JP3189163B2 - Ｏｆｄｍ受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信機Info
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、DAB(Digital Au
dio Broadcasting)等のOFDM(Orthogonal Freauency Div
ision Multiplex)放送を受信するＯＦＤＭ受信機に係
り、詳しくは改善されたＡＧＣ機能を備えるＯＦＤＭ受
信機に関するものである。
dio Broadcasting)等のOFDM(Orthogonal Freauency Div
ision Multiplex)放送を受信するＯＦＤＭ受信機に係
り、詳しくは改善されたＡＧＣ機能を備えるＯＦＤＭ受
信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は自動車等に搭載される従来のDAB
移動体受信機のチューナー部のブロック図である。この
例はディジタル変調のラジオに該当するが、チューナー
部としては無線機やアナログのテレビ、FM,AMと大きく
異なる訳ではなく、C/N（搬送電力／雑音電力）を維持
しながら、電気的に処理し易い振幅レベルに増幅し、希
望信号のみを抽出し、かつ忠実に（歪むことなく）復調
部へ送出することを目的とすることには変わりない。
移動体受信機のチューナー部のブロック図である。この
例はディジタル変調のラジオに該当するが、チューナー
部としては無線機やアナログのテレビ、FM,AMと大きく
異なる訳ではなく、C/N（搬送電力／雑音電力）を維持
しながら、電気的に処理し易い振幅レベルに増幅し、希
望信号のみを抽出し、かつ忠実に（歪むことなく）復調
部へ送出することを目的とすることには変わりない。
【０００３】40はアンテナ電源端子、56はローパスフィ
ルタである。アンテナ・エレメントに誘起した電力は、
RF入力端子47から取り込まれ、トリプレクサ1により、
現在DABで使用されているL-Band（1452〜1492MHz）、Ba
ndIII（175〜250MHz）、BandII（87.5〜108MHz）の三つ
のバンドを抽出し、各々L-Bandゲイン可変RF Amp30、コ
ンバイナー2、入力側BandIIトラッキング複同調フィル
タ6へ送出される。
ルタである。アンテナ・エレメントに誘起した電力は、
RF入力端子47から取り込まれ、トリプレクサ1により、
現在DABで使用されているL-Band（1452〜1492MHz）、Ba
ndIII（175〜250MHz）、BandII（87.5〜108MHz）の三つ
のバンドを抽出し、各々L-Bandゲイン可変RF Amp30、コ
ンバイナー2、入力側BandIIトラッキング複同調フィル
タ6へ送出される。
【０００４】入力側BandIIトラッキング複同調フィルタ
6へ送出されたRF信号はそこで帯域制限され、BandIIゲ
イン可変RF Amp7で増幅され、出力側BandIIトラッキン
グ複同調フィルタ8でさらに帯域制限され、一段目BandI
Iミキサー9へ送られる。
6へ送出されたRF信号はそこで帯域制限され、BandIIゲ
イン可変RF Amp7で増幅され、出力側BandIIトラッキン
グ複同調フィルタ8でさらに帯域制限され、一段目BandI
Iミキサー9へ送られる。
【０００５】L-Bandゲイン可変RF Amp30へ送られたL-Ba
nd RF信号は、増幅された後、L-Bandミキサー31にて、
水晶48、バッファ34、L-Band用PLLブロック35、ローパ
スフィルタ33、L-Band局部発振器32から作られる発振周
波数が固定である信号と混合され、BandIII帯のRF信号
となりコンバイナー2へ送出される。また、 L-Bandミキ
サー31からの出力信号はL-Band用AGCブロック36にて包
絡線検波後平滑され、次に直流電圧に変換され、その信
号がL-Bandゲイン可変RF Amp30のゲインをコントロール
するといったL-BandダウンコンバーターブロックのAGC
ループが形成される。
nd RF信号は、増幅された後、L-Bandミキサー31にて、
水晶48、バッファ34、L-Band用PLLブロック35、ローパ
スフィルタ33、L-Band局部発振器32から作られる発振周
波数が固定である信号と混合され、BandIII帯のRF信号
となりコンバイナー2へ送出される。また、 L-Bandミキ
サー31からの出力信号はL-Band用AGCブロック36にて包
絡線検波後平滑され、次に直流電圧に変換され、その信
号がL-Bandゲイン可変RF Amp30のゲインをコントロール
するといったL-BandダウンコンバーターブロックのAGC
ループが形成される。
【０００６】コンバイナー2へ送られたBandIIIRF信号
は、入力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ3へ送出
され、BandIIRF信号同様に帯域制限されて、BandIIIゲ
イン可変RF Amp4で増幅された後、出力側BandIIIトラッ
キング複同調フィルタ5で再度帯域制限を受け、一段目B
andIIIミキサー10へ送出される。
は、入力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ3へ送出
され、BandIIRF信号同様に帯域制限されて、BandIIIゲ
イン可変RF Amp4で増幅された後、出力側BandIIIトラッ
キング複同調フィルタ5で再度帯域制限を受け、一段目B
andIIIミキサー10へ送出される。
【０００７】出力側BandIIトラッキング複同調フィルタ
8、 出力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ5で帯域
制限されたBandII、BandIIIのRF信号は各々、一段目PLL
ブロック15、ローパスフィルタ20、バッファ14、バッフ
ァ13、BandII局部発振器12、BandIII局部発振器11、及
びDATA41、CLOCK42からなる伝送ラインによって、シス
テムコントローラーからの制御信号の一つであるN値を
受け取り、シンセサイズドチューニングを行うことによ
り発生する、発振周波数が可変である信号と、一段目Ba
ndIIミキサー9、一段目BandIIIミキサー10にて混合され
る。加えてここで、 ローパスフィルタ20から送出され
る、BandII局部発振器12、BandIII局部発振器11の発振
周波数の制御信号であるチューニング電圧は、入力側Ba
ndIIトラッキング複同調フィルタ6、出力側BandIIトラ
ッキング複同調フィルタ8、 入力側BandIIIトラッキン
グ複同調フィルタ3、出力側BandIIIトラッキング複同調
フィルタ5にも与えられ、各々の中心周波数を希望受信
周波数に合わせ込むのに用いられる。
8、 出力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ5で帯域
制限されたBandII、BandIIIのRF信号は各々、一段目PLL
ブロック15、ローパスフィルタ20、バッファ14、バッフ
ァ13、BandII局部発振器12、BandIII局部発振器11、及
びDATA41、CLOCK42からなる伝送ラインによって、シス
テムコントローラーからの制御信号の一つであるN値を
受け取り、シンセサイズドチューニングを行うことによ
り発生する、発振周波数が可変である信号と、一段目Ba
ndIIミキサー9、一段目BandIIIミキサー10にて混合され
る。加えてここで、 ローパスフィルタ20から送出され
る、BandII局部発振器12、BandIII局部発振器11の発振
周波数の制御信号であるチューニング電圧は、入力側Ba
ndIIトラッキング複同調フィルタ6、出力側BandIIトラ
ッキング複同調フィルタ8、 入力側BandIIIトラッキン
グ複同調フィルタ3、出力側BandIIIトラッキング複同調
フィルタ5にも与えられ、各々の中心周波数を希望受信
周波数に合わせ込むのに用いられる。
【０００８】一段目BandIIミキサー9、一段目BandIIIミ
キサー10で一段目IF周波数にダウンコンバートされた信
号は、入力側一段目IF用Amp17にて増幅された後、一段
目IF用バンドパスフィルタ18で狭帯域制限を受け、再度
出力側一段目IF用Amp19で増幅され、アッテネーター21
を通過後、二段目ミキサー22へ送出される。一方、IF信
号はRF段AGCブロック16にて包絡線検波後、平滑されて
直流電圧に変換され、BandIIゲイン可変RF Amp7、BandI
IIゲイン可変RF Amp4へゲインコントロール信号として
与えらることとなり、BandII、BandIIIのフロントエン
ドのAGCループが形成される。
キサー10で一段目IF周波数にダウンコンバートされた信
号は、入力側一段目IF用Amp17にて増幅された後、一段
目IF用バンドパスフィルタ18で狭帯域制限を受け、再度
出力側一段目IF用Amp19で増幅され、アッテネーター21
を通過後、二段目ミキサー22へ送出される。一方、IF信
号はRF段AGCブロック16にて包絡線検波後、平滑されて
直流電圧に変換され、BandIIゲイン可変RF Amp7、BandI
IIゲイン可変RF Amp4へゲインコントロール信号として
与えらることとなり、BandII、BandIIIのフロントエン
ドのAGCループが形成される。
【０００９】アッテネーター21から送出された一段目IF
信号は、さらに二段目ミキサー22において、水晶49とIF
局部発振器37により発生する、発振周波数が固定である
信号と混合することにより、二段目IF周波数にダウンコ
ンバートされ、入力側二段目IF用Amp27、IF段AGCブロッ
ク23、包絡線検波器24に送出される。
信号は、さらに二段目ミキサー22において、水晶49とIF
局部発振器37により発生する、発振周波数が固定である
信号と混合することにより、二段目IF周波数にダウンコ
ンバートされ、入力側二段目IF用Amp27、IF段AGCブロッ
ク23、包絡線検波器24に送出される。
【００１０】IF段AGCブロック23では二段目ミキサー22
からの出力信号を包絡線検波後、平滑化したうえ、直流
電流に変換しアッテネーター21の減衰量を制御する信号
を送り出す。
からの出力信号を包絡線検波後、平滑化したうえ、直流
電流に変換しアッテネーター21の減衰量を制御する信号
を送り出す。
【００１１】入力側二段目IF用Amp27へ送られた二段目I
F信号は、そこで増幅後二段目IFバンドパスフィルタ28
で帯域制限を受け、出力側二段目IF用Amp29で後続する
復調部に見合った信号レベル迄増幅され、IF出力端子45
へ送られる。
F信号は、そこで増幅後二段目IFバンドパスフィルタ28
で帯域制限を受け、出力側二段目IF用Amp29で後続する
復調部に見合った信号レベル迄増幅され、IF出力端子45
へ送られる。
【００１２】また、包絡線検波器(RSSIブロック)24へ送
られた二段目IF信号はそこで包絡線検波され、次段のロ
ーパスフィルタ25で2nd IFの周波数以上の帯域が制限さ
れる。その後、バッファ26を介して、復調部の同期信号
であるRSSI信号としてRSSI出力端子46へ送られる。
られた二段目IF信号はそこで包絡線検波され、次段のロ
ーパスフィルタ25で2nd IFの周波数以上の帯域が制限さ
れる。その後、バッファ26を介して、復調部の同期信号
であるRSSI信号としてRSSI出力端子46へ送られる。
【００１３】AFC制御端子44へは、復調部より周波数オ
フセット量の情報を持ったAFC制御信号が送られ、基準
局部発振器39の発振周波数の微細な制御が行われる。そ
して、基準局部発振器39の出力信号は、バンドパスフィ
ルタ38にて高調波を除去されたのち、基準周波数源とし
て一段目PLLブロック15へ与えられ、これにより希望信
号への精度の高いチューニングが行われる。なお、PLL
のロック情報はロック端子43から外部（例えばマイコ
ン）に送出される。
フセット量の情報を持ったAFC制御信号が送られ、基準
局部発振器39の発振周波数の微細な制御が行われる。そ
して、基準局部発振器39の出力信号は、バンドパスフィ
ルタ38にて高調波を除去されたのち、基準周波数源とし
て一段目PLLブロック15へ与えられ、これにより希望信
号への精度の高いチューニングが行われる。なお、PLL
のロック情報はロック端子43から外部（例えばマイコ
ン）に送出される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来のDAB移動体受信
機のAGCブロック16，23，36に係る閉ループでは、その
ループの内で受信信号ライン上に位置する、入力レベル
過多に因る歪みの発生を押さえるべきデバイスの出力レ
ベルを一定にするように、動作させる。しかし、その動
作は間接的に歪みの発生を防いでいるので、直接歪み分
を感知して動作させていないために、温度に因って回路
特性（主にアクティブ回路の入力信号レベルに対するダ
イナミックレンジ、包絡線検波器の検波効率）が変動し
たケース、或いは、OFDM変調波のように複数の搬送波で
構成され、かつその複数の搬送波が占める帯域幅が広い
ことより発生する、周波数選択性フェージング発生時の
マルチキャリアを構成する各キャリアの電力比が過大な
際の制御不適正に因る歪みを押さえることに関して、さ
らには非希望波であるOFDM波による3次相互変調妨害時
に、その働きは充分とは言えなかった。
機のAGCブロック16，23，36に係る閉ループでは、その
ループの内で受信信号ライン上に位置する、入力レベル
過多に因る歪みの発生を押さえるべきデバイスの出力レ
ベルを一定にするように、動作させる。しかし、その動
作は間接的に歪みの発生を防いでいるので、直接歪み分
を感知して動作させていないために、温度に因って回路
特性（主にアクティブ回路の入力信号レベルに対するダ
イナミックレンジ、包絡線検波器の検波効率）が変動し
たケース、或いは、OFDM変調波のように複数の搬送波で
構成され、かつその複数の搬送波が占める帯域幅が広い
ことより発生する、周波数選択性フェージング発生時の
マルチキャリアを構成する各キャリアの電力比が過大な
際の制御不適正に因る歪みを押さえることに関して、さ
らには非希望波であるOFDM波による3次相互変調妨害時
に、その働きは充分とは言えなかった。
【００１５】この発明の目的は、上記問題点を克服する
ＯＦＤＭ受信機を提供することである。
ＯＦＤＭ受信機を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明のＯＦＤＭ受信
機は次の（ａ）〜（ｃ）を有している。 （ａ）チューナー段においてOFDM信号の振幅をチューナ
ー段内の出力側からのAGC帰還量に応じた振幅変更率で
変更する振幅変更手段(4,7,21,30) （ｂ）復調段におけるOFDM信号の復調に基づいてOFDMの
キャリアに対応しないFFTポイント点の電力を検出する
電力検出手段 （ｃ）電力検出手段の検出量が減少するように振幅変更
手段(4,7,21,30)へのAGC帰還量を電力検出手段の出力に
基づいて修正するAGC量修正手段(50,51,52)
機は次の（ａ）〜（ｃ）を有している。 （ａ）チューナー段においてOFDM信号の振幅をチューナ
ー段内の出力側からのAGC帰還量に応じた振幅変更率で
変更する振幅変更手段(4,7,21,30) （ｂ）復調段におけるOFDM信号の復調に基づいてOFDMの
キャリアに対応しないFFTポイント点の電力を検出する
電力検出手段 （ｃ）電力検出手段の検出量が減少するように振幅変更
手段(4,7,21,30)へのAGC帰還量を電力検出手段の出力に
基づいて修正するAGC量修正手段(50,51,52)
【００１７】振幅変更手段(4,7,21,30)には、増幅器及
びアッテネーターを含む。また、振幅変更手段(4,7,21,
30)の振幅変更率とは、増幅器の場合は利得、アッテネ
ーターの場合は減衰率となる。
びアッテネーターを含む。また、振幅変更手段(4,7,21,
30)の振幅変更率とは、増幅器の場合は利得、アッテネ
ーターの場合は減衰率となる。
【００１８】OFDMの復調部では、チューナ部から送出さ
れるマルチキャリアのIF信号をADコンバーターにてデジ
タル信号に変換し、IQ復調、FFTといったOFDM波の復調
が行われる。その復調結果の一つとして、マルチキャリ
アを構成する各キャリアのレベルも算出されるが、FFT
ポイント数は当然のことながら2∧N(ただし、∧NはN乗
を意味し、Nは整数)であり、復調部ではOFDM変調波のマ
ルチキャリアの本数以上でかつ2∧Nとなるポイント数で
FFT処理を行っていることになる。しかし、DAB(Digital
Audio Broadcasting)を始めとしてDVB(Digital Video
Broadcasting)など現存の放送方式のOFDM変調では中心
周波数に当たるセンターのキャリアを設けていないが、
3次相互変調妨害レベル等により、本来無い筈のポイン
トの電力レベルを算出していることとなる。このような
本来無いはずのFFTポイント点の電力に基づいて振幅変
更手段(4,7,21,30)の振幅変更率を制御し、信号復調
上、その歪みレベルが情報の信頼性に影響をほとんど及
ぼさない領域（ビット・エラー・レートの悪化）となる
ように、チューナー内部の振幅変更手段(4,7,21,30)の
振幅変更率を変更することができる。したがって、これ
により、チューナー内のレベルダイアグラムの設計（回
線設計）上、増幅器、アッテネーター、ミキサー等への
振り込みレベルの歪みに対するマージンを減らせること
に繋がり、最小感度、C/N（搬送電力／雑音電力）の改
善に依る、受信情報の信頼性の向上が見込める。
れるマルチキャリアのIF信号をADコンバーターにてデジ
タル信号に変換し、IQ復調、FFTといったOFDM波の復調
が行われる。その復調結果の一つとして、マルチキャリ
アを構成する各キャリアのレベルも算出されるが、FFT
ポイント数は当然のことながら2∧N(ただし、∧NはN乗
を意味し、Nは整数)であり、復調部ではOFDM変調波のマ
ルチキャリアの本数以上でかつ2∧Nとなるポイント数で
FFT処理を行っていることになる。しかし、DAB(Digital
Audio Broadcasting)を始めとしてDVB(Digital Video
Broadcasting)など現存の放送方式のOFDM変調では中心
周波数に当たるセンターのキャリアを設けていないが、
3次相互変調妨害レベル等により、本来無い筈のポイン
トの電力レベルを算出していることとなる。このような
本来無いはずのFFTポイント点の電力に基づいて振幅変
更手段(4,7,21,30)の振幅変更率を制御し、信号復調
上、その歪みレベルが情報の信頼性に影響をほとんど及
ぼさない領域（ビット・エラー・レートの悪化）となる
ように、チューナー内部の振幅変更手段(4,7,21,30)の
振幅変更率を変更することができる。したがって、これ
により、チューナー内のレベルダイアグラムの設計（回
線設計）上、増幅器、アッテネーター、ミキサー等への
振り込みレベルの歪みに対するマージンを減らせること
に繋がり、最小感度、C/N（搬送電力／雑音電力）の改
善に依る、受信情報の信頼性の向上が見込める。
【００１９】さらに、特に広い帯域となるRF段（RF IN
−1stミキサー間）のAGCの減衰量を少なめにする設定が
可能となり、希望波の電力に比べて強大な、非希望波の
電力のチューナーへの混入、または希望波に対する雑音
電力比の喪失に依って起きる感度抑圧現象（AGCを構成
するアッテネーターに発生した減衰量で希望波の必要な
電力を失うケース）の低減が可能となる。
−1stミキサー間）のAGCの減衰量を少なめにする設定が
可能となり、希望波の電力に比べて強大な、非希望波の
電力のチューナーへの混入、または希望波に対する雑音
電力比の喪失に依って起きる感度抑圧現象（AGCを構成
するアッテネーターに発生した減衰量で希望波の必要な
電力を失うケース）の低減が可能となる。
【００２０】さらに、3次相互変調妨害レベルに対応し
たAGC動作を可能としたため、地上波としてOFDM波を受
信する際の周波数選択性フェーディング発生時のよう
に、各マルチキャリアの電力レベル差が大きいケース
（アクティブ動作のデバイスへの振り込みレベルの最適
化が単純ではない）での減衰量過多によるC/Nの劣化、
または、減衰量不足による歪みの発生分を低減できる。
たAGC動作を可能としたため、地上波としてOFDM波を受
信する際の周波数選択性フェーディング発生時のよう
に、各マルチキャリアの電力レベル差が大きいケース
（アクティブ動作のデバイスへの振り込みレベルの最適
化が単純ではない）での減衰量過多によるC/Nの劣化、
または、減衰量不足による歪みの発生分を低減できる。
【００２１】この発明のＯＦＤＭ受信機は、電力検出手
段の出力を遅延させてAGC量修正手段(50,51,52)へ送る
遅延手段(53)を有している。
段の出力を遅延させてAGC量修正手段(50,51,52)へ送る
遅延手段(53)を有している。
【００２２】遅延手段(53)は、電力検出手段からAGC量
修正手段(50,51,52)へ送る信号を適当に遅延させて、電
力検出手段の出力変化に因る電力検出手段の急激な制御
変動を抑制する。
修正手段(50,51,52)へ送る信号を適当に遅延させて、電
力検出手段の出力変化に因る電力検出手段の急激な制御
変動を抑制する。
【００２３】この発明のＯＦＤＭ受信機によれば、振幅
変更手段(4,7)は、RF信号を増幅するRF信号用増幅器(4,
7)である。
変更手段(4,7)は、RF信号を増幅するRF信号用増幅器(4,
7)である。
【００２４】この発明のＯＦＤＭ受信機によれば、振幅
変更手段(21)は、IF信号を減衰するIF信号用アッテネー
ター(21)である。
変更手段(21)は、IF信号を減衰するIF信号用アッテネー
ター(21)である。
【００２５】この発明のＯＦＤＭ受信機によれば、第１
のバンドのRF信号を別の第２のバンドのRF信号の帯域へ
ダウンコンバートするミキサー(31)が設けられ、振幅変
更手段(30)が、第１のバンドのRF信号を増幅してミキサ
ー(31)へ送る周波数変換部RFアンプ(30)である。
のバンドのRF信号を別の第２のバンドのRF信号の帯域へ
ダウンコンバートするミキサー(31)が設けられ、振幅変
更手段(30)が、第１のバンドのRF信号を増幅してミキサ
ー(31)へ送る周波数変換部RFアンプ(30)である。
【００２６】この発明のＯＦＤＭ受信機によれば、第１
のバンドのRF信号を別の第２のバンドのRF信号の帯域へ
ダウンコンバートするミキサー(31)が設けられ、振幅変
更手段(4,7,21,30)は、RF信号を増幅するRF信号用増幅
器(4,7)、IF信号を減衰するIF信号用アッテネーター(2
1)、及び第１のバンドのRF信号を増幅してミキサー(31)
へ送る周波数変換部RFアンプ(30)を含み、AGC量修正手
段(50,51,52)は、電力検出手段の検出電力の小、中、大
に対応させてIF信号用アッテネーター(21)、次にRF信号
用増幅器(4,7)、最後に周波数変換部RFアンプ(30)と、
後段から順にAGC帰還量が大きくなるように、電力検出
手段の出力に基づく修正AGC帰還量を送る。
のバンドのRF信号を別の第２のバンドのRF信号の帯域へ
ダウンコンバートするミキサー(31)が設けられ、振幅変
更手段(4,7,21,30)は、RF信号を増幅するRF信号用増幅
器(4,7)、IF信号を減衰するIF信号用アッテネーター(2
1)、及び第１のバンドのRF信号を増幅してミキサー(31)
へ送る周波数変換部RFアンプ(30)を含み、AGC量修正手
段(50,51,52)は、電力検出手段の検出電力の小、中、大
に対応させてIF信号用アッテネーター(21)、次にRF信号
用増幅器(4,7)、最後に周波数変換部RFアンプ(30)と、
後段から順にAGC帰還量が大きくなるように、電力検出
手段の出力に基づく修正AGC帰還量を送る。
【００２７】OFDM信号の振幅変更は、前段の振幅変更手
段(4,7,21,30)による振幅変更程、復調段へ大きな影響
を与える。電力検出手段の検出電力の小、中、大に応じ
て、後段側からIF信号用アッテネーター(21)、RF信号用
増幅器(4,7)、及び周波数変換部RFアンプ(30)の順に、A
GC量修正手段(50,51,52)による、AGC帰還量を上げる制
御を受けることにより、マルチキャリアに因る相互変調
妨害の大きさに応じた適切なAGC制御を行うことができ
る。また、振幅変更率は、振幅変更手段(4,7,21,30)へ
のAGC帰還量を電力検出手段の出力に基づいて修正する
形式であるので、チューナー段内の出力側からのAGC帰
還量による本来のAGCが実施されつつ、電力検出手段の
出力に基づくAGCが並行して行われる。
段(4,7,21,30)による振幅変更程、復調段へ大きな影響
を与える。電力検出手段の検出電力の小、中、大に応じ
て、後段側からIF信号用アッテネーター(21)、RF信号用
増幅器(4,7)、及び周波数変換部RFアンプ(30)の順に、A
GC量修正手段(50,51,52)による、AGC帰還量を上げる制
御を受けることにより、マルチキャリアに因る相互変調
妨害の大きさに応じた適切なAGC制御を行うことができ
る。また、振幅変更率は、振幅変更手段(4,7,21,30)へ
のAGC帰還量を電力検出手段の出力に基づいて修正する
形式であるので、チューナー段内の出力側からのAGC帰
還量による本来のAGCが実施されつつ、電力検出手段の
出力に基づくAGCが並行して行われる。
【００２８】この発明のＯＦＤＭ受信機によれば、OFDM
のキャリアに対応しないFFTポイント点とはOFDM変調波
の中心周波数である。
のキャリアに対応しないFFTポイント点とはOFDM変調波
の中心周波数である。
【００２９】３次相互変調妨害は、OFDM変調波の中心周
波数に最も大きく現れるので、OFDM変調波の中心周波数
の電力により、マルチキャリアに因る相互変調妨害の大
きさを的確に検出できる。
波数に最も大きく現れるので、OFDM変調波の中心周波数
の電力により、マルチキャリアに因る相互変調妨害の大
きさを的確に検出できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は自動車等に搭載される
DAB移動体受信機のチューナー部のブロック図である。4
0はアンテナ電源端子、56はローパスフィルタである。R
F入力端子47からアンテナ・エレメントに誘起した電力
を取り込み、トリプレクサ1により、現在DABで使用され
ているL-Band（1452〜1492MHz）、BandIII（175〜250MH
z）、BandII（87.5〜108MHz）の三つのバンドを抽出
し、各々L-Bandゲイン可変RF Amp30、コンバイナー2、
入力側BandIIトラッキング複同調フィルタ6へ送出され
る。
図面を参照して説明する。図１は自動車等に搭載される
DAB移動体受信機のチューナー部のブロック図である。4
0はアンテナ電源端子、56はローパスフィルタである。R
F入力端子47からアンテナ・エレメントに誘起した電力
を取り込み、トリプレクサ1により、現在DABで使用され
ているL-Band（1452〜1492MHz）、BandIII（175〜250MH
z）、BandII（87.5〜108MHz）の三つのバンドを抽出
し、各々L-Bandゲイン可変RF Amp30、コンバイナー2、
入力側BandIIトラッキング複同調フィルタ6へ送出され
る。
【００３１】入力側BandIIトラッキング複同調フィルタ
6へ送出されたRF信号はそこで帯域制限され、BandIIゲ
イン可変RF Amp7で増幅される。増幅されたBandIIRF信
号は、出力側BandIIトラッキング複同調フィルタ8でさ
らに帯域制限され、一段目BandIIミキサー9へ送られ
る。
6へ送出されたRF信号はそこで帯域制限され、BandIIゲ
イン可変RF Amp7で増幅される。増幅されたBandIIRF信
号は、出力側BandIIトラッキング複同調フィルタ8でさ
らに帯域制限され、一段目BandIIミキサー9へ送られ
る。
【００３２】L-Bandゲイン可変RF Amp30へ送られたL-Ba
nd RF信号は、増幅された後、L-Bandミキサー31にて、
バッファ34、L-Band用PLLブロック35、ローパスフィル
タ33、L-Band局部発振器32らによって生成される信号と
混合され、BandIII帯のRF信号へダウンコンバート後、
コンバイナー2へ送出される。また、L-Bandミキサー31
からの出力信号はL-Band用AGC Amp50で特定の利得を稼
いでから、L-Band用AGCブロック36にて包絡線検波後、
平滑され、直流電圧に変換されL-Bandゲイン可変RFAmp3
0のゲインをコントロールする動作となり、L-Bandダウ
ンコンバーターブロックのAGCループが形成される。
nd RF信号は、増幅された後、L-Bandミキサー31にて、
バッファ34、L-Band用PLLブロック35、ローパスフィル
タ33、L-Band局部発振器32らによって生成される信号と
混合され、BandIII帯のRF信号へダウンコンバート後、
コンバイナー2へ送出される。また、L-Bandミキサー31
からの出力信号はL-Band用AGC Amp50で特定の利得を稼
いでから、L-Band用AGCブロック36にて包絡線検波後、
平滑され、直流電圧に変換されL-Bandゲイン可変RFAmp3
0のゲインをコントロールする動作となり、L-Bandダウ
ンコンバーターブロックのAGCループが形成される。
【００３３】トリプレクサ1から、或いはL-Bandミキサ
ー31よりコンバイナー2へ送られたBandIIIRF信号は、入
力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ3で帯域制限さ
れ、BandIIIゲイン可変RF Amp4で増幅される。増幅され
たBandIIIRF信号は、出力側BandIIIトラッキング複同調
フィルタ5でさらに帯域制限され、一段目BandIIIミキサ
ー10へ送られる。
ー31よりコンバイナー2へ送られたBandIIIRF信号は、入
力側BandIIIトラッキング複同調フィルタ3で帯域制限さ
れ、BandIIIゲイン可変RF Amp4で増幅される。増幅され
たBandIIIRF信号は、出力側BandIIIトラッキング複同調
フィルタ5でさらに帯域制限され、一段目BandIIIミキサ
ー10へ送られる。
【００３４】システムコントローラーから、制御信号の
一つであるN値を受け取るためのDATA41、CLOCK42からな
る伝送ライン及び一段目PLLブロック15、ローパスフィ
ルタ20、バッファ14、バッファ13、BandII局部発振器12
または、BandIII局部発振器11による、シンセサイズド
チューニングにより生成された発振周波数が可変なロー
カル信号が、一段目BandIIミキサー9、一段目BandIIIミ
キサー10に送出される。そして、出力側BandIIIトラッ
キング複同調フィルタ5、出力側BandIIトラッキング複
同調フィルタ8からの帯域制限されたBandIII、BandIIの
RF信号は各々、一段目BandIIIミキサー10、一段目BandI
Iミキサー9にて混合される。
一つであるN値を受け取るためのDATA41、CLOCK42からな
る伝送ライン及び一段目PLLブロック15、ローパスフィ
ルタ20、バッファ14、バッファ13、BandII局部発振器12
または、BandIII局部発振器11による、シンセサイズド
チューニングにより生成された発振周波数が可変なロー
カル信号が、一段目BandIIミキサー9、一段目BandIIIミ
キサー10に送出される。そして、出力側BandIIIトラッ
キング複同調フィルタ5、出力側BandIIトラッキング複
同調フィルタ8からの帯域制限されたBandIII、BandIIの
RF信号は各々、一段目BandIIIミキサー10、一段目BandI
Iミキサー9にて混合される。
【００３５】一段目BandIIミキサー9、一段目BandIIIミ
キサー10で一段目IF周波数にダウンコンバートされた信
号は、入力側一段目IF用Amp17にて増幅された後、例と
して表面弾性波フィルタやセラミックフィルタなどが適
した一段目IF用バンドパスフィルタ18で或る放送信号
（例えばDABで有れば1.5MHz）の占有帯域幅に見合った
狭帯域制限を受け、再度出力側一段目IF用Amp19で増幅
され、アッテネーター21を通過後、二段目ミキサー22へ
送出される。
キサー10で一段目IF周波数にダウンコンバートされた信
号は、入力側一段目IF用Amp17にて増幅された後、例と
して表面弾性波フィルタやセラミックフィルタなどが適
した一段目IF用バンドパスフィルタ18で或る放送信号
（例えばDABで有れば1.5MHz）の占有帯域幅に見合った
狭帯域制限を受け、再度出力側一段目IF用Amp19で増幅
され、アッテネーター21を通過後、二段目ミキサー22へ
送出される。
【００３６】一方、RF段用AGC Amp51で増幅された一段
目IF信号は、RF段AGCブロック16にて包絡線検波後、平
滑された上、直流電圧に変換され、ゲインコントロール
信号としてBandIIゲイン可変RF Amp7、BandIIIゲイン可
変RF Amp4へ与えられる。この閉ループがBandII、BandI
IIのフロントエンドのAGCとなる。
目IF信号は、RF段AGCブロック16にて包絡線検波後、平
滑された上、直流電圧に変換され、ゲインコントロール
信号としてBandIIゲイン可変RF Amp7、BandIIIゲイン可
変RF Amp4へ与えられる。この閉ループがBandII、BandI
IIのフロントエンドのAGCとなる。
【００３７】アッテネーター21から送出された一段目IF
信号はさらに二段目ミキサー22において、IF局部発信器
37と基準局部発振器49で生成される信号と混合され、二
段目IF信号へダウンコンバートされる。その後、入力側
二段目IF用Amp27、IF段用AGCAmp52、包絡線検波器28に
送出される。
信号はさらに二段目ミキサー22において、IF局部発信器
37と基準局部発振器49で生成される信号と混合され、二
段目IF信号へダウンコンバートされる。その後、入力側
二段目IF用Amp27、IF段用AGCAmp52、包絡線検波器28に
送出される。
【００３８】IF段用AGC Amp52に送出された二段目IF信
号はそこで増幅された後、IF段AGCブロック23で包絡線
検波後、平滑され、直流電流に変換され減衰量を制御す
る信号として、アッテネーター21へ送り出される。この
閉ループが二段目ミキサー22を中心としたIF段のAGCと
なる。
号はそこで増幅された後、IF段AGCブロック23で包絡線
検波後、平滑され、直流電流に変換され減衰量を制御す
る信号として、アッテネーター21へ送り出される。この
閉ループが二段目ミキサー22を中心としたIF段のAGCと
なる。
【００３９】入力側二段目IF用Amp27へ送られた二段目I
F信号は、そこで増幅後、二段目IFバンドパスフィルタ2
8で一段目IF用バンドパスフィルタ18の特性に近い狭帯
域の帯域制限を受け、最終的に出力側二段目IF用Amp29
で後続する復調部（例えばADコンバーター）に見合った
信号レベルまで増幅され、IF出力端子54へ送られる。
F信号は、そこで増幅後、二段目IFバンドパスフィルタ2
8で一段目IF用バンドパスフィルタ18の特性に近い狭帯
域の帯域制限を受け、最終的に出力側二段目IF用Amp29
で後続する復調部（例えばADコンバーター）に見合った
信号レベルまで増幅され、IF出力端子54へ送られる。
【００４０】また、包絡線検波器28へ送られた二段目IF
信号はそこで包絡線検波され、次段のローパスフィルタ
25で二段目IFの周波数以上の帯域が制限される。その
後、バッファ26を介して、復調部の時間同期信号となる
RSSI(Received Signal Strength Indicator)信号として
RSSI出力端子46から復調部へ送られる。
信号はそこで包絡線検波され、次段のローパスフィルタ
25で二段目IFの周波数以上の帯域が制限される。その
後、バッファ26を介して、復調部の時間同期信号となる
RSSI(Received Signal Strength Indicator)信号として
RSSI出力端子46から復調部へ送られる。
【００４１】AFC制御端子44へは、復調部より周波数オ
フセット量を持ったAFC制御信号（基準局部発振機が電
圧制御の場合は直流電圧）が送られ、移動受信中、希望
波の中心周波数のドップラーシフトに対して時々刻々と
基準局部発振器39の発振周波数の微細な制御が行われ
る。そして、基準局部発振器39の出力信号は、バンドパ
スフィルタ38にて高調波を除去されたのち、基準周波数
源として一段目PLLブロック15 へ与えられ、これにより
希望信号への精度の高い同調が行われる。
フセット量を持ったAFC制御信号（基準局部発振機が電
圧制御の場合は直流電圧）が送られ、移動受信中、希望
波の中心周波数のドップラーシフトに対して時々刻々と
基準局部発振器39の発振周波数の微細な制御が行われ
る。そして、基準局部発振器39の出力信号は、バンドパ
スフィルタ38にて高調波を除去されたのち、基準周波数
源として一段目PLLブロック15 へ与えられ、これにより
希望信号への精度の高い同調が行われる。
【００４２】後段の復調部ではIF出力端子45から送出さ
れるマルチキャリアの二段目IF信号をADコンバーターに
てデジタル信号に変換し、IQ復調、FFTといったOFDM波
の復調が行われる。その復調結果の一つとして、マルチ
キャリアを構成する各キャリアのレベルも算出される訳
だが、FFTポイント数は当然のことながら2∧N(∧NはN乗
を意味し、Nは整数)であり、復調部ではOFDM変調波のマ
ルチキャリアの本数以上でかつ2∧Nとなるポイント数で
FFT処理を行っていることになる。しかし、DABを始めと
してDVB(Digital Video Broadcasting)など現存の放送
方式のOFDM変調では中心周波数に当たるセンターのキャ
リアを設けないため、実際の受信機ではその本来無い筈
のポイントの電力レベルを算出していることとなる。
れるマルチキャリアの二段目IF信号をADコンバーターに
てデジタル信号に変換し、IQ復調、FFTといったOFDM波
の復調が行われる。その復調結果の一つとして、マルチ
キャリアを構成する各キャリアのレベルも算出される訳
だが、FFTポイント数は当然のことながら2∧N(∧NはN乗
を意味し、Nは整数)であり、復調部ではOFDM変調波のマ
ルチキャリアの本数以上でかつ2∧Nとなるポイント数で
FFT処理を行っていることになる。しかし、DABを始めと
してDVB(Digital Video Broadcasting)など現存の放送
方式のOFDM変調では中心周波数に当たるセンターのキャ
リアを設けないため、実際の受信機ではその本来無い筈
のポイントの電力レベルを算出していることとなる。
【００４３】図２はチューナー部から復調部へ出力され
るIF信号のパワースペクトル図である。実線の各棒はOF
DMの各キャリアに対応する。破線の各棒は３次相互変調
妨害に対応する。なお、電力レベルは、復調部における
ＩＱ復調後のＦＦＴ演算処理の過程において、各キャリ
アについてＳk→ａk＋ｊｂk（k：1〜＋−N/2,N:マルチ
キャリアの本数）といった処理が施され、Ｐk＝√（ａk
∧2＋ｂ∧2）より電力レベルＰkが計算される。電力最
大の３次相互変調妨害、すなわちIM 3RD 0(InterModura
tion 3rd order)が、OFDM変調波の中心周波数に現れ、
Ｐ0に対応する。３次相互変調妨害について付言する。
アクティブデバイスでの入力電圧Ｖiと出力信号Ｉoとの
関係は次の（１）式のとおりである。ただし∧はべき乗
を示し、∧2，∧3，・・・は２乗、３乗、・・・を意味
する。 （１）：Ｉo＝ａ0＋ａ1・Ｖi＋ａ2・Ｖi∧2＋ａ3・Ｖi
∧3＋・・・
るIF信号のパワースペクトル図である。実線の各棒はOF
DMの各キャリアに対応する。破線の各棒は３次相互変調
妨害に対応する。なお、電力レベルは、復調部における
ＩＱ復調後のＦＦＴ演算処理の過程において、各キャリ
アについてＳk→ａk＋ｊｂk（k：1〜＋−N/2,N:マルチ
キャリアの本数）といった処理が施され、Ｐk＝√（ａk
∧2＋ｂ∧2）より電力レベルＰkが計算される。電力最
大の３次相互変調妨害、すなわちIM 3RD 0(InterModura
tion 3rd order)が、OFDM変調波の中心周波数に現れ、
Ｐ0に対応する。３次相互変調妨害について付言する。
アクティブデバイスでの入力電圧Ｖiと出力信号Ｉoとの
関係は次の（１）式のとおりである。ただし∧はべき乗
を示し、∧2，∧3，・・・は２乗、３乗、・・・を意味
する。 （１）：Ｉo＝ａ0＋ａ1・Ｖi＋ａ2・Ｖi∧2＋ａ3・Ｖi
∧3＋・・・
【００４４】３信号ω1，ω2，ω3の場合を考える。３
次の項は次の（２）式で表される。 （２）：ａ3・Ｖi∧3＝ａ3・（Ｖ1・ｓｉｎω1ｔ＋Ｖ2
・ｓｉｎω2ｔ＋Ｖ3・ｓｉｎω3ｔ）∧3
次の項は次の（２）式で表される。 （２）：ａ3・Ｖi∧3＝ａ3・（Ｖ1・ｓｉｎω1ｔ＋Ｖ2
・ｓｉｎω2ｔ＋Ｖ3・ｓｉｎω3ｔ）∧3
【００４５】（２）式を展開すると、ａ3の最大係数の
項は次の（３）式となる。 （３）：６・ａ3・Ｖ1・Ｖ2・Ｖ3・ｓｉｎω1ｔ・ｓｉ
ｎω2ｔ・ｓｉｎω3ｔ
項は次の（３）式となる。 （３）：６・ａ3・Ｖ1・Ｖ2・Ｖ3・ｓｉｎω1ｔ・ｓｉ
ｎω2ｔ・ｓｉｎω3ｔ
【００４６】（３）式を一次式形態に書き直すと、次の
（４）式になる。 （４）：（３／２）・Ｖ1・Ｖ2・Ｖ3｛ｓｉｎ（ω1−ω
2＋ω3）ｔ−ｓｉｎ（ω1−ω2−ω3）ｔ−ｓｉｎ（ω1
＋ω2＋ω3）ｔ＋ｓｉｎ（ω1＋ω2−ω3）ｔ｝
（４）式になる。 （４）：（３／２）・Ｖ1・Ｖ2・Ｖ3｛ｓｉｎ（ω1−ω
2＋ω3）ｔ−ｓｉｎ（ω1−ω2−ω3）ｔ−ｓｉｎ（ω1
＋ω2＋ω3）ｔ＋ｓｉｎ（ω1＋ω2−ω3）ｔ｝
【００４７】（４）式から、３次の項の歪み成分の中に
は、歪む前の信号間の周波数差が、元の信号に対するオ
フセットとなる歪みが発生することが分かる。OFDMのよ
うに、等間隔にキャリアを並べた場合、３次の歪みはそ
のキャリア等間隔で発生する上、組合わせの数より、変
調されたマルチキャリアの無いセンター周波数において
歪みの和が最大になることが分かる。
は、歪む前の信号間の周波数差が、元の信号に対するオ
フセットとなる歪みが発生することが分かる。OFDMのよ
うに、等間隔にキャリアを並べた場合、３次の歪みはそ
のキャリア等間隔で発生する上、組合わせの数より、変
調されたマルチキャリアの無いセンター周波数において
歪みの和が最大になることが分かる。
【００４８】図１に戻り、このDAB移動体受信機では、
中心周波数が、希望波自身のマルチキャリアに因る3次
相互変調妨害の和が最も大きい、若しくはその関係の組
み合わせが一番多発するポイントであることを利用し、
復調部はその算出値をDA変換し、直流電圧信号としてAG
C制御端子54へ送出している。チューナー側では、AGC制
御端子54に送られた信号の不要高調波成分を取り除く目
的と制御を受けるAGCループの動作の急激な変動を避け
るために設けられた時定数回路53により設計仕様に見合
う所望の特性を満たしてから同一の制御信号がL-Band用
AGC Amp50、RF段用AGC Amp51、IF段用AGC Amp52に送出
される。
中心周波数が、希望波自身のマルチキャリアに因る3次
相互変調妨害の和が最も大きい、若しくはその関係の組
み合わせが一番多発するポイントであることを利用し、
復調部はその算出値をDA変換し、直流電圧信号としてAG
C制御端子54へ送出している。チューナー側では、AGC制
御端子54に送られた信号の不要高調波成分を取り除く目
的と制御を受けるAGCループの動作の急激な変動を避け
るために設けられた時定数回路53により設計仕様に見合
う所望の特性を満たしてから同一の制御信号がL-Band用
AGC Amp50、RF段用AGC Amp51、IF段用AGC Amp52に送出
される。
【００４９】図３は復調部でのIM 3RD 0(Inter Modurat
ion 3rd order)とIF出力端子54の直流電圧との関係を示
している。IF出力端子54の直流電圧はIM 3RD 0の電力量
増大に連れて増大する。図３において、「復調部からの
AGC制御電圧の特性」の軌跡は或る量子化ビット数を持
ったDAコンバーターからの出力であるため、横軸をIM3R
D 0、すなわち中心周波数でのレベル算出値として表す
と、階段状となる。また各AGC Ampのゲインは２通りの
設定となっており、かつそれぞれのAGC Ampのゲインが
変わる敷居値が後段から順に、IF段用AGC Amp52がAV、R
F段用AGC Amp51がBV、L-Band用AGC Amp50がCVとなる。I
F段用AGC Amp52、RF段用AGC Amp51、及びL-Band用AGC A
mp50がオンになると、IF段用AGC Amp52、RF段用AGC Amp
51、及びL-Band用AGC Amp50からIF段AGCブロック23、RF
段AGCブロック16、及びL-Band用AGCブロック36への制御
量が増大し、結果、アッテネーター21の減衰量が増大
し、BandIIIゲイン可変RF Amp4及びBandIIゲイン可変RF
Amp7の増幅量が減少し、L-Bandゲイン可変RF Amp30の
増幅量が減少する。この構成と設定により、通常のアナ
ログAGCループは動作させたまま、復調部での中心周波
数の電力検出レベルに比例して復調部からの制御電圧が
上昇していくため、後段から順に（L-Band受信時で3
段）AGCによって押さえ込まれる信号レベルが減少す
る。
ion 3rd order)とIF出力端子54の直流電圧との関係を示
している。IF出力端子54の直流電圧はIM 3RD 0の電力量
増大に連れて増大する。図３において、「復調部からの
AGC制御電圧の特性」の軌跡は或る量子化ビット数を持
ったDAコンバーターからの出力であるため、横軸をIM3R
D 0、すなわち中心周波数でのレベル算出値として表す
と、階段状となる。また各AGC Ampのゲインは２通りの
設定となっており、かつそれぞれのAGC Ampのゲインが
変わる敷居値が後段から順に、IF段用AGC Amp52がAV、R
F段用AGC Amp51がBV、L-Band用AGC Amp50がCVとなる。I
F段用AGC Amp52、RF段用AGC Amp51、及びL-Band用AGC A
mp50がオンになると、IF段用AGC Amp52、RF段用AGC Amp
51、及びL-Band用AGC Amp50からIF段AGCブロック23、RF
段AGCブロック16、及びL-Band用AGCブロック36への制御
量が増大し、結果、アッテネーター21の減衰量が増大
し、BandIIIゲイン可変RF Amp4及びBandIIゲイン可変RF
Amp7の増幅量が減少し、L-Bandゲイン可変RF Amp30の
増幅量が減少する。この構成と設定により、通常のアナ
ログAGCループは動作させたまま、復調部での中心周波
数の電力検出レベルに比例して復調部からの制御電圧が
上昇していくため、後段から順に（L-Band受信時で3
段）AGCによって押さえ込まれる信号レベルが減少す
る。
【００５０】この直接３次相互変調歪み分に相当する電
力の増減に依って動作させることにより、従来方式に比
較してより本来の目的である歪みを防ぐためのゲイン・
コントロールを行う動作となる。
力の増減に依って動作させることにより、従来方式に比
較してより本来の目的である歪みを防ぐためのゲイン・
コントロールを行う動作となる。
【図１】図１は自動車等に搭載されるDAB移動体受信機
のチューナー部のブロック図である
のチューナー部のブロック図である
【図２】図２はチューナー部から復調部へ出力されるIF
信号のパワースペクトル図である
信号のパワースペクトル図である
【図３】図３は復調部でのIM 3RD 0(Inter Moduration
3rd order)とIF出力端子54の直流電圧との関係を示して
いる
3rd order)とIF出力端子54の直流電圧との関係を示して
いる
【図４】図４は自動車等に搭載される従来のDAB移動体
受信機のチューナー部のブロック図である
受信機のチューナー部のブロック図である
４ BandIIIゲイン可変RF Amp（振幅変更手段、RF信
号用増幅器） ７ BandIIゲイン可変RF Amp（振幅変更手段、RF信号
用増幅器） ２１ アッテネーター（振幅変更手段、IF信号用アッ
テネーター） ３０ L-Bandゲイン可変RF Amp（振幅変更手段、周波
数変換部RFアンプ） ３１ L-Bandミキサー（ミキサー） ５０ L-Band用AGC Amp（AGC量修正手段） ５１ RF段用AGC Amp（AGC量修正手段） ５２ IF段用AGC Amp（AGC量修正手段） ５３ 時定数回路（遅延手段）
号用増幅器） ７ BandIIゲイン可変RF Amp（振幅変更手段、RF信号
用増幅器） ２１ アッテネーター（振幅変更手段、IF信号用アッ
テネーター） ３０ L-Bandゲイン可変RF Amp（振幅変更手段、周波
数変換部RFアンプ） ３１ L-Bandミキサー（ミキサー） ５０ L-Band用AGC Amp（AGC量修正手段） ５１ RF段用AGC Amp（AGC量修正手段） ５２ IF段用AGC Amp（AGC量修正手段） ５３ 時定数回路（遅延手段）
Claims (3)
- 【請求項１】 （ａ）チューナー段においてOFDM信号の
振幅をチューナー段内の出力側からのAGC帰還量に応じ
た振幅変更率で変更する振幅変更手段(4,7,21,30)、 （ｂ）復調段におけるOFDM信号の復調に基づいてOFDMの
キャリアに対応しないFFTポイント点の電力を検出する
電力検出手段、及び （ｃ）前記電力検出手段の検出量が減少するように前記
振幅変更手段(4,7,21,30)へのAGC帰還量を前記電力検出
手段の出力に基づいて修正するAGC量修正手段(50,51,5
2)、 を有し、 第１のバンドのRF信号を別の第２のバンドのRF信号の帯
域へダウンコンバートするミキサー(31)が設けられ、前
記振幅変更手段(4,7,21,30)は、RF信号を増幅するRF信
号用増幅器(4,7)、IF信号を減衰するIF信号用アッテネ
ーター(21)、及び第１のバンドのRF信号を増幅して前記
ミキサー(31)へ送る周波数変換部RFアンプ(30)を含み、
前記AGC量修正手段(50,51,52)は、前記電力検出手段の
検出電力の大きさの小、中、大に対応させて前記IF信号
用アッテネーター(21)、次に前記RF信号用増幅器(4,
7)、最後に前記周波数変換部RFアンプ(30)と、後段から
順にAGC帰還量が大きくなるように、前記電力検出手段
の出力に基づく修正AGC帰還量を送ることを特徴とする
ＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項２】 前記電力検出手段の出力を遅延させて前
記AGC量修正手段(50,51,52)へ送る遅延手段(53)、 を有していることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ
受信機。 - 【請求項３】 OFDMのキャリアに対応しないFFTポイン
ト点とはOFDM変調波の中心周波数であることを特徴とす
る請求項１又は２記載のＯＦＤＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21386997A JP3189163B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | Ｏｆｄｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21386997A JP3189163B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | Ｏｆｄｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1146151A JPH1146151A (ja) | 1999-02-16 |
| JP3189163B2 true JP3189163B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=16646372
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP21386997A Expired - Fee Related JP3189163B2 (ja) | 1997-07-25 | 1997-07-25 | Ｏｆｄｍ受信機 |
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| JP (1) | JP3189163B2 (ja) |
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| JP2006332770A (ja) | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Alps Electric Co Ltd | 車載用受信装置 |
| CN102123118B (zh) * | 2010-01-08 | 2013-11-06 | 卓胜微电子（上海）有限公司 | 全数字自动增益控制装置及方法 |
-
1997
- 1997-07-25 JP JP21386997A patent/JP3189163B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH1146151A (ja) | 1999-02-16 |
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