JPH11112461A - デジタル通信の受信機 - Google Patents
デジタル通信の受信機Info
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- JPH11112461A JPH11112461A JP10066739A JP6673998A JPH11112461A JP H11112461 A JPH11112461 A JP H11112461A JP 10066739 A JP10066739 A JP 10066739A JP 6673998 A JP6673998 A JP 6673998A JP H11112461 A JPH11112461 A JP H11112461A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＡＢ受信機において、ビット数の少ないＡ
／Ｄコンバータを使用できるようにする。 【解決手段】 受信信号に含まれる妨害信号Ｓのレベル
を検出する回路５１を設ける。レベル制御回路２３Ｉ、
２３ＱからＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給
される信号のレベルが、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、
２４Ｑのダイナミックレンジに収まるように、検出する
回路５１の出力により信号の基準レベルを制御する。
／Ｄコンバータを使用できるようにする。 【解決手段】 受信信号に含まれる妨害信号Ｓのレベル
を検出する回路５１を設ける。レベル制御回路２３Ｉ、
２３ＱからＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給
される信号のレベルが、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、
２４Ｑのダイナミックレンジに収まるように、検出する
回路５１の出力により信号の基準レベルを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタルオーデ
ィオ放送の受信機に適用して好適なデジタル通信の受信
機に関する。
ィオ放送の受信機に適用して好適なデジタル通信の受信
機に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相変調を用いたデジタル通信として、
ＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）がある。このＤＡＢ
は、ヨーロッパでは、ＥＵＲＥＫＡ１４７規格にしたが
って実施されているが、その送信側における信号処理は
次のとおりである。
ＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）がある。このＤＡＢ
は、ヨーロッパでは、ＥＵＲＥＫＡ１４７規格にしたが
って実施されているが、その送信側における信号処理は
次のとおりである。
【０００３】(1) 最大で64チャンネルのデジタルオーデ
ィオデータを、チャンネルごとにＭＰＥＧオーディオの
レイヤIIによりデータ圧縮する。 (2) (1) 項の結果の各チャンネルのデータに、畳み込み
符号化および時間軸のインターリーブにより誤り訂正用
のエンコード処理を行う。 (3) (2) 項の結果を１つのチャンネルに多重化する。こ
のとき、ＰＡＤなどの補助的なデータも付加する。 (4) (3) 項の結果を、周波数軸でインターリーブ処理す
るとともに、同期用のシンボルを付加する。 (5) (4) の結果をＯＦＤＭ処理（直交周波数分割多重処
理）し、さらにＤ／Ａ変換する。 (6) (5) 項の結果によりメインキャリア信号をＱＰＳＫ
変調（直交変調）し、このＱＰＳＫ信号を送信する。
ィオデータを、チャンネルごとにＭＰＥＧオーディオの
レイヤIIによりデータ圧縮する。 (2) (1) 項の結果の各チャンネルのデータに、畳み込み
符号化および時間軸のインターリーブにより誤り訂正用
のエンコード処理を行う。 (3) (2) 項の結果を１つのチャンネルに多重化する。こ
のとき、ＰＡＤなどの補助的なデータも付加する。 (4) (3) 項の結果を、周波数軸でインターリーブ処理す
るとともに、同期用のシンボルを付加する。 (5) (4) の結果をＯＦＤＭ処理（直交周波数分割多重処
理）し、さらにＤ／Ａ変換する。 (6) (5) 項の結果によりメインキャリア信号をＱＰＳＫ
変調（直交変調）し、このＱＰＳＫ信号を送信する。
【０００４】したがって、このＤＡＢの受信機は、例え
ば図３に示すように構成することができる。
ば図３に示すように構成することができる。
【０００５】すなわち、図３において、ＤＡＢの放送波
信号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、
バンドパスフィルタ１２→高周波アンプ１３→バンドパ
スフィルタ１４の信号ラインを通じてミキサ回路１５に
供給されるとともに、局部発振回路１６から受信周波数
に対応して変化する所定の周波数の局部発振信号がミキ
サ回路１５に供給され、その受信信号は所定の周波数の
中間周波信号ＳIFに周波数変換される。
信号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、
バンドパスフィルタ１２→高周波アンプ１３→バンドパ
スフィルタ１４の信号ラインを通じてミキサ回路１５に
供給されるとともに、局部発振回路１６から受信周波数
に対応して変化する所定の周波数の局部発振信号がミキ
サ回路１５に供給され、その受信信号は所定の周波数の
中間周波信号ＳIFに周波数変換される。
【０００６】そして、この中間周波信号ＳIFが、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７および中間周波
増幅用のアンプ１８を通じてミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑ
に供給される。また、局部発振回路２２において、周波
数が中間周波信号ＳIFの中間周波数に等しく、かつ、位
相が互いに90°異なる局部発振信号が形成され、これら
局部発振信号がミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑに供給され
る。こうして、ミキサ回路２２Ｉ、２２Ｑにおいて、中
間周波信号ＳIFがベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信
号ＳQ に周波数変換され、これら信号ＳI 、ＳQ が取り
出される。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７および中間周波
増幅用のアンプ１８を通じてミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑ
に供給される。また、局部発振回路２２において、周波
数が中間周波信号ＳIFの中間周波数に等しく、かつ、位
相が互いに90°異なる局部発振信号が形成され、これら
局部発振信号がミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑに供給され
る。こうして、ミキサ回路２２Ｉ、２２Ｑにおいて、中
間周波信号ＳIFがベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信
号ＳQ に周波数変換され、これら信号ＳI 、ＳQ が取り
出される。
【０００７】そして、これら信号ＳI 、ＳQ が、レベル
制御用の利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑに供給されて所
定のレベルの信号Ｓi 、Ｓq とされ、これら信号Ｓi 、
ＳqがＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給され
てデジタル信号ＤI 、ＤQ にＡ／Ｄ変換される。そし
て、これら信号ＤI 、ＤQ が、後述するデジタルローパ
スフィルタ２５Ｉ、２５Ｑを通じ、さらに、アンプ２６
Ｉ、２６Ｑを通じてＦＦＴ回路３１に供給されてＯＦＤ
Ｍ復調され、そのＯＦＤＭ復調されたデータがビタビデ
コーダ回路３２に供給されてデインターリーブおよびエ
ラー訂正が行われるとともに、番組（チャンネル）の選
択が行われて目的とする番組のデジタルオーディオデー
タが選択される。
制御用の利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑに供給されて所
定のレベルの信号Ｓi 、Ｓq とされ、これら信号Ｓi 、
ＳqがＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給され
てデジタル信号ＤI 、ＤQ にＡ／Ｄ変換される。そし
て、これら信号ＤI 、ＤQ が、後述するデジタルローパ
スフィルタ２５Ｉ、２５Ｑを通じ、さらに、アンプ２６
Ｉ、２６Ｑを通じてＦＦＴ回路３１に供給されてＯＦＤ
Ｍ復調され、そのＯＦＤＭ復調されたデータがビタビデ
コーダ回路３２に供給されてデインターリーブおよびエ
ラー訂正が行われるとともに、番組（チャンネル）の選
択が行われて目的とする番組のデジタルオーディオデー
タが選択される。
【０００８】続いて、この選択されたデータがデータ伸
長回路３３に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路３３からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路３４に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子３５
に取り出される。
長回路３３に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路３３からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路３４に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子３５
に取り出される。
【０００９】また、このとき、可変利得アンプ２３Ｉ、
２３Ｑは、利得の制御をデジタル制御信号により行うこ
とのできるプログラマブルゲインコントロールアンプと
される。そして、アンプ２６Ｉ、２６Ｑからの信号ＤI
、ＤQ がレベル検出回路２７Ｉ、２７Ｑに供給されて
信号ＤI 、ＤQ の示す信号レベル（信号ＤI 、ＤQ をＤ
／Ａ変換したときの信号レベル）が検出され、この検出
出力が利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑにその利得の制御
信号として供給され、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq は、所定の一定のレベ
ルに制御される。
２３Ｑは、利得の制御をデジタル制御信号により行うこ
とのできるプログラマブルゲインコントロールアンプと
される。そして、アンプ２６Ｉ、２６Ｑからの信号ＤI
、ＤQ がレベル検出回路２７Ｉ、２７Ｑに供給されて
信号ＤI 、ＤQ の示す信号レベル（信号ＤI 、ＤQ をＤ
／Ａ変換したときの信号レベル）が検出され、この検出
出力が利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑにその利得の制御
信号として供給され、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq は、所定の一定のレベ
ルに制御される。
【００１０】したがって、アンテナ１１の受信信号のレ
ベルが変動しても、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４
Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq のレベルは、そのＡ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジに
見合った一定のレベルに保持され、信号Ｓi 、Ｓq は信
号ＤI 、ＤQ に正しくＡ／Ｄ変換される。
ベルが変動しても、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４
Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq のレベルは、そのＡ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジに
見合った一定のレベルに保持され、信号Ｓi 、Ｓq は信
号ＤI 、ＤQ に正しくＡ／Ｄ変換される。
【００１１】以上が、ＤＡＢ受信機のアウトラインであ
る。
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のデジ
タルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、バンドパスフ
ィルタ１７の処理を補うために設けられている。
タルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、バンドパスフ
ィルタ１７の処理を補うために設けられている。
【００１３】すなわち、例えば図４Ａに示すように、受
信を希望する放送波信号ＳD （中心周波数ｆD ）の近傍
の周波数（ｆD ＋Δｆ）に、妨害信号ＳUDが存在する
と、例えば図４Ｂに実線で示すように、ミキサ回路１５
の出力信号には、希望波信号ＳD から周波数変換された
中間周波信号ＳIF（中心周波数ｆIF）に加えて、下側ヘ
テロダインによるダウンコンバートであれば、周波数
（ｆIF＋Δｆ）の位置に、妨害信号ＳUDから周波数変換
された信号成分ＳIFUDが含まれてしまう。
信を希望する放送波信号ＳD （中心周波数ｆD ）の近傍
の周波数（ｆD ＋Δｆ）に、妨害信号ＳUDが存在する
と、例えば図４Ｂに実線で示すように、ミキサ回路１５
の出力信号には、希望波信号ＳD から周波数変換された
中間周波信号ＳIF（中心周波数ｆIF）に加えて、下側ヘ
テロダインによるダウンコンバートであれば、周波数
（ｆIF＋Δｆ）の位置に、妨害信号ＳUDから周波数変換
された信号成分ＳIFUDが含まれてしまう。
【００１４】そして、このようにミキサ回路１５の出力
信号に妨害成分ＳIFUDが含まれていると、例えば図４Ｃ
に示すように、ミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑの出力信号に
は、ベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信号ＳQ に加え
て、周波数Δｆの位置に、妨害成分ＳIFUDから周波数変
換された信号成分ＳBBUDが含まれてしまい、この妨害成
分ＳBBUDは、とうぜんのことながら、以後のデータ処理
に悪影響をおよぼしてしまう。
信号に妨害成分ＳIFUDが含まれていると、例えば図４Ｃ
に示すように、ミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑの出力信号に
は、ベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信号ＳQ に加え
て、周波数Δｆの位置に、妨害成分ＳIFUDから周波数変
換された信号成分ＳBBUDが含まれてしまい、この妨害成
分ＳBBUDは、とうぜんのことながら、以後のデータ処理
に悪影響をおよぼしてしまう。
【００１５】そこで、上記のようにミキサ回路１５の次
段に、図４Ｂに破線で示すような通過特性のバンドパス
フィルタ１７が設けられ、ミキサ回路１５の出力信号に
含まれる妨害成分ＳIFUDが除去される。
段に、図４Ｂに破線で示すような通過特性のバンドパス
フィルタ１７が設けられ、ミキサ回路１５の出力信号に
含まれる妨害成分ＳIFUDが除去される。
【００１６】しかし、バンドパスフィルタ１７はアナロ
グ回路であり、中心周波数や通過帯域がばらついてしま
う。また、温度特性などを希望する特性にすることも困
難である。特に、中間周波信号ＳIFの中間周波数ｆIF
は、機種にもよるが、数十ＭHz〜数百ＭHzと高いので、
妨害信号ＳUDが近接した周波数のときには、なおさらで
ある。また、バンドパスフィルタ１７を所定の特性にで
きたとしても、部品コストや受信機の小型化の点で、不
利である。
グ回路であり、中心周波数や通過帯域がばらついてしま
う。また、温度特性などを希望する特性にすることも困
難である。特に、中間周波信号ＳIFの中間周波数ｆIF
は、機種にもよるが、数十ＭHz〜数百ＭHzと高いので、
妨害信号ＳUDが近接した周波数のときには、なおさらで
ある。また、バンドパスフィルタ１７を所定の特性にで
きたとしても、部品コストや受信機の小型化の点で、不
利である。
【００１７】このため、バンドパスフィルタ１７におい
て、妨害成分ＳIFUDを十分に除去することができないの
で、デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑが設けら
れ、妨害成分ＳBBUDが除去される。そして、この場合、
ローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、デジタル回路によ
り構成されているので、必要な特性を容易に、かつ、安
定に得ることができる。また、Ｉ信号ＳI およびＱ信号
ＳQ の周波数が低くなっているので、妨害成分ＳBBUDの
周波数が近接していても、その除去が容易である。
て、妨害成分ＳIFUDを十分に除去することができないの
で、デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑが設けら
れ、妨害成分ＳBBUDが除去される。そして、この場合、
ローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、デジタル回路によ
り構成されているので、必要な特性を容易に、かつ、安
定に得ることができる。また、Ｉ信号ＳI およびＱ信号
ＳQ の周波数が低くなっているので、妨害成分ＳBBUDの
周波数が近接していても、その除去が容易である。
【００１８】こうして、バンドパスフィルタ１７の処理
が、デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑにより補
われ、妨害成分ＳBBUDの十分に低減された信号ＤI 、Ｄ
Q がＦＦＴ回路３１に供給される。
が、デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑにより補
われ、妨害成分ＳBBUDの十分に低減された信号ＤI 、Ｄ
Q がＦＦＴ回路３１に供給される。
【００１９】ところが、このようにバンドパスフィルタ
１７の処理をデジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑ
により補う場合には、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑとしてダイナミックレンジの広いものが要求されて
しまう。
１７の処理をデジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑ
により補う場合には、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑとしてダイナミックレンジの広いものが要求されて
しまう。
【００２０】すなわち、信号Ｓi 、Ｓq の受信に必要な
Ｃ／Ｎは、通信システムによって異なるが、ここでは25
dBが必要であるとする。また、例えば図５Ａに示すよう
に、妨害信号ＳUDのレベルが、希望信号ＳD よりも30dB
高いとする。さらに、実際の移動体通信においては、希
望信号ＳD のレベルがフェーディングにより急激に変化
するので、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイ
ナミックレンジには、そのマージンも必要である。そし
て、このマージンをここでは20dBとする。
Ｃ／Ｎは、通信システムによって異なるが、ここでは25
dBが必要であるとする。また、例えば図５Ａに示すよう
に、妨害信号ＳUDのレベルが、希望信号ＳD よりも30dB
高いとする。さらに、実際の移動体通信においては、希
望信号ＳD のレベルがフェーディングにより急激に変化
するので、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイ
ナミックレンジには、そのマージンも必要である。そし
て、このマージンをここでは20dBとする。
【００２１】すると、図５Ａに示すように、Ａ／Ｄコン
バータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジは、少
なくとも75dB（＝30dB＋25dB＋20dB）が必要になる。そ
して、この75dBというダイナミックレンジを得るには、
Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑは13ビット以上の
ビット数が必要である。
バータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジは、少
なくとも75dB（＝30dB＋25dB＋20dB）が必要になる。そ
して、この75dBというダイナミックレンジを得るには、
Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑは13ビット以上の
ビット数が必要である。
【００２２】しかし、もし、バンドパスフィルタ１７に
おいて、妨害成分ＳIFUDを十分に低減することができれ
ば、図５Ｂに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路２４
Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジは、Ｃ／Ｎの25dBとフ
ェーディングマージンの20dBとの45dBでよく、Ａ／Ｄコ
ンバータ２４Ｉ、２４Ｑのビット数は８ビットでよくな
る。
おいて、妨害成分ＳIFUDを十分に低減することができれ
ば、図５Ｂに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路２４
Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジは、Ｃ／Ｎの25dBとフ
ェーディングマージンの20dBとの45dBでよく、Ａ／Ｄコ
ンバータ２４Ｉ、２４Ｑのビット数は８ビットでよくな
る。
【００２３】つまり、バンドパスフィルタ１７の特性を
デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑにより補うと
すれば、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑとして量
子化ビット数の多いものが必要となり、消費電力やコス
トの点で好ましくない。しかし、Ａ／Ｄコンバータ回路
２４Ｉ、２４Ｑの量子化ビット数を少なくするには、バ
ンドパスフィルタ１７として高性能のものが要求され、
コストや基板占有スペースの点で好ましくない。
デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑにより補うと
すれば、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑとして量
子化ビット数の多いものが必要となり、消費電力やコス
トの点で好ましくない。しかし、Ａ／Ｄコンバータ回路
２４Ｉ、２４Ｑの量子化ビット数を少なくするには、バ
ンドパスフィルタ１７として高性能のものが要求され、
コストや基板占有スペースの点で好ましくない。
【００２４】しかも、ＧＳＭのように、希望信号ＳD に
比べて、79dBも高いレベルの妨害信号ＳUDを加えて試験
を行うようなシステムでは、デジタルローパスフィルタ
２５Ｉ、２５Ｑだけでなく、その妨害信号ＳUDを50dB以
上減衰させるためのフィルタ、例えばＳＡＷフィルタが
必要となってしまう。そして、そのようなフィルタは、
高価であり、大型である。
比べて、79dBも高いレベルの妨害信号ＳUDを加えて試験
を行うようなシステムでは、デジタルローパスフィルタ
２５Ｉ、２５Ｑだけでなく、その妨害信号ＳUDを50dB以
上減衰させるためのフィルタ、例えばＳＡＷフィルタが
必要となってしまう。そして、そのようなフィルタは、
高価であり、大型である。
【００２５】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
ようとするものである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、ＱＰＳＫ信号を受信して中間周波信号に周波数
変換し、この中間周波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ
成分およびＱ成分の分離とを行ってＩ成分およびＱ成分
のデジタルデータを得、これらＩ成分およびＱ成分のデ
ジタルデータからもとのデジタルデータを得るようにし
たデジタル通信の受信機において、上記Ａ／Ｄ変換を行
うＡ／Ｄコンバータ回路と、このＡ／Ｄコンバータ回路
に供給される信号のレベルを所定値に制御するレベル制
御回路と、受信信号に含まれる妨害信号のレベルを検出
する回路とを有し、上記レベル制御回路から上記Ａ／Ｄ
コンバータ回路に供給される上記信号のレベルが上記Ａ
／Ｄコンバータ回路のダイナミックレンジに収まるよう
に、上記検出する回路の出力により、上記妨害信号のレ
ベルに応じて上記信号の基準レベルを制御するようにし
たデジタル通信の受信機とするものである。したがっ
て、Ａ／Ｄコンバータ回路に供給される信号は、その基
準レベルが、Ａ／Ｄコンバータ回路のダイナミックレン
ジに見合ったレベルに制御されてＡ／Ｄ変換される。
いては、ＱＰＳＫ信号を受信して中間周波信号に周波数
変換し、この中間周波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ
成分およびＱ成分の分離とを行ってＩ成分およびＱ成分
のデジタルデータを得、これらＩ成分およびＱ成分のデ
ジタルデータからもとのデジタルデータを得るようにし
たデジタル通信の受信機において、上記Ａ／Ｄ変換を行
うＡ／Ｄコンバータ回路と、このＡ／Ｄコンバータ回路
に供給される信号のレベルを所定値に制御するレベル制
御回路と、受信信号に含まれる妨害信号のレベルを検出
する回路とを有し、上記レベル制御回路から上記Ａ／Ｄ
コンバータ回路に供給される上記信号のレベルが上記Ａ
／Ｄコンバータ回路のダイナミックレンジに収まるよう
に、上記検出する回路の出力により、上記妨害信号のレ
ベルに応じて上記信号の基準レベルを制御するようにし
たデジタル通信の受信機とするものである。したがっ
て、Ａ／Ｄコンバータ回路に供給される信号は、その基
準レベルが、Ａ／Ｄコンバータ回路のダイナミックレン
ジに見合ったレベルに制御されてＡ／Ｄ変換される。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１において、ＤＡＢの放送波信
号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、バ
ンドパスフィルタ１２→高周波アンプ１３→バンドパス
フィルタ１４の信号ラインを通じてミキサ回路１５に供
給されるとともに、局部発振回路１６から受信周波数に
対応して変化する所定の周波数の局部発振信号がミキサ
回路１５に供給され、その受信信号は所定の周波数の中
間周波信号ＳIFに周波数変換される。
号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、バ
ンドパスフィルタ１２→高周波アンプ１３→バンドパス
フィルタ１４の信号ラインを通じてミキサ回路１５に供
給されるとともに、局部発振回路１６から受信周波数に
対応して変化する所定の周波数の局部発振信号がミキサ
回路１５に供給され、その受信信号は所定の周波数の中
間周波信号ＳIFに周波数変換される。
【００２８】また、このとき、遅延ＡＧＣ回路４０が設
けられる。すなわち、ミキサ回路１５からの中間周波信
号ＳIFがレベル検出回路４１に供給されて信号ＳIFのレ
ベルの検出電圧が取り出され、この検出電圧が電圧比較
回路４２に供給されて電圧源４３からの基準電圧と電圧
比較され、その比較出力がアンプ１３にバイアスの制御
信号として供給される。こうして、受信信号が基準の受
信レベルを越えたときには、アンプ１３のバイアスが制
御されて過大入力によるアンプ１３の歪みが抑えられる
と同時に、ミキサ回路１５以降に過大入力が供給される
ことが防止される。
けられる。すなわち、ミキサ回路１５からの中間周波信
号ＳIFがレベル検出回路４１に供給されて信号ＳIFのレ
ベルの検出電圧が取り出され、この検出電圧が電圧比較
回路４２に供給されて電圧源４３からの基準電圧と電圧
比較され、その比較出力がアンプ１３にバイアスの制御
信号として供給される。こうして、受信信号が基準の受
信レベルを越えたときには、アンプ１３のバイアスが制
御されて過大入力によるアンプ１３の歪みが抑えられる
と同時に、ミキサ回路１５以降に過大入力が供給される
ことが防止される。
【００２９】そして、ミキサ回路１５からの中間周波信
号ＳIFが、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１
７および中間周波増幅用のアンプ１８を通じてミキサ回
路２１Ｉ、２１Ｑに供給される。この場合、バンドパス
フィルタ１７は、妨害信号ＳUDを十分に除去できる特性
でなくてもよい。
号ＳIFが、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１
７および中間周波増幅用のアンプ１８を通じてミキサ回
路２１Ｉ、２１Ｑに供給される。この場合、バンドパス
フィルタ１７は、妨害信号ＳUDを十分に除去できる特性
でなくてもよい。
【００３０】また、局部発振回路２２において、周波数
が中間周波信号ＳIFの中間周波数に等しく、かつ、位相
が互いに90°異なる局部発振信号が形成され、これら局
部発振信号がミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑに供給される。
こうして、ミキサ回路２２Ｉ、２２Ｑにおいて、中間周
波信号ＳIFがベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信号Ｓ
Q に周波数変換され、これら信号ＳI 、ＳQ が取り出さ
れる。
が中間周波信号ＳIFの中間周波数に等しく、かつ、位相
が互いに90°異なる局部発振信号が形成され、これら局
部発振信号がミキサ回路２１Ｉ、２１Ｑに供給される。
こうして、ミキサ回路２２Ｉ、２２Ｑにおいて、中間周
波信号ＳIFがベースバンドのＩ信号ＳI およびＱ信号Ｓ
Q に周波数変換され、これら信号ＳI 、ＳQ が取り出さ
れる。
【００３１】そして、これら信号ＳI 、ＳQ が、レベル
制御用の利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑに供給されて所
定のレベルの信号Ｓi 、Ｓq とされ、これら信号Ｓi 、
ＳqがＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給され
てデジタル信号ＤI 、ＤQ にＡ／Ｄ変換される。そし
て、これら信号ＤI 、ＤQ が、デジタルローパスフィル
タ２５Ｉ、２５Ｑを通じ、さらに、アンプ２６Ｉ、２６
Ｑを通じてＦＦＴ回路３１に供給されてＯＦＤＭ復調さ
れ、そのＯＦＤＭ復調されたデータがビタビデコーダ回
路３２に供給されてデインターリーブおよびエラー訂正
が行われるとともに、番組（チャンネル）の選択が行わ
れて目的とする番組のデジタルオーディオデータが選択
される。
制御用の利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑに供給されて所
定のレベルの信号Ｓi 、Ｓq とされ、これら信号Ｓi 、
ＳqがＡ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給され
てデジタル信号ＤI 、ＤQ にＡ／Ｄ変換される。そし
て、これら信号ＤI 、ＤQ が、デジタルローパスフィル
タ２５Ｉ、２５Ｑを通じ、さらに、アンプ２６Ｉ、２６
Ｑを通じてＦＦＴ回路３１に供給されてＯＦＤＭ復調さ
れ、そのＯＦＤＭ復調されたデータがビタビデコーダ回
路３２に供給されてデインターリーブおよびエラー訂正
が行われるとともに、番組（チャンネル）の選択が行わ
れて目的とする番組のデジタルオーディオデータが選択
される。
【００３２】続いて、この選択されたデータがデータ伸
長回路３３に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路３３からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路３４に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子３５
に取り出される。
長回路３３に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路３３からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路３４に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子３５
に取り出される。
【００３３】また、このとき、アンプ２６Ｉ、２６Ｑか
らの信号ＤI 、ＤQ がレベル検出回路２７Ｉ、２７Ｑに
供給されて信号ＤI 、ＤQ の示す信号レベル（信号ＤI
、ＤQ をＤ／Ａ変換したときの信号レベル）が検出さ
れ、この検出出力が利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑにそ
の利得の制御信号として供給され、Ａ／Ｄコンバータ回
路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq は、所定
の一定のレベルに制御される。
らの信号ＤI 、ＤQ がレベル検出回路２７Ｉ、２７Ｑに
供給されて信号ＤI 、ＤQ の示す信号レベル（信号ＤI
、ＤQ をＤ／Ａ変換したときの信号レベル）が検出さ
れ、この検出出力が利得制御アンプ２３Ｉ、２３Ｑにそ
の利得の制御信号として供給され、Ａ／Ｄコンバータ回
路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq は、所定
の一定のレベルに制御される。
【００３４】なお、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４
Ｑは、ビット数が例えば10ビットのものとされ、したが
って、そのダイナミックレンジは60dBとされる。また、
デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、妨害成分
を十分に除去できる通過特性とされる。
Ｑは、ビット数が例えば10ビットのものとされ、したが
って、そのダイナミックレンジは60dBとされる。また、
デジタルローパスフィルタ２５Ｉ、２５Ｑは、妨害成分
を十分に除去できる通過特性とされる。
【００３５】さらに、例えばＡ／Ｄコンバータ回路２４
Ｑからデジタルローパスフィルタ２５Ｑに供給されるデ
ジタル信号ＤQ が比較回路５１にも供給されるととも
に、デジタルローパスフィルタ２５Ｑから出力されるデ
ジタル信号ＤQ がデータ比較回路５１にも供給され、そ
の比較出力として両信号ＤQ 、ＤQ の例えば差分Ｄ51が
取り出される。
Ｑからデジタルローパスフィルタ２５Ｑに供給されるデ
ジタル信号ＤQ が比較回路５１にも供給されるととも
に、デジタルローパスフィルタ２５Ｑから出力されるデ
ジタル信号ＤQ がデータ比較回路５１にも供給され、そ
の比較出力として両信号ＤQ 、ＤQ の例えば差分Ｄ51が
取り出される。
【００３６】したがって、 信号Ｄ24：フィルタ２５Ｑに入力される信号ＤQ 信号Ｄ25：フィルタ２５Ｑから出力される信号ＤQ とすると、Ｄ51＝Ｄ24−Ｄ25であり、受信信号に妨害信
号ＳUDが含まれていないときには、Ｄ24＝Ｄ25なので、
Ｄ51＝０である。しかし、受信信号に妨害信号ＳUDが含
まれているときには、信号Ｄ24にも妨害成分が含まれる
が、信号Ｄ25には、妨害成分が含まれないので、Ｄ51≠
０となる。つまり、信号Ｄ51は、受信信号に含まれる妨
害信号ＳUDのレベルを示していることになる。
号ＳUDが含まれていないときには、Ｄ24＝Ｄ25なので、
Ｄ51＝０である。しかし、受信信号に妨害信号ＳUDが含
まれているときには、信号Ｄ24にも妨害成分が含まれる
が、信号Ｄ25には、妨害成分が含まれないので、Ｄ51≠
０となる。つまり、信号Ｄ51は、受信信号に含まれる妨
害信号ＳUDのレベルを示していることになる。
【００３７】そこで、この信号Ｄ51がレベル検出回路２
７Ｉ、２７Ｑに制御信号として供給され、利得制御アン
プ２３Ｉ、２３Ｑから出力される信号Ｓi 、Ｓq の基準
レベルが所定のレベルとなるように、利得制御回路２３
Ｉ、２３Ｑに供給される制御信号が制御される。
７Ｉ、２７Ｑに制御信号として供給され、利得制御アン
プ２３Ｉ、２３Ｑから出力される信号Ｓi 、Ｓq の基準
レベルが所定のレベルとなるように、利得制御回路２３
Ｉ、２３Ｑに供給される制御信号が制御される。
【００３８】すなわち、受信信号が希望信号ＳD だけで
あり、妨害信号ＳUDなどが含まれない場合には、Ｄ51＝
０なので、図２Ａに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路
２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq の基準レベ
ルが、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのフルスケ
ールに対して例えば−15dBとなるように、アンプ２３
Ｉ、２３Ｑの利得が制御される。そして、信号Ｓi 、Ｓ
q が、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミ
ックレンジに対して図２Ａに示すようなレベル配分で供
給されれば、信号Ｓi 、Ｓq は信号ＤI 、ＤQ に正しく
Ａ／Ｄ変換される。
あり、妨害信号ＳUDなどが含まれない場合には、Ｄ51＝
０なので、図２Ａに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路
２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq の基準レベ
ルが、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのフルスケ
ールに対して例えば−15dBとなるように、アンプ２３
Ｉ、２３Ｑの利得が制御される。そして、信号Ｓi 、Ｓ
q が、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミ
ックレンジに対して図２Ａに示すようなレベル配分で供
給されれば、信号Ｓi 、Ｓq は信号ＤI 、ＤQ に正しく
Ａ／Ｄ変換される。
【００３９】一方、受信信号に希望信号ＳD に所定のレ
ベルよりも大きい妨害信号ＳUD、例えば30dB高い妨害信
号ＳUDが含まれている場合には、Ｄ51＞０となるので、
図２Ｂに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq の基準レベルが、Ａ／
Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのフルスケールに対し
て例えば−30dBとなるように、アンプ２３Ｉ、２３Ｑの
利得が制御される。そして、信号Ｓi 、Ｓq が、Ａ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジに
対して図３Ｂに示すようなレベル配分で供給されれば、
やはり信号Ｓi、Sq は信号ＤI 、ＤQ に正しくＡ／Ｄ変
換される。なお、このとき、フェーディングマージンは
５dBとなるが、これは無視する。
ベルよりも大きい妨害信号ＳUD、例えば30dB高い妨害信
号ＳUDが含まれている場合には、Ｄ51＞０となるので、
図２Ｂに示すように、Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２
４Ｑに供給される信号Ｓi 、Ｓq の基準レベルが、Ａ／
Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのフルスケールに対し
て例えば−30dBとなるように、アンプ２３Ｉ、２３Ｑの
利得が制御される。そして、信号Ｓi 、Ｓq が、Ａ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑのダイナミックレンジに
対して図３Ｂに示すようなレベル配分で供給されれば、
やはり信号Ｓi、Sq は信号ＤI 、ＤQ に正しくＡ／Ｄ変
換される。なお、このとき、フェーディングマージンは
５dBとなるが、これは無視する。
【００４０】こうして、このＤＡＢの受信機によれば、
Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号
の基準レベルを、受信信号に含まれる妨害信号ＳUDのレ
ベルに対応して制御しているので、Ａ／Ｄコンバータ回
路２４Ｉ、２４Ｑのビット数を例えば10ビットと少なく
することができ、消費電力およびコストを低減すること
ができる。
Ａ／Ｄコンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号
の基準レベルを、受信信号に含まれる妨害信号ＳUDのレ
ベルに対応して制御しているので、Ａ／Ｄコンバータ回
路２４Ｉ、２４Ｑのビット数を例えば10ビットと少なく
することができ、消費電力およびコストを低減すること
ができる。
【００４１】また、信号ＤI 、ＤQ のビット数も少なく
なるので、これら信号ＤI 、ＤQ を処理する回路の規模
を小さくすることができる。さらに、バンドパスフィル
タ１７として高性能のものが要求されることもないの
で、コストや基板占有スペースの点で有利である。
なるので、これら信号ＤI 、ＤQ を処理する回路の規模
を小さくすることができる。さらに、バンドパスフィル
タ１７として高性能のものが要求されることもないの
で、コストや基板占有スペースの点で有利である。
【００４２】なお、上述においては、妨害信号ＳUDがあ
るときのフェーディングマージンを無視したが、妨害信
号ＳUDのレベルに応じて信号Ｓi 、Ｓq のレベルを連続
的に変更する場合には、その妨害信号ＳUDのレベルが小
さいときには、図２Ｂに代わって例えば図２Ｃに示すよ
うなレベル配分とすれば、フェーディングマージンも大
きくすることができる。
るときのフェーディングマージンを無視したが、妨害信
号ＳUDのレベルに応じて信号Ｓi 、Ｓq のレベルを連続
的に変更する場合には、その妨害信号ＳUDのレベルが小
さいときには、図２Ｂに代わって例えば図２Ｃに示すよ
うなレベル配分とすれば、フェーディングマージンも大
きくすることができる。
【００４３】また、上述において、例えば、受信信号に
おける妨害信号ＳUDのレベルが希望信号ＳD よりも＋５
dB未満のときは、図２Ａの特性に設定し、＋5dB 以上の
ときは、図２Ｂの特性に設定するというように、Ａ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、
Ｓq の基準レベルを２段階に切り換えることもできる。
おける妨害信号ＳUDのレベルが希望信号ＳD よりも＋５
dB未満のときは、図２Ａの特性に設定し、＋5dB 以上の
ときは、図２Ｂの特性に設定するというように、Ａ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi 、
Ｓq の基準レベルを２段階に切り換えることもできる。
【００４４】さらに、信号ＤI 、ＤQ のから復調された
データのエラーレイトと、受信信号のレベルとをチェッ
クし、受信信号のレベルが大きいにもかかわらずエラー
レイトが規定値よりも大きい場合には、受信信号に妨害
信号ＳUDが含まれていると判断し、上記のようにＡ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi、
Ｓq の基準レベルを変化させることもできる。
データのエラーレイトと、受信信号のレベルとをチェッ
クし、受信信号のレベルが大きいにもかかわらずエラー
レイトが規定値よりも大きい場合には、受信信号に妨害
信号ＳUDが含まれていると判断し、上記のようにＡ／Ｄ
コンバータ回路２４Ｉ、２４Ｑに供給される信号Ｓi、
Ｓq の基準レベルを変化させることもできる。
【００４５】また、中間周波信号ＳIFをＡ／Ｄ変換し、
そのデジタル中間周波信号を信号ＤI 、ＤQ に分離する
場合には、中間周波信号ＳIFのレベルをＡ／Ｄコンバー
タ回路のダイナミックレンジに収まるように制御すると
ともに、その基準レベルを妨害信号ＳUDのレベルにした
がって、上記のように制御すればよい。
そのデジタル中間周波信号を信号ＤI 、ＤQ に分離する
場合には、中間周波信号ＳIFのレベルをＡ／Ｄコンバー
タ回路のダイナミックレンジに収まるように制御すると
ともに、その基準レベルを妨害信号ＳUDのレベルにした
がって、上記のように制御すればよい。
【００４６】さらに、上述においては、Ａ／Ｄコンバー
タ回路２４Ｉ、２４Ｑから後段のデジタル処理をハード
ウェアにより実現しているが、ＤＳＰおよびそのソフト
ウェアにより実現することもでき、そのようにすれば、
より現実的である。
タ回路２４Ｉ、２４Ｑから後段のデジタル処理をハード
ウェアにより実現しているが、ＤＳＰおよびそのソフト
ウェアにより実現することもでき、そのようにすれば、
より現実的である。
【００４７】
【発明の効果】この発明によれば、Ａ／Ｄコンバータ回
路のビット数を少なくすることができ、消費電力および
コストを低減することができる。また、Ａ／Ｄ変換後の
データのビット数も少なくなるので、そのデータを処理
する回路の規模を小さくすることができる。
路のビット数を少なくすることができ、消費電力および
コストを低減することができる。また、Ａ／Ｄ変換後の
データのビット数も少なくなるので、そのデータを処理
する回路の規模を小さくすることができる。
【００４８】さらに、中間周波フィルタ用のバンドパス
フィルタとして高性能のものが要求されることもないの
で、コストや基板占有スペースの点で有利である。
フィルタとして高性能のものが要求されることもないの
で、コストや基板占有スペースの点で有利である。
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための図である。
【図３】この発明を説明するための図である。
【図４】この発明を説明するための図である。
【図５】この発明を説明するための図である。
１１…アンテナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…高
周波アンプ、１４…バンドパスフィルタ、１５…ミキサ
回路、１６…局部発振回路、１７…バンドパスフィル
タ、１８…アンプ、２１Ｉおよび２１Ｑ…ミキサ回路、
２２…局部発振回路、２３Ｉおよび２３Ｑ…可変利得ア
ンプ、２４Ｉおよび２４Ｑ…Ａ／Ｄコンバータ回路、２
５Ｉおよび２５Ｑ…ローパスフィルタ、２７Ｉおよび２
７Ｑ…レベル検出回路、３１…ＦＦＴ回路、３２…ビタ
ビデコーダ回路、３３…データ伸長回路、３４…Ｄ／Ａ
コンバータ回路、３５出力端子、４０…遅延ＡＧＣ回
路、４１…レベル検出回路、４２…レベル比較回路、５
１…データ比較回路
周波アンプ、１４…バンドパスフィルタ、１５…ミキサ
回路、１６…局部発振回路、１７…バンドパスフィル
タ、１８…アンプ、２１Ｉおよび２１Ｑ…ミキサ回路、
２２…局部発振回路、２３Ｉおよび２３Ｑ…可変利得ア
ンプ、２４Ｉおよび２４Ｑ…Ａ／Ｄコンバータ回路、２
５Ｉおよび２５Ｑ…ローパスフィルタ、２７Ｉおよび２
７Ｑ…レベル検出回路、３１…ＦＦＴ回路、３２…ビタ
ビデコーダ回路、３３…データ伸長回路、３４…Ｄ／Ａ
コンバータ回路、３５出力端子、４０…遅延ＡＧＣ回
路、４１…レベル検出回路、４２…レベル比較回路、５
１…データ比較回路
Claims (2)
- 【請求項１】ＱＰＳＫ信号を受信して中間周波信号に周
波数変換し、この中間周波信号に対して、Ａ／Ｄ変換
と、Ｉ成分およびＱ成分の分離とを行ってＩ成分および
Ｑ成分のデジタルデータを得、これらＩ成分およびＱ成
分のデジタルデータからもとのデジタルデータを得るよ
うにしたデジタル通信の受信機において、 上記Ａ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータ回路と、 このＡ／Ｄコンバータ回路に供給される信号のレベルを
所定値に制御するレベル制御回路と、 受信信号に含まれる妨害信号のレベルを検出する回路と
を有し、 上記レベル制御回路から上記Ａ／Ｄコンバータ回路に供
給される上記信号のレベルが上記Ａ／Ｄコンバータ回路
のダイナミックレンジに収まるように、上記検出する回
路の出力により、上記妨害信号のレベルに応じて上記信
号の基準レベルを制御するようにしたデジタル通信の受
信機。 - 【請求項２】請求項１に記載のデジタル通信の受信機に
おいて、 上記受信信号の信号ラインにＡＧＣ回路を設けるように
したデジタル通信の受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10066739A JPH11112461A (ja) | 1997-08-05 | 1998-03-17 | デジタル通信の受信機 |
| US09/127,974 US6556636B1 (en) | 1997-08-05 | 1998-08-03 | Digital communication apparatus having level controller with a disturbance detection unit |
| DE19835418A DE19835418B4 (de) | 1997-08-05 | 1998-08-05 | Nachrichtenübermittlungsvorrichtung für digitale Nachrichtenübermittlung |
| GB9817058A GB2330995B (en) | 1997-08-05 | 1998-08-05 | Communication apparatus for digital communication |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21028097 | 1997-08-05 | ||
| JP9-210280 | 1997-08-05 | ||
| JP10066739A JPH11112461A (ja) | 1997-08-05 | 1998-03-17 | デジタル通信の受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11112461A true JPH11112461A (ja) | 1999-04-23 |
Family
ID=26407939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10066739A Pending JPH11112461A (ja) | 1997-08-05 | 1998-03-17 | デジタル通信の受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6556636B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11112461A (ja) |
| DE (1) | DE19835418B4 (ja) |
| GB (1) | GB2330995B (ja) |
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| US7099641B2 (en) | 2000-09-05 | 2006-08-29 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit for mobile radio receivers with automatic gain control |
| JP2008541136A (ja) * | 2005-05-20 | 2008-11-20 | オムニフェーズ リサーチ ラボラトリーズ インコーポレイテッド | インテリジェント低ノイズ設計 |
| WO2009034618A1 (ja) * | 2007-09-11 | 2009-03-19 | Panasonic Corporation | 無線受信機 |
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| US10108148B1 (en) | 2017-04-14 | 2018-10-23 | Innophase Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
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| US10622959B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-04-14 | Innophase Inc. | Multi-stage LNA with reduced mutual coupling |
| US10840921B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-11-17 | Innophase Inc. | Frequency control word linearization for an oscillator |
| US10728851B1 (en) | 2019-01-07 | 2020-07-28 | Innophase Inc. | System and method for low-power wireless beacon monitor |
| US11070196B2 (en) | 2019-01-07 | 2021-07-20 | Innophase Inc. | Using a multi-tone signal to tune a multi-stage low-noise amplifier |
| US11907754B2 (en) | 2021-12-14 | 2024-02-20 | Mellanox Technologies, Ltd. | System to trigger time-dependent action |
| US11917045B2 (en) * | 2022-07-24 | 2024-02-27 | Mellanox Technologies, Ltd. | Scalable synchronization of network devices |
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|---|---|---|---|---|
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