JPH11239072A - 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 - Google Patents
携帯電話中継増幅装置用振幅等化器Info
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- JPH11239072A JPH11239072A JP10054155A JP5415598A JPH11239072A JP H11239072 A JPH11239072 A JP H11239072A JP 10054155 A JP10054155 A JP 10054155A JP 5415598 A JP5415598 A JP 5415598A JP H11239072 A JPH11239072 A JP H11239072A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】携帯電話の中継増幅装置における占有周波数帯
域の選択特性の帯域内偏差を小さくし、かつ減衰傾度を
さらに急峻にする振幅等化器を提供する。 【解決手段】ＩＦフィルタに縦続接続する２端子対回路
網であって、入力端と出力端との間の直列回路としてＨ
ＰＦ部を設け、出力端とアースとの間に並列回路として
ＬＰＦ部を設ける。ＨＰＦ部の直列共振と並列共振によ
って、選択する帯域の上端部分の振幅偏差を等化し減衰
傾度を急峻にする。ＬＰＦ部の直列共振と並列共振によ
って、帯域の下端部分の振幅偏差を等化し減衰傾度を急
峻にする。
域の選択特性の帯域内偏差を小さくし、かつ減衰傾度を
さらに急峻にする振幅等化器を提供する。 【解決手段】ＩＦフィルタに縦続接続する２端子対回路
網であって、入力端と出力端との間の直列回路としてＨ
ＰＦ部を設け、出力端とアースとの間に並列回路として
ＬＰＦ部を設ける。ＨＰＦ部の直列共振と並列共振によ
って、選択する帯域の上端部分の振幅偏差を等化し減衰
傾度を急峻にする。ＬＰＦ部の直列共振と並列共振によ
って、帯域の下端部分の振幅偏差を等化し減衰傾度を急
峻にする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、振幅等化器に関
し、特に、携帯電話システムにおいて、屋内，地下街，
トンネル等の不感地対策として設置される中継増幅装置
等に用いる振幅等化器に関するものである。
し、特に、携帯電話システムにおいて、屋内，地下街，
トンネル等の不感地対策として設置される中継増幅装置
等に用いる振幅等化器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話システムでは、基地局から移動
局に対して送信する下り回線周波数帯域（基地送信帯
域）と、移動局から基地局に対して送信する上り回線周
波数帯域（移動送信帯域）が所定の間隔をおいて割り当
てられている。さらに、下り回線周波数帯域と上り回線
周波数帯域は、複数の運用システム毎に分割して割り当
てられているため、互いに異なる運用システムの割り当
て周波数帯域は互いに隣り合って配置されている。
局に対して送信する下り回線周波数帯域（基地送信帯
域）と、移動局から基地局に対して送信する上り回線周
波数帯域（移動送信帯域）が所定の間隔をおいて割り当
てられている。さらに、下り回線周波数帯域と上り回線
周波数帯域は、複数の運用システム毎に分割して割り当
てられているため、互いに異なる運用システムの割り当
て周波数帯域は互いに隣り合って配置されている。
【０００３】このようにして割り当てられた周波数帯域
信号を中継増幅する中継増幅装置は、上り回線信号と下
り回線信号の回り込みはもとより、異なる通信システム
間の干渉のないように構成しなければならない。
信号を中継増幅する中継増幅装置は、上り回線信号と下
り回線信号の回り込みはもとより、異なる通信システム
間の干渉のないように構成しなければならない。
【０００４】そこで、各運用システム毎に、中継増幅す
べき周波数帯域の帯域内偏差が小さく、減衰傾度が大き
く、かつ、遮断（カットオフ）周波数の切れ味のよいフ
ィルタを実現するために数々の工夫がなされている。要
求特性を満たすフィルタを、小形，安価に実現する１つ
の方法として、周波数の低いフィルタを用いる方法があ
る。例えば、８００ＭＨｚ帯の受信周波数を数１０ＭＨ
ｚ帯（中間周波（ＩＦ）という）に周波数下降変換し、
必要帯域を選択した後、再び元の無線周波数に上昇変換
して増幅して送信するＩＦ変換型中継増幅装置がある。
べき周波数帯域の帯域内偏差が小さく、減衰傾度が大き
く、かつ、遮断（カットオフ）周波数の切れ味のよいフ
ィルタを実現するために数々の工夫がなされている。要
求特性を満たすフィルタを、小形，安価に実現する１つ
の方法として、周波数の低いフィルタを用いる方法があ
る。例えば、８００ＭＨｚ帯の受信周波数を数１０ＭＨ
ｚ帯（中間周波（ＩＦ）という）に周波数下降変換し、
必要帯域を選択した後、再び元の無線周波数に上昇変換
して増幅して送信するＩＦ変換型中継増幅装置がある。
【０００５】図１５は従来のＩＦ変換型中継増幅装置の
主要ブロック図である。図において、１は基地局側アン
テナ、１２は移動局側アンテナである。基地局側から移
動局側への下り回線の中継増幅系として、２はＢａ−Ｄ
ＵＰ（基地局側デュープレクサ）、３は増幅器、４はＤ
−ＲＦＦＩＬ１（下り高周波バンドパスフィルタ）、５
はミキサ、６はＤ−ＩＦ−Ｆ（下りＩＦバンドパスフィ
ルタ）、７はミキサ、８は局部発振器、９はＤ−ＲＦＦ
ＩＬ２（下り高周波バンドパスフィルタ）、１０は増幅
器、１１はＭｏＤＵＰ（移動局側デュープレクサ）で構
成されている。
主要ブロック図である。図において、１は基地局側アン
テナ、１２は移動局側アンテナである。基地局側から移
動局側への下り回線の中継増幅系として、２はＢａ−Ｄ
ＵＰ（基地局側デュープレクサ）、３は増幅器、４はＤ
−ＲＦＦＩＬ１（下り高周波バンドパスフィルタ）、５
はミキサ、６はＤ−ＩＦ−Ｆ（下りＩＦバンドパスフィ
ルタ）、７はミキサ、８は局部発振器、９はＤ−ＲＦＦ
ＩＬ２（下り高周波バンドパスフィルタ）、１０は増幅
器、１１はＭｏＤＵＰ（移動局側デュープレクサ）で構
成されている。
【０００６】また、移動局側から基地局側への上り回線
の中継増幅系として、１１はＭｏ−ＤＵＰ（移動局側デ
ュープレクサ）、１３は増幅器、１４はＵ−ＲＦＦＩＬ
１（上り高周波バンドパスフィルタ）、１５はミキサ、
１６はＵ−ＩＦ−Ｆ（上りＩＦバンドパスフィルタ）、
１７はミキサ、１８は局部発振器、１９はＵ−ＲＦＦＩ
Ｌ２（上り高周波バンドパスフィルタ）、２０は主増幅
器、２はＢａ−ＤＵＰ（基地局側デュープレクサ）で構
成されている。
の中継増幅系として、１１はＭｏ−ＤＵＰ（移動局側デ
ュープレクサ）、１３は増幅器、１４はＵ−ＲＦＦＩＬ
１（上り高周波バンドパスフィルタ）、１５はミキサ、
１６はＵ−ＩＦ−Ｆ（上りＩＦバンドパスフィルタ）、
１７はミキサ、１８は局部発振器、１９はＵ−ＲＦＦＩ
Ｌ２（上り高周波バンドパスフィルタ）、２０は主増幅
器、２はＢａ−ＤＵＰ（基地局側デュープレクサ）で構
成されている。
【０００７】このように、隣接した帯域を減衰させるた
めに、中間周波（ＩＦ）変換部を持ち周波数の低いＩＦ
フィルタを用いることで帯域選択性を高めた装置であ
る。
めに、中間周波（ＩＦ）変換部を持ち周波数の低いＩＦ
フィルタを用いることで帯域選択性を高めた装置であ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のＩＦ
変換型中継増幅装置において、前述のように、互いに異
なる運用システムが増え、隣接するシステムの帯域の減
衰量がさらに要求され、かつ帯域内偏差を小さくするよ
うに要求されてきた。このような要求に対しては、使用
するＩＦフィルタの段数（次数）を増やすことにより帯
域外の減衰量を大きくすることができるが、同時に帯域
内偏差が増加する。図１６にその概念図を示す。図１６
の特性ａはバンドパスフィルタ単体の特性であり、特性
ｂは特性ａのバンドパスフィルタを２個縦続接続したと
きの特性である。帯域の中心周波数ｆ0 に対し、隣接し
た他のシステムの周波数帯における減衰量は大きくなる
が、中継増幅しようとする周波数帯域では、その周波数
帯域の損失が大きくなり、かつ、そのシステムの運用周
波数帯域内の帯域内偏差、即ちシステム運用時の帯域の
中心の利得に対する上端部分と下端部分の利得の差がｃ
からｄとなり、大きくなるという問題がある。
変換型中継増幅装置において、前述のように、互いに異
なる運用システムが増え、隣接するシステムの帯域の減
衰量がさらに要求され、かつ帯域内偏差を小さくするよ
うに要求されてきた。このような要求に対しては、使用
するＩＦフィルタの段数（次数）を増やすことにより帯
域外の減衰量を大きくすることができるが、同時に帯域
内偏差が増加する。図１６にその概念図を示す。図１６
の特性ａはバンドパスフィルタ単体の特性であり、特性
ｂは特性ａのバンドパスフィルタを２個縦続接続したと
きの特性である。帯域の中心周波数ｆ0 に対し、隣接し
た他のシステムの周波数帯における減衰量は大きくなる
が、中継増幅しようとする周波数帯域では、その周波数
帯域の損失が大きくなり、かつ、そのシステムの運用周
波数帯域内の帯域内偏差、即ちシステム運用時の帯域の
中心の利得に対する上端部分と下端部分の利得の差がｃ
からｄとなり、大きくなるという問題がある。
【０００９】以上、従来方式においては、 （イ）例えば、フィルタの段数を増やしたり、有極型Ｂ
ＰＦなどによって隣接する他のシステムの帯域の減衰量
を十分とろうとすると、自システムの帯域の帯域内偏差
が増大する。 （ロ）通過帯域幅を広くして自システムの帯域の帯域内
偏差を小さくしようとすると、隣接する他のシステムの
減衰量が不足して干渉する。といった相反した課題を持
っている。
ＰＦなどによって隣接する他のシステムの帯域の減衰量
を十分とろうとすると、自システムの帯域の帯域内偏差
が増大する。 （ロ）通過帯域幅を広くして自システムの帯域の帯域内
偏差を小さくしようとすると、隣接する他のシステムの
減衰量が不足して干渉する。といった相反した課題を持
っている。
【００１０】上記の課題、即ち、現実の伝送特性を修正
し、最も望ましい形の伝送特性を実現するために、目標
とする修正量に近似した二端子対回路網を系に挿入する
という手段がある。このような回路網を等化器といい、
ある使用周波数範囲で与えられた伝送特性に近似した特
性をもつように構成され、その使用目的に応じて種類が
ある。例えば、フィルタの減衰（振幅）ひずみを等化す
る減衰（振幅）等化器がある。従来の減衰等化器は、通
常、Ｒ，Ｌ，Ｃを使った定抵抗回路で構成され、橋絡Ｔ
形減衰等化器や格子形減衰等化器がある。このような従
来の減衰等化器で、上記の中継増幅装置における課題を
解決しようとしても伝送損失が大きくて実用できない。
し、最も望ましい形の伝送特性を実現するために、目標
とする修正量に近似した二端子対回路網を系に挿入する
という手段がある。このような回路網を等化器といい、
ある使用周波数範囲で与えられた伝送特性に近似した特
性をもつように構成され、その使用目的に応じて種類が
ある。例えば、フィルタの減衰（振幅）ひずみを等化す
る減衰（振幅）等化器がある。従来の減衰等化器は、通
常、Ｒ，Ｌ，Ｃを使った定抵抗回路で構成され、橋絡Ｔ
形減衰等化器や格子形減衰等化器がある。このような従
来の減衰等化器で、上記の中継増幅装置における課題を
解決しようとしても伝送損失が大きくて実用できない。
【００１１】例えば、この課題を解決するために、従来
の定抵抗回路で構成された橋絡Ｔ形減衰等化器を用いた
場合、帯域の高域側と低域側の振幅ひずみを等化する２
つの減衰等化器と、減衰傾度を上げるための有極ＬＰＦ
（コイル３個）と有極ＨＰＦ（コイル３個）とを用いて
上記の要求を満たすように構成すると、減衰等化器によ
る損失の絶対量が約２６ｄＢとなって実用が難しく、さ
らに、２段構成の２組の有極形フィルタのコイルの合計
１２個の他に３段ＢＰＦとＢＥＦ（バンドエリミネーシ
ョンフィルタ）のコイル４個が必要となって、合計１６
個のコイルによる大型化のため実用化することはできな
い。
の定抵抗回路で構成された橋絡Ｔ形減衰等化器を用いた
場合、帯域の高域側と低域側の振幅ひずみを等化する２
つの減衰等化器と、減衰傾度を上げるための有極ＬＰＦ
（コイル３個）と有極ＨＰＦ（コイル３個）とを用いて
上記の要求を満たすように構成すると、減衰等化器によ
る損失の絶対量が約２６ｄＢとなって実用が難しく、さ
らに、２段構成の２組の有極形フィルタのコイルの合計
１２個の他に３段ＢＰＦとＢＥＦ（バンドエリミネーシ
ョンフィルタ）のコイル４個が必要となって、合計１６
個のコイルによる大型化のため実用化することはできな
い。
【００１２】本発明の目的は、従来技術の、携帯電話シ
ステムにおける中継増幅装置のフィルタの帯域内偏差に
よる運用周波数帯域内の利得の差が生じることと、フィ
ルタの減衰傾度の不足による隣接システムの周波数帯域
への干渉という相反する問題の両方を解決し、さらに、
従来の減衰等化器では定抵抗回路なので損失が大きくて
使用できないという問題点を解決し、フィルタの振幅ひ
ずみを等化して帯域の上端及び下端での急峻な減衰特性
と平坦な帯域内特性を同時に実現するための中継増幅装
置用振幅等化器を提供することにある。
ステムにおける中継増幅装置のフィルタの帯域内偏差に
よる運用周波数帯域内の利得の差が生じることと、フィ
ルタの減衰傾度の不足による隣接システムの周波数帯域
への干渉という相反する問題の両方を解決し、さらに、
従来の減衰等化器では定抵抗回路なので損失が大きくて
使用できないという問題点を解決し、フィルタの振幅ひ
ずみを等化して帯域の上端及び下端での急峻な減衰特性
と平坦な帯域内特性を同時に実現するための中継増幅装
置用振幅等化器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の中継増幅装置用
振幅等化器は、携帯電話システムの無線周波数を中間周
波数に変換し所定の周波数帯域信号をバンドパスフィル
タで選択する中間周波段を有する中間周波変換型中継増
幅装置の前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分
および下端部分の振幅ひずみを等化して前記中間周波段
の帯域通過特性の帯域内偏差を小さくするとともに減衰
傾度を急峻にするために、前記バンドパスフィルタに縦
続接続する２端子対回路網であって、該２端子対回路網
の入力端と出力端との間の直列回路として前記バンドパ
スフィルタの通過帯域の上端部分に最大伝送通過点ｆ02
を有し該最大伝送通過点ｆ02より僅かに高い周波数を伝
送零点ｆ2 とするハイパスフィルタ部が配置され、前記
２端子対回路網の入力端と接地との間または出力端と接
地との間の並列回路として前記バンドパスフィルタの通
過帯域の下端部分に最大伝送通過点ｆ01を有し該最大伝
送通過点ｆ01より僅かに低い周波数を伝送零点ｆ1 とす
るローパスフィルタ部が配置されたことを特徴とするも
のである。
振幅等化器は、携帯電話システムの無線周波数を中間周
波数に変換し所定の周波数帯域信号をバンドパスフィル
タで選択する中間周波段を有する中間周波変換型中継増
幅装置の前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分
および下端部分の振幅ひずみを等化して前記中間周波段
の帯域通過特性の帯域内偏差を小さくするとともに減衰
傾度を急峻にするために、前記バンドパスフィルタに縦
続接続する２端子対回路網であって、該２端子対回路網
の入力端と出力端との間の直列回路として前記バンドパ
スフィルタの通過帯域の上端部分に最大伝送通過点ｆ02
を有し該最大伝送通過点ｆ02より僅かに高い周波数を伝
送零点ｆ2 とするハイパスフィルタ部が配置され、前記
２端子対回路網の入力端と接地との間または出力端と接
地との間の並列回路として前記バンドパスフィルタの通
過帯域の下端部分に最大伝送通過点ｆ01を有し該最大伝
送通過点ｆ01より僅かに低い周波数を伝送零点ｆ1 とす
るローパスフィルタ部が配置されたことを特徴とするも
のである。
【００１４】
【発明の実施の形態】携帯電話システムの中継増幅装置
に使用する本発明の振幅等化器は、図１６に示した特性
の従来技術の課題である帯域内偏差の縮小と、隣接する
他のシステムの帯域の減衰量を大きくするために、図５
のような目標とする修正量に近似した伝送特性を実現し
た２端子対回路網である。すなわち、対象とする周波数
帯域をｆ01〜ｆ02とすると、図５の斜線部ｄのような特
性を持たせることで、図１６に示した従来のＢＰＦにお
ける帯域の両端部分での伝送量の落ち込み（帯域内偏
差）を等化する。さらに、隣接するシステムの帯域の減
衰量を大きくするために、図５のｅのような急峻な減衰
特性を持たせた。
に使用する本発明の振幅等化器は、図１６に示した特性
の従来技術の課題である帯域内偏差の縮小と、隣接する
他のシステムの帯域の減衰量を大きくするために、図５
のような目標とする修正量に近似した伝送特性を実現し
た２端子対回路網である。すなわち、対象とする周波数
帯域をｆ01〜ｆ02とすると、図５の斜線部ｄのような特
性を持たせることで、図１６に示した従来のＢＰＦにお
ける帯域の両端部分での伝送量の落ち込み（帯域内偏
差）を等化する。さらに、隣接するシステムの帯域の減
衰量を大きくするために、図５のｅのような急峻な減衰
特性を持たせた。
【００１５】本発明の振幅等化器の第１の実施例の回路
図を図６に示し、その特性例を図７に示す。図６の回路
は本発明の振幅等化器の基本構成であり、インダクタン
スＬｈ１と２つのキャパシタンスＣｈ１，Ｃｈ２からな
り伝送零点ｆ2 を有するＨＰＦ部と、インダクタンスＬ
１１と２つのキャパシタンスＣ１１，Ｃ１２からなり伝
送零点ｆ1 を有するＬＰＦ部とで構成され、ＨＰＦ部で
帯域の上端部分の振幅ひずみと減衰傾度の両方を等化
し、ＬＰＦ部で帯域の下端部分の振幅ひずみと減衰傾度
の両方を等化する。
図を図６に示し、その特性例を図７に示す。図６の回路
は本発明の振幅等化器の基本構成であり、インダクタン
スＬｈ１と２つのキャパシタンスＣｈ１，Ｃｈ２からな
り伝送零点ｆ2 を有するＨＰＦ部と、インダクタンスＬ
１１と２つのキャパシタンスＣ１１，Ｃ１２からなり伝
送零点ｆ1 を有するＬＰＦ部とで構成され、ＨＰＦ部で
帯域の上端部分の振幅ひずみと減衰傾度の両方を等化
し、ＬＰＦ部で帯域の下端部分の振幅ひずみと減衰傾度
の両方を等化する。
【００１６】伝送零点周波数ｆ2 、最大通過周波数ｆ02
から、ＨＰＦ部のインダクタンスＬｈ１、キャパシタン
スＣｈ１，Ｃｈ２の比が次の式（１）と（２）で決ま
る。また、伝送零点周波数ｆ1 ，最大通過周波数ｆ01か
ら、ＬＰＦ部のインダクタンスＬ１１、キャパシタンス
Ｃ１１，Ｃ１２の比が次の式（３）と（４）で決まる。
から、ＨＰＦ部のインダクタンスＬｈ１、キャパシタン
スＣｈ１，Ｃｈ２の比が次の式（１）と（２）で決ま
る。また、伝送零点周波数ｆ1 ，最大通過周波数ｆ01か
ら、ＬＰＦ部のインダクタンスＬ１１、キャパシタンス
Ｃ１１，Ｃ１２の比が次の式（３）と（４）で決まる。
【００１７】
【数３】
【００１８】ここで、インダクタンスＬｈ１，Ｌ１１の
値は、図７に示す必要な偏差補正量と帯域内（中心周波
数ｆ0 ）の挿入損失の関係で決定できる。例えば、図８
に示したように、偏差補正量を２．５ｄＢとし、ｆ0 に
おける損失を４．０ｄＢとすると特性（Ａ）のようにな
る。同様に、偏差補正量を４．８ｄＢ、ｆ0 損失を７．
３ｄＢとすると特性（Ｂ）、偏差補正量を６．５ｄＢ、
ｆ0 損失を１０．６ｄＢとすると特性（Ｃ）となる。
値は、図７に示す必要な偏差補正量と帯域内（中心周波
数ｆ0 ）の挿入損失の関係で決定できる。例えば、図８
に示したように、偏差補正量を２．５ｄＢとし、ｆ0 に
おける損失を４．０ｄＢとすると特性（Ａ）のようにな
る。同様に、偏差補正量を４．８ｄＢ、ｆ0 損失を７．
３ｄＢとすると特性（Ｂ）、偏差補正量を６．５ｄＢ、
ｆ0 損失を１０．６ｄＢとすると特性（Ｃ）となる。
【００１９】次に、インダクタンスＬｈ１，Ｌｌ１に用
いるコイルのＱについては、図９に示すように、コイル
のＱが小さいと最大伝送通過点ｆ01，ｆ02の通過量と伝
送零点ｆ1 ，ｆ2 の減衰量がともに減少する。そのた
め、必要な最大通過点の通過量と伝送零点の減衰量から
コイルに必要なＱの値を決定する。以上の方法で所望の
特性を容易に実現することができる。また、次の図１０
に示す回路は、図６の回路と等価であるので、図１０の
回路からも同様にして本発明の振幅等化器が実現できる
ことは明らかである。
いるコイルのＱについては、図９に示すように、コイル
のＱが小さいと最大伝送通過点ｆ01，ｆ02の通過量と伝
送零点ｆ1 ，ｆ2 の減衰量がともに減少する。そのた
め、必要な最大通過点の通過量と伝送零点の減衰量から
コイルに必要なＱの値を決定する。以上の方法で所望の
特性を容易に実現することができる。また、次の図１０
に示す回路は、図６の回路と等価であるので、図１０の
回路からも同様にして本発明の振幅等化器が実現できる
ことは明らかである。
【００２０】さらに、本発明の振幅等化器は、直列アー
ムのＨＰＦ部と並列アームのＬＰＦ部とからなる逆Ｌ形
構成を１段の基本構成としたとき、複数段の縦続接続に
よって伝送特性の帯域幅での落ち込みの救済量、即ち偏
差補正量と、隣接するシステムの帯域での減衰量を大き
くすることができる。図１１は１段構成のときの特性例
を示し、図１２は２段構成の振幅等化器の特性例を示
す。以上のように、本発明の中継増幅器用振幅等化器
は、簡単な回路で構成することができ、帯域内偏差を補
正し、帯域付近の減衰量も確保できる。
ムのＨＰＦ部と並列アームのＬＰＦ部とからなる逆Ｌ形
構成を１段の基本構成としたとき、複数段の縦続接続に
よって伝送特性の帯域幅での落ち込みの救済量、即ち偏
差補正量と、隣接するシステムの帯域での減衰量を大き
くすることができる。図１１は１段構成のときの特性例
を示し、図１２は２段構成の振幅等化器の特性例を示
す。以上のように、本発明の中継増幅器用振幅等化器
は、簡単な回路で構成することができ、帯域内偏差を補
正し、帯域付近の減衰量も確保できる。
【００２１】本発明の振幅等化器の具体的な応用例につ
いて以下に説明する。図１は、本発明の振幅等化器を適
用した中継増幅装置のブロック図である。図１５の従来
の装置と同じ部分には同符号を付した。この応用例で
は、下り回線増幅系のＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバン
ドパスフィルタ）６の後にバッファ増幅器２１を介して
本発明の振幅等化器２２を挿入接続し、バンドパスフィ
ルタ６の帯域端に生じるロスをキャンセルして帯域内の
振幅を等化するとともに急峻な減衰傾度を持たせたこと
を特徴とするものである。また、上り回線増幅系におい
ても、ＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバンドパスフィル
タ）１６の後にバッファ増幅器２３を介して本発明の振
幅等化器２４を挿入接続して振幅の等化を行った。
いて以下に説明する。図１は、本発明の振幅等化器を適
用した中継増幅装置のブロック図である。図１５の従来
の装置と同じ部分には同符号を付した。この応用例で
は、下り回線増幅系のＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバン
ドパスフィルタ）６の後にバッファ増幅器２１を介して
本発明の振幅等化器２２を挿入接続し、バンドパスフィ
ルタ６の帯域端に生じるロスをキャンセルして帯域内の
振幅を等化するとともに急峻な減衰傾度を持たせたこと
を特徴とするものである。また、上り回線増幅系におい
ても、ＩＦ段のＤ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバンドパスフィル
タ）１６の後にバッファ増幅器２３を介して本発明の振
幅等化器２４を挿入接続して振幅の等化を行った。
【００２２】図２のａは本発明の振幅等化器を用いたと
きの特性例であり、図１のブロック図に示した中継増幅
装置の下り回線の中継増幅系において、中心周波数９０
２．５ＭＨｚ、帯域幅２５ＭＨｚとしたときの本発明の
振幅等化器を含む中継増幅装置の選択特性を示す。図２
の特性ｂは、本発明の振幅等化器が組み込まれていない
とき、すなわち図１５の従来の装置の選択特性例であ
る。
きの特性例であり、図１のブロック図に示した中継増幅
装置の下り回線の中継増幅系において、中心周波数９０
２．５ＭＨｚ、帯域幅２５ＭＨｚとしたときの本発明の
振幅等化器を含む中継増幅装置の選択特性を示す。図２
の特性ｂは、本発明の振幅等化器が組み込まれていない
とき、すなわち図１５の従来の装置の選択特性例であ
る。
【００２３】図１の他の段のフィルタとして、デュープ
レクサ２，１１には図３の伝送特性ａを有する５段構成
の誘電体バンドパスフィルタ、ＲＦフィルタとして特性
ｂのバンドパスフィルタを用い、Ｄ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバ
ンドパスフィルタ）６には図３の特性ｃを有するＳＡＷ
フィルタを使用した。
レクサ２，１１には図３の伝送特性ａを有する５段構成
の誘電体バンドパスフィルタ、ＲＦフィルタとして特性
ｂのバンドパスフィルタを用い、Ｄ−ＩＦ−Ｆ（ＩＦバ
ンドパスフィルタ）６には図３の特性ｃを有するＳＡＷ
フィルタを使用した。
【００２４】また、図４は、図１の装置に使用した本発
明の振幅等化器の特性例図であり、図１２に示した２段
構成であり、具体的回路は図１３に示した。従来技術の
減衰等化器と有極形フィルタを用いた場合に比べて、損
失は約１６ｄＢも少なく、かつ、コイルの数も４個でよ
く、十分に実用できる構成である。
明の振幅等化器の特性例図であり、図１２に示した２段
構成であり、具体的回路は図１３に示した。従来技術の
減衰等化器と有極形フィルタを用いた場合に比べて、損
失は約１６ｄＢも少なく、かつ、コイルの数も４個でよ
く、十分に実用できる構成である。
【００２５】図１４は、図１３の振幅等化器の回路を変
換して得たものである。このような変換を行うことによ
って、コイルの定数を任意に決定できるので、最もＱの
良いインダクタンスを選ぶことができる。例えば変換後
のインダクタンス値は２００ｎＨである。
換して得たものである。このような変換を行うことによ
って、コイルの定数を任意に決定できるので、最もＱの
良いインダクタンスを選ぶことができる。例えば変換後
のインダクタンス値は２００ｎＨである。
【００２６】このように、本発明の中継増幅装置用振幅
等化器は、回路構成が簡単で、図１４のように回路変換
ができ、容易に実現できる。
等化器は、回路構成が簡単で、図１４のように回路変換
ができ、容易に実現できる。
【００２７】表１は本発明の振幅等化器を用いた中継増
幅装置の伝送特性（図２のａ）と従来技術の中継増幅装
置の伝送特性（図２のｂ）の特性比較データである。
幅装置の伝送特性（図２のａ）と従来技術の中継増幅装
置の伝送特性（図２のｂ）の特性比較データである。
【００２８】
【表１】
【００２９】表１からわかるように、本発明の振幅等化
器を用いた中継増幅装置は、従来と比較して帯域内偏差
で４．１９ｄＢ改善され、さらに、帯域端から４００ｋ
Ｈｚ離調で５．５ｄＢ以上の減衰量の増加、帯域端から
６００ｋＨｚ離調、１ＭＨｚ離調で１１．５ｄＢ以上の
減衰量の増加を達成している。
器を用いた中継増幅装置は、従来と比較して帯域内偏差
で４．１９ｄＢ改善され、さらに、帯域端から４００ｋ
Ｈｚ離調で５．５ｄＢ以上の減衰量の増加、帯域端から
６００ｋＨｚ離調、１ＭＨｚ離調で１１．５ｄＢ以上の
減衰量の増加を達成している。
【００３０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明を実
施することにより、１通信システムに割り当てられた周
波数帯域においては、表１にあるように、３ｄＢ帯域幅
で、従来に比べ２．２ＭＨｚ広くなっている。このよう
に平坦な伝送特性を実現したことにより、割り当てられ
た周波数帯域内の通話品質を保ちながら、隣接した周波
数帯域での減衰量を確保したことにより他通信システム
との干渉を低減するとともに、小形化されるので実用上
極めて大きな効果がある。
施することにより、１通信システムに割り当てられた周
波数帯域においては、表１にあるように、３ｄＢ帯域幅
で、従来に比べ２．２ＭＨｚ広くなっている。このよう
に平坦な伝送特性を実現したことにより、割り当てられ
た周波数帯域内の通話品質を保ちながら、隣接した周波
数帯域での減衰量を確保したことにより他通信システム
との干渉を低減するとともに、小形化されるので実用上
極めて大きな効果がある。
【図１】本発明の振幅等化器を用いた中継増幅装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明を適用した中継増幅装置の伝送特性例図
である。
である。
【図３】本発明を適用した中継増幅装置の他の部分のフ
ィルタの伝送特性例図である。
ィルタの伝送特性例図である。
【図４】本発明の振幅等化器（２段構成）の伝送特性例
図である。
図である。
【図５】振幅等化器に必要な伝送特性の説明図である。
【図６】本発明の振幅等化器の基本構成の回路図であ
る。
る。
【図７】本発明の振幅等化器の伝送特性の説明図であ
る。
る。
【図８】本発明の振幅等化器のインダクタンス定数と伝
送特性の関係を示す説明図である。
送特性の関係を示す説明図である。
【図９】本発明の振幅等化器のコイルのＱと伝送特性の
関係を示す説明図である。
関係を示す説明図である。
【図１０】本発明の振幅等化器（１段構成）の等価回路
例図である。
例図である。
【図１１】本発明の振幅等化器（１段構成）の伝送特性
例図である。
例図である。
【図１２】本発明の振幅等化器（２段構成）の伝送特性
例図である。
例図である。
【図１３】本発明の実施例の振幅等化器（２段構成）の
他の等価回路例図である。
他の等価回路例図である。
【図１４】本発明の振幅等化器（２段構成）の実用回路
例図である。
例図である。
【図１５】従来のＩＦ変換型中継増幅装置のブロック図
である。
である。
【図１６】従来のフィルタの数による帯域内偏差増加の
説明図である。
説明図である。
１，１２ アンテナ ３，１０，１３，２０，２１，２３ 増幅器 ２，１１ デュープレクサ ４，９，１４，１９ ＲＦバンドパスフィルタ ６，１６ ＩＦバンドパスフィルタ ２２，２４ 振幅等化器 ５，７，１５，１７ ミキサ ８，１８ 局部発振器
Claims (2)
- 【請求項１】 携帯電話システムの無線周波数を中間周
波数に変換し所定の周波数帯域信号をバンドパスフィル
タで選択する中間周波段を有する中間周波変換型中継増
幅装置の前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分
および下端部分の振幅ひずみを等化して前記中間周波段
の帯域通過特性の帯域内偏差を小さくするとともに減衰
傾度を急峻にするために、 前記バンドパスフィルタに縦続接続する２端子対回路網
であって、 該２端子対回路網の入力端と出力端との間の直列回路と
して前記バンドパスフィルタの通過帯域の上端部分に最
大伝送通過点ｆ02を有し該最大伝送通過点ｆ02より僅か
に高い周波数を伝送零点ｆ2 とするハイパスフィルタ部
が配置され、 前記２端子対回路網の入力端と接地との間または出力端
と接地との間の並列回路として前記バンドパスフィルタ
の通過帯域の下端部分に最大伝送通過点ｆ01を有し該最
大伝送通過点ｆ01より僅かに低い周波数を伝送零点ｆ1
とするローパスフィルタ部が配置されたことを特徴とす
る携帯電話中継増幅装置用振幅等化器。 - 【請求項２】 前記ハイパスフィルタ部は、前記最大伝
送通過点ｆ02を直列共振周波数とする第１のインダクタ
ンスＬｈ１と第１のキャパシタンスＣｈ１からなる直列
共振回路と、該直列共振回路に並列接続された第２のキ
ャパシタンスＣｈ２とから構成され、前記第１のインダ
クタンスＬｈ１および第１のキャパシタンスＣｈ１の
値、及び前記第２のキャパシタンスＣｈ２の値は次の式
（１）及び式（２）によって決められ、 【数１】 Ｃｈ１＝１／〔（２πｆ02）2 ・Ｌｈ１〕 ……（１） Ｃｈ２＝Ｃｈ１・〔ｆ02 2 ／（ｆ2 2 −ｆ02 2 ）〕……（２） 前記ローパスフィルタ部は、前記伝送零点ｆ1 を直列共
振周波数とする第２のインダクタンスＬｌ１と第３のキ
ャパシタンスＣｌ１からなる直列共振回路と、該直列共
振回路に並列接続された第４のキャパシタンスＣｌ２と
から構成され、前記第２のインダクタンスＬｌ１および
第３のキャパシタンスＣｌ１の値、及び前記第４のキャ
パシタンスＣｌ２の値は次の式（３）及び式（４）によ
って決められたことを特徴とする請求項１記載の携帯電
話中継増幅装置用振幅等化器。 【数２】 Ｃｌ１＝１／〔（２πｆ1 ）2 ・Ｌｌ１〕 ……（３） Ｃｌ２＝Ｃｌ１・〔ｆ1 2 ／（ｆ01 2 −ｆ1 2 ）〕……（４）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5415598A JP3961102B2 (ja) | 1998-02-20 | 1998-02-20 | 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5415598A JP3961102B2 (ja) | 1998-02-20 | 1998-02-20 | 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11239072A true JPH11239072A (ja) | 1999-08-31 |
| JP3961102B2 JP3961102B2 (ja) | 2007-08-22 |
Family
ID=12962670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5415598A Expired - Fee Related JP3961102B2 (ja) | 1998-02-20 | 1998-02-20 | 携帯電話中継増幅装置用振幅等化器 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3961102B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6678013B2 (en) | 2000-05-31 | 2004-01-13 | Alps Electric Co., Ltd. | Intermediate frequency circuit of digital television tuner having flat transmission characteristic in intermediate frequency band |
| JP2012175119A (ja) * | 2011-02-17 | 2012-09-10 | Murata Mfg Co Ltd | フィルタ特性補償回路およびフィルタ回路 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61270927A (ja) * | 1985-05-27 | 1986-12-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 角度変調信号受信装置 |
| JPH04245807A (ja) * | 1991-01-31 | 1992-09-02 | Rohm Co Ltd | フィルタ装置 |
| JPH0766775A (ja) * | 1993-08-30 | 1995-03-10 | Kokusai Electric Co Ltd | 中継増幅装置 |
| JPH09153837A (ja) * | 1995-12-01 | 1997-06-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 中間周波フィルタ |
| JPH09214411A (ja) * | 1996-01-31 | 1997-08-15 | Nec Corp | 非再生中継方式の無線送受信機 |
-
1998
- 1998-02-20 JP JP5415598A patent/JP3961102B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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|---|---|---|---|---|
| US6678013B2 (en) | 2000-05-31 | 2004-01-13 | Alps Electric Co., Ltd. | Intermediate frequency circuit of digital television tuner having flat transmission characteristic in intermediate frequency band |
| JP2012175119A (ja) * | 2011-02-17 | 2012-09-10 | Murata Mfg Co Ltd | フィルタ特性補償回路およびフィルタ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3961102B2 (ja) | 2007-08-22 |
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