JPS61270927A - 角度変調信号受信装置 - Google Patents
角度変調信号受信装置Info
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- JPS61270927A JPS61270927A JP11223985A JP11223985A JPS61270927A JP S61270927 A JPS61270927 A JP S61270927A JP 11223985 A JP11223985 A JP 11223985A JP 11223985 A JP11223985 A JP 11223985A JP S61270927 A JPS61270927 A JP S61270927A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、移動通信において占有帯域幅の異なる角度変
調波を異なる通過帯域のＩ Ｆフィルタを備えることな
く単一のフィルタ系にて受信することができる受信機構
成法に関するもので東 ヱ 〔従来の技術〕 移動通信では、複数のシステムが同一の周波数帯を用い
て、占有帯域幅は異なるものの、同じ角度変調方式を使
用する場合がある。
調波を異なる通過帯域のＩ Ｆフィルタを備えることな
く単一のフィルタ系にて受信することができる受信機構
成法に関するもので東 ヱ 〔従来の技術〕 移動通信では、複数のシステムが同一の周波数帯を用い
て、占有帯域幅は異なるものの、同じ角度変調方式を使
用する場合がある。
この場合、移動機が異なるシステムのいずれにもアクセ
スできるためには、異なる受信機を用意するか、または
同一の受信機で受信するために各変調波に適した二つの
ＩＦフィルタを備えて、切り替えて使用せざるを得なか
った。
スできるためには、異なる受信機を用意するか、または
同一の受信機で受信するために各変調波に適した二つの
ＩＦフィルタを備えて、切り替えて使用せざるを得なか
った。
１＠１図は、従来の移動通信用受信装置の一例のブロッ
ク図であって、二つのＩＦフィルタにより異なる２種の
角度変調波を受信する構成の場合を示している。
ク図であって、二つのＩＦフィルタにより異なる２種の
角度変調波を受信する構成の場合を示している。
第１図において受信入力ｙＩｉ１に入力した信号はイメ
ージ除去用バンドパスフィルタ２を通り第１局発３とｐ
ｌＩｉ１ミクサ４において混合され、第１ＩＦフイルタ
５の中心ｍ波数に変換される。
ージ除去用バンドパスフィルタ２を通り第１局発３とｐ
ｌＩｉ１ミクサ４において混合され、第１ＩＦフイルタ
５の中心ｍ波数に変換される。
この出力は第２局発６と第２ミクサ７で混合されＩＦ増
幅器８でインピーダンス整合された第２ＩＦフイルタ
（９あるいは１０）の中心周波数に変換される。ここで
増幅が容易に行なえる周波数になった信号は、占有帯域
幅の違いによって広帯域用フィルタ９あるいは狭帯域用
フィルタ１０のいずれかがスイッチ１１で選ばれリミッ
タ１２で振幅変１ｉｌＪ成分を除去され、ディスクリミ
ネータ１３で検波されたのちに検波出力端子１４に復調
信号として出力される。
幅器８でインピーダンス整合された第２ＩＦフイルタ
（９あるいは１０）の中心周波数に変換される。ここで
増幅が容易に行なえる周波数になった信号は、占有帯域
幅の違いによって広帯域用フィルタ９あるいは狭帯域用
フィルタ１０のいずれかがスイッチ１１で選ばれリミッ
タ１２で振幅変１ｉｌＪ成分を除去され、ディスクリミ
ネータ１３で検波されたのちに検波出力端子１４に復調
信号として出力される。
このような構成の受信装置においては、異なる占有帯域
幅を持つ角度変調波を１台の受信機で受信するためには
通過帯域幅を決定するＩＦフィルタをスイッチ１１によ
って切り替える必要がありた。
幅を持つ角度変調波を１台の受信機で受信するためには
通過帯域幅を決定するＩＦフィルタをスイッチ１１によ
って切り替える必要がありた。
この理由は、第１に広い通過帯域を持つＩＰフィルタの
みで狭い占有帯域ρ角度変調波を受信しようとすると、
雑音帯域が広がって、復調Ｓ／Ｎが劣化し、また、狭い
占有帯域の角度変調波を用いるのはチャネル間隔を狭め
ることがその目的であるから、広い通過帯域をもつＩＦ
フィルタを用いて狭い単占有帯域の信号を受信すると、
隣接チャネルの信号が希望チャネルに漏洩し大きな妨害
となるからであり、第２に従来から用いられて外だ第２
図に示すような振幅平坦型で狭い通過帯域をもつＩＦフ
ィルタのみで広い占有帯域を持つ角度変調波を受信しよ
うとすると、遅延歪によって復調信号の歪率が大幅に劣
化するからである。
みで狭い占有帯域ρ角度変調波を受信しようとすると、
雑音帯域が広がって、復調Ｓ／Ｎが劣化し、また、狭い
占有帯域の角度変調波を用いるのはチャネル間隔を狭め
ることがその目的であるから、広い通過帯域をもつＩＦ
フィルタを用いて狭い単占有帯域の信号を受信すると、
隣接チャネルの信号が希望チャネルに漏洩し大きな妨害
となるからであり、第２に従来から用いられて外だ第２
図に示すような振幅平坦型で狭い通過帯域をもつＩＦフ
ィルタのみで広い占有帯域を持つ角度変調波を受信しよ
うとすると、遅延歪によって復調信号の歪率が大幅に劣
化するからである。
後者について更に説明すると、例えば、広い占有帯域幅
をもつ角度変調波として１ｋＨｚのトーンで３．５
ｋＨｚの周波数偏移をもつ信号（これは通常、１６ｋＨ
ｚの帯域幅をもつＩＦフィルタによって受信できる）を
８ ｋＨｚの帯域幅のＩＦフィルタで受信した場合の
復調歪率は第３図に示す用になる。
をもつ角度変調波として１ｋＨｚのトーンで３．５
ｋＨｚの周波数偏移をもつ信号（これは通常、１６ｋＨ
ｚの帯域幅をもつＩＦフィルタによって受信できる）を
８ ｋＨｚの帯域幅のＩＦフィルタで受信した場合の
復調歪率は第３図に示す用になる。
一方、移動通信においでは、機器の小型、軽量、安価で
あることが要求されるので、高安定度の局部発振器を実
現するのは容易ではない。
あることが要求されるので、高安定度の局部発振器を実
現するのは容易ではない。
局部発振器の安定度は、シンセサイザ方式の高精度のも
ので１．５ｐｐｍ、通常は３ ｒｌｐｆｆｌ程度である
。これは、例えば、中心周波数９００ＭＨｚ帯でそれぞ
れ±１．３５ｋＨｚ、±２．７ｋＨｚ程度送信搬送波が
ドリフトすることを意味する。
ので１．５ｐｐｍ、通常は３ ｒｌｐｆｆｌ程度である
。これは、例えば、中心周波数９００ＭＨｚ帯でそれぞ
れ±１．３５ｋＨｚ、±２．７ｋＨｚ程度送信搬送波が
ドリフトすることを意味する。
移動通信機の歪率規格は一２５ｄＢが標準であるが、第
３図より一２５ｄＢの歪率Ｃを満足する許容搬送波ドリ
フト量はり、Ｅで示すように＋１．１ ｋＨｚおよＶ
−０，８ｋＨｚ となる。
３図より一２５ｄＢの歪率Ｃを満足する許容搬送波ドリ
フト量はり、Ｅで示すように＋１．１ ｋＨｚおよＶ
−０，８ｋＨｚ となる。
ここに用いたＩＦフィルタは第２図に示すような従来か
ら用いられてきた振幅平坦型のＩＦフィルタで振幅特性
Ａは通過帯域で平坦、遅延特性Ｂは鋭いピークを持って
いる。このようなフィルタは本来の使いかたである狭い
占有帯域をもつ角度変調波は受信することができるが、
第３図に示すように広い占有帯域を持つ信号を規定の歪
率以下で受信しようとすると、高い安定度の局部発振器
が必要となる。
ら用いられてきた振幅平坦型のＩＦフィルタで振幅特性
Ａは通過帯域で平坦、遅延特性Ｂは鋭いピークを持って
いる。このようなフィルタは本来の使いかたである狭い
占有帯域をもつ角度変調波は受信することができるが、
第３図に示すように広い占有帯域を持つ信号を規定の歪
率以下で受信しようとすると、高い安定度の局部発振器
が必要となる。
従来の方式においては、以上述べた理由により、１台の
受信機で広い占有帯域幅と狭い占有帯域幅の角度変調波
を受信するためにはそれぞれの変調波に適したＩＦフィ
ルタが必要であっ／ 九ハ入、Ｊ＋ 詩飢２品層鼎ｔ１
イ款嬰色膿岳する場合、ＩＦ帯のスイッチが必要となる
からＩＦ整合回路が複雑となり調整が容易でなくなると
いう欠点を生じ、また、フィルタを２種類設けなければ
ならないから、形状が大型化し高価格となるという欠点
があった。
受信機で広い占有帯域幅と狭い占有帯域幅の角度変調波
を受信するためにはそれぞれの変調波に適したＩＦフィ
ルタが必要であっ／ 九ハ入、Ｊ＋ 詩飢２品層鼎ｔ１
イ款嬰色膿岳する場合、ＩＦ帯のスイッチが必要となる
からＩＦ整合回路が複雑となり調整が容易でなくなると
いう欠点を生じ、また、フィルタを２種類設けなければ
ならないから、形状が大型化し高価格となるという欠点
があった。
本発明は、このような従来の欠点を解決するために、振
幅平坦型のＩＦフィルタを用いてスイッチを切り替える
ことにより、異なる占有帯域幅の角度変調波を受信する
のではなく、１個のＩＦフィルタのみを用いて切り替え
スイッチを用いることなく、異なった占有帯域幅の角度
変調波を受信できる受信機を提供することを目的として
いる。
幅平坦型のＩＦフィルタを用いてスイッチを切り替える
ことにより、異なる占有帯域幅の角度変調波を受信する
のではなく、１個のＩＦフィルタのみを用いて切り替え
スイッチを用いることなく、異なった占有帯域幅の角度
変調波を受信できる受信機を提供することを目的として
いる。
そして、上記目的は、本発明によれば特許請求の範囲に
記載の手段により達成される。すなわち、本発明は、角
度変調波の復調歪率は通過帯域内の遅延特性を改善する
ことにより大幅に低減できること、および角度変調波は
通過帯域内で若干の振幅制限を受けても復調される信号
のレベルに大きな変化がないことに着目し、異なる占有
帯域幅を持つ２種類の角度変調波をＩＦフィルタを切り
替えることなく復調することを最も天外な特徴としてい
る。
記載の手段により達成される。すなわち、本発明は、角
度変調波の復調歪率は通過帯域内の遅延特性を改善する
ことにより大幅に低減できること、および角度変調波は
通過帯域内で若干の振幅制限を受けても復調される信号
のレベルに大きな変化がないことに着目し、異なる占有
帯域幅を持つ２種類の角度変調波をＩＦフィルタを切り
替えることなく復調することを最も天外な特徴としてい
る。
以下、本発明と従来の技術との差異を説明する。
先に述べたように、従来の受信機では異なる占有帯域幅
の角度変調波を、それぞれ歪な（伝送し得る通過帯域幅
をもつ異なるＩＦフィルタを用いて受信していた。従つ
て、第１に、隣接チャネルからの干渉を除去するために
それぞれ最適なＩＦフィルタの振幅特性を設定できると
共に、第２に、異なる占有帯域の角度変調波と等しい通
過帯域をもつ複数のＩＦフィルタを持つために、ＩＦフ
ィルタに起因する復調信号レベルの低下を生ずることが
なく、歪率も良好であった。すなわち、現信号に忠実な
信号伝送を行なうことができた。
の角度変調波を、それぞれ歪な（伝送し得る通過帯域幅
をもつ異なるＩＦフィルタを用いて受信していた。従つ
て、第１に、隣接チャネルからの干渉を除去するために
それぞれ最適なＩＦフィルタの振幅特性を設定できると
共に、第２に、異なる占有帯域の角度変調波と等しい通
過帯域をもつ複数のＩＦフィルタを持つために、ＩＦフ
ィルタに起因する復調信号レベルの低下を生ずることが
なく、歪率も良好であった。すなわち、現信号に忠実な
信号伝送を行なうことができた。
本発明は、上記２点を狭い通過帯域をもつ工Ｆフィルタ
を用いて、広い占有帯域幅および狭い占有帯域幅のいず
れについても満足させることのできる新しい技術である
。
を用いて、広い占有帯域幅および狭い占有帯域幅のいず
れについても満足させることのできる新しい技術である
。
上記！＠１の条件を実現するには、本受信機に用いるＩ
Ｆフィルタの帯域外振幅特性を、狭い占有帯域を持つ（
従ってチャネル間隔は狭い）角度変調波の隣接チャネル
妨害波に十分耐えるように設計する。このようにすると
広い帯域の角度変調波の妨害に対しては問題のない耐力
を有するのは自明である。
Ｆフィルタの帯域外振幅特性を、狭い占有帯域を持つ（
従ってチャネル間隔は狭い）角度変調波の隣接チャネル
妨害波に十分耐えるように設計する。このようにすると
広い帯域の角度変調波の妨害に対しては問題のない耐力
を有するのは自明である。
また、上記第２の条件を実現するためには、ＩＦフィル
タの通過帯域内の振幅特性として狭い占有帯域を通過さ
せることのできる通過帯域幅をもち、かつ遅延特性が平
坦となるように設計する。
タの通過帯域内の振幅特性として狭い占有帯域を通過さ
せることのできる通過帯域幅をもち、かつ遅延特性が平
坦となるように設計する。
これによって広い占有帯域を持つ角度変調波が受信でき
る理由は後述する。
る理由は後述する。
本発明は、このように設計された遅延平坦型フィルタを
用いて、異なる占有帯域幅の角度変調波を１つのＩＦフ
ィルタで受信する点において、従来の受信機とは異なる
ものである。
用いて、異なる占有帯域幅の角度変調波を１つのＩＦフ
ィルタで受信する点において、従来の受信機とは異なる
ものである。
第４図は、本発明の１＊施例を示すブロック図であって
、１〜８およ１１２〜１４は第１図と同様である。なお
、この構成はダブルス−パーヘテロゲイン形式であるが
、シングルスーパーヘテログイン方式でも構成は可能で
ある。第４図において、１５は広い占有帯域幅および狭
い占有帯域幅のいずれの角度変調波も伝送し得る通過帯
域内の遅延特性が平坦化された遅延平坦型ＩＦフィルタ
である。通過帯域の制限は主に第２ＩＦフイルタ１５に
よって行なわれる。
、１〜８およ１１２〜１４は第１図と同様である。なお
、この構成はダブルス−パーヘテロゲイン形式であるが
、シングルスーパーヘテログイン方式でも構成は可能で
ある。第４図において、１５は広い占有帯域幅および狭
い占有帯域幅のいずれの角度変調波も伝送し得る通過帯
域内の遅延特性が平坦化された遅延平坦型ＩＦフィルタ
である。通過帯域の制限は主に第２ＩＦフイルタ１５に
よって行なわれる。
２および５のバンドパスフィルタは、１５に比べて十分
通過帯域が広いのでここでは考慮する必要はない。
通過帯域が広いのでここでは考慮する必要はない。
第５図は、第４図の遅延平坦型ＩＦフィルタ１５の振幅
、および遅延特性の例を示す図で、通過帯域幅が８ｋＨ
ｚの遅延平坦型フィルタの場合を示している。
、および遅延特性の例を示す図で、通過帯域幅が８ｋＨ
ｚの遅延平坦型フィルタの場合を示している。
このフィルタは振幅低下６ｄＢ以内を与えるｉａ数範囲
は±４ｋＨｚ以上また±ｌｉ、５ｋＨｚでは少なくとも
６０ｄＢの減衰量である。また、±４ｋＨｚ４ｋＨｚ延
特性偏差は３０μｓ以下であり、通過帯域幅をＢＨｚと
すると遅延偏差は１／（４Ｂ）秒以下と一般化できる。
は±４ｋＨｚ以上また±ｌｉ、５ｋＨｚでは少なくとも
６０ｄＢの減衰量である。また、±４ｋＨｚ４ｋＨｚ延
特性偏差は３０μｓ以下であり、通過帯域幅をＢＨｚと
すると遅延偏差は１／（４Ｂ）秒以下と一般化できる。
例に示したこのフィルタは、広い占有帯域幅の角度変調
波として、その周波数偏移が最大５ｋＨｚ、標準３．５
ｋＨｚおよび狭い占有帯域幅の角度変調波として、その
周波数偏移が最大２゜５ｋＨｚ、［準１．７５ｋＨｚと
するいずれの角度変調波も受信することを目的に設計し
である。
波として、その周波数偏移が最大５ｋＨｚ、標準３．５
ｋＨｚおよび狭い占有帯域幅の角度変調波として、その
周波数偏移が最大２゜５ｋＨｚ、［準１．７５ｋＨｚと
するいずれの角度変調波も受信することを目的に設計し
である。
以下、この構成で異なる占有帯域幅を持つ角度変調信号
を受信できる理由を述べる。
を受信できる理由を述べる。
まず、角度変調方式において広い占有帯域幅の信号を狭
い通過帯域幅をもつＩＦフィルタで受信しても復調信号
のレベル低下が少ないのは、第１に搬送波および数次の
側帯波を通過させれば復調信号のレベル低下は少なく、
振幅変調方式のように全ての側帯波を通過させないと復
調信号の高域特性が大幅に劣化する点と大きく異なる。
い通過帯域幅をもつＩＦフィルタで受信しても復調信号
のレベル低下が少ないのは、第１に搬送波および数次の
側帯波を通過させれば復調信号のレベル低下は少なく、
振幅変調方式のように全ての側帯波を通過させないと復
調信号の高域特性が大幅に劣化する点と大きく異なる。
また第２に遅延平坦型のＩＦフィルタでは第５図に示す
ように通過帯域内から通過帯域外にかけての振幅特性の
変化が、同じ通過帯域幅を持つ振幅平坦型の振幅特性に
くらべてゆるやかである。
ように通過帯域内から通過帯域外にかけての振幅特性の
変化が、同じ通過帯域幅を持つ振幅平坦型の振幅特性に
くらべてゆるやかである。
従って、遅延平坦型のＩＦフィルタで広い占有帯域幅の
角度変調波を伝送させても、各高次側帯波の受ける減衰
は、同じ通過帯域幅をもつ振幅平坦型のＩＦフィルタに
比べて少なくなり、結果として復調信号は忠実に再現で
きる。
角度変調波を伝送させても、各高次側帯波の受ける減衰
は、同じ通過帯域幅をもつ振幅平坦型のＩＦフィルタに
比べて少なくなり、結果として復調信号は忠実に再現で
きる。
以上の事実を１６図に示す。第６図は第５図の特性を有
するＩＦフィルタな第４図に示す構成の受信機に実装し
、広い占有帯域幅を有す、る角度変調波としてその周波
数偏移が３．５ ｋＨｚの信号および狭い占有帯域幅
を有する角度変調波としてその周波数偏移が１．７５ｋ
Ｈｚの信号を伝送させた場合の復調出力レベル偏差を示
している− 図中、前者をＦ、後者をＧとして示している。
するＩＦフィルタな第４図に示す構成の受信機に実装し
、広い占有帯域幅を有す、る角度変調波としてその周波
数偏移が３．５ ｋＨｚの信号および狭い占有帯域幅
を有する角度変調波としてその周波数偏移が１．７５ｋ
Ｈｚの信号を伝送させた場合の復調出力レベル偏差を示
している− 図中、前者をＦ、後者をＧとして示している。
これかられかるように、いずれの角度変調波においても
大きなレベル劣化は生じない。
大きなレベル劣化は生じない。
次に歪率であるが、角度変調信号の復調歪の主な歪の成
分である第２高調波歪は次式で表わすことができる。（
出典、Ｆ Ｍ無越工学、日刊工業新聞社 Ｐ５２９） ・ （Ｊ ｎ−２＋ Ｊ ｎ＋ｚ）（ψｎｐ＋ ’ｌ’
−ｎｐ）ｌｓｉｎｐｔ ）但し鐙：変調指数、Ｊｎ（＋
）：ｎ次ベッセル関数、Ｇｎｐ：ＩＦフィルタの振幅偏
差、’Ｐｎｐ：ＩＦフィルタのフィルタの位相偏差、
Ｐ ：変調角周波数 Ｊ ｎ＋ｚ（ｍｌ） ） （Ｇｎｐ−Ｇ−ｎｐ） ｌ
ｃｏｓｐｔは振幅歪で（’Ｐｎｐ ＋Ｌ−ｎｐ）Ｊ ｓ
ｉｎ ｐｔは位相歪である。
分である第２高調波歪は次式で表わすことができる。（
出典、Ｆ Ｍ無越工学、日刊工業新聞社 Ｐ５２９） ・ （Ｊ ｎ−２＋ Ｊ ｎ＋ｚ）（ψｎｐ＋ ’ｌ’
−ｎｐ）ｌｓｉｎｐｔ ）但し鐙：変調指数、Ｊｎ（＋
）：ｎ次ベッセル関数、Ｇｎｐ：ＩＦフィルタの振幅偏
差、’Ｐｎｐ：ＩＦフィルタのフィルタの位相偏差、
Ｐ ：変調角周波数 Ｊ ｎ＋ｚ（ｍｌ） ） （Ｇｎｐ−Ｇ−ｎｐ） ｌ
ｃｏｓｐｔは振幅歪で（’Ｐｎｐ ＋Ｌ−ｎｐ）Ｊ ｓ
ｉｎ ｐｔは位相歪である。
また、この式よりＩＦフィルタの振幅偏差が中心周波数
に対して対称であれば、ＩＦフィルタの振幅特性に起因
する歪（振幅歪）は（Ｇ ｎｐ−Ｇ−ｎｐ）が０となる
ことにより発生しない。
に対して対称であれば、ＩＦフィルタの振幅特性に起因
する歪（振幅歪）は（Ｇ ｎｐ−Ｇ−ｎｐ）が０となる
ことにより発生しない。
一方フィルタの位相特性から生じる位相歪は、直線位相
からのずれが加算され（’Ｐ ｎｐ＋？−ｎｐ）となる
ので、位相歪を低減するにはＩＦフィルタの位相偏差を
直線化する必要があり、このことは位相を周波数で微分
した量である遅延を極力平坦化することに等しい。
からのずれが加算され（’Ｐ ｎｐ＋？−ｎｐ）となる
ので、位相歪を低減するにはＩＦフィルタの位相偏差を
直線化する必要があり、このことは位相を周波数で微分
した量である遅延を極力平坦化することに等しい。
なお位相歪と遅延歪とは同じ物理量を表わす。
従って角度変調波を伝送させるには遅延特性を平坦化す
ることが重要であることがわかる。
ることが重要であることがわかる。
＃＄７図は１例として前記の異なる占有帯域幅をもつ角
度変調波のうち、広い帯域の信号として周波数偏移が３
．５ｋＨ２の信号の歪率Ｈおよび狭い帯域の信号として
周波数偏移が１．７５ｋＨｚの信号の歪率工を示してい
る。これよりわかるように、広い占有帯域の信号に対し
てもＪで示す歪率−２５ｄＢで比較すると、許容搬送波
ドリフトは±３ｋＨｚ以上と第２図に比べて大幅に向上
している。従って遅延平坦型のＩＦフィルタを用いるこ
とにより異なる占有帯域幅をＪ ＆ −−
ｖｌｒｒｍＡｔｈ Ｊ Ｔ Ｉ’ｍ ＋
、 ＋ｌ ｊｙ ナー ｈｎ ｎ 谷
４ ｖ ｗとなしに受信することができるよう
になった。
度変調波のうち、広い帯域の信号として周波数偏移が３
．５ｋＨ２の信号の歪率Ｈおよび狭い帯域の信号として
周波数偏移が１．７５ｋＨｚの信号の歪率工を示してい
る。これよりわかるように、広い占有帯域の信号に対し
てもＪで示す歪率−２５ｄＢで比較すると、許容搬送波
ドリフトは±３ｋＨｚ以上と第２図に比べて大幅に向上
している。従って遅延平坦型のＩＦフィルタを用いるこ
とにより異なる占有帯域幅をＪ ＆ −−
ｖｌｒｒｍＡｔｈ Ｊ Ｔ Ｉ’ｍ ＋
、 ＋ｌ ｊｙ ナー ｈｎ ｎ 谷
４ ｖ ｗとなしに受信することができるよう
になった。
第８１ＥＪは本発明の他の実施例を示すブロック図であ
って、第４図の１５．１２．１３．１４に相当する部分
のみを示し、でいる。１２．１３．１４の動作は第２図
と同様である。
って、第４図の１５．１２．１３．１４に相当する部分
のみを示し、でいる。１２．１３．１４の動作は第２図
と同様である。
第４図では第２７Ｆフイルタとして遅延平坦型ＩＦフィ
ルタ１５を用いた場合を示していたが、第８図に示す例
では、振幅平坦型ＩＦフイルク１６とそｉｔに遅延等化
器を縦続接続することによって等価的に遅延特性を平坦
化１．でいる。
ルタ１５を用いた場合を示していたが、第８図に示す例
では、振幅平坦型ＩＦフイルク１６とそｉｔに遅延等化
器を縦続接続することによって等価的に遅延特性を平坦
化１．でいる。
長！：唱平坦型ＴＦフィルタの振幅特性を第９図し、遅
延特性を同図Ｍで示す。このような遅延特性を平坦化す
るためには第１０図のＮで示すような第９図のＭと逆の
遅延特性をもつ遅延等化器を第８図の１６．１７で示す
ように接続すれば、その総合振幅特性は第１０図のＰの
ように平坦化できる。これは遅延等化器による振幅の減
衰はないのでその総合振幅特性が平坦となるものである
。従っ′にのような構成で第４図の第２ＩＦフイルタ１
５に用いた遅柾平凹型フィルタと同等の効果を期待する
ことができる。
延特性を同図Ｍで示す。このような遅延特性を平坦化す
るためには第１０図のＮで示すような第９図のＭと逆の
遅延特性をもつ遅延等化器を第８図の１６．１７で示す
ように接続すれば、その総合振幅特性は第１０図のＰの
ように平坦化できる。これは遅延等化器による振幅の減
衰はないのでその総合振幅特性が平坦となるものである
。従っ′にのような構成で第４図の第２ＩＦフイルタ１
５に用いた遅柾平凹型フィルタと同等の効果を期待する
ことができる。
以上説明したように、角度変調波を用いる移動通信用受
信機において、遅延平坦型Ｉ Ｆフィルタを用いるか、
振幅平坦型ＩＦフィルタに遅延等化器を縦続接続して、
ＩＦ帯の遅延特性を平坦化することによ１）ＩＦ伝送帯
域幅よりも大きな占有帯域幅を持つ角度変調波を受信す
ることが・できる。
信機において、遅延平坦型Ｉ Ｆフィルタを用いるか、
振幅平坦型ＩＦフィルタに遅延等化器を縦続接続して、
ＩＦ帯の遅延特性を平坦化することによ１）ＩＦ伝送帯
域幅よりも大きな占有帯域幅を持つ角度変調波を受信す
ることが・できる。
このことは、１個のＩＦフィルタを持つ受信機において
異なる通信システムの角度変調波を受信できる利点があ
る。例えば自動車電話方式では現在標準周波数偏移が３
．５ｋＨｚの角度変調波を用いでいるが、将来１．７５
ｋＨｚの角度変調波を用いる可能性もある。この場合、
狭い帯域（１，７５ｋＨｚの角度変調波）用に設計され
た遅延平坦型ＩＦフィルタを持つ受信機で広い帯域の角
度変調波も受信で外ることになる。
異なる通信システムの角度変調波を受信できる利点があ
る。例えば自動車電話方式では現在標準周波数偏移が３
．５ｋＨｚの角度変調波を用いでいるが、将来１．７５
ｋＨｚの角度変調波を用いる可能性もある。この場合、
狭い帯域（１，７５ｋＨｚの角度変調波）用に設計され
た遅延平坦型ＩＦフィルタを持つ受信機で広い帯域の角
度変調波も受信で外ることになる。
移動通信用機器には小型・軽量・安価が要求されるので
、異なる通信システムの受信を一つのＩＦフィルタで共
用できることは上記の点で大きな利点となる。
、異なる通信システムの受信を一つのＩＦフィルタで共
用できることは上記の点で大きな利点となる。
第１図は従来の移動通信用受信装置の一例のブロック図
、第２図は従来の狭い占有帯域幅の振幅平坦型ＩＦフィ
ルタの振幅−遅延特性を示す図、第３図は従来の狭い占
有帯域幅の振幅平坦型ＩＦフィルタを第２図の＠２ＩＦ
フィルタとして用いて広い占有帯域幅の角度変調波を受
信した場合の歪率、第４図は本発明の一実施例を示すブ
ロック図、第５図は遅延平坦型ＩＦフィルタの特性を示
す図、Ｍｌ？ｌは復調出力レベルの偏差を示す図、第７
図は本発明による場合の歪率の例を示す図、第８図は他
の実施例を示すブロック図、第９図は振幅平坦型ＩＦフ
ィルタの振幅−遅延特性を示す図、第１０図は遅延等化
器の遅延特性および等化された特性を示す図である。 １ ・・受信入力端、２ ・・イメージ除去用バンドパ
スフィルタ、３ ・・第１Ｍｌ、４・・ ＄１ミクサ、
５ ・・ 第１ＩＦフイルタ、６ ・・第２局発、７
・・第２ミクサ、 ８・・ ＩＦ増幅器、９．１０ ・
・第２ＩＦフイルタ、１１ ・・ スイッチ、１２ ・
・ リミ？り、１３ ・・ディスクリミネータ、 １４
・・検波出力端、１５ ・・遅延平坦型ＩＦフィルタ
、 １６ ・・振幅平坦型ＩＦフィルタ、１７ ・・遅
延等化器 代理人 弁理士 本 間 崇搬送濃ドリフ
トＣｋＨｚ〕 第３ 図 ａ立ｉ皮ＦＩ７７） ＣｋＨ１〕 第７図 １Ｆフスルタ 第 ａ 図 一周？Ｊ！Ｌ斂 察 ｑ 回 第１０ 図
、第２図は従来の狭い占有帯域幅の振幅平坦型ＩＦフィ
ルタの振幅−遅延特性を示す図、第３図は従来の狭い占
有帯域幅の振幅平坦型ＩＦフィルタを第２図の＠２ＩＦ
フィルタとして用いて広い占有帯域幅の角度変調波を受
信した場合の歪率、第４図は本発明の一実施例を示すブ
ロック図、第５図は遅延平坦型ＩＦフィルタの特性を示
す図、Ｍｌ？ｌは復調出力レベルの偏差を示す図、第７
図は本発明による場合の歪率の例を示す図、第８図は他
の実施例を示すブロック図、第９図は振幅平坦型ＩＦフ
ィルタの振幅−遅延特性を示す図、第１０図は遅延等化
器の遅延特性および等化された特性を示す図である。 １ ・・受信入力端、２ ・・イメージ除去用バンドパ
スフィルタ、３ ・・第１Ｍｌ、４・・ ＄１ミクサ、
５ ・・ 第１ＩＦフイルタ、６ ・・第２局発、７
・・第２ミクサ、 ８・・ ＩＦ増幅器、９．１０ ・
・第２ＩＦフイルタ、１１ ・・ スイッチ、１２ ・
・ リミ？り、１３ ・・ディスクリミネータ、 １４
・・検波出力端、１５ ・・遅延平坦型ＩＦフィルタ
、 １６ ・・振幅平坦型ＩＦフィルタ、１７ ・・遅
延等化器 代理人 弁理士 本 間 崇搬送濃ドリフ
トＣｋＨｚ〕 第３ 図 ａ立ｉ皮ＦＩ７７） ＣｋＨ１〕 第７図 １Ｆフスルタ 第 ａ 図 一周？Ｊ！Ｌ斂 察 ｑ 回 第１０ 図
Claims (2)
- （１）無線周波入力手段と、中間周波増幅手段と主帯域
制限手段と周波数検波手段とを有し、前記主帯域制限手
段は変調指数の異なる二種類の角度変調波に対して共通
に用いられることを特徴とする角度変調信号受信装置。 - （２）主帯域制限手段として通過帯域幅ＢＨｚ内で遅延
偏差が１／（４Ｂ）秒以下の中間周フィルタを用いる特
許請求の範囲第（１）項記載の角度変調信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11223985A JPS61270927A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 角度変調信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11223985A JPS61270927A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 角度変調信号受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61270927A true JPS61270927A (ja) | 1986-12-01 |
Family
ID=14581727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11223985A Pending JPS61270927A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 角度変調信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61270927A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11239072A (ja) * | 1998-02-20 | 1999-08-31 | Kokusai Electric Co Ltd | 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 |
| JP2017167785A (ja) * | 2016-03-16 | 2017-09-21 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 受信装置およびプログラム |
-
1985
- 1985-05-27 JP JP11223985A patent/JPS61270927A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11239072A (ja) * | 1998-02-20 | 1999-08-31 | Kokusai Electric Co Ltd | 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 |
| JP2017167785A (ja) * | 2016-03-16 | 2017-09-21 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 受信装置およびプログラム |
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