WO2006098173A1 - 高周波受信機および隣接妨害波の低減方法 - Google Patents

高周波受信機および隣接妨害波の低減方法 Download PDF

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    • H04H20/22—Arrangements for broadcast of identical information via plural broadcast systems

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency receiver and a method for reducing adjacent interference waves, and more particularly to a high frequency receiver capable of reducing adjacent interference waves and a method for reducing adjacent interference waves.
  • Fig. 5 is a diagram for explaining the XM satellite radio broadcasting system.
  • broadcasts with the same content are transmitted by satellite waves SAT1, SAT2 from two satellites 1, 2 and terrestrial TERR from a terrestrial repeater. If the receiver can receive at least one of these, it will be able to play the sound without interruption.
  • the satellite waves S ATI and SAT2 are QPSK modulated, and the ground wave TERR is MCM modulated.
  • FIG. 6 is a diagram showing a frequency band of XM satellite radio broadcasting.
  • XM satellite radio broadcasting uses a frequency band of 12.5 MHz from 2332. 5 MHz to 2345. OMHz.
  • a slot for terrestrial TERR It is divided into six slots: satellite wave SAT1 B slot, satellite wave SAT2 B slot, and terrestrial TERR B slot.
  • a slot for example, contents of 1 to 60 ch are transmitted
  • the B slot for example, contents of 61 to 120 ch are transmitted, and the same contents are transmitted in three bands.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a reception area of XM satellite radio broadcasting.
  • a terrestrial repeater is provided for areas where it is difficult to receive radio waves from satellites 1 and 2 when receiving XM satellite radio broadcasts.
  • a satellite wave is received in an area E1 where there is no obstacle such as a tall building in the suburbs, and a ground wave is received in an area E2 where the satellite wave cannot be received by a high building such as an urban area.
  • users can watch the broadcast anywhere in North America.
  • adjacent broadcast wave (hereinafter also referred to as "adjacent interference wave”) interferes with the reception target broadcast wave, and There may be a case where a reception failure occurs in the broadcast wave and its sensitivity decreases.
  • a technique for narrowing the bandwidth of the pass frequency of a filter that determines a reception signal band is known in order to avoid reception interference due to adjacent interference waves (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 1 JP-T 8-504549
  • the present invention has been made in view of the above, and a high-frequency receiver and a method of reducing adjacent interference waves that can reduce reception interference due to adjacent interference waves without reducing reception performance such as sound quality.
  • the purpose is to provide.
  • the present invention is directed to transmitting the same content broadcast as at least a first broadcast wave and a second broadcast wave having different frequency bands.
  • a high-frequency receiver that receives both the first broadcast wave and the second broadcast wave
  • a high-frequency amplification unit that amplifies a signal input via an antenna, and a converted signal is generated by frequency-converting the output of the high-frequency amplification unit
  • Frequency conversion means, variable band limiting means for variably limiting the passband of the converted signal, and converted signals that have passed through the variable band limiting means are received data of the first broadcast wave and the second broadcast wave.
  • Demodulating means for demodulating, received level detecting means for detecting received levels of received data of the first broadcast wave and second broadcast wave, and noise evaluation information of received data of the first broadcast wave and second broadcast wave
  • a noise evaluation information detecting means for detecting a signal
  • a broadcast wave selecting means for selecting one of the received data of the first broadcast wave and the second broadcast wave based on a detection result of the reception level detecting means
  • Control means for controlling the band characteristics of the variable band limiting means based on the detection results of the reception level detecting means and the noise evaluation information detecting means.
  • the control means when the noise evaluation information of the reception data of one broadcast wave selected by the broadcast wave selection means is not more than a first threshold and the reception level is not less than the second threshold, The band characteristic of the limiting means is changed to a band characteristic that selects only the one broadcast wave.
  • broadcasts having the same content are transmitted as at least a first broadcast wave and a second broadcast wave having different frequency bands, and are received by both the at least the first broadcast wave and the second broadcast wave.
  • a high frequency amplification step for amplifying a signal input via an antenna by a high frequency amplification means, and a frequency conversion step for generating a converted signal by frequency converting the output of the high frequency amplification means
  • a variable band limiting step of variably limiting the pass band of the converted signal by a variable band limiting means, and the converted signal that has passed through the variable band limiting means is received data of the first broadcast wave and the second broadcast wave.
  • a demodulation step for demodulating the received data a reception level detecting step for detecting a received level of the received data of the first broadcast wave and the second broadcast wave, and a received data of the first broadcast wave and the second broadcast wave
  • the variable band limiting means And a band characteristic changing step of changing the band characteristic to a band characteristic that selects only one of the transmitted waves.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a high frequency receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining a method for reducing the adjacent interference wave of the high-frequency receiver of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the case where the bandwidth of the variable LPF is maximized (upper limit).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a case where the bandwidth of the variable LPF is minimized (lower limit).
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an XM satellite radio broadcasting system.
  • FIG. 6 is a diagram showing a frequency band of XM satellite radio broadcasting.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the reception area of XM satellite radio broadcasting.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a high frequency receiver 10 according to an embodiment of the present invention.
  • the high-frequency receiver 10 shown in FIG. 1 particularly represents a digital broadcast receiver that receives XM satellite radio broadcasts.
  • the high-frequency receiver 100 shown in FIG. 1 uses a direct conversion method (also referred to as a “zero IF method”), and is roughly divided into an RF unit 100, a digital demodulation unit 200, a control unit 300, It consists of
  • the RF block 101 includes an RF amplifier 101, an AGC amplifier 102, mixers 103 and 104, a local oscillator 105, a 90 ° shifter 106, amplifiers 107 and 108, and a variable Rhino filter 109,
  • the RF amplifier 101 amplifies the input RF signal and outputs it to the AGC amplifier 102.
  • the C amplifier 102 adjusts the gain of the RF signal according to the control of the control unit 300, and the mixer 10
  • Local transmitter 105 generates a local transmission signal having a frequency substantially equal to the RF signal and outputs the local transmission signal to mixer 104 and 90 ° phase shifter 106.
  • the 90 ° phase shifter 106 shifts the local transmission signal input from the local oscillator 105 by 90 °, and outputs it to the mixer 103.
  • the mixers 103 and 104 mix the RF signal input from the AGC amplifier 102 with the local transmission signal and the local transmission signal shifted by 90 °, respectively, and the frequency of the difference between the frequency of the local oscillation signal and the frequency of the RF signal.
  • the IZQ signal of the baseband component having is output to the amplifiers 107 and 108 through the capacitors.
  • Amplifiers 107 and 108 amplify the IZQ signal and output the amplified signal to variable LPFs 109 and 110, respectively.
  • the variable LPFs 109 and 110 are configured by coils, resistors, capacitors, and the like, and the pass band can be changed by selectively connecting a plurality of capacitors having different capacities to the signal line. The capacitor connection is switched by the control signal of the control unit 300. It is performed according to the issue.
  • the variable LPFs 109 and 110 limit the pass band of the input IZQ signal and output it to the amplifiers 111 and 112. Amplified IZQ signals are input to the amplifiers 111 and 112, LPFs 107 and 108, and the IZQ signals are input to the digital demodulator 200 through the coupling capacitors 401 and 402.
  • the digital demodulator 200 includes a channel decoder 210, a source decoder 220, and a DZA converter 230.
  • the channel decoder 210 includes an AZD converter ⁇ 211, 212, an AGC information detector 213, a S ATI QPSK demodulator 214, a 3 8-chome 2 ⁇ 3? 31 ⁇ demodulator 215, and a TERR MCM.
  • a demodulation unit 216, a TDM demultiplexer 217, and an error correction unit 218 are provided.
  • AZD conversion section 211 performs AZD conversion on the input I signal and outputs the result to SAT1 QPSK demodulation section 214, SAT2j3 ⁇ 4QPSKm3 ⁇ 4215, TERR MCM demodulation section 216, and AGC information detection section 213.
  • the AZD conversion unit 212 performs AZD conversion on the input Q signal and outputs it to the S ATI QPSK demodulation unit 214, the S AT2 j3 ⁇ 4 QPSK ⁇ 215, the TERR MCM demodulation unit 216, and the AGC information detection unit 213. .
  • the SAT1 QPSK demodulator 214 QPSK-demodulates the received IZQ signal power of the received data of the satellite SAT1 and outputs it to the TDM demultiplexer 217.
  • the SAT2 QPSK demodulator 215 QPSK-demodulates the received IZQ signal power satellite SAT2 received data and outputs it to the TDM demultiplexer 217.
  • the TERR MCM demodulator 216 performs MCM demodulation on the received data of the terrestrial repeater TERR from the input IZQ signal and outputs it to the TDM demultiplexer 217.
  • AGC information detection section 213 outputs AGC information indicating the signal level of the received data input to AZD conversion sections 212 and 213 to AGC amplifier 102 and control section 300.
  • the TDM demultiplexer 217 selects received data with good reception status as input data (satellite wave SAT1 received data, satellite wave SAT2 received data, terrestrial TERR received data). Output to error correction unit 218.
  • the error correction unit 218 performs error correction on the input received data and outputs it to the source decoder 220, and outputs a bit error rate (Bit Error Rate), which is noise evaluation information of the received data, to the control unit 300.
  • Bit Error Rate Bit Error Rate
  • the source decoder 220 decodes the compressed data input from the channel coder 210 and outputs stereo signals L and R via the DZA converter 230.
  • the control unit 300 includes a microcomputer, a DSP, and the like.
  • the CPU a nonvolatile memory storing a control program executed by the CPU, a volatile memory storing temporary data, and an input / output port , AZD transformation, DZA transformation and so on.
  • the control unit 300 Based on the AGC information indicating the signal level of the received data and the bit error rate input from the error correction unit 218, the control unit 300 receives the TDM data based on the AGC information input from the AGC information detection unit 213.
  • the pass bands of the variable LPFs 109 and 110 are controlled so that the signal level and error rate of the received data selected and output by the multiplexer 217 are optimized.
  • the control unit 300 outputs a control signal for switching the connection of the capacitors of the variable LPFs 109 and 110 to the variable LPFs 109 and 110, and receives the reception level and bit of the reception data selected by the TDM multiplexer 217.
  • the pass band of the variable L PF 109, 110 is controlled so that the error rate is optimized.
  • an RF signal is input to the RF unit 100 via an antenna.
  • the gain is adjusted by the AGC amplifier 102 and input to the mixers 103 and 104.
  • the RF signal is mixed with the local transmission signal and the local transmission signal phase shifted by 90 °, respectively, and a baseband component having a frequency that is the difference between the frequency of the local oscillation signal and the frequency of the RF signal.
  • IZQ signal is generated and input to the amplifiers 107 and 108 through the capacitors.
  • the IZQ signals input to the amplifiers 107 and 108 are respectively amplified and, after the pass band is limited by the variable LPFs 109 and 110, are input to the digital demodulation unit 200 via the coupling capacitors 401 and 402.
  • the IZQ signal is AZD converted by the AZD converters 211 and 212 and converted into a digital signal, and then the QPSK demodulator 214 for SAT1, the QPSK demodulator 215 for SAT2, and the MCM for TERR
  • the data is input to the demodulation unit 216, demodulated into the reception data of the satellite SAT 1, the reception data of the satellite wave SAT 2, and the reception data of the ground wave TERR, and then input to the T DM demultiplexer 217.
  • the TDM demultiplexer 217 receives incoming data (satellite SAT1 received data, satellite SAT2 received data, terrestrial TER One of the reception data with good reception conditions is selected from the R reception data) and output to the error correction unit 218.
  • the received data input to the error correction unit 217 is subjected to error correction, and then the compressed data is decoded by the source decoder unit 220 and output as stereo signals L and R via the DZA converter 230.
  • FIGS. 2 to 4 a method of reducing adjacent interference waves of the high-frequency receiver 10 of FIG. 1 will be described.
  • Fig. 7 in the areas E2 and E3 where the terrestrial wave TERR can be sufficiently received, the adjacent interference wave when the high-frequency receiver 10 selects and receives the terrestrial wave reception data is reduced. A method will be described.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining a method of reducing adjacent interference waves of the high-frequency receiver 10 of FIG. 1, and is for explaining the control of the bandwidth of the variable LPFs 109 and 110 by the control unit 300. Is.
  • the control unit 300 first determines whether or not the bit error rate of the terrestrial TERR ⁇ the first threshold value N1 and the reception level of the terrestrial TERR ⁇ the second threshold value N2 (step S1). Sl).
  • the terrestrial TERR bit error rate ⁇ the first threshold Nl and the terrestrial TERR reception level ⁇ the second threshold N2 that is, even though the terrestrial TERR reception level is high.
  • the bit error rate of TERR is bad, it can be judged as reception interference due to adjacent interference.
  • the terrestrial TERR bit error rate ⁇ the first threshold value Nl and the terrestrial TERR reception level ⁇ the second threshold value N2 it can be determined that there is no influence from the adjacent disturbing wave.
  • step S1 the control unit 300 Determine whether the bandwidth of the variable L PF109, 110 is the minimum (lower limit) (step S4), and if the bandwidth of the current variable LPF109, 110 is not the minimum (lower limit) bandwidth (step S4) “No”), change the bandwidth of the variable LPF109, 110 to the minimum (lower limit) (step S5), and change the bandwidth characteristics to select only the ground wave TERR.
  • the control unit 300 determines that the bit error rate of the terrestrial TERR ⁇ the first threshold Nl and the terrestrial If the TERR reception level ⁇ second threshold N2 is not satisfied (“No” in step S1), it is determined whether or not the current bandwidth of the variable LPF 109, 110 is the maximum (upper limit) (step S 2). If the bandwidth of the current variable LPF109, 110 is not the maximum (upper limit) bandwidth! (“No” in step S4), change the bandwidth of the variable LPF109, 110 to the maximum (upper limit) ( (Step S3)
  • Fig. 3 is a diagram for explaining the case where the bandwidth of the variable LPF 109, 110 is maximized (upper limit). In particular, the signal spectrum when there is no adjacent interference wave and the bandwidth of the variable LPF 109, 110 are shown. It is a figure which shows a characteristic.
  • Fig. 4 is a diagram for explaining the case where the bandwidth of the variable LPF 109, 110 is minimized (lower limit), and shows the characteristics of the signal spectrum when there is an adjacent interference wave and the bandwidth of the variable LP F 109, 110 It is.
  • the bit error rate of the reception data of the target broadcast wave is equal to or lower than the first threshold value N1, and the reception level is the first. 2
  • the threshold value is N2 or more
  • the band characteristics of the variable LPFs 109 and 110 are changed to the band characteristics that select only the target broadcast wave, so the reception performance such as sound quality is reduced. It is possible to reduce reception interference due to adjacent interference waves.
  • the bit error rate of the reception data of the target broadcast wave (for example, terrestrial TERR) is equal to or lower than the first threshold value N1, and the reception level is equal to or lower than the second threshold value N2. If not, the band characteristics of the variable LPFs 109 and 110 are set as wide as possible, so that the reception level of the target broadcast wave reception data can be maximized.
  • the present invention is not limited to this, and a plurality of broadcast waves of the same content can be transmitted in different frequency bands. It can be widely applied to systems that broadcast on the Internet.
  • the case of selecting a terrestrial wave has been described.
  • the present invention can also be applied to the case of selecting a satellite wave.
  • the bit error rate is used as the noise evaluation information.
  • the present invention is not limited to this, and other information can be used as long as the information can evaluate the noise of the received data. You may decide to do it.
  • the case where the direct conversion method is used as an example of frequency conversion has been described.
  • the present invention is not limited to this, and a method of converting to an IF signal may be used.
  • variable width of the variable LPFs 109 and 110 is two stages, but it may be multistage.
  • the variable LPFs 109 and 110 are configured by resistors and capacitors, and the pass band is changed by selectively connecting a plurality of capacitors having different capacities to the signal line.
  • any configuration can be used as long as the passband is variable.
  • the high-frequency receiver and the adjacent interference wave reduction method according to the present invention can be widely applied to devices that select a signal of a desired channel with a high frequency signal power.

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Abstract

　同一内容の放送が、周波数帯域の互いに異なる少なくとも第１放送波および第２放送波として送信され、当該少なくとも第１放送波および第２放送波の両者で受信する高周波受信機において、目的とする放送波（例えば、地上波ＴＥＲＲ）の受信データのビットエラー率が第１閾値Ｎ１以下、かつ、その受信レベルが第２閾値Ｎ２以上の場合には、可変ＬＰＦの帯域特性を、目的とする放送波のみを選択する帯域特性に変更することにより、音質等の受信性能を低下させることなく、隣接妨害波による受信障害を低減する。

Description

明 細 書
高周波受信機および隣接妨害波の低減方法
技術分野
[0001] 本発明は、高周波受信機および隣接妨害波の低減方法に関し、詳細には、隣接 妨害波を低減することが可能な高周波受信機および隣接妨害波の低減方法に関す る。
背景技術
[0002] 北米では、 2001年力も XMサテライトラジオ放送が行われている。図 5は XMサテラ イトラジオ放送システムを説明するための図である。図 5に示すように、 XMサテライト ラジオ放送では、 2つの衛星 1, 2からの衛星波 SAT1, SAT2、地上リピータからの 地上波 TERRにて同一内容の放送を送信している。受信機では、この中の少なくとも 一つを受信できれば、音切れ無く音声を再生することが可能となっている。衛星波 S ATI, SAT2は、 QPSK変調されており、地上波 TERRは MCM変調されている。
[0003] 図 6は、 XMサテライトラジオ放送の周波数帯域を示す図である。 XMサテライトラジ ォ放送は、 2332. 5MHz〜2345. OMHzの 12. 5MHz幅の周波数帯域を使用し ており、衛星波 SAT1の Aスロット、衛星波 SAT2の Aスロット、地上波 TERRの Aスロ ット、衛星波 SAT1の Bスロット、衛星波 SAT2の Bスロット、地上波 TERRの Bスロット の 6つのスロットに分かれている。 Aスロットでは、例えば l〜60chのコンテンツが送 信され、 Bスロットでは、例えば 61〜120chのコンテンツが送信され、同じ内容の放 送が 3つの帯域で送信される。
[0004] 図 7は、 XMサテライトラジオ放送の受信エリアを説明するための図である。 XMサテ ライトラジオ放送を受信する場合に、衛星 1, 2からの電波の受信が困難な地域のた めに、地上リピータが設けられている。例えば、郊外の高い建物などの障害物の無い エリア E1にお 、ては衛星波を受信し、都市部のように高 、建物により衛星波が受信 できないエリア E2においては地上波を受信し、その中間部のエリア E3においては衛 星波および地上波を受信することにより、ユーザーは北米においてどの場所でも放 送を視聴することができる。 [0005] ところで、受信目的の放送波に隣接する放送波がある場合に、その隣接する放送 波 (以下、「隣接妨害波」ともいう）が受信目的の放送波に干渉して、受信目的の放送 波に受信障害が弓 Iき起こされてその感度が低下する場合がある。この隣接妨害波に よる受信障害を回避するために、受信信号帯を決定するフィルタの通過周波数の帯 域幅を狭帯域にする技術が公知である (例えば、特許文献 1参照)。
[0006] 特許文献 1：特表平 8— 504549号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] しかしながら、受信周波数の帯域幅を狭帯域にする方法では、音声信号を忠実に 再生するために必要な周波数までも除去してしまうため、音質等の受信性能を低下 させる場合があるという問題がある。
[0008] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、音質等の受信性能を低下させること なぐ隣接妨害波による受信障害を低減することが可能な高周波受信機および隣接 妨害波の低減方法を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0009] 上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、同一内容の放送が、周 波数帯域の互いに異なる少なくとも第 1放送波および第 2放送波として送信され、当 該少なくとも第 1放送波および第 2放送波の両者で受信する高周波受信機において 、アンテナを介して入力される信号を増幅する高周波増幅手段と、前記高周波増幅 手段の出力を周波数変換して変換信号を生成する周波数変換手段と、前記変換信 号の通過帯域を可変に制限する可変帯域制限手段と、前記可変帯域制限手段を通 過した変換信号を前記第 1放送波および第 2放送波の受信データに復調する復調 手段と、前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの受信レベルを検出する受 信レベル検出手段と、前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの雑音評価情 報を検出する雑音評価情報検出手段と、前記受信レベル検出手段の検出結果に基 づいて、前記第 1放送波および第 2放送波の受信データのいずれか一方を選択する 放送波選択手段と、前記受信レベル検出手段および雑音評価情報検出手段の検出 結果に基づいて、前記可変帯域制限手段の帯域特性を制御する制御手段と、を備 え、前記制御手段は、前記放送波選択手段で選択した一方の放送波の受信データ の雑音評価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値以上の場合には 、前記可変帯域制限手段の帯域特性を、前記一方の放送波のみを選択する帯域特 性に変更することを特徴とする。
[0010] また、本発明は、同一内容の放送が、周波数帯域の互いに異なる少なくとも第 1放 送波および第 2放送波として送信され、当該少なくとも第 1放送波および第 2放送波 の両者で受信する場合の隣接妨害波の低減方法において、アンテナを介して入力 される信号を高周波増幅手段で増幅する高周波増幅工程と、前記高周波増幅手段 の出力を周波数変換して変換信号を生成する周波数変換工程と、可変帯域制限手 段で前記変換信号の通過帯域を可変に制限する可変帯域制限工程と、前記可変帯 域制限手段を通過した変換信号を前記第 1放送波および第 2放送波の受信データ に復調する復調工程と、前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの受信レべ ルを検出する受信レベル検出工程と、前記第 1放送波および第 2放送波の受信デー タの雑音評価情報を検出する雑音評価情報検出工程と、前記受信レベル検出工程 の検出結果に基づいて、前記第 1放送波および第 2放送波の受信データのいずれ か一方を選択して出力する放送波選択工程と、前記放送波選択工程で選択した一 方の放送波の受信データの雑音評価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベル が第 2閾値以上の場合には、前記可変帯域制限手段の帯域特性を、前記一方の放 送波のみを選択する帯域特性に変更する帯域特性変更工程と、を含むことを特徴と する。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]図 1は、本発明の一実施例に係る高周波受信機の構成を示す図である。
[図 2]図 2は、図 1の高周波受信機の隣接妨害波の低減方法を説明するためのフロ 一チャートめる。
[図 3]図 3は、可変 LPFの帯域幅を最大 (上限）にした場合を説明するための図であ る。
[図 4]図 4は、可変 LPFの帯域幅を最小（下限）にした場合を説明するための図であ る。 [図 5]図 5は、 XMサテライトラジオ放送システムを説明するための図である。
[図 6]図 6は、 XMサテライトラジオ放送の周波数帯域を示す図である。
[図 7]図 7は、 XMサテライトラジオ放送の受信エリアを説明するための図である 符号の説明
10 高周波受信機
100 RF部
101 RFアンプ
102 AGCアンプ
103, 104 ミクサ
105 局部発振器
106 90° 移相器
107, 108 アンプ
109, 110 可変 LPF
111, 112 アンプ
200 デジタル復調部
210 チャネルデコーダ
211, 212 AZD変翻
213 AGC情報検出部
214 SAT1用 QPSK復調部
215 SAT2用 QPSK復調部
216 TERR用 MCM復調部
217 TDMデマルチプレクサ
218 エラー訂正部
220 ソースデコーダ
230 DZA変
300 制御部
発明を実施するための最良の形態
以下に添付図面を参照して、この発明に係る高周波受信機および隣接妨害波の 低減方法の最良な実施の形態を詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの 発明が限定されるものではなぐまた、実施の形態の中で説明されている特徴の組み 合わせのすべてが発明の解決手段に必要であるとは限らない。また、下記実施の形 態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のも のが含まれる。
[0014] 図 1は、本発明の一実施例に係る高周波受信機 10の構成を示す図である。図 1〖こ 示す高周波受信機 10は、特に、 XMサテライトラジオ放送を受信するデジタル放送 受信機を示している。
[0015] 図 1に示す高周波受信機 100は、ダイレクトコンバージョン方式（「ゼロ IF方式」とも いう）を使用しており、大別すると、 RF部 100と、デジタル復調部 200と、制御部 300 とで構成されている。
[0016] RFブロック 101は、 RFアンプ 101と、 AGCアンプ 102と、ミクサ 103, 104と、局部 発振器 105と、 90° 移ネ目器 106と、アンプ 107, 108と、可変ローノ スフイノレタ 109,
110と、アンプ 111, 112とを備えて! /、る。
[0017] RFアンプ 101は、入力される RF信号を増幅して AGCアンプ 102に出力する。 AG
Cアンプ 102は、制御部 300の制御に従って、 RF信号のゲインを調整して、ミクサ 10
3, 104に出力する。
[0018] 局部発信器 105は、 RF信号と略等しい周波数の局部発信信号を生成して、ミクサ 104および 90° 移相器 106に出力する。 90° 移相器 106は、局部発振器 105から 入力される局部発信信号を 90° 移相させてミクサ 103に出力する。ミクサ 103, 104 は、 AGCアンプ 102から入力される RF信号を、局部発信信号および 90° 移相した 局部発信信号とそれぞれ混合して、局部発振信号の周波数と RF信号の周波数との 差の周波数を有するベースバンド成分の IZQ信号をコンデンサを介して、それぞれ アンプ 107, 108に出力する。
[0019] アンプ 107, 108は、 IZQ信号をそれぞれ増幅して可変 LPF109, 110に出力す る。可変 LPF109, 110は、コイル、抵抗、およびコンデンサ等によって構成されてお り、相互に容量の異なる複数のコンデンサを信号ラインに選択的に接続することで通 過帯域を変更可能となっている。コンデンサの接続の切換は、制御部 300の制御信 号に従って行われる。可変 LPF109, 110は、入力される IZQ信号の通過帯域が制 限して、アンプ 111, 112に出力する。アンプ 111, 112ίま可変 LPF107, 108力ら 入力される IZQ信号を増幅して出力し、この IZQ信号は、結合コンデンサ 401, 40 2を介して、デジタル復調部 200に入力される。
[0020] デジタル復調部 200は、チャネルデコーダ 210と、ソースデコーダ 220と、 DZA変 翻 230とを備えている。
[0021] チャネルデコーダ 210は、 AZD変^ ^211, 212と、 AGC情報検出部 213と、 S ATI用 QPSK復調部 214と、 3八丁2用<3?31^復調部215と、 TERR用 MCM復調 部 216と、 TDMデマルチプレクサ 217と、エラー訂正部 218とを備えている。
[0022] AZD変換部 211は、入力される I信号を AZD変換して、 SAT1用 QPSK復調部 2 14、 SAT2j¾QPSKm¾215, TERR用 MCM復調部 216、および AGC情報検 出部 213に出力する。 AZD変換部 212は、入力される Q信号を AZD変換して、 S ATI用 QPSK復調部 214、 S AT2 j¾ QPSK^ ^ 215, TERR用 MCM復調部 21 6、および AGC情報検出部 213に出力する。
[0023] SAT1用 QPSK復調部 214は、入力される IZQ信号力も衛星 SAT1の受信デー タを QPSK復調して、 TDMデマルチプレクサ 217に出力する。 SAT2用 QPSK復 調部 215は、入力される IZQ信号力 衛星 SAT2の受信データを QPSK復調して、 TDMデマルチプレクサ 217に出力する。 TERR用 MCM復調部 216は、入力される IZQ信号から地上リピータ TERRの受信データを MCM復調して、 TDMデマルチ プレクサ 217に出力する。
[0024] AGC情報検出部 213は、 AZD変換部 212, 213に入力される受信データの信号 レベルを示す AGC情報を AGCアンプ 102および制御部 300に出力する。
[0025] TDMデマルチプレクサ 217は、入力される受信データ（衛星波 SAT1の受信デー タ、衛星波 SAT2の受信データ、地上波 TERRの受信データ）の中力も受信状況の 良い受信データを選択してエラー訂正部 218に出力する。エラー訂正部 218は、入 力される受信データのエラー訂正を行ってソースデコーダ 220に出力し、また、受信 データの雑音評価情報であるビットエラー率 (Bit Error Rate)を制御部 300に出 力する。 [0026] ソースデコーダ 220は、チャネルコーダ一 210から入力される圧縮データを復号化 して、 DZA変換器 230を介してステレオ信号 L、 Rを出力する。
[0027] 制御部 300は、マイコンや DSP等で構成されており、 CPU、 CPUにより実行される 制御プログラムが格納された不揮発性メモリ、一時的なデータ格納される揮発性メモ リ、入出力ポート、 AZD変翻、 DZA変翻などを備えている。
[0028] 制御部 300は、 AGC情報検出部 213から入力される、受信データの信号レベルを 示す AGC情報およびエラー訂正部 218から入力されるビットエラー率 (Bit Error Rate)に基づいて、 TDMデマルチプレクサ 217で選択出力された受信データの信 号レベルおよびエラー率が最適になるように可変 LPF109, 110の通過帯域を制御 する。具体的には、制御部 300は、可変 LPF109, 110のコンデンサの接続を切り換 えるための制御信号を可変 LPF109, 110に出力して、 TDMマルチプレクサ 217で 選択された受信データの受信レベルおよびビットエラー率が最適になるように可変 L PF109, 110の通過帯域を制御する。
[0029] 上記構成の高周波受信器 10の受信動作の概略を説明する。まず、アンテナを介し て RF信号が RF部 100に入力する。 RF部 100では、 RFアンプ 101で増幅された後 、 AGCアンプ 102で利得調整され、ミクサ 103, 104に入力する。ミクサ 103, 104で は、 RF信号が、局部発信信号および 90° 移相した局部発信信号とそれぞれ混合さ れて、局部発振信号の周波数と RF信号の周波数との差の周波数を有するベースバ ンド成分の IZQ信号が生成されて、コンデンサを介して、それぞれアンプ 107, 108 に入力される。アンプ 107, 108に入力した IZQ信号はそれぞれ増幅され、可変 LP F109, 110で通過帯域が制限された後、結合コンデンサ 401、 402を介してデジタ ル復調部 200に入力される。
[0030] デジタル復調部 200では、 IZQ信号は AZD変換器 211, 212で AZD変換され てデジタル信号に変換された後、 SAT1用 QPSK復調部 214、 SAT2用 QPSK復 調部 215、および TERR用 MCM復調部 216に入力し、衛星 SAT1の受信データ、 衛星波 SAT2の受信データ、および地上波 TERRの受信データに復調された後、 T DMデマルチプレクサ 217に入力する。 TDMデマルチプレクサ 217では、入力され る受信データ (衛星 SAT1の受信データ、衛星波 SAT2の受信データ、地上波 TER Rの受信データ）の中から受信状況の良い受信データの 1つが選択されてエラー訂 正部 218に出力される。エラー訂正部 217に入力した受信データは、エラー訂正が 行われた後、ソースデコーダ部 220で圧縮データが復号ィ匕されて、 DZA変 23 0を介してステレオ信号 L、 Rとして出力される。
[0031] この受信動作の際、可変 LPF109, 110の帯域幅は、制御部 300によって制御さ れている。
[0032] 図 2〜図 4を参照して、図 1の高周波受信機 10の隣接妨害波の低減方法を説明す る。ここでは、上記図 7において、地上波 TERRを十分に受信することができるエリア E2, E3において、高周波受信機 10で地上波の受信データを選択して受信する場 合の隣接妨害波を低減する方法について説明する。
[0033] 図 2は、図 1の高周波受信機 10の隣接妨害波の低減方法を説明するためのフロー チャートであり、制御部 300による可変 LPF109, 110の帯域幅の制御を説明するた めのものである。
[0034] 図 2において、制御部 300は、先ず、地上波 TERRのビットエラー率≤第 1閾値 N1 、かつ、地上波 TERRの受信レベル≥第 2閾値 N2であるか否かを判定する（ステツ プ Sl)。ここで、地上波 TERRのビットエラー率≤第 1閾値 Nl、かつ、地上波 TERR の受信レベル≥第 2閾値 N2である場合、すなわち、地上波 TERRの受信レベルが 高いにもかかわらず、地上波 TERRのビットエラー率が悪い場合には、隣接妨害波 による受信妨害と判断することができる。他方、地上波 TERRのビットエラー率≤第 1 閾値 Nl、かつ、地上波 TERRの受信レベル≥第 2閾値 N2でない場合には、隣接妨 害波による影響はないと判断することができる。
[0035] 制御部 300は、地上波 TERRのビットエラー率≤第 1閾値 Nl、かつ、地上波 TER RN2の受信レベル≥第 2閾値である場合には（ステップ S1の「Yes」）、現在の可変 L PF109, 110の帯域幅が最小（下限）であるか否かを判定し (ステップ S4)、現在の 可変 LPF109, 110の帯域幅が最小（下限)の帯域幅でない場合には (ステップ S4 の「No」）、可変 LPF109, 110の帯域幅を最小（下限）に変更して（ステップ S5)、地 上波 TERRのみを選択する帯域特性に変更する。
[0036] 他方、制御部 300は、地上波 TERRのビットエラー率≤第 1閾値 Nl、かつ、地上波 TERRの受信レベル≥第 2閾値 N2でない場合には（ステップ S1の「No」）、現在の 可変 LPF109, 110の帯域幅が最大（上限)である力否かを判定し (ステップ S 2)、現 在の可変 LPF109, 110の帯域幅が最大（上限)の帯域幅でな!、場合には (ステップ S4の「No」）、可変 LPF109, 110の帯域幅を最大（上限）に変更する（ステップ S3)
[0037] 図 3は可変 LPF109, 110の帯域幅を最大（上限）にした場合を説明するための図 であり、特に、隣接妨害波が無いときの信号スペクトラムと可変 LPF109, 110の帯域 幅の特性を示す図である。図 4は可変 LPF109, 110の帯域幅を最小（下限）にした 場合を説明するための図であり、隣接妨害波があるときの信号スペクトラムと可変 LP F109, 110の帯域幅の特性を示す図である。
[0038] 図 3に示すように、隣接妨害波がない場合には、可変 LPF109, 110の帯域幅を上 限 (最大）にして地上波 TERRの受信レベルを最大とする。他方、図 4に示すように、 隣接妨害波がある場合には、可変 LPF109, 110の帯域幅を最小（下限）にしている 。このため、衛星波 SATl, SAT2の信号を減衰させてしまうが、この処理を行うのは 、上述したように地上波 TERRの受信状況が衛星波 SATl, SAT2の受信状況よりも 良ぐ地上波 TERRを選択して受信する場合であるので、衛星波 SATl, SAT2の 信号が減衰しても問題がない。すなわち、 XMサテライトラジオ放送では、同一内容 の放送が衛星波 SATl, SAT2または地上波 TERRで出力されるため、衛星波 SA Tl, SAT2または地上波 TERRの一方を受信できればよいため、衛星波 SATl, S AT2の信号が減衰しても問題がな 、。
[0039] このように、地上波 TERRが十分に受信できるエリアにおいて、強力な隣接妨害波 によって地上波 TERRが抑圧されるような場合には、可変 LPF109, 110の帯域特 性を可変させて隣接妨害波のレベルを抑圧することとしたので、地上波 TERRを高 音質で受信することができる。
[0040] 以上説明したように、本実施の形態によれば、目的とする放送波 (例えば、地上波 TERR)の受信データのビットエラー率が第 1閾値 N1以下、かつ、その受信レベルが 第 2閾値 N2以上の場合には、可変 LPF109, 110の帯域特性を、目的とする放送 波のみを選択する帯域特性に変更することとしたので、音質等の受信性能を低下さ せることなぐ隣接妨害波による受信障害を低減することができる。
[0041] また、本実施の形態によれば、目的とする放送波（例えば、地上波 TERR)の受信 データのビットエラー率が第 1閾値 N1以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値 N2以 上でない場合には、可変 LPF109, 110の帯域特性を可能な限り広く設定することと したので、目的とする放送波の受信データの受信レベルを最大とすることができる。
[0042] なお、本実施の形態では、 XMサテライトラジオ放送を受信する場合にっ 、て説明 したが、本発明はこれに限られるものではなぐ同一内容の放送を異なる周波数帯域 で複数の放送波で放送するシステムに広く適用可能である。また、本実施の形態で は、地上波を選択する場合について説明したが、衛星波を選択する場合にも本発明 は適用可能である。また、本実施の形態では、雑音評価情報としてビットエラー率を 使用することとしたが、本発明はこれに限られるものではなぐ受信データの雑音を評 価できる情報であれば他の情報を使用することにしても良い。また、本実施の形態で は、周波数変換の一例としてダイレクトコンバージョン方式を使用した場合について 説明したが本発明はこれに限られるものではなぐ IF信号に変換する方式を使用す ることにしてちょい。
[0043] また、本実施の形態では、可変 LPF109, 110の可変幅を 2段階としたが多段階に すること〖こしても良い。また、本実施の形態では、可変 LPF109, 110の構成を抵抗 およびコンデンサ等によって構成、相互に容量の異なる複数のコンデンサを信号ライ ンに選択的に接続することで通過帯域を変化させる構成としたが、通過帯域を可変と する構成であれば如何なる構成としてもょ ヽ。
産業上の利用可能性
[0044] 以上のように、本発明に係る高周波受信機および隣接妨害波の低減方法は、高周 波信号力 所望のチャネルの信号を選択する装置に広く適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 同一内容の放送が、周波数帯域の互いに異なる少なくとも第 1放送波および第 2放 送波として送信され、当該少なくとも第 1放送波および第 2放送波の両者で受信する 高周波受信機において、
アンテナを介して入力される信号を増幅する高周波増幅手段と、
前記高周波増幅手段の出力を周波数変換して変換信号を生成する周波数変換手 段と、
前記変換信号の通過帯域を可変に制限する可変帯域制限手段と、
前記可変帯域制限手段を通過した変換信号を前記第 1放送波および第 2放送波 の受信データに復調する復調手段と、
前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの受信レベルを検出する受信レべ ル検出手段と、
前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの雑音評価情報を検出する雑音 評価情報検出手段と、
前記受信レベル検出手段の検出結果に基づいて、前記第 1放送波および第 2放送 波の受信データのいずれか一方を選択する放送波選択手段と、
前記受信レベル検出手段および雑音評価情報検出手段の検出結果に基づいて、 前記可変帯域制限手段の帯域特性を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記放送波選択手段で選択した一方の放送波の受信データの 雑音評価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値以上の場合には、 前記可変帯域制限手段の帯域特性を、前記一方の放送波のみを選択する帯域特 性に変更することを特徴とする高周波受信機。
[2] 前記制御手段は、前記選択手段で選択した一方の放送波の受信データの雑音評 価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値以上でない場合には、前 記可変帯域制限手段の帯域特性を可能な限り広く設定することを特徴とする請求項 1に記載の高周波受信機。
[3] 前記第 1放送波および第 2放送波は、衛星からの衛星波および地上リピータからの 地上波であることを特徴とする請求項 1に記載の高周波受信機。
[4] 前記周波数変換手段は、前記高周波増幅手段の出力をダイレクトコンバージョン方 式で変換して、前記変換信号として IZQ信号を生成することを特徴とする請求項 1に 記載の高周波受信機。
[5] 前記雑音評価情報は、ビットエラー率であることを特徴とする請求項 1に記載の高 周波受信機。
[6] 同一内容の放送が、周波数帯域の互いに異なる少なくとも第 1放送波および第 2放 送波として送信され、当該少なくとも第 1放送波および第 2放送波の両者で受信する 場合の隣接妨害波の低減方法において、
アンテナを介して入力される信号を高周波増幅手段で増幅する高周波増幅工程と 前記高周波増幅手段の出力を周波数変換して変換信号を生成する周波数変換ェ 程と、
可変帯域制限手段で前記変換信号の通過帯域を可変に制限する可変帯域制限 工程と、
前記可変帯域制限手段を通過した変換信号を前記第 1放送波および第 2放送波 の受信データに復調する復調工程と、
前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの受信レベルを検出する受信レべ ル検出工程と、
前記第 1放送波および第 2放送波の受信データの雑音評価情報を検出する雑音 評価情報検出工程と、
前記受信レベル検出工程の検出結果に基づいて、前記第 1放送波および第 2放送 波の受信データのいずれか一方を選択して出力する放送波選択工程と、
前記放送波選択工程で選択した一方の放送波の受信データの雑音評価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値以上の場合には、前記可変帯域制限 手段の帯域特性を、前記一方の放送波のみを選択する帯域特性に変更する帯域特 性変更工程と、
を含むことを特徴とする隣接妨害波の低減方法。
[7] 前記帯域特性変更工程では、前記放送波選択工程で選択した一方の放送波の受 信データの雑音評価情報が第 1閾値以下、かつ、その受信レベルが第 2閾値以上で ない場合には、前記可変帯域制限手段の帯域特性を可能な限り広く設定することを 特徴とする請求項 6に記載の隣接妨害波の低減方法。
[8] 前記第 1放送波および第 2放送波は、衛星からの衛星波および地上リピータからの 地上波であることを特徴とする請求項 6に記載の隣接妨害波の低減方法。
[9] 前記周波数変換工程では、前記高周波増幅手段の出力をダイレクトコンバージョン 方式で変換して、前記変換信号として IZQ信号を生成することを特徴とする請求項 6 に記載の隣接妨害波の低減方法。
[10] 前記雑音評価情報は、ビットエラー率であることを特徴とする請求項 6に記載の隣 接妨害波の低減方法。
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