ制御部４
２を介してＲＦ増幅部３２へのＡＧＣ制御を掛ける場合
を考える。希望波電界が空中線３１より入力されると、
ＩＦフィルタ１０１の出力電界は、 ＡＧＣ制御のある場
合、 または無い場合でそれぞれ図２４（１），（２）に
示すようになる。
【００１０】ここで隣接チャネルに希望波より６０ｄＢ
大きい妨害波の存在があると仮定し、 且つＩＦフィルタ
１０１の隣接チャネル除去能力を２０ｄＢと仮定する
と、 図２４（１），（２）の検出電界は妨害波の影響に
よりそれぞれ図２５（１），（２）に示すようになる。
即ち、 ＡＧＣ制御系が妨害波に支配され、 妨害波の大き
さが増大するとＡＧＣ制御が施されることにより本来の
希望波の利得が抑制されてしまい感度低下を招く。 つま
り、 図２３の構成では適切なＡＧＣ制御を施すことがで
きないこととなる。
大きい妨害波の存在があると仮定し、 且つＩＦフィルタ
１０１の隣接チャネル除去能力を２０ｄＢと仮定する
と、 図２４（１），（２）の検出電界は妨害波の影響に
よりそれぞれ図２５（１），（２）に示すようになる。
即ち、 ＡＧＣ制御系が妨害波に支配され、 妨害波の大き
さが増大するとＡＧＣ制御が施されることにより本来の
希望波の利得が抑制されてしまい感度低下を招く。 つま
り、 図２３の構成では適切なＡＧＣ制御を施すことがで
きないこととなる。
【００１１】したがって本発明は、アナログフィルタの
大型化、コストアップあるいはデジタルフィルタの処理
量（遅延量）の増加を極力防止した上で適切なＡＧＣ制
御を施すデジタル無線受信装置を提供することを課題と
する。
大型化、コストアップあるいはデジタルフィルタの処理
量（遅延量）の増加を極力防止した上で適切なＡＧＣ制
御を施すデジタル無線受信装置を提供することを課題と
する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】〔１〕上記の課題を解決
するために、本発明に係るデジタル無線受信装置におい
ては、復調系のフィルタとは別に、希望波検出専用のフ
ィルタを用いて正確に希望波の入力レベルを検出し、そ
れによってＡＧＣ制御を行なうように構成したものであ
る。
するために、本発明に係るデジタル無線受信装置におい
ては、復調系のフィルタとは別に、希望波検出専用のフ
ィルタを用いて正確に希望波の入力レベルを検出し、そ
れによってＡＧＣ制御を行なうように構成したものであ
る。
【００１３】すなわち、図１に原理説明図として示すよ
うに、希望波以外の周波数帯域に存在する妨害波の除去
は、図２３に示した従来例と異なり、ＩＦフィルタ１０
１と第１のデジタルフィルタ１２−１，１２−２は復調
動作を行う通過帯域特性を有していればよく、希望波の
入力レベル検出は高選択度（高減衰特性）を持つ第２の
デジタルフィルタ１２−３とレベル検出部１０４により
行なう。 その検出結果により、 ＡＧＣ制御部１０５が高
周波部１００におけるＲＦ増幅部３２を利得制御する。
うに、希望波以外の周波数帯域に存在する妨害波の除去
は、図２３に示した従来例と異なり、ＩＦフィルタ１０
１と第１のデジタルフィルタ１２−１，１２−２は復調
動作を行う通過帯域特性を有していればよく、希望波の
入力レベル検出は高選択度（高減衰特性）を持つ第２の
デジタルフィルタ１２−３とレベル検出部１０４により
行なう。 その検出結果により、 ＡＧＣ制御部１０５が高
周波部１００におけるＲＦ増幅部３２を利得制御する。
【００１４】ここで、 デジタルフィルタ１２−１，１２
−２は減衰特性はそれほど良くはないが、 タップ数が少
なく復調に際し無視できる程度のものである。 また、 デ
ジタルフィルタ１２−３は高選択度を有するものであ
る。
−２は減衰特性はそれほど良くはないが、 タップ数が少
なく復調に際し無視できる程度のものである。 また、 デ
ジタルフィルタ１２−３は高選択度を有するものであ
る。
【００１５】上記の構成において、ＩＦフィルタ１０１
の妨害波除去能力を２０ｄＢ、デジタルフィルタ１２−
１，１２−２の妨害波除去能力を４０ｄＢ、デジタルフ
ィルタ１２−３の妨害波除去能力を６０ｄＢとする。
の妨害波除去能力を２０ｄＢ、デジタルフィルタ１２−
１，１２−２の妨害波除去能力を４０ｄＢ、デジタルフ
ィルタ１２−３の妨害波除去能力を６０ｄＢとする。
【００１６】ここで、 希望波及び妨害波（妨害波の入力
レベル＝希望波の入力レベル＋６０ｄＢ）が入力される
時、レベル検出部１０４における入力電界は図２６
（１）に示すような特性になり希望波の入力レベルのみ
検出でき、 ＡＧＣ制御部１０５によって同図（２）に示
すようにＡＧＣ制御を施すことができる。 この時、デジ
タルフィルタ１２−３は復調には関わらないので、 例え
ば狭帯域にすることでタップ数を増加しないで高減衰特
性が実現できる。
レベル＝希望波の入力レベル＋６０ｄＢ）が入力される
時、レベル検出部１０４における入力電界は図２６
（１）に示すような特性になり希望波の入力レベルのみ
検出でき、 ＡＧＣ制御部１０５によって同図（２）に示
すようにＡＧＣ制御を施すことができる。 この時、デジ
タルフィルタ１２−３は復調には関わらないので、 例え
ば狭帯域にすることでタップ数を増加しないで高減衰特
性が実現できる。
【００１７】〔２〕また本発明においては、上記の本発
明〔１〕と同様にアナログフィルタと第１及び第２のデ
ジタルフィルタを用いるが、第１のデジタルフィルタは
タップ数又はシリーズ段数が可変に構成されている。
明〔１〕と同様にアナログフィルタと第１及び第２のデ
ジタルフィルタを用いるが、第１のデジタルフィルタは
タップ数又はシリーズ段数が可変に構成されている。
【００１８】そして、第２のデジタルフィルタ及びレベ
ル検出部により検出した希望波の入力レベルが高い時は
低い時より該タップ数又はシリーズ段数を減少させる制
御部を設け、該第１のデジタルフィルタの出力からＡＧ
Ｃ制御信号を識別部で生成してＡＧＣ制御部に与えるこ
とにより無線受信信号に対してＡＧＣ制御を掛けて線形
性を確保することができる。
ル検出部により検出した希望波の入力レベルが高い時は
低い時より該タップ数又はシリーズ段数を減少させる制
御部を設け、該第１のデジタルフィルタの出力からＡＧ
Ｃ制御信号を識別部で生成してＡＧＣ制御部に与えるこ
とにより無線受信信号に対してＡＧＣ制御を掛けて線形
性を確保することができる。
【００１９】〔３〕また本発明においては、上記のアナ
ログフィルタと通過帯域特性を確保するとともにタップ
数又はシリーズ段数が可変構成されている復調用のデジ
タルフィルタを設けるとともに、該デジタルフィルタの
出力から得られる復調データに基づきＡＧＣ制御期間は
希望波の入力レベルのみを検出するために復調時より該
タップ数又はシリーズ段数を大きく設定する制御部、及
び該デジタルフィルタの出力からＡＧＣ制御信号を生成
する識別部を設けることができる。
ログフィルタと通過帯域特性を確保するとともにタップ
数又はシリーズ段数が可変構成されている復調用のデジ
タルフィルタを設けるとともに、該デジタルフィルタの
出力から得られる復調データに基づきＡＧＣ制御期間は
希望波の入力レベルのみを検出するために復調時より該
タップ数又はシリーズ段数を大きく設定する制御部、及
び該デジタルフィルタの出力からＡＧＣ制御信号を生成
する識別部を設けることができる。
【００２０】〔４〕なお、上記の本発明〔３〕における
制御部は、該タップ数又はシリーズ段数の代わりに帯域
を変化できるものであってもよい。 〔５〕さらに本発明では、上記のＡＧＣ制御期間を、該
希望波のみの入力レベルを検出する期間と隣接チャネル
を含めた入力レベルを検出する期間とに分割し、両入力
レベルの比に応じたＡＧＣになるように該ＡＧＣ制御部
を制御するようにしてもよい。
制御部は、該タップ数又はシリーズ段数の代わりに帯域
を変化できるものであってもよい。 〔５〕さらに本発明では、上記のＡＧＣ制御期間を、該
希望波のみの入力レベルを検出する期間と隣接チャネル
を含めた入力レベルを検出する期間とに分割し、両入力
レベルの比に応じたＡＧＣになるように該ＡＧＣ制御部
を制御するようにしてもよい。
【００２１】図２は、変形例を示し、ここでは、第１の
アナログフィルタとしてのＩＦフィルタ１０１と並列に
高減衰特性を持つ第２のアナログフィルタとしてのＩＦ
フィルタ１０６を設け、これを通過した希望波をレベル
検出部１０７により検出し、その検出結果により、 ＡＧ
Ｃ制御部１０８によりＲＦ増幅部３２に利得制御が施さ
れるように構成している。
アナログフィルタとしてのＩＦフィルタ１０１と並列に
高減衰特性を持つ第２のアナログフィルタとしてのＩＦ
フィルタ１０６を設け、これを通過した希望波をレベル
検出部１０７により検出し、その検出結果により、 ＡＧ
Ｃ制御部１０８によりＲＦ増幅部３２に利得制御が施さ
れるように構成している。
【００２２】すなわち、ＩＦフィルタ１０６の妨害波除
去能力＝８０ｄＢとすると、希望波及び妨害波（妨害波
の入力レベル＝希望波の入力レベル＋６０ｄＢ) が入力
された時、 レベル検出部１０７における入力電界は図２
６（１）に示す特性のようになり、希望波の入力レベル
のみレベル検出部１０７で検出でき、 ＡＧＣ制御部１０
８によって同図（２）に示すようにＡＧＣ制御を施すこ
とができる。 この時のも希望波検出用ＩＦフィルタ１０
６は帯域特性、 群遅延特性等を犠牲にしたフィルタで構
成して良いので、小型・安価なフィルタを用いることが
でき、コストアップを最小限に抑えつつ、性能の確保が
行なえる。
去能力＝８０ｄＢとすると、希望波及び妨害波（妨害波
の入力レベル＝希望波の入力レベル＋６０ｄＢ) が入力
された時、 レベル検出部１０７における入力電界は図２
６（１）に示す特性のようになり、希望波の入力レベル
のみレベル検出部１０７で検出でき、 ＡＧＣ制御部１０
８によって同図（２）に示すようにＡＧＣ制御を施すこ
とができる。 この時のも希望波検出用ＩＦフィルタ１０
６は帯域特性、 群遅延特性等を犠牲にしたフィルタで構
成して良いので、小型・安価なフィルタを用いることが
でき、コストアップを最小限に抑えつつ、性能の確保が
行なえる。
【００２３】〔６〕本発明では、上記の図２において、
上記の第１及び第２のアナログフィルタの出力を切り替
えるスイッチと、該デジタルフィルタの出力から得られ
た復調データに基づいてＡＧＣ制御期間中のみ該第２の
アナログフィルタの出力を選択するように該スイッチを
制御する制御部を設け、該スイッチの出力信号から該希
望波の入力レベルを検出して上記と同様にしてＡＧＣ制
御を掛けてもよい。
上記の第１及び第２のアナログフィルタの出力を切り替
えるスイッチと、該デジタルフィルタの出力から得られ
た復調データに基づいてＡＧＣ制御期間中のみ該第２の
アナログフィルタの出力を選択するように該スイッチを
制御する制御部を設け、該スイッチの出力信号から該希
望波の入力レベルを検出して上記と同様にしてＡＧＣ制
御を掛けてもよい。
【００２４】さらには、上記の第２のアナログフィルタ
として妨害波を通過させる低域及び高域通過用のフィル
タを用い、該第２のアナログフィルタの出力信号から該
妨害波の入力レベルを検出し、この検出レベルに反比例
してＡＧＣ制御を掛けるようにしてもよい。
として妨害波を通過させる低域及び高域通過用のフィル
タを用い、該第２のアナログフィルタの出力信号から該
妨害波の入力レベルを検出し、この検出レベルに反比例
してＡＧＣ制御を掛けるようにしてもよい。
【００２５】〔７〕さらに本発明では、上記の図２にお
いて、第２のアナログフィルタ及びレベル検出部によっ
て検出した希望波の入力レベルを制御部に与え、制御部
が、復調部におけるデジタルフィルタのタップ数又はシ
リーズ段数を切り替えるようにしてもよい。
いて、第２のアナログフィルタ及びレベル検出部によっ
て検出した希望波の入力レベルを制御部に与え、制御部
が、復調部におけるデジタルフィルタのタップ数又はシ
リーズ段数を切り替えるようにしてもよい。
【００２６】〔８〕さらに上記のＡＧＣ制御期間は、プ
リアンブル期間を用いることができる。 〔９〕あるいは、該ＡＧＣ制御期間として、ＴＤＭＡ又
はＴＤＤ通信方式における非通信区間を用いてもよい。
リアンブル期間を用いることができる。 〔９〕あるいは、該ＡＧＣ制御期間として、ＴＤＭＡ又
はＴＤＤ通信方式における非通信区間を用いてもよい。
【００２７】〔１０〕また本発明においては、上記の図
２において、該デジタルフィルタの出力から得られる復
調データに基づきＡＧＣ制御期間は希望波の入力レベル
のみを検出するために復調時より該タップ数又はシリー
ズ段数を大きく設定する制御部を設ける。
２において、該デジタルフィルタの出力から得られる復
調データに基づきＡＧＣ制御期間は希望波の入力レベル
のみを検出するために復調時より該タップ数又はシリー
ズ段数を大きく設定する制御部を設ける。
【００２８】そして、レベル検出部による検出レベル及
び該ＡＧＣ制御信号の和に応じて該無線受信信号に対し
てＡＧＣ制御を掛けるように構成してもよい。
び該ＡＧＣ制御信号の和に応じて該無線受信信号に対し
てＡＧＣ制御を掛けるように構成してもよい。
【００２９】〔１１〕上記において、ＴＤＭＡ又はＴＤ
Ｄ方式におけるＡＧＣ制御期間に該レベル検出部から該
妨害波電力を検出し、該妨害波電力に応じて復調期間に
おける該デジタルフィルタのタップ数又はシリース段数
を制御する制御部を設けてもよい。
Ｄ方式におけるＡＧＣ制御期間に該レベル検出部から該
妨害波電力を検出し、該妨害波電力に応じて復調期間に
おける該デジタルフィルタのタップ数又はシリース段数
を制御する制御部を設けてもよい。
【００３０】〔１２〕なお、上記の各本発明において
は、該ＡＧＣ制御部が、復調用の該デジタルフィルタの
前段に位置するＡ／Ｄ変換器の基準電圧を制御すること
ができる。
は、該ＡＧＣ制御部が、復調用の該デジタルフィルタの
前段に位置するＡ／Ｄ変換器の基準電圧を制御すること
ができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】図３は、本発明に係るデジタル無
線受信装置の実施例（１）を示し、特に図１の原理構成
の実施例を示したものである。この実施例において、図
１に示したアンテナ３１はアンテナ１に対応し、ＲＦ増
幅部３２は増幅器２に対応している。また、ミキサ３３
と局部発振器３４とＩＦ増幅部３５の組合せは局部発振
器３とアナログフィルタ４と増幅器５と局部発振器６と
で構成されており、ＩＦフィルタ１０１はアナログフィ
ルタ７と増幅器８とで構成されている。なお、アナログ
フィルタ４，７は水晶又はセラミック等で構成されてい
る。
線受信装置の実施例（１）を示し、特に図１の原理構成
の実施例を示したものである。この実施例において、図
１に示したアンテナ３１はアンテナ１に対応し、ＲＦ増
幅部３２は増幅器２に対応している。また、ミキサ３３
と局部発振器３４とＩＦ増幅部３５の組合せは局部発振
器３とアナログフィルタ４と増幅器５と局部発振器６と
で構成されており、ＩＦフィルタ１０１はアナログフィ
ルタ７と増幅器８とで構成されている。なお、アナログ
フィルタ４，７は水晶又はセラミック等で構成されてい
る。
【００３２】また、Ａ／Ｄコンバータ１１−１，１１−
２の前段には高周波成分を除去するためのローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）１０−１，１０−２がそれぞれ設けられ
ている。さらに、図１の識別部１０３はＡＧＣ（ＬＯＴ
／ＡＦＣ／ＡＧＣ）部１３と識別回路１４とで構成され
受信タイミングの確定を行っている。さらに、図１に示
したレベル検出部１０４はＡＧＣ部１３がそのレベル検
出機能を有している。
２の前段には高周波成分を除去するためのローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）１０−１，１０−２がそれぞれ設けられ
ている。さらに、図１の識別部１０３はＡＧＣ（ＬＯＴ
／ＡＦＣ／ＡＧＣ）部１３と識別回路１４とで構成され
受信タイミングの確定を行っている。さらに、図１に示
したレベル検出部１０４はＡＧＣ部１３がそのレベル検
出機能を有している。
【００３３】なお、識別回路１４は、音声ＣＯＤＥＣ１
６と増幅部１７とスピーカ１８とに接続され、識別され
たデータが音声としてスピーカ１８から出力されるよう
になっている。また、デジタルフィルタ１２−１〜１２
−３は例えばＤＳＰで構成されている。
６と増幅部１７とスピーカ１８とに接続され、識別され
たデータが音声としてスピーカ１８から出力されるよう
になっている。また、デジタルフィルタ１２−１〜１２
−３は例えばＤＳＰで構成されている。
【００３４】このような実施例の動作においては、高周
波部１００及びＩＦフィルタ１０１を通過して直交復調
部１０２に送られたベースバンド信号は、図４（１）の
周波数特性に示すように希望波の隣接チャネル検出にチ
ューニングされたデジタルフィルタ１２−１，１２−２
によって妨害波を除去し、 正確なＡＧＣ制御用情報とな
る。 ここでデジタルフィルタ１２−３は同図（２）に示
すように希望波の入力レベルのみを抽出できる中心周波
数ｆoを有すればよく復調に関係しないので帯域特性を
無視したフィルタで構成が可能なため、タップ数を少な
く構成できる、などの利点がある。
波部１００及びＩＦフィルタ１０１を通過して直交復調
部１０２に送られたベースバンド信号は、図４（１）の
周波数特性に示すように希望波の隣接チャネル検出にチ
ューニングされたデジタルフィルタ１２−１，１２−２
によって妨害波を除去し、 正確なＡＧＣ制御用情報とな
る。 ここでデジタルフィルタ１２−３は同図（２）に示
すように希望波の入力レベルのみを抽出できる中心周波
数ｆoを有すればよく復調に関係しないので帯域特性を
無視したフィルタで構成が可能なため、タップ数を少な
く構成できる、などの利点がある。
【００３５】そして、デジタルフィルタ１２−３の出力
信号からＡＧＣ部１３は希望波電力レベルを検出し、こ
の検出情報をＡＧＣ制御部１９に送ることによりＡＧＣ
制御を行なった上で、 復調用信号はフィルタ１２−１，
１２−２を通って復調される。
信号からＡＧＣ部１３は希望波電力レベルを検出し、こ
の検出情報をＡＧＣ制御部１９に送ることによりＡＧＣ
制御を行なった上で、 復調用信号はフィルタ１２−１，
１２−２を通って復調される。
【００３６】図５は、本発明に係るデジタル無線受信装
置の実施例（２）を示し、特に図３の実施例の変形例を
示したものである。この実施例では、デジタルフィルタ
１２−３の出力信号をＡＧＣ部１３だけでなく制御部１
５にも与える。また、デジタルフィルタ１２−１，１２
−１はタップ数又は構成するデジタルフィルタのシリー
ズ段数が可変になっており、制御部１５がデジタルフィ
ルタ１２−３の出力信号によりデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数又はシリーズ段数を可変制御す
る構成となっている。
置の実施例（２）を示し、特に図３の実施例の変形例を
示したものである。この実施例では、デジタルフィルタ
１２−３の出力信号をＡＧＣ部１３だけでなく制御部１
５にも与える。また、デジタルフィルタ１２−１，１２
−１はタップ数又は構成するデジタルフィルタのシリー
ズ段数が可変になっており、制御部１５がデジタルフィ
ルタ１２−３の出力信号によりデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数又はシリーズ段数を可変制御す
る構成となっている。
【００３７】動作においては、狭帯域・高選択度のデジ
タルフィルタ１２−３により制御部１５が希望波レベル
を検出する。そして、 希望波レベルが高い時は低い時よ
り妨害波の影響が小さいのでデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数またはシリーズ段数を妨害波を
除去する必要がある時より減少させ、 デジタルフィルタ
１２−１，１２−２の遅延量及び処理量を減らしてい
る。
タルフィルタ１２−３により制御部１５が希望波レベル
を検出する。そして、 希望波レベルが高い時は低い時よ
り妨害波の影響が小さいのでデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数またはシリーズ段数を妨害波を
除去する必要がある時より減少させ、 デジタルフィルタ
１２−１，１２−２の遅延量及び処理量を減らしてい
る。
【００３８】図６は、本発明に係るデジタル無線受信装
置の実施例（３）を示し、特に図３の実施例の変形例を
示したものである。この実施例も復調部１０２のデジタ
ルフィルタ出力後の電界情報によりＡＧＣを掛ける方式
の場合の実施例であり、デジタルフィルタ１２−１，１
２−２はタップ数又はシリーズ段数を可変できるフィル
タ構成にされており、制御部１５は識別回路１４の出力
データに基づきＡＧＣ制御期間（非受信期間）と復調期
間（受信期間）とを切り分けてデジタルフィルタ１２−
１，１２−２を制御する構成となっている。
置の実施例（３）を示し、特に図３の実施例の変形例を
示したものである。この実施例も復調部１０２のデジタ
ルフィルタ出力後の電界情報によりＡＧＣを掛ける方式
の場合の実施例であり、デジタルフィルタ１２−１，１
２−２はタップ数又はシリーズ段数を可変できるフィル
タ構成にされており、制御部１５は識別回路１４の出力
データに基づきＡＧＣ制御期間（非受信期間）と復調期
間（受信期間）とを切り分けてデジタルフィルタ１２−
１，１２−２を制御する構成となっている。
【００３９】動作において、制御部１５は、識別回路１
４のデータから現在の受信フレームにおけるＡＧＣ制御
期間（非受信期間）／復調期間（受信期間）の判別を行
う。受信フレームは図７に示すようにＡＧＣ制御期間と
復調期間とに分割され、ＡＧＣ制御期間はさらに希望波
のみ測定する期間と隣接チャネルも含めて測定する期間
とで構成されている。
４のデータから現在の受信フレームにおけるＡＧＣ制御
期間（非受信期間）／復調期間（受信期間）の判別を行
う。受信フレームは図７に示すようにＡＧＣ制御期間と
復調期間とに分割され、ＡＧＣ制御期間はさらに希望波
のみ測定する期間と隣接チャネルも含めて測定する期間
とで構成されている。
【００４０】したがって、制御部１５は、受信データが
復調期間は図８（１）の特性のフィルタになるようにデ
ジタルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリ
ーズ段数を大きく設定し、 またＡＧＣ制御期間は同図
（２）の特性になるようにデジタルフィルタ１２−１，
１２−２のタップ数又はシリーズ段数を小さく設定す
る。このような構成にすることにより上記のデジタルフ
ィルタ１２−３を削減することができる。
復調期間は図８（１）の特性のフィルタになるようにデ
ジタルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリ
ーズ段数を大きく設定し、 またＡＧＣ制御期間は同図
（２）の特性になるようにデジタルフィルタ１２−１，
１２−２のタップ数又はシリーズ段数を小さく設定す
る。このような構成にすることにより上記のデジタルフ
ィルタ１２−３を削減することができる。
【００４１】この制御は、 制御部１５（例えばＣＰＵ)
がテーブル化されたフィルタ情報をＲＯＭ化して、 その
情報をデジタルフィルタ１２−１、１２−２に与えるこ
とによって行うことができる。
がテーブル化されたフィルタ情報をＲＯＭ化して、 その
情報をデジタルフィルタ１２−１、１２−２に与えるこ
とによって行うことができる。
【００４２】なお、上記の説明では、制御部１５がデジ
タルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリー
ズ段数を制御することにより行っているが、タップ数又
はシリーズ段数の代わりにデジタルフィルタの帯域を制
御してもよい。
タルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリー
ズ段数を制御することにより行っているが、タップ数又
はシリーズ段数の代わりにデジタルフィルタの帯域を制
御してもよい。
【００４３】また、受信電界を測定するためのＡＧＣ制
御期間においては、制御部１５はデジタルフィルタ１２
−１，１２−２を図９（１）に示すように希望波のみ検
出するように制御する期間と、同図（２）に示すように
希望波並びに妨害波の両者を検出するように制御期間に
さらに分割し、それぞれの電界強度を測定したＡＧＣ部
１３は両者の電界強度の比に応じたＡＧＣが掛けられる
ようにＡＧＣ制御部１９を制御し、増幅器２の増幅度を
調節してもよい。
御期間においては、制御部１５はデジタルフィルタ１２
−１，１２−２を図９（１）に示すように希望波のみ検
出するように制御する期間と、同図（２）に示すように
希望波並びに妨害波の両者を検出するように制御期間に
さらに分割し、それぞれの電界強度を測定したＡＧＣ部
１３は両者の電界強度の比に応じたＡＧＣが掛けられる
ようにＡＧＣ制御部１９を制御し、増幅器２の増幅度を
調節してもよい。
【００４４】図１０は、上記の受信フレームのフォーマ
ットを示したもので、同図（１）は移動局から基地局へ
の上りフレームを示し、同図（２）は逆に基地局から移
動局への下りフレームを示している。このような受信フ
レームにおいては送信開始時に送信出力が安定するまで
の期間としてプリアンブル期間Ｐが含まれており、この
プリアンブル期間Ｐを上記のＡＧＣ制御とすることがで
きる。
ットを示したもので、同図（１）は移動局から基地局へ
の上りフレームを示し、同図（２）は逆に基地局から移
動局への下りフレームを示している。このような受信フ
レームにおいては送信開始時に送信出力が安定するまで
の期間としてプリアンブル期間Ｐが含まれており、この
プリアンブル期間Ｐを上記のＡＧＣ制御とすることがで
きる。
【００４５】図１１は、デジタル無線受信装置の実施例
（４）を示し、特に図２の実施例を示したものである。
この実施例においては、第１のアナログフィルタとして
のＩＦフィルタ７に加えて、図２におけるＩＦフィルタ
１０６（第２のアナログフィルタ）としてフィルタ（Ｆ
ＩＬ）２０と増幅器２１の組合せが用いられており、レ
ベル検出部１０７はレベル検出部２２に対応し、ＡＧＣ
制御部１０８はＡＧＣ制御部１９に対応している。その
他の部分は、上記の各実施例と同様である。ここで、フ
ィルタ７は図１２（１）に示すような通常の中間周波数
帯域特性を有しており、フィルタ２０は同図（２）に示
すような希望波周波数ｆoに対する高選択度（高減衰
度）の特性を有している。
（４）を示し、特に図２の実施例を示したものである。
この実施例においては、第１のアナログフィルタとして
のＩＦフィルタ７に加えて、図２におけるＩＦフィルタ
１０６（第２のアナログフィルタ）としてフィルタ（Ｆ
ＩＬ）２０と増幅器２１の組合せが用いられており、レ
ベル検出部１０７はレベル検出部２２に対応し、ＡＧＣ
制御部１０８はＡＧＣ制御部１９に対応している。その
他の部分は、上記の各実施例と同様である。ここで、フ
ィルタ７は図１２（１）に示すような通常の中間周波数
帯域特性を有しており、フィルタ２０は同図（２）に示
すような希望波周波数ｆoに対する高選択度（高減衰
度）の特性を有している。
【００４６】すなわち、フィルタ２０とレベル検出部２
２により希望波の入力レベルを検出し、この入力レベル
によりＡＧＣ制御を行い、以て隣接チャネル妨害波（周
波数ｆ1）によるＡＧＣ誤動作を防止している。
２により希望波の入力レベルを検出し、この入力レベル
によりＡＧＣ制御を行い、以て隣接チャネル妨害波（周
波数ｆ1）によるＡＧＣ誤動作を防止している。
【００４７】図１３は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（５）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、フィル
タ７と２０の出力端子をスイッチ（ＳＷ）２３に接続
し、このスイッチ２３の出力信号を増幅器８に与え、レ
ベル検出部２２及びＡＧＣ制御部１９は該増幅器８の出
力信号によりＡＧＣ制御を行うようにしている。また、
スイッチ２３は制御部１５から切替制御を受けるように
接続されている。
装置の実施例（５）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、フィル
タ７と２０の出力端子をスイッチ（ＳＷ）２３に接続
し、このスイッチ２３の出力信号を増幅器８に与え、レ
ベル検出部２２及びＡＧＣ制御部１９は該増幅器８の出
力信号によりＡＧＣ制御を行うようにしている。また、
スイッチ２３は制御部１５から切替制御を受けるように
接続されている。
【００４８】動作において、制御部１５は識別回路１４
からの受信データによりデジタル通信のタイミング（図
７参照）を認識し、ＡＧＣ制御期間はスイッチ２３をＡ
ＧＣ側フィルタ２０に接続し、復調期間は復調用フィル
タ７に切り替える。
からの受信データによりデジタル通信のタイミング（図
７参照）を認識し、ＡＧＣ制御期間はスイッチ２３をＡ
ＧＣ側フィルタ２０に接続し、復調期間は復調用フィル
タ７に切り替える。
【００４９】このように、ＡＧＣ制御期間と復調期間を
時分割制御にすることにより、フィルタ７，２０の後段
の増幅器（図１１の増幅器８と２１）（これはＡＧＣ制
御用のＲＳＳＩ検出のためでもある）を共用するためコ
ストダウン及び小型化の効果がある。
時分割制御にすることにより、フィルタ７，２０の後段
の増幅器（図１１の増幅器８と２１）（これはＡＧＣ制
御用のＲＳＳＩ検出のためでもある）を共用するためコ
ストダウン及び小型化の効果がある。
【００５０】この実施例におけるＡＧＣ制御期間として
は、図１４に示すＴＤＭＡ又はＴＤＤ通信方式による送
受信タイムスロット配置における非通信（受信）区間Ｉ
を用いてもよい。
は、図１４に示すＴＤＭＡ又はＴＤＤ通信方式による送
受信タイムスロット配置における非通信（受信）区間Ｉ
を用いてもよい。
【００５１】図１５は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（６）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、図１１
におけるアナログフィルタ２０及び増幅器２１の代わり
に、図１６（１）及び（２）に示すように中心周波数ｆ
oの上下隣接チャネルｆ1,ｆ2をそれぞれ通過帯域とする
第２のアナログフィルタとしてのフィルタ２５−１，２
５−２によるＡＧＣ系を付加している。
装置の実施例（６）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、図１１
におけるアナログフィルタ２０及び増幅器２１の代わり
に、図１６（１）及び（２）に示すように中心周波数ｆ
oの上下隣接チャネルｆ1,ｆ2をそれぞれ通過帯域とする
第２のアナログフィルタとしてのフィルタ２５−１，２
５−２によるＡＧＣ系を付加している。
【００５２】すなわち、実際の妨害波は隣接するチャネ
ルによるものがほとんどであることに着目したものであ
り、フィルタ２５−１，２５−２により妨害波の入力レ
ベルを検出し、これに基づいてＡＧＣ制御を掛ける。た
だし、この場合には、妨害波の入力レベルに反比例した
形でＡＧＣ制御を掛ける。これにより、隣接チャネル妨
害によるＡＧＣ誤動作を防止することが可能になる。
ルによるものがほとんどであることに着目したものであ
り、フィルタ２５−１，２５−２により妨害波の入力レ
ベルを検出し、これに基づいてＡＧＣ制御を掛ける。た
だし、この場合には、妨害波の入力レベルに反比例した
形でＡＧＣ制御を掛ける。これにより、隣接チャネル妨
害によるＡＧＣ誤動作を防止することが可能になる。
【００５３】ここで、隣接チャネルを通過帯域とするフ
ィルタ２５−１，２５−２は電力情報のみが必要で、群
遅延特性や減衰特性等は問題にしないので、例えばセラ
ミックフィルタ等を用いれば小型安価に実現できる。
ィルタ２５−１，２５−２は電力情報のみが必要で、群
遅延特性や減衰特性等は問題にしないので、例えばセラ
ミックフィルタ等を用いれば小型安価に実現できる。
【００５４】図１７は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（７）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、図２
（及び図１１）において希望波を折角比較的正確に検出
しているので、その情報を利用して、後段のデジタル部
１０２の負担を低減しようとするものである。
装置の実施例（７）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、図２
（及び図１１）において希望波を折角比較的正確に検出
しているので、その情報を利用して、後段のデジタル部
１０２の負担を低減しようとするものである。
【００５５】すなわち、第２のアナログフィルタ２０か
らレベル検出部２２で検出された希望波信号の電界情報
を受けた制御部１５が、デジタルフィルタ１２−１，１
２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御する構成を採
っている。したがって、希望波レベルが大きいときはデ
ジタルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリ
ーズ段数を小さくし、逆の場合はタップ数又はシリーズ
段数を大きく（フィルタの切れを大きく）する。このこ
とにより、デジタル処理による遅延を防げ、フィルタが
ＤＳＰ等で構成される場合はその演算処理の低減が可能
になる。
らレベル検出部２２で検出された希望波信号の電界情報
を受けた制御部１５が、デジタルフィルタ１２−１，１
２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御する構成を採
っている。したがって、希望波レベルが大きいときはデ
ジタルフィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリ
ーズ段数を小さくし、逆の場合はタップ数又はシリーズ
段数を大きく（フィルタの切れを大きく）する。このこ
とにより、デジタル処理による遅延を防げ、フィルタが
ＤＳＰ等で構成される場合はその演算処理の低減が可能
になる。
【００５６】図１８は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（８）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、ＡＧＣ
制御部１９に対してはレベル検出部２２からだけでなく
ＡＧＣ部１３での電力情報も合わせてＡＧＣ制御に用い
るとともに制御部１５はデジタルフィルタ１２−１，１
２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御するものであ
る。
装置の実施例（８）を示し、特に図１１の実施例の変形
例を示したものである。この実施例においては、ＡＧＣ
制御部１９に対してはレベル検出部２２からだけでなく
ＡＧＣ部１３での電力情報も合わせてＡＧＣ制御に用い
るとともに制御部１５はデジタルフィルタ１２−１，１
２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御するものであ
る。
【００５７】すなわち、制御部１５は識別回路１４から
の出力データによりＡＧＣ制御期間を検出し、このＡＧ
Ｃ制御期間において上記の如くデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御する
が、ＡＧＣ部１３で検出した電力情報をＡＧＣ制御部１
９に与えることで、ＡＧＣ制御部１９はレベル検出部２
２からの希望波の入力レベルとＡＧＣ部１３からの電力
情報（ＡＧＣ制御信号）とを加算した和に基づいてＡＧ
Ｃ制御を掛ける。したがって、復調時はレベル検出部２
２の出力のみによってＡＧＣ制御が行われることとな
る。
の出力データによりＡＧＣ制御期間を検出し、このＡＧ
Ｃ制御期間において上記の如くデジタルフィルタ１２−
１，１２−２のタップ数又はシリーズ段数を制御する
が、ＡＧＣ部１３で検出した電力情報をＡＧＣ制御部１
９に与えることで、ＡＧＣ制御部１９はレベル検出部２
２からの希望波の入力レベルとＡＧＣ部１３からの電力
情報（ＡＧＣ制御信号）とを加算した和に基づいてＡＧ
Ｃ制御を掛ける。したがって、復調時はレベル検出部２
２の出力のみによってＡＧＣ制御が行われることとな
る。
【００５８】図１９は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（９）を示し、特に図１５の実施例の変形
例を示しており、この実施例ではレベル検出部２６での
妨害波の電力検出出力に基づいて制御部１５がデジタル
フィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリーズ段
数を制御するものである。
装置の実施例（９）を示し、特に図１５の実施例の変形
例を示しており、この実施例ではレベル検出部２６での
妨害波の電力検出出力に基づいて制御部１５がデジタル
フィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリーズ段
数を制御するものである。
【００５９】すなわち、ＴＤＭＡ又はＴＤＤ通信方式に
おけるＡＧＣ制御期間に該レベル検出部２６から該妨害
波電力を検出し、該妨害波電力に応じて制御部１５が復
調期間における該デジタルフィルタ１２−１，１２−２
のタップ数又はシリース段数を制御するようにしてい
る。この場合、妨害波レベルが大きいときにはデジタル
フィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリース段
数を大きくして妨害波を除去し、反対に妨害波レベルが
小さいときにはタップ数又はシリース段数を小さくし
て、遅延時間の短縮或いは処理時間の軽減を図ってい
る。
おけるＡＧＣ制御期間に該レベル検出部２６から該妨害
波電力を検出し、該妨害波電力に応じて制御部１５が復
調期間における該デジタルフィルタ１２−１，１２−２
のタップ数又はシリース段数を制御するようにしてい
る。この場合、妨害波レベルが大きいときにはデジタル
フィルタ１２−１，１２−２のタップ数又はシリース段
数を大きくして妨害波を除去し、反対に妨害波レベルが
小さいときにはタップ数又はシリース段数を小さくし
て、遅延時間の短縮或いは処理時間の軽減を図ってい
る。
【００６０】図２０は、本発明に係るデジタル無線受信
装置の実施例（１０）を示し、特に図１５の実施例の変
形例を示しているが、これに限らず上記の実施例（１）
〜（９）のいずれにも適用可能な実施例である。
装置の実施例（１０）を示し、特に図１５の実施例の変
形例を示しているが、これに限らず上記の実施例（１）
〜（９）のいずれにも適用可能な実施例である。
【００６１】すなわち、上記の各実施例では、希望波信
号レベル自体が図２１に示すように比較的大きければ、
復調部１０２のＡ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２の
ダイナミックレンジを有効に使えなくなり、したがって
Ａ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２は妨害波の入力レ
ベルを実際よりも小さく認識してしまい、 隣接チャネル
選択特性が劣化する。
号レベル自体が図２１に示すように比較的大きければ、
復調部１０２のＡ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２の
ダイナミックレンジを有効に使えなくなり、したがって
Ａ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２は妨害波の入力レ
ベルを実際よりも小さく認識してしまい、 隣接チャネル
選択特性が劣化する。
【００６２】そこで、上記の各実施例において、希望信
号と妨害信号をせっかく比較的正確に検出しようとして
いるので、その検出信号を用いて、復調部１０２の入口
であるＡ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２のリファレ
ンス電圧をＡＧＣ制御部１９により可変できるようにし
た。このような構成にしたので、希望信号に応じてＡ／
Ｄコンバータ１１−１，１１−２の窓をシフト出来るの
で、選択度最良の範囲を拡大する事が出来る。
号と妨害信号をせっかく比較的正確に検出しようとして
いるので、その検出信号を用いて、復調部１０２の入口
であるＡ／Ｄコンバータ１１−１，１１−２のリファレ
ンス電圧をＡＧＣ制御部１９により可変できるようにし
た。このような構成にしたので、希望信号に応じてＡ／
Ｄコンバータ１１−１，１１−２の窓をシフト出来るの
で、選択度最良の範囲を拡大する事が出来る。
【００６３】なお、上記の説明においては、デジタルフ
ィルタをゲートアレイで構成することができ、この場合
にはそのフィルタ特性を外部から可変制御することがで
きる。また、ＡＧＣ制御期間においてデジタルフィルタ
を狭帯域にすることにより妨害波の影響を低減したＡＧ
Ｃ制御信号により中間周波数信号を直接Ａ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄコンバータのリファレンス電圧を制御してもよ
く、これにより隣接チャネル選択度のダイナミックレン
ジを拡大することができる。
ィルタをゲートアレイで構成することができ、この場合
にはそのフィルタ特性を外部から可変制御することがで
きる。また、ＡＧＣ制御期間においてデジタルフィルタ
を狭帯域にすることにより妨害波の影響を低減したＡＧ
Ｃ制御信号により中間周波数信号を直接Ａ／Ｄ変換する
Ａ／Ｄコンバータのリファレンス電圧を制御してもよ
く、これにより隣接チャネル選択度のダイナミックレン
ジを拡大することができる。
【００６４】ＴＤＭＡ又はＴＤＤ通信方式において、Ａ
ＧＣ制御期間に妨害波レベルを検出し、この検出情報に
より復調期間におけるデジタルフィルタのタップ数又は
高周波部に対するＡＧＣ・ＯＮ／ＯＦＦ又はＡＧＣ利得
制御を行ってもよい。さらに、ＡＧＣ検出用フィルタが
Ａ／Ｄコンバータより後段のデジタルフィルタで構成す
ることができる。
ＧＣ制御期間に妨害波レベルを検出し、この検出情報に
より復調期間におけるデジタルフィルタのタップ数又は
高周波部に対するＡＧＣ・ＯＮ／ＯＦＦ又はＡＧＣ利得
制御を行ってもよい。さらに、ＡＧＣ検出用フィルタが
Ａ／Ｄコンバータより後段のデジタルフィルタで構成す
ることができる。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るデジ
タル無線受信装置によれば、隣接チャネル等の妨害によ
るＡＧＣ誤動作を防止するとともに、隣接チャンネル選
択度を確保することができる。また、これにより受信機
の小型化と隣接チャネル妨害特性等の向上という相反す
る目的を実現し、以て電波資源の効率的使用（狭帯域
化) を可能にしている。
タル無線受信装置によれば、隣接チャネル等の妨害によ
るＡＧＣ誤動作を防止するとともに、隣接チャンネル選
択度を確保することができる。また、これにより受信機
の小型化と隣接チャネル妨害特性等の向上という相反す
る目的を実現し、以て電波資源の効率的使用（狭帯域
化) を可能にしている。
【図１】本発明に係るデジタル無線受信装置の原理説明
のためのブロック図である。
のためのブロック図である。
【図２】図１の変形例を示したブロック図である。
【図３】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（１）を示したブロック図である。
（１）を示したブロック図である。
【図４】本発明に係るデジタル無線受信装置に使用され
るデジタルフィルタの特性例を示したグラフ図である。
るデジタルフィルタの特性例を示したグラフ図である。
【図５】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（２）を示したブロック図である。
（２）を示したブロック図である。
【図６】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（３）を示したブロック図である。
（３）を示したブロック図である。
【図７】本発明に係るデジタル無線受信装置に使用され
る電界強度測定のタイミングを示した受信フレームのフ
ォーマット図である。
る電界強度測定のタイミングを示した受信フレームのフ
ォーマット図である。
【図８】本発明の実施例（３）に用いられるデジタルフ
ィルタの特性例を示したグラフ図である。
ィルタの特性例を示したグラフ図である。
【図９】本発明の実施例（３）に用いられるデジタルフ
ィルタの別の特性例を示したグラフ図である。
ィルタの別の特性例を示したグラフ図である。
【図１０】本発明に係るデジタル無線受信装置に用いら
れる受信フレームのフォーマット図である。
れる受信フレームのフォーマット図である。
【図１１】デジタル無線受信装置の実施例（４）を示し
たブロック図である。
たブロック図である。
【図１２】実施例（４）に用いられる第１及び第２のア
ナログフィルタの特性例を示したグラフ図である。
ナログフィルタの特性例を示したグラフ図である。
【図１３】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（５）を示したブロック図である。
（５）を示したブロック図である。
【図１４】本発明の実施例（５）に用いられるＴＤＭＡ
又はＴＤＤ通信方式の受信フレームのフォーマット図で
ある。
又はＴＤＤ通信方式の受信フレームのフォーマット図で
ある。
【図１５】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（６）を示したブロック図である。
（６）を示したブロック図である。
【図１６】本発明の実施例（６）に用いられる第２のア
ナログフィルタの特性例を示したグラフ図である。
ナログフィルタの特性例を示したグラフ図である。
【図１７】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（７）を示したブロック図である。
（７）を示したブロック図である。
【図１８】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（８）を示したブロック図である。
（８）を示したブロック図である。
【図１９】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（９）を示したブロック図である。
（９）を示したブロック図である。
【図２０】本発明に係るデジタル無線受信装置の実施例
（１０）を示したブロック図である。
（１０）を示したブロック図である。
【図２１】本発明の実施例（１０）を説明するためのグ
ラフ図である。
ラフ図である。
【図２２】従来技術に係るデジタル無線受信装置の実施
例（１）を示したブロック図である。
例（１）を示したブロック図である。
【図２３】従来技術に係るデジタル無線受信装置の実施
例（２）を示したブロック図である。
例（２）を示したブロック図である。
【図２４】従来技術に係るデジタル無線受信装置（１）
の動作特性を示したグラフ図である。
の動作特性を示したグラフ図である。
【図２５】従来技術に係るデジタル無線受信装置（２）
の動作特性を示したグラフ図である。
の動作特性を示したグラフ図である。
【図２６】本発明に係るデジタル無線受信装置の動作特
性を示したグラフ図である。
性を示したグラフ図である。
１００は高周波部、１０１，１０６，７，２０はＩＦフ
ィルタ、１０２は復調部、１０３は識別部、１０４，２
２，２６はレベル検出部、１０５，１０８，１９はＡＧ
Ｃ制御部、３１はアンテナ、２，３２はＲＦ増幅部、３
３はミキサ、３，６，３４は局部発振器、５，３５はＩ
Ｆ増幅部、９は直交検波器、９０は再生搬送波発生部、
１１−１，１１−２はＡ／Ｄコンバータ、１２−１〜１
２−３はデジタルフィルタ、１３はＡＧＣ部、１４は識
別回路、１５は制御部、１６は音声ＣＯＤＥＣ、１７は
増幅部、１８はスピーカ、１９はＡＧＣ制御部、２３は
スイッチ、２４−１，２４−２はアナログフィルタ、２
５−２，２５−２は増幅器、である。図中、同一符号は
同一又は相当部分を示す。
ィルタ、１０２は復調部、１０３は識別部、１０４，２
２，２６はレベル検出部、１０５，１０８，１９はＡＧ
Ｃ制御部、３１はアンテナ、２，３２はＲＦ増幅部、３
３はミキサ、３，６，３４は局部発振器、５，３５はＩ
Ｆ増幅部、９は直交検波器、９０は再生搬送波発生部、
１１−１，１１−２はＡ／Ｄコンバータ、１２−１〜１
２−３はデジタルフィルタ、１３はＡＧＣ部、１４は識
別回路、１５は制御部、１６は音声ＣＯＤＥＣ、１７は
増幅部、１８はスピーカ、１９はＡＧＣ制御部、２３は
スイッチ、２４−１，２４−２はアナログフィルタ、２
５−２，２５−２は増幅器、である。図中、同一符号は
同一又は相当部分を示す。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−326623（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−307288（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−8524（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−56343（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−154106（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/26
H04B 1/16
H04B 1/10 - 1/14
H04L 27/00 - 27/30
H03G 1/00 - 3/34
Claims (12)
- 【請求項１】無線受信信号を中間周波信号に変換する高
周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めのアナログフィルタと、 該アナログフィルタから出力されるデジタル変調された
中間周波信号をベースバンド信号に変換する復調部であ
って該通過帯域特性を確保するための復調用の第１のデ
ジタルフィルタ、該第１のデジタルフィルタと並列に設
けられ該希望波の入力レベルのみを抽出するための高選
択度を有する第２のデジタルフィルタ、及び該第２のデ
ジタルフィルタの出力信号から該希望波の入力レベルを
検出するレベル検出部を含むものと、 該レベル検出部の検出レベルに応じて該無線受信信号に
対してＡＧＣ制御を掛けて線形性を確保するためのＡＧ
Ｃ制御部と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項２】無線受信信号を中間周波信号に変換する高
周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めのアナログフィルタと、 該アナログフィルタから出力されるデジタル変調された
中間周波信号をベースバンド信号に変換する復調部であ
って該通過帯域特性を確保するとともにタップ数又はシ
リーズ段数が可変構成されている復調用の第１のデジタ
ルフィルタ、該第１のデジタルフィルタと並列に設けら
れ該希望波の入力レベルのみを抽出するための高選択度
を有する第２のデジタルフィルタ、該第２のデジタルフ
ィルタの出力信号から該希望波の入力レベルを検出し該
入力レベルが高い時は低い時より該タップ数又はシリー
ズ段数を減少させる制御部、及び該第１のデジタルフィ
ルタの出力からＡＧＣ制御信号を生成する識別部を含む
ものと、 該ＡＧＣ制御信号に応じて該無線受信信号に対してＡＧ
Ｃ制御を掛けて線形性を確保するためのＡＧＣ制御部
と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項３】無線受信信号を中間周波信号に変換する高
周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めのアナログフィルタと、 該アナログフィルタから出力されるデジタル変調された
中間周波信号を復調する復調部であって該通過帯域特性
を確保するとともにタップ数又はシリーズ段数が可変構
成されている復調用のデジタルフィルタ、該デジタルフ
ィルタの出力から得られる復調データに基づきＡＧＣ制
御期間は希望波の入力レベルのみを検出するために復調
時より該タップ数又はシリーズ段数を大きく設定する制
御部、及び該デジタルフィルタの出力からＡＧＣ制御信
号を生成する識別部を含むものと、 該ＡＧＣ制御信号に応じて該無線受信信号に対してＡＧ
Ｃ制御を掛けて線形性を確保するためのＡＧＣ制御部
と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項４】請求項３において、 該制御部が、該タップ数又はシリーズ段数の代わりに帯
域を変化できるものであることを特徴としたデジタル無
線受信装置。 - 【請求項５】請求項３又は４において、 該制御部が、該ＡＧＣ制御期間を、該希望波のみの入力
レベルを検出する期間と隣接チャネルを含めた入力レベ
ルを検出する期間とに分割し、両入力レベルの比に応じ
たＡＧＣになるように該ＡＧＣ制御部を制御することを
特徴としたデジタル無線受信装置。 - 【請求項６】無線受信信号を中間周波信号に変換する高
周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めの第１のアナログフィルタと、 該第１のアナログフィルタに並列接続され、該希望波の
通過帯域特性及び減衰特性を確保するための第２のアナ
ログフィルタと、 該第１のアナログフィルタから出力されるデジタル変調
された信号を復調する復調部であって該通過帯域特性を
確保するための復調用のデジタルフィルタを含むもの
と、 該第１及び第２のアナログフィルタの出力を切り替える
スイッチと、 該デジタルフィルタの出力から得られた復調データに基
づいてＡＧＣ制御期間中のみ該第２のアナログフィルタ
の出力を選択するように該スイッチを制御する制御部
と、 該スイッチの出力信号から該希望波の入力レベルを検出
するレベル検出部と、該復調部を構成し、該レベル検出
部の検出レベルに応じて該無線受信信号に対してＡＧＣ
制御を掛けるＡＧＣ制御部と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項７】無線受信信号を中間周波信号に変換する高
周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めの第１のアナログフィルタと、 該第１のアナログフィルタと並列接続され、該希望波の
通過帯域特性及び減衰特性を確保するための第２のアナ
ログフィルタと、 該第１のアナログフィルタから出力されるデジタル変調
された信号を復調する復調部であって該通過帯域特性を
確保するとともにタップ数又はシリーズ段数が可変構成
されている復調用のデジタルフィルタを含むものと、 該第２のアナログフィルタの出力信号から該希望波の入
力レベルを検出するレベル検出部と、 該レベル検出部の検出レベルに応じて該無線受信信号に
対してＡＧＣ制御を掛けるＡＧＣ制御部と、 該復調部を構成し、該レベル検出部の検出レベルに応じ
て該デジタルフィルタのタップ数又はシリーズ段数を切
り替える制御部と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項８】請求項３、５、又は６において、 該ＡＧＣ制御期間が、プリアンブル期間であることを特
徴としたデジタル無線受信装置。 - 【請求項９】請求項３、５、又は６において、 該ＡＧＣ制御期間が、ＴＤＭＡ又はＴＤＤ通信方式にお
ける非通信区間であることを特徴としたデジタル無線受
信装置。 - 【請求項１０】無線受信信号を中間周波信号に変換する
高周波部と、 該中間周波信号中の希望波の通過帯域特性を確保するた
めの第１のアナログフィルタと、 該第１のアナログフィルタと並列接続され、該希望波の
通過帯域特性及び減衰特性を確保するための第２のアナ
ログフィルタと、 該第１のアナログフィルタから出力されるデジタル変調
された信号を復調する復調部であって該通過帯域特性を
確保するとともにタップ数又はシリーズ段数が可変構成
されている復調用のデジタルフィルタ、該デジタルフィ
ルタの出力から得られる復調データに基づきＡＧＣ制御
期間は希望波の入力レベルのみを検出するために復調時
より該タップ数又はシリーズ段数を大きく設定する制御
部、及び該デジタルフィルタの出力からＡＧＣ制御信号
を生成する識別部を含むものと、該第２のアナログフィ
ルタの出力信号から該希望波の入力レベルを検出するレ
ベル検出部と、 該レベル検出部の検出レベル及び該ＡＧＣ制御信号の和
に応じて該無線受信信号に対してＡＧＣ制御を掛けるＡ
ＧＣ制御部と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項１１】無線受信信号を中間周波信号に変換する
高周波部と、 該ベースバンド信号中の希望波の通過帯域特性を確保す
るための第１のアナログフィルタと、 該第１のアナログフィルタに並列接続され、妨害波を通
過させる低域及び高域通過用の第２のアナログフィルタ
と、 該第１のアナログフィルタから出力されるデジタル変調
された信号を復調する復調部であって該通過帯域特性を
確保するための復調用のデジタルフィルタを含むもの
と、 該第２のアナログフィルタの出力信号から該妨害波の入
力レベルを検出するレベル検出部と、 該レベル検出部の検出レベルに反比例して該無線受信信
号に対してＡＧＣ制御を掛けるＡＧＣ制御部と、 ＴＤＭＡ又はＴＤＤ方式におけるＡＧＣ制御期間に該レ
ベル検出部から該妨害波電力を検出し、該妨害波電力に
応じて復調期間における該デジタルフィルタのタップ数
又はシリース段数を制御する制御部と、 を備えたことを特徴とするデジタル無線受信装置。 - 【請求項１２】請求項１乃至１１のいずれかにおいて、 該ＡＧＣ制御部が、復調用の該デジタルフィルタの前段
に位置するＡ／Ｄ変換器の基準電圧を制御することを特
徴としたデジタル無線受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06355498A JP3411208B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | デジタル無線受信装置 |
| US09/149,870 US6314144B1 (en) | 1998-03-13 | 1998-09-08 | Digital wireless receiving apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06355498A JP3411208B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | デジタル無線受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261433A JPH11261433A (ja) | 1999-09-24 |
| JP3411208B2 true JP3411208B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=13232568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06355498A Expired - Fee Related JP3411208B2 (ja) | 1998-03-13 | 1998-03-13 | デジタル無線受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6314144B1 (ja) |
| JP (1) | JP3411208B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3121319B2 (ja) * | 1998-12-17 | 2000-12-25 | 日本電気株式会社 | Ｄｓ−ｃｄｍａマルチユーザ干渉キャンセラとそのシステム |
| JP3468287B2 (ja) | 1999-10-13 | 2003-11-17 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信ａｇｃ回路およびｃｄｍａ復調装置 |
| JP3434786B2 (ja) * | 2000-06-30 | 2003-08-11 | 松下電器産業株式会社 | 振幅検出回路 |
| DE10043744C1 (de) | 2000-09-05 | 2002-07-11 | Infineon Technologies Ag | Empfangsschaltung für Mobilfunkempfänger mit automatischer Verstärkungssteuerung |
| US7130364B2 (en) * | 2002-01-31 | 2006-10-31 | Nokia Corporation | Interference dependent ADC headroom adjustment |
| JP3586267B2 (ja) | 2002-06-18 | 2004-11-10 | 沖電気工業株式会社 | 自動利得制御回路 |
| JP2004040367A (ja) | 2002-07-02 | 2004-02-05 | Pioneer Electronic Corp | 隣接妨害波除去機能付き受信機 |
| US20040127159A1 (en) * | 2002-12-26 | 2004-07-01 | Rich Lin | Structure of a wave detector for wired and wireless platforms |
| JP4573627B2 (ja) * | 2004-11-05 | 2010-11-04 | 富士通株式会社 | 光通信装置の光出力自動減衰回路 |
| KR101242419B1 (ko) * | 2009-07-20 | 2013-03-12 | 한국전자통신연구원 | 병렬처리 기반의 시각 동기화 장치 |
| KR101510454B1 (ko) | 2010-09-20 | 2015-04-15 | 한국전자통신연구원 | 대역통과 샘플링 수신기 및 그것의 필터 설계 및 재구성 방법 |
| CN106533587B (zh) * | 2016-10-28 | 2019-03-29 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种vhf通信信道的电平检测装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2747179A (en) * | 1950-12-28 | 1956-05-22 | Gen Electric | Automatic amplitude selection circuit |
| JPS6316729A (ja) * | 1986-07-09 | 1988-01-23 | Nec Corp | 光ヘテロダイン受信装置 |
| WO1995005038A1 (fr) * | 1993-08-11 | 1995-02-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de commande automatique de gain, appareil de communications et procede de commande automatique de gain |
| JP3462937B2 (ja) * | 1994-09-27 | 2003-11-05 | 富士通株式会社 | 自動振幅等化器 |
| JPH0974555A (ja) * | 1995-09-06 | 1997-03-18 | Sharp Corp | デジタル方式衛星放送受信機 |
-
1998
- 1998-03-13 JP JP06355498A patent/JP3411208B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-09-08 US US09/149,870 patent/US6314144B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6314144B1 (en) | 2001-11-06 |
| JPH11261433A (ja) | 1999-09-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5331130B2 (ja) | 無線受信機における局検出及び探索のためのシステム及び方法 | |
| WO2000051253A1 (fr) | Unite de poste de radio | |
| JP3411208B2 (ja) | デジタル無線受信装置 | |
| JPH11112461A (ja) | デジタル通信の受信機 | |
| JPH11234150A (ja) | デジタル復調装置 | |
| JP3073687B2 (ja) | フィルタに遮断周波数切替手段を備えた直接変換受信機 | |
| US6356746B1 (en) | Direct converting receiver | |
| JPH11187463A (ja) | 移動体無線受信機 | |
| JP3055497B2 (ja) | 消費電力低減装置 | |
| JP4258373B2 (ja) | 受信機 | |
| EP1083673A1 (en) | Radio device and transmitting/receiving method | |
| JPH09275356A (ja) | 複数モード移動無線装置 | |
| JP2003502899A (ja) | 帯域幅制御手段を備えるｆｍ受信機 | |
| JP2001244861A (ja) | 無線受信装置及び方法 | |
| JP2009177568A (ja) | 受信装置とこれを用いた電子機器 | |
| JP3675138B2 (ja) | 受信機 | |
| JPH0537409A (ja) | 移動通信装置 | |
| JPH10126311A (ja) | 通信方法及び装置並びに記憶媒体 | |
| JP2933545B2 (ja) | 携帯電話機 | |
| JPH07326980A (ja) | 移動通信用受信機 | |
| JP2003152572A (ja) | Ｆｍ受信機 | |
| JP2003142967A (ja) | 受信装置 | |
| JP3700337B2 (ja) | 携帯電話装置 | |
| JP2003347953A (ja) | 受信装置 | |
| JP2523416B2 (ja) | Ｆｍラジオ受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030311 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080320 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090320 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100320 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100320 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110320 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110320 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120320 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130320 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130320 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140320 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |