JPH0484544A - ダイレクトコンバージョン方式受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン方式受信機Info
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- JPH0484544A JPH0484544A JP19940590A JP19940590A JPH0484544A JP H0484544 A JPH0484544 A JP H0484544A JP 19940590 A JP19940590 A JP 19940590A JP 19940590 A JP19940590 A JP 19940590A JP H0484544 A JPH0484544 A JP H0484544A
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- Japan
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- frequency
- signal
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 12
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims abstract description 8
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 9
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、主として移動通信機器などに用いられるダイ
レクトコンバージョン方式受信機に関するものである。
レクトコンバージョン方式受信機に関するものである。
従来の技術
従来より、ダイレクトコンバージョン方式受信機は、例
えば英国特許第１５１７１２１号公報に記載されている
構成が知られている。以下、第２図を参照して、従来の
ダイレクトコンバージョン方式によるＦＳＫ （フリケ
ンシー シフト キーイング；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５
ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された信号の受信機につ
いて説明する。
えば英国特許第１５１７１２１号公報に記載されている
構成が知られている。以下、第２図を参照して、従来の
ダイレクトコンバージョン方式によるＦＳＫ （フリケ
ンシー シフト キーイング；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５
ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された信号の受信機につ
いて説明する。
第２図においてアンテナから受信した無線伝搬信号は、
２個のミキサ回路１，２に供給される。
２個のミキサ回路１，２に供給される。
局部発振器３からの発振出力信号は９０度移相器４を通
し、ミキサ回路１に供給される一方、ミキサ回路２には
直接供給され、互いに位相の直交したベースバンド信号
を得る。ミキサ回路１および２の出力信号はそれぞれ低
域通過フィルタ回路５と６に供給される。フィルタ回路
５，６により帯域制限された信号１０．１１は制限増幅
器段７．８に供給された後、それぞれディジタル復号回
路９に供給され、復号した信号１２を得る。
し、ミキサ回路１に供給される一方、ミキサ回路２には
直接供給され、互いに位相の直交したベースバンド信号
を得る。ミキサ回路１および２の出力信号はそれぞれ低
域通過フィルタ回路５と６に供給される。フィルタ回路
５，６により帯域制限された信号１０．１１は制限増幅
器段７．８に供給された後、それぞれディジタル復号回
路９に供給され、復号した信号１２を得る。
発明が解決しようとする課題
しかし、以上のような構成では、ミキサ回路１および２
以後の帯域制限回路部分に、低域周波数の制限回路がな
いため、複数局からほとんど等し３ ・＼ − い周波数の無線伝搬信号を同時に受信した場合、第２図
における信号ｉｏ、 ｎに生じる低周波ビート成分によ
る出力信号の波形歪のため、信号復号時の誤り率が劣化
する。また、局部発振回路３に生じるｌ／ｆノイズによ
り感度が劣化する、という課題を有していた。これまで
にもダイレクトコンバージョン方式受信機には、直交ミ
キサのすぐ後に直流成分除去のだめの簡単な高域通過フ
ィルタをコンデンサ等を用いて構成したものがあるが、
それだけでは感度、あるいは誤り率の劣化に対して、十
分な効果があるとは言えない。
以後の帯域制限回路部分に、低域周波数の制限回路がな
いため、複数局からほとんど等し３ ・＼ − い周波数の無線伝搬信号を同時に受信した場合、第２図
における信号ｉｏ、 ｎに生じる低周波ビート成分によ
る出力信号の波形歪のため、信号復号時の誤り率が劣化
する。また、局部発振回路３に生じるｌ／ｆノイズによ
り感度が劣化する、という課題を有していた。これまで
にもダイレクトコンバージョン方式受信機には、直交ミ
キサのすぐ後に直流成分除去のだめの簡単な高域通過フ
ィルタをコンデンサ等を用いて構成したものがあるが、
それだけでは感度、あるいは誤り率の劣化に対して、十
分な効果があるとは言えない。
本発明は上記課題を解決するもので、フィルタ部におい
て、データ帯域の制限をすると同時に、多数信号を同時
に受信する場合、復調信号に含まれる低域周波数帯のビ
ート成分と、ｌ／ｆノイズの低減により、誤り率と感度
の向上を図る事を目的としたものである。
て、データ帯域の制限をすると同時に、多数信号を同時
に受信する場合、復調信号に含まれる低域周波数帯のビ
ート成分と、ｌ／ｆノイズの低減により、誤り率と感度
の向上を図る事を目的としたものである。
課題を解決するだめの手段
上記目的を達成するだめの、本発明の技術的解決手段は
、無線伝搬信号をベースバンド信号に変換する、直交ミ
キサのすぐ後に２次以」二の高域通過フィルタを設け、
その後に帯域制限用の低域通過フィルタを設けたもので
ある。また、この高域通過フィルタの遮断周波数は信号
伝送ビットレートの２分の１以下とする。
、無線伝搬信号をベースバンド信号に変換する、直交ミ
キサのすぐ後に２次以」二の高域通過フィルタを設け、
その後に帯域制限用の低域通過フィルタを設けたもので
ある。また、この高域通過フィルタの遮断周波数は信号
伝送ビットレートの２分の１以下とする。
作用
本発明は上記構成のように、フィルタ段の初段において
２次以上の高域通過フィルタを用い、またその遮断周波
数を信号伝送ビットレートの２分の１以下にすることに
よって、データ帯域の制限をすると同時に、多数波を同
時に受信するときに生じる低周波ビート成分の削減並び
に、低域周波数帯において問題となる］、／ｆノイズの
削減を、必要とする受信帯域幅を狭める事なく行ない、
アクティブ素子により構成された低域通過フィルタより
前の段で、あらかじめ誤り率並びに感度の劣化要因を少
なくするものである。
２次以上の高域通過フィルタを用い、またその遮断周波
数を信号伝送ビットレートの２分の１以下にすることに
よって、データ帯域の制限をすると同時に、多数波を同
時に受信するときに生じる低周波ビート成分の削減並び
に、低域周波数帯において問題となる］、／ｆノイズの
削減を、必要とする受信帯域幅を狭める事なく行ない、
アクティブ素子により構成された低域通過フィルタより
前の段で、あらかじめ誤り率並びに感度の劣化要因を少
なくするものである。
実施例
以下、第１図を参照しながら本発明の実施例について説
明する。第１図は、本発明によるＦ Ｓ Ｋダイレクト
コンバージョン方式受信機の復調部の一実施例である。
明する。第１図は、本発明によるＦ Ｓ Ｋダイレクト
コンバージョン方式受信機の復調部の一実施例である。
第１図において、アンテナから受信した無線伝搬信号は
、２個のミキサ回路１，２に供給される。
、２個のミキサ回路１，２に供給される。
局部発振器３からの発振出力信号は９０度移相器４を通
し、ミキサ回路１に供給される一方、ミキサ回路２に直
接供給される。ミキサ回路１および２により、互いに位
相が直交する、ベースバンドに周波数変換された信号は
、それぞれ２次の高域通過フィルタ回路２３と２４に供
給され、次にゲインを持つ低域通過フィルタ２５．２６
、ゲインロスのある低域通過フィルタ２７．２８に供給
される。フィルタ回路により帯域制限された信号２０．
２１はそれぞれ制限増幅器段７，８に供給される。制限
増幅器段７．８の出力はそれぞれディジタル復号回路９
に供給され、復号した信号２２を得る。
し、ミキサ回路１に供給される一方、ミキサ回路２に直
接供給される。ミキサ回路１および２により、互いに位
相が直交する、ベースバンドに周波数変換された信号は
、それぞれ２次の高域通過フィルタ回路２３と２４に供
給され、次にゲインを持つ低域通過フィルタ２５．２６
、ゲインロスのある低域通過フィルタ２７．２８に供給
される。フィルタ回路により帯域制限された信号２０．
２１はそれぞれ制限増幅器段７，８に供給される。制限
増幅器段７．８の出力はそれぞれディジタル復号回路９
に供給され、復号した信号２２を得る。
以上のような構成において、以下にその動作を説明する
。まず、複数局からの同時受信を考慮したとき、各局の
送信周波数の微少なずれにより、受信信号にビート成分
を生じ、ミキサ回路１，２６ べ−・ から出力されるベースバンド信号に、波形歪を発生させ
る。ダイレフトコ−バージョン受信方式では、受信波を
直接ベースバンドに周波数変換するため、このビート成
分の影響を受けやすい。このビート成分を、２次以上の
高域通過フィルタ２３゜２４により除去する。
。まず、複数局からの同時受信を考慮したとき、各局の
送信周波数の微少なずれにより、受信信号にビート成分
を生じ、ミキサ回路１，２６ べ−・ から出力されるベースバンド信号に、波形歪を発生させ
る。ダイレフトコ−バージョン受信方式では、受信波を
直接ベースバンドに周波数変換するため、このビート成
分の影響を受けやすい。このビート成分を、２次以上の
高域通過フィルタ２３゜２４により除去する。
ここで、高域通過フィルタを２次以上とするのは、コン
デンサなどで構成された簡単な高域通過フィルタに比べ
、遮断域での減衰量を多くとれるので、帯域制限された
信号２０．２１における、ビート成分や、ｌ／ｆノイズ
の削減に、大きな効果があるからである。また、遮断周
波数特性も急峻になるので、遮断周波数を低くとれる事
から、局部発振器の周波数変動に対する、受信特性の確
保可能な受信帯域幅が広くとれる。
デンサなどで構成された簡単な高域通過フィルタに比べ
、遮断域での減衰量を多くとれるので、帯域制限された
信号２０．２１における、ビート成分や、ｌ／ｆノイズ
の削減に、大きな効果があるからである。また、遮断周
波数特性も急峻になるので、遮断周波数を低くとれる事
から、局部発振器の周波数変動に対する、受信特性の確
保可能な受信帯域幅が広くとれる。
この高域通過フィルタ２３．２４の遮断周波数は、ビー
ト成分や、ｌ／ｆノイズの削減のためには、高い方が望
ましい。しかし、先に述べたように、受信局部発振の周
波数ずれを考慮した場合、遮断周波数をあまり高くする
と、受信帯域幅が狭くな７ ・＼−一 り、ベースバンド信号波形の低域成分の歪が多くなる。
ト成分や、ｌ／ｆノイズの削減のためには、高い方が望
ましい。しかし、先に述べたように、受信局部発振の周
波数ずれを考慮した場合、遮断周波数をあまり高くする
と、受信帯域幅が狭くな７ ・＼−一 り、ベースバンド信号波形の低域成分の歪が多くなる。
ＦＳＸ信号伝送ではマーク、スペース各周波数の両側に
、伝達信号ビットレートの２分の１の周波数幅が必要で
ある。遮断周波数が信号伝送ビットレート０２分の１以
下であれば、必要以上に受信帯域を狭める事なく、ビー
ト成分や、１／ｆノイズを削減する効果が大きい特性を
得ることができる。
、伝達信号ビットレートの２分の１の周波数幅が必要で
ある。遮断周波数が信号伝送ビットレート０２分の１以
下であれば、必要以上に受信帯域を狭める事なく、ビー
ト成分や、１／ｆノイズを削減する効果が大きい特性を
得ることができる。
しかも、高域通過フィルタ２３．２４を、利得を持った
低域通過フィルタ２５．２６の前に設置し、信号増幅段
の前で、それらのビート成分やノイズ成分を除去してお
くことにより、波形歪が少なくなり、感度、誤り率の劣
化が少なくなる。
低域通過フィルタ２５．２６の前に設置し、信号増幅段
の前で、それらのビート成分やノイズ成分を除去してお
くことにより、波形歪が少なくなり、感度、誤り率の劣
化が少なくなる。
以上の説明から明らかなように本実施例によれば、ＦＳ
Ｋ信号の復調に必要な受信帯域を確保しながら、２波以
上の変調波を同時に受信した場合生じる、ビート成分や
ｌ／ｆノイズを軽減し、復号の感度、誤り率の劣化が少
な（なる。
Ｋ信号の復調に必要な受信帯域を確保しながら、２波以
上の変調波を同時に受信した場合生じる、ビート成分や
ｌ／ｆノイズを軽減し、復号の感度、誤り率の劣化が少
な（なる。
発明の効果
以上のように本発明は、ダイレクトコンバージョン方式
の受信過程において、無線伝搬信号をベースバンド信号
に変換する直交ミキサのすぐ後に、遮断域の減衰量を多
くとると同時に遮断周波数を低くとるために、２次以上
の高域通過フィルタを設けることにより、復調波に生じ
るビート成分や１／ｆノイズに起因する、感度や誤り率
の劣化を軽減するとともに、受信帯域幅の周波数余裕を
大きくとることができる。また、遮断周波数を信号伝送
帯ビットレートの２分の１以下にすることにより、受信
帯域幅を必要以上に狭める事なく、以上の効果を得られ
る。これらの働きによる受信性能の向上に対する効果は
大きい。
の受信過程において、無線伝搬信号をベースバンド信号
に変換する直交ミキサのすぐ後に、遮断域の減衰量を多
くとると同時に遮断周波数を低くとるために、２次以上
の高域通過フィルタを設けることにより、復調波に生じ
るビート成分や１／ｆノイズに起因する、感度や誤り率
の劣化を軽減するとともに、受信帯域幅の周波数余裕を
大きくとることができる。また、遮断周波数を信号伝送
帯ビットレートの２分の１以下にすることにより、受信
帯域幅を必要以上に狭める事なく、以上の効果を得られ
る。これらの働きによる受信性能の向上に対する効果は
大きい。
第１図は本発明の一実施例におけるダイレクトコンバー
ジョン方式受信機のブロック結線図、第２図は従来の一
般的なダイレクトコンバージョン方式受信機のブロック
結線図である。 １．２・・・ミキサ、３・・・局部発振器、４・・・９
０度位相器、５，６・・・低域通過フィルタ、２２・・
復号出力、２３、２４・・・２次の高域通過フィルタ、
２５．２６．２７゜２８・・・低域通過フィルタ。 ９ ′・ −
ジョン方式受信機のブロック結線図、第２図は従来の一
般的なダイレクトコンバージョン方式受信機のブロック
結線図である。 １．２・・・ミキサ、３・・・局部発振器、４・・・９
０度位相器、５，６・・・低域通過フィルタ、２２・・
復号出力、２３、２４・・・２次の高域通過フィルタ、
２５．２６．２７゜２８・・・低域通過フィルタ。 ９ ′・ −
Claims (2)
- （１）無線伝搬信号をベースバンド信号に変換する直交
混合器と低域通過フィルタとの間に、２次以上の高域通
過フィルタを有することを特徴とするダイレクトコンバ
ージョン方式受信機。 - （２）２次以上の高域通過フィルタの遮断周波数が、信
号伝送ビットレートの２分の１以下であることを特徴と
する請求項１記載のダイレクトコンバージョン方式受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19940590A JPH0484544A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | ダイレクトコンバージョン方式受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19940590A JPH0484544A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | ダイレクトコンバージョン方式受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0484544A true JPH0484544A (ja) | 1992-03-17 |
Family
ID=16407250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19940590A Pending JPH0484544A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | ダイレクトコンバージョン方式受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0484544A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04310037A (ja) * | 1991-04-09 | 1992-11-02 | Nec Corp | Ｆｓｋ受信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258948A (ja) * | 1988-08-24 | 1990-02-28 | Fujitsu Ltd | 零１ｆ受信機 |
-
1990
- 1990-07-27 JP JP19940590A patent/JPH0484544A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258948A (ja) * | 1988-08-24 | 1990-02-28 | Fujitsu Ltd | 零１ｆ受信機 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04310037A (ja) * | 1991-04-09 | 1992-11-02 | Nec Corp | Ｆｓｋ受信機 |
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