JP6629072B2 - 可変フィルタ回路および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、可変フィルタ回路、および、可変フィルタ回路を備える無線通信装置に関する。

従来の可変フィルタ回路は、ＳＡＷ共振子やＢＡＷ共振子等の共振子に対して、並列および直列に可変容量を接続して基本回路を構成し、この基本回路を多段に組み合わせたラダー型にされていた（例えば特許文献１参照。）。該可変フィルタ回路では、共振子に並列接続された可変容量の制御によって各基本回路の反共振周波数をそれぞれ調整し、共振子に並列接続された可変容量と直列接続された可変容量との双方の制御によって各基本回路の共振周波数をそれぞれ調整し、これにより所望の帯域を通過帯域としていた。

特許第４０５３５０４号

従来の可変フィルタ回路は、可変容量の制御によって通過帯域を調整できるが、所望の減衰特性を得ることが難しかった。具体的には、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性を得ることが難しかった。また、一つの共振子に対して２つの可変容量を接続して通過帯域の周波数を可変にしているため、ｎ個の共振子を設ける場合には２×ｎ個の可変容量が必要となって可変容量の総数が多くなりがちであり、回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が招かれていた。

そこで、本発明は、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性を得ることが容易であり、多段化しても回路サイズの大型化と制御システムの複雑化が生じ難い可変フィルタ回路および無線通信装置の提供を目的とする。

この発明の可変フィルタ回路は、第１の入出力端と第２の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第１の入出力端とグランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第１の並列腕と、前記第２の入出力端と前記グランド接続端との間に直列に接続された共振子を含む第２の並列腕と、を備える。

また、前記直列腕は、前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に直列に接続された第１のインダクタを含む。この第１のインダクタのインダクタンスを適切に調整することによって、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性が得られる。

また、前記第１及び第２の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変リアクタンスを含む。可変リアクタンスを制御することにより、通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻さを高めた状態のまま、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整できる。

そして、このような可変フィルタ回路においてフィルタの減衰特性の急峻性を増すためには、直列腕および並列腕を一つずつ追加し、第１の入出力端または第２の入出力端に、追加の直列腕の一端を接続するとともに、その直列腕の他端に追加の並列腕を接続するとよい。したがって、可変フィルタ回路をｎ段の直列腕で構成する場合でも、並列腕および可変リアクタンスの数はｎ＋１個でよく、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。

この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子それぞれに対して直列に接続された第２のインダクタ（以下、直列インダクタと言う。）を更に含むことが好ましい。このように共振子に直列インダクタを接続すると、共振子の共振点をより低周波側に調整して、共振点と反共振点との周波数間隔を拡げられる。

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続された第３のインダクタ（以下、並列インダクタと言う。）を更に含むことが好ましい。このように共振子に並列インダクタを接続すると、共振子の反共振点をより高周波側に調整して、共振点と反共振点との周波数間隔を拡げられる。

これらのようにして共振子の共振点と反共振点との周波数間隔を拡げると、可変リアクタンスの制御によって調整可能な、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げられる。

この発明に係る可変フィルタ回路は、前記共振子に対して並列に接続された第３のインダクタと、前記共振子と前記第３のインダクタとが並列に接続された回路に対して直列に接続された第２のインダクタとをともに含む構成であってもよい。また、前記共振子に対して直列に接続された第２のインダクタと、前記共振子と前記第２のインダクタとが直列に接続された回路に対して並列に接続された第３のインダクタとをともに含む構成であってもよい。このように第２のインダクタ（直列インダクタ）および第３のインダクタ（並列インダクタ）の接続構成を変えると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を調整したり、通過帯域の高周波側近傍の減衰特性をより急峻にしたりといった調整ができる。

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記並列インダクタの接続状態をオンまたはオフに切り替えるスイッチを更に含むことが好ましい。これにより、並列インダクタの接続状態を切り替えて通過特性を変化させられる。

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とが、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された第３のインダクタ（並列インダクタ）を更に含み、前記第１の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された第２のインダクタ（直列インダクタ）を含み、前記第２の並列腕が、前記共振子に対して直列に接続された第２のインダクタ（直列インダクタ）が省かれている構成であってもよい。このようにすると、第１の並列腕と第２の並列腕とのそれぞれに直列インダクタと並列インダクタとを設ける場合よりも、第２の並列腕から省かれる直列インダクタの分だけ回路サイズを小型化することができる。そして、このような場合には、前記第１の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点は、前記第２の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点よりも、高周波側にあることが好ましい。また、前記第２の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスは、前記第１の並列腕が含む並列インダクタのインダクタンスよりも、小さいことが好ましい。このようにすると、第２の並列腕から直列インダクタを省いても、可変フィルタ回路におけるフィルタ特性の大幅な劣化や、カットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることなどを抑制することができる。

また、この発明に係る可変フィルタ回路は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変リアクタンスに直列に接続する選択部を含む構成であってもよい。また、複数の第２のインダクタや複数の第３のインダクタを含み、選択部で、共振子とともにいずれかを選択して可変リアクタンスに直列に接続する構成であってもよい。このような場合には、各共振子が対応する通信バンドを異ならせておくことで、可変フィルタ回路が多数の通信バンドに対応可能になり、選択部の制御によって通信バンドを選択することができる。通常は、多数の通信バンドに可変フィルタ回路を対応可能にするためには、通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があるが、上記のように選択部を設けて可変リアクタンスに接続する共振子を選択するようにすれば、並列腕を通信バンド毎に個別に設ける必要が無くなり、いくつかの通信バンドで可変リアクタンスを共用することができる。したがって、可変リアクタンスの総数を抑制することができ、回路サイズの大型化や可変リアクタンスの制御の複雑化を抑制できる。

この発明に係る無線通信装置は、上述の可変フィルタ回路を有するフロントエンド回路と、アンテナと、前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、を備えることが好ましい。特に、前記無線通信装置は、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の反共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限の周波数よりも高いことが望ましい。また、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれには阻止帯域と通過帯域とを設ける必要がある。上記のように複数の通信バンドと各並列腕の共振点や反共振点との関係を設定することにより、可変フィルタ回路の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、通信回路が対応する複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。また、通信バンドの阻止帯域が通過帯域の高周波側の近傍に位置するような場合に、その阻止帯域に対して可変フィルタ回路で大きな減衰を得ることができる。

または、前記無線通信装置は、前記可変フィルタ回路が、前記並列腕の共振子それぞれに対して直列に接続された第２のインダクタを含み、前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、少なくとも一つの並列腕の前記可変リアクタンスがない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低いことが望ましい。

共振子に直列インダクタを接続すると、共振子の反共振点よりも高周波側にも共振点（副共振点と言う。）が現れる。すると、通過特性において、低周波側の第１の通過帯域に加えて高周波側に第２の通過帯域が生じる。そして、高周波側の第２の通過帯域も、可変リアクタンスを制御することにより、高周波側のカットオフ周波数を調整できる。そして、上記のように複数の通信バンドと各並列腕の副共振点との関係を設定することにより、通信回路が対応する複数の通信バンドの通過帯域に対して、可変フィルタ回路の高周波側の第２の通過帯域を合わせるように調整することが可能になる。

本発明によれば、通過帯域の高周波側近傍で急峻な減衰特性が得られ、可変リアクタンスの制御によって通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整できる。その上、可変フィルタ回路をｎ段の直列腕で構成する場合にも、可変リアクタンスの数がｎ＋１個でよく、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。

第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第１の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第１のインダクタの機能を説明する特性図である。 第１の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する可変容量の機能を説明する特性図である。 第２の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第２の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する直列インダクタの機能を説明する特性図である。 第２の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第１のインダクタの機能を説明する特性図である。 第２の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する可変容量の機能を説明する特性図である。 第３の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第３の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する並列インダクタおよび直列インダクタの機能を説明する特性図である。 第３の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成する第１のインダクタおよび可変容量の機能を説明する特性図である。 変形例に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第４の実施形態に係る可変フィルタ回路を説明する図である。 第４の実施形態に係る可変フィルタ回路の特性試験の結果を示す図である。 第５の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第６の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第６の実施形態に係る可変フィルタ回路の機能を模式的に説明する特性図である。 第７の実施形態に係る無線通信装置の回路図である。 第７の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第７の実施形態に係る可変フィルタ回路を構成するスイッチの機能を説明する特性図である。

以下、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。

≪第１の実施形態≫
図１は、本発明の第１の実施形態に係る可変フィルタ回路１０を示す回路図である。

可変フィルタ回路１０は、ポートP1，P2，P3と、直列腕１１と、並列腕１２，１３とを備えている。ポートP1は、可変フィルタ回路１０の第１の入出力端である。ポートP2は、可変フィルタ回路１０の第２の入出力端である。ポートP3は、可変フィルタ回路１０のグランド接続端である。直列腕１１は、ポートP1とポートP2との間に直列に接続されている。並列腕１２は、ポートP1とポートP3との間に直列に接続されている。並列腕１３は、ポートP2とポートP3との間に直列に接続されている。

直列腕１１は、第１のインダクタLs1を備えている。第１のインダクタLs1は、ポートP1とポートP2との間に設けられ、その一端は並列腕１２の一端に接続され、他端は並列腕１３の一端に接続されている。並列腕１２は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1とを備えている。可変容量Cs_p1は、特許請求の範囲に記載の可変リアクタンスに相当するものであって、ポートP1に一端が接続されている。共振子Re_p1はポートP3に一端が接続されている。可変容量Cs_p1の他端と共振子Re_p1の他端とは互いに接続されている。並列腕１３は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2とを備えている。可変容量Cs_p2は、特許請求の範囲に記載の可変リアクタンスに相当するものであって、ポートP2に一端が接続されている。共振子Re_p2はポートP3に一端が接続されている。可変容量Cs_p2の他端と共振子Re_p2の他端とは互いに接続されている。

第１のインダクタLs1、共振子Re_p1，Re_p2、および可変容量Cs_p1，Cs_p2の素子値や特性は適宜の設定とすることができる。

以下の説明では、共振子Re_p1と共振子Re_p2とはともに、共振点Mfrの周波数が約885MHzで反共振点Mfaの周波数が約915MHzの表面弾性波共振子とするまた、第１のインダクタLs1は、約8nHの固定インダクタンスとする。

図２（Ａ）は、第１のインダクタLs1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図２（Ａ）中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1である。また、図２（Ａ）中の実線は、第１のインダクタLs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2である。

第１のインダクタLs1を設けたインピーダンス特性Im2と、第１のインダクタLs1を省いたインピーダンス特性Im1とを比較すると、共振点Mfrは周波数約885MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1で周波数約915MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im2では周波数915MHzから移動している。そして、インピーダンス特性Im2では、共振点Mfrの低周波側の近傍周波数約870MHzに副反共振点Sfaが現れている。

したがって、第１のインダクタLs1は、並列腕１２の共振子Re_p1における反共振点を、共振点Mfrの高周波側から低周波側に移動させるような機能を有している。なお、第１のインダクタLs1は、並列腕１３の共振子Re_p2に対しても同様の機能を有している。

図２（Ｂ）は、第１のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図２（Ｂ）中の点線は、第１のインダクタLs1および可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1である。また、図２（Ｂ）中の実線は、可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き第１のインダクタLs1と共振子Re_p1，Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL2である。

第１のインダクタLs1を設けた通過特性IL2と、第１のインダクタLs1を省いた通過特性IL1とを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過特性IL2の通過帯域において、通過帯域の高周波側近傍の減衰特性は通過特性IL1よりも急峻である。これは、前述したようにインピーダンス特性Im2で副反共振点Sfaが共振点Mfrの低周波側の近傍に現れるようになるためである。なお、第１のインダクタLs1のインダクタンスが大きいほど、減衰特性がより急峻になり、第１のインダクタLs1のインダクタンスが小さいほど、減衰特性の減衰レベルが良化する傾向がある。

したがって、第１のインダクタLs1を設けることで、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻性を向上させることができる。

図３は、並列腕１２における可変容量Cs_p1の機能を説明する通過特性図である。図３中の実線に示す可変フィルタ回路１０の通過特性IL3，IL4，IL5は、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを異なるように設定している。通過特性IL3は、可変容量Cs_p1が10.0pFである。通過特性IL4は、可変容量Cs_p1が2.5pFである。通過特性IL5は、可変容量Cs_p1が1.0pFである。

ここでは、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を15MHz程度（885〜900MHz）の帯域で調整できている。具体的には、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを制御して小さくすると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数をより高周波側に調整できる。可変容量Cs_p1のキャパシタンスを制御して大きくすると、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数をより低周波側に調整できる。

ただし、可変容量Cs_p1のキャパシタンスを極めて小さくなるように制御したとしても、共振点Mfrよりも低周波側に位置する通過帯域の高周波側のカットオフ周波数は、所定の周波数（約915MHz）を超えて高周波側に調整することはできない。より具体的には、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲は、可変容量Cs_p1が無い場合の共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域、およそ30MHz（885〜915MHz）以内に制限される。

ここでは、並列腕１２における可変容量Cs_p1の機能について説明したが、並列腕１３における可変容量Cs_p2の機能についても同様である。

以上に説明したように、可変フィルタ回路１０において、第１のインダクタLs1を設けて通過帯域の高周波側近傍で減衰特性の急峻さを高めた状態で、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整することができる。

このような可変フィルタ回路１０で、フィルタの減衰特性の急峻性を増すためには、フィルタを構成する直列腕や並列腕の段数を増やすとよく、例えば、あらたな直列腕１４および並列腕１５を一つずつ追加し、ポートP1またはポートP2に、追加した直列腕１４の一端を接続するとともに、その追加した直列腕１４の他端に並列腕１５を接続してもよい。この際、追加した並列腕１５の可変容量Cs_p3を容量値が変化しない固定容量に置き換えても良い。したがって、可変フィルタ回路１０をｎ段の直列腕で構成する場合でも、並列腕および可変容量の総数が最大でｎ＋１個で済むため、従来構成よりも回路サイズの大型化や制御システムの複雑化を抑制できる。本実施形態の可変フィルタ回路１０も、ｎ＋１個の並列腕とｎ個の直列腕とを設けるようにしてもよい。

≪第２の実施形態≫
図４は、第２の実施形態に係る可変フィルタ回路１０Ａの回路図である。

可変フィルタ回路１０Ａは、前述の第１の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕１２，１３に、共振子Re_p1，Re_p2および可変容量Cs_p1，Cs_p2に加えて直列インダクタ（第２のインダクタ）Ls_p1，Ls_p2を備えている。直列インダクタLs_p1は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1との間に直列に接続されている。直列インダクタLs_p2は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2との間に直列に接続されている。

以下の説明では、直列インダクタLs_p1，Ls_p2は、それぞれ、約50nHの固定インダクタンスとする。その他の共振子Re_p1，Re_p2や可変容量Cs_p1，Cs_p2、第１のインダクタLs1などは第１の実施形態と同様の素子値とする。

図５（Ａ）は、直列インダクタLs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図５（Ａ）中の点線は、共振子Re_p1のインピーダンス特性Im1Aである。また、図５（Ａ）中の実線は、直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Aである。

直列インダクタLs_p1を設けたインピーダンス特性Im2Aと、直列インダクタLs_p1を省いたインピーダンス特性Im1Aとを比較すると、反共振点Mfaは周波数約915MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1Aで周波数約885MHzにあった共振点Mfrは、インピーダンス特性Im2Aではより低周波側の周波数約690MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im2Aでは、反共振点Mfaよりも高周波側近傍の周波数約970MHzに副共振点Sfrが現れている。

このように、並列腕１２において直列インダクタLs_p1は、共振点Mfrを低周波側に移動させる機能と、反共振点Mfaよりも高周波側に副共振点Ｓｆｒを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３において直列インダクタLs_p2も同様の機能を有している。

図５（Ｂ）は、直列インダクタLs_p1，Ls_p2の機能を説明する通過特性図である。図５（Ｂ）中の点線は、第１のインダクタLs1、可変容量Cs_p1，Cs_p2、および、直列インダクタLs_p1，Ls_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1Aである。また、図５（Ｂ）中の実線は、第１のインダクタLs1、および、可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Aである。

直列インダクタLs_p1，Ls_p2を設けた通過特性IL2Aと、直列インダクタLs_p1，Ls_p2を省いた通過特性IL1Aとを比較すると、通過特性IL1Aにおいて共振点Mfrに現れていた減衰極は、通過特性IL2Aにおいては、より低周波側に移動している。これにより、共振点Mfrよりも低周波側に現れていた通過帯域とその高周波側のカットオフ周波数もより低周波側に移動している。また、通過特性IL2Aにおいては、共振点Mfrよりも高周波数側の第２の通過帯域において、低周波側のカットオフ周波数がより低周波側に移動するとともに、高周波側にもカットオフ周波数が現れるようになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im2Aにおいて共振点Mfrがより低周波側に現れるとともに、新たに副共振点Sfrが現れるようになるためである。

このように、可変フィルタ回路１０Ａにおいて、直列インダクタLs_p1，Ls_p2は第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を低周波側に移動させる機能と、第１の通過帯域に加えて第２の通過帯域を生じさせる機能と、を有している。

図６（Ａ）は、この可変フィルタ回路１０Ａでの第１のインダクタLs1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図６（Ａ）中の点線は、直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Aである。また、図６（Ａ）中の実線は、直列インダクタLs_p1と第１のインダクタLs1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im3Aである。

第１のインダクタLs1を設けたインピーダンス特性Im3Aと、第１のインダクタLs1を省いたインピーダンス特性Im2Aとを比較すると、共振点Mfrは周波数約690MHzで同じであり、副共振点Sfrも周波数約970MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im2Aで周波数約915MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im3Aではより高周波側の周波数約930MHzに移動している。また、インピーダンス特性Im3Aでは、共振点Mfrよりも低周波側近傍の周波数約660MHzに副反共振点Sfaが現れている。

図６（Ｂ）は、この可変フィルタ回路１０Ａでの第１のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図６（Ｂ）中の点線は、第１のインダクタLs1および可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Aである。また、図６（Ｂ）中の実線は、可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と第１のインダクタLs1のみを設けた場合の通過特性IL3Aである。

第１のインダクタLs1を設けた通過特性IL3Aと第１のインダクタLs1を省いた通過特性IL2Aとを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側の第１の通過帯域において高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Aよりも通過特性IL3Aで急峻なものになる。また、共振点Mfrよりも高周波側の第２の通過帯域においても高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Aよりも通過特性IL3Aで急峻なものになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im3Aで副反共振点Sfaが共振点Mfrの低周波側の近傍に現れるようになるとともに、反共振点Mfaが副共振点Sfrの低周波側の近傍に移動するためである。

このように、この可変フィルタ回路１０Ａにおいて、第１のインダクタLs1は第１及び第２の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性を急峻にする機能を有している。

図７は、この可変フィルタ回路１０Ａでの可変容量Cs_p1，Cs_p2の機能を説明する通過特性図である。図７中の実線に示す通過特性IL4A，IL5A，IL6Aのうち、通過特性IL4Aは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が10.0pFである。通過特性IL5Aは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が2.5pFである。通過特性IL6Aは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が1.0pFである。

ここでは、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、低周波側の第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を150MHz程度（690〜840MHz）の帯域で調整できている。また、高周波側の第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を90MHz程度（970〜1060MHz）の帯域で調整できている。このように、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御によって、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数、および、第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を、それぞれの高周波側近傍での減衰特性の急峻さを高めた状態で調整できる。

このように、この可変フィルタ回路１０Ａにおいて可変容量Cs_p1，Cs_p2は、第１及び第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整する機能を有している。

ただし、第１の実施形態での説明と同様、第２の実施形態の構成においても、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲は、可変容量Cs_p1，Cs_p2が無い場合の共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域に制限されることになる。しかしながら、前述のように直列インダクタLs_p1，Ls_p2を設けると、可変容量Cs_p1，Cs_p2を設けていない状態での共振点Mfrと反共振点Mfaとの間の帯域を広帯域化することができるので、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を広帯域化することができる。本実施形態では、共振点Mfrと反共振点Mfaとの周波数間隔が、第１の実施形態での30MHz程度の帯域幅よりも広い270MHz（690MHz〜960MHz）程度の帯域幅に拡がっており、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げることができている。

このように、この可変フィルタ回路１０Ａでは、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げることができる上に、低周波側の第１の通過帯域と高周波側の第２の通過帯域とが存在するので、これら２つの通過帯域を共に利用して、対応可能な通過帯域の範囲を拡げることができる。

≪第３の実施形態≫
図８は、第３の実施形態に係る可変フィルタ回路１０Ｂの回路図である。

可変フィルタ回路１０Ｂは、前述の第２の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕１２，１３に、共振子Re_p1，Re_p2、直列インダクタLs_p1，Ls_p2および可変容量Cs_p1，Cs_p2に加えて並列インダクタ（第３のインダクタ）Lp_p1，Lp_p2を備えている。並列インダクタLp_p1は、共振子Re_p1と並列に接続されており、一端を直列インダクタLs_p1と共振子Re_p1との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列インダクタLp_p2は、共振子Re_p2と並列に接続されており、一端を直列インダクタLs_p2と共振子Re_p2との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

以下の説明では、共振子Re_p1，Re_p2は、それぞれ、共振周波数が約835MHzで反共振周波数が約865MHzの表面弾性波共振子とする。並列インダクタLp_p1，Lp_p2は、それぞれ、約5nHの固定インダクタンスとする。その他の可変容量Cs_p1，Cs_p2や、第１のインダクタLs1、直列インダクタLs_p1，Ls_p2などは第２の実施形態と同様の素子値とする。

図９（Ａ）は、並列インダクタLp_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図９（Ａ）中の点線は、共振子Re_p1の単体でのインピーダンス特性Im1Bである。また、図９（Ａ）中の実線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Bである。

並列インダクタLp_p1を設けたインピーダンス特性Im2Bと、並列インダクタLp_p1を省いたインピーダンス特性Im1Bとを比較すると、共振点Mfrは周波数約835MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im1Bで周波数約865MHzにあった反共振点Mfaは、インピーダンス特性Im2Bではより高周波側の周波数約920MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im2Bでは、共振点Mfrよりも低周波側近傍の周波数約660MHzに副反共振点Sfaが現れている。

このように、並列腕１２において並列インダクタLp_p1は、反共振点Mfaを高周波側に移動させる機能と、共振点Mfrよりも低周波側に副反共振点Sfaを生じさせる機能と、を有している。なお、並列腕１３においては、並列インダクタLp_p2が同様の機能を有している。

図９（Ｂ）は、この可変フィルタ回路１０Ｂでの直列インダクタLs_p1の機能を説明するインピーダンス特性図である。図９（Ｂ）中の点線は、並列インダクタLp_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im2Bである。また、図９（Ｂ）中の実線は、並列インダクタLp_p1と直列インダクタLs_p1を接続した状態での共振子Re_p1のインピーダンス特性Im3Bである。

直列インダクタLs_p1を設けたインピーダンス特性Im3Bと、直列インダクタLs_p1を省いたインピーダンス特性Im2Bとを比較すると、反共振点Mfaは周波数約920MHzで同じであるが、インピーダンス特性Im2Bで周波数約835MHzにあった共振点Mfrは、インピーダンス特性Im3Bではより低周波側の周波数約710MHzに移動している。そして、インピーダンス特性Im3Bでは、反共振点Mfaよりも高周波側近傍の周波数約950MHzに副共振点Sfrが現れている。

このように、この可変フィルタ回路１０Ｂにおいても、直列インダクタLs_p1，Ls_p2は通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を低周波側に移動させる機能と、第１の通過帯域に加えて第２の通過帯域を生じさせる機能と、を有している。

図１０（Ａ）は、この可変フィルタ回路１０Ｂでの第１のインダクタLs1の機能を説明する通過特性図である。図１０（Ａ）中の点線は、第１のインダクタLs1、可変容量Cs_p1，Cs_p2、直列インダクタLs_p1，Ls_p2、および、並列インダクタLp_p1，Lp_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2のみを設けた場合の通過特性IL1Bである。また、図１０（Ａ）中の実線は、第１のインダクタLs1、および、可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と並列インダクタLp_p1，Lp_p2のみを設けた場合の通過特性IL2B、および、可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と並列インダクタLp_p1，Lp_p2と第１のインダクタLs1とのみを設けた場合の通過特性IL3Bである。

直列インダクタLs_p1，Ls_p2および並列インダクタLp_p1，Lp_p2を設けた通過特性IL2Bと、直列インダクタLs_p1，Ls_p2および並列インダクタLp_p1，Lp_p2を省いた通過特性IL1Bとを比較すると、通過特性IL1Bで共振点Mfrよりも低周波側に現れていた第１の通過帯域は、通過特性IL2Bでは、高周波側のカットオフ周波数が低周波側に移動する。また、通過特性IL1Bで共振点Mfrよりも高周波側に現れていた第２の通過帯域は、通過特性IL2Bでは、低周波側のカットオフ周波数が低周波側に移動するとともに高周波側のカットオフ周波数が現れるようになる。これは、前述したようにインピーダンス特性Im3Bで共振点Mfrがより低周波側に移動するとともに、新たに副共振点Sfrが現れるようになるためである。

また、第１のインダクタLs1を設けた通過特性IL3Bと、第１のインダクタLs1を省いた通過特性IL2Bとを比較すると、共振点Mfrよりも低周波側の第１の通過帯域において高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Bよりも通過特性IL3Bで急峻なものになる。また、共振点Mfrよりも高周波側の第２の通過帯域においても高周波側近傍の減衰特性が通過特性IL2Bよりも通過特性IL3Bで急峻なものになる。

このように、この可変フィルタ回路１０Ｂにおいても、第１のインダクタLs1は第１及び第２の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性を急峻にする機能を有している。

図１０（Ｂ）は、この可変フィルタ回路１０Ｂでの可変容量Cs_p1，Cs_p2の機能を説明する通過特性図である。図１０（Ｂ）中の点線は、第１のインダクタLs1および可変容量Cs_p1，Cs_p2を省き共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と並列インダクタLp_p1，Lp_p2のみを設けた場合の通過特性IL2Bである。また、図１０（Ｂ）中の実線は、共振子Re_p1，Re_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と第１のインダクタLs1と並列インダクタLp_p1，Lp_p2と可変容量Cs_p1，Cs_p2とを設けた場合の通過特性IL4B，IL5B，IL6Bである。通過特性IL4Bは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が10.0pFである。通過特性IL5Bは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が2.0pFである。通過特性IL6Bは、可変容量Cs_p1，Cs_p2が1.0pFである。

ここでは、可変容量Cs_p1，Cs_p2のキャパシタンスを1.0pF〜10.0pFの間で制御することにより、低周波側の第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を160MHz程度（710〜870MHz）の帯域で調整できている。また、高周波側の第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を150MHz程度（950〜1100MHz）の帯域で調整できている。

このように、この可変フィルタ回路１０Ｂにおいても、可変容量Cs_p1，Cs_p2は第１及び第２の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整する機能を有している。そして、並列インダクタLp_p1，Lp_p2は、前述の直列インダクタLs_p1，Ls_p2と同様に、共振点Mfrと反共振点Mfaとの周波数間隔を拡げて、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数の可変範囲を拡げる機能を有している。

なお、本実施形態では、並列インダクタLp_p1，Lp_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2とをともに設ける例を示したが、直列インダクタLs_p1，Ls_p2は設けずに、並列インダクタLp_p1，Lp_p2のみを設けるようにしてもよい。

≪変形例≫
図１１は、第２の実施形態または第３の実施形態に係る可変フィルタ回路の変形例を示す回路図である。

図１１（Ａ）に示す可変フィルタ回路１０Ｃは、前述の第３の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列インダクタLp_p1の一端を、可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。すなわち、並列インダクタLp_p1は、共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1との直列回路に対して並列に接続されている。また、並列インダクタLp_p2の一端を、可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。すなわち、並列インダクタLp_p2は、共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2との直列回路に対して並列に接続されている。

図１１（Ｂ）に示す可変フィルタ回路１０Ｄは、前述の第３の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列インダクタLp_p1，Lp_p2は、可変容量Cs_p1，Cs_p2と直列インダクタLs_p1，Ls_p2と共振子Re_p1，Re_p2との直列回路に対して並列に接続されている。具体的には、並列インダクタLp_p1の一端を、並列腕１２と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列インダクタLp_p2の一端を、並列腕１３と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

なお、前述の図８に示した可変フィルタ回路１０Ｂと、可変フィルタ回路１０Ｃ，１０Ｄとを比べると、可変フィルタ回路１０Ｂのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性の減衰レベルが良化され、また、通過帯域の高周波側のカットオフ周波数を調整可能な帯域が広い傾向をもつ。

図１１（Ｃ）に示す可変フィルタ回路１０Ｅは、前述の第３の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕１２，１３にさらに並列キャパシタCp_p1，Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕１２と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕１３と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

なお、前述の図８に示した可変フィルタ回路１０Ｂと、この可変フィルタ回路１０Ｅとを比べると、可変フィルタ回路１０Ｅのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

図１１（Ｄ）に示す可変フィルタ回路１０Ｆは、前述の図１１（Ａ）に係る可変フィルタ回路１０Ｃと殆ど同じ構成であるが、並列腕１２，１３にさらに並列キャパシタCp_p1，Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕１２と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。また、並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕１３と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

なお、前述の図１１（Ａ）に示した可変フィルタ回路１０Ｃと、この可変フィルタ回路１０Ｆとを比べても、可変フィルタ回路１０Ｆのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

図１１（Ｅ）に示す可変フィルタ回路１０Ｇは、前述の第２の実施形態に係る構成と殆ど同じ構成であるが、並列腕１２，１３にさらに並列キャパシタCp_p1，Cp_p2を備えている。並列キャパシタCp_p1の一端は、並列腕１２と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。また、並列キャパシタCp_p2の一端は、並列腕１３と直列腕１１との接続点に接続し、他端をポートP3に接続している。

なお、前述の図４に示した可変フィルタ回路１０Ａと、この可変フィルタ回路１０Ｇとを比べても、可変フィルタ回路１０Ｇのほうが、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻になる傾向をもつ。

以上の各実施形態および各変形例で示したように、第１のインダクタを設けることで、第１のインダクタを設けない場合よりも、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性の急峻性を高められる。

≪第４の実施形態≫
図１２（Ａ）は、第４の実施形態に係る可変フィルタ回路２０の回路図である。

可変フィルタ回路２０は、直列腕２１と、並列腕２２，２３とを備えている。並列腕２２は、可変容量Cs_p1と共振子Re_p1を備えている。並列腕２３は、可変容量Cs_p2と共振子Re_p2を備えている。共振子Re_p1は、共振子Re_p2に比較してより高周波側に共振点および反共振点を有しており、共振子Re_p2は、共振子Re_p1に比較してより低周波側に共振点および反共振点を有している。すなわち、並列腕２２，２３のうち、並列腕２２はより高周波側の通信バンドに対応するものであり、並列腕２３はより低周波側の通信バンドに対応するものである。可変容量Cs_p1，Cs_p2は、各々が設けられる並列腕２２，２３が対応する通信バンドに対して通過帯域の低周波側のカットオフ周波数を適切に調整するために、素子値が制御されるものである。

また、並列腕２２は、可変容量Cs_p1の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを更に備えている。並列腕２３は、可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲を拡げるために、並列インダクタLp_p2を更に備えている。このように本実施形態に係る可変フィルタ回路２０においては、一方の並列腕２２には直列インダクタLs_p1を設け、他方の並列腕２３からは直列インダクタを省き、非対称な回路構成を採用している。このように並列腕２３の直列インダクタを省くことで、可変フィルタ回路２０の回路サイズを小型化することができる。

図１２（Ｂ）および図１２（Ｃ）は、共振子のインピーダンス特性に対して各インダクタが及ぼす作用を模式的に示す概念図である。図中点線で示すインピーダンス波形は、それぞれ並列腕２２，２３の共振子単独での波形であり、実線で示すインピーダンス波形は、インダクタLs_p1，Lp_p1，Lp_p2を共振子に付加した波形である。

例えば、高周波側に対応する並列腕２２においては、図１２（Ｂ）に示すように、共振子Re_p1のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p1が及ぼす影響で反共振点Mfaの近傍に生じる波形の変化と、直列インダクタLs_p1が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化とは同程度である。言い換えると、高周波側に対応する並列腕２２では、直列インダクタLs_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用と、並列インダクタLp_p1によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用とは同程度に働く。

一方、低周波側に対応する並列腕２３においては、図１２（Ｃ）に示すように、共振子Re_p2のインピーダンス波形に対して、並列インダクタLp_p2の影響で反共振点Mfaの近傍に生じる波形の変化は大きく、直列インダクタ（図８：Ls_p2参照）が及ぼす影響で共振点Mfrの近傍に生じる波形の変化は小さい。したがって、低周波側の共振点Mfrの近傍では、インピーダンス変化の急峻性が維持され易い。言い換えると、低周波側に対応する並列腕２３では、並列インダクタLp_p2によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより大きく働きやすく、直列インダクタ（Ls_p2）によるカットオフ周波数の可変範囲の伸長作用はより小さくしか働かない。

したがって、可変フィルタ回路２０の回路サイズを小型化するために省くインダクタとしては、より低周波側に対応する並列腕２３における直列インダクタ（Ls_p2）が最も望ましい。並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）のみを省くことで、可変フィルタ回路２０のフィルタ特性に大幅な劣化を生じさせることなく、可変フィルタ回路２０の回路サイズを抑制することができる。

なお、並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）を省くことで、並列腕２３において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲には狭まる傾向がでてしまう。このため、並列腕２３に設ける並列インダクタLp_p2としては、他方の並列腕２２に設ける並列インダクタLp_p1よりも、よりインダクタンスを小さいものに設定することが好ましい。このように並列インダクタLp_p2を設定することにより、並列腕２３において可変容量Cs_p2の制御により調整可能なカットオフ周波数の可変範囲が大幅に狭まることを防ぐことができる。

ここで、所定の通信バンドに通過帯域を有する複数の異なる回路構成毎に用意した複数のサンプルデータを用いたフィルタ特性の試験結果について説明する。図１３は、同一の通信バンドに対応するように設定した可変フィルタ回路の各種構成で、通過帯域における挿入損失の最小点の減衰量を比較して示す図である。なお、図１３中の各プロットは、異なる回路構成毎に用意した複数のサンプルのデータ平均値を示している。また、各回路構成に対して可変容量の調整量（可変容量の制御により通過帯域の中心周波数が変化する割合にあたる周波数調整率）を一定ずつ異ならせた複数のサンプルを用意した。このため、実際の可変フィルタ回路の製造においては、各可変容量の微調整を行うことで、所望のフィルタ特性が得られる。また、ここでは、第３の実施形態に係る可変フィルタ回路１０Ｂ（図８参照）と、第４の実施形態に係る可変フィルタ回路２０（図１２（Ａ）参照）と、のＩＬ特性を比較して示している。

この試験結果から、可変フィルタ回路の周波数調整率が１５％程度までであれば、低周波側に対応する並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）を省いた可変フィルタ回路２０の構成であっても、全てのインダクタを設けた可変フィルタ回路１０Ｂから大幅に劣化しないことがわかる。

このように、サンプルデータを用いた試験からも、本実施形態に係る可変フィルタ回路２０のように、並列腕２３の直列インダクタ（Ls_p2）のみを省くことで、可変フィルタ回路２０のフィルタ特性に大幅な劣化を生じさせることなく、可変フィルタ回路２０の回路サイズを抑制することができるが確認できる。

≪第５の実施形態≫
図１４は、第５の実施形態に係る可変フィルタ回路３０の回路図である。

可変フィルタ回路３０は、第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとを備えている。第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとは、それぞれ先に第３の実施形態で示した可変フィルタ回路１０Ｂと同じ回路構成である。第１回路部３０Ａは、直列腕３１と、並列腕３２，３３とを備えている。第２回路部３０Ｂは、直列腕３４と、並列腕３５，３６とを備えている。

ここで、並列腕３２は、共振子Re_p1と可変容量Cs_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とを備えている。並列腕３３は、共振子Re_p2と可変容量Cs_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とを備えている。並列腕３５は、共振子Re_p3と可変容量Cs_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とを備えている。並列腕３６は、共振子Re_p4と可変容量Cs_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とを備えている。

共振子Re_p1，Re_p2と共振子Re_p3，Re_p4とは、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1，Cs_p2と可変容量Cs_p3，Cs_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2または共振子Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御されるものである。直列インダクタLs_p1，Ls_p2および直列インダクタLs_p3，Ls_p4と並列インダクタLp_p1，Lp_p2および並列インダクタLp_p3，Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2または共振子Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されたものである。

このように、複数のフィルタ回路１０Ｂに相当する回路部３０Ａ，３０Ｂを接続して可変フィルタ回路は多段化することができる。回路部３０Ａ，３０Ｂそれぞれの対応する周波数バンドを異ならせることで、回路部３０Ａ，３０Ｂそれぞれのフィルタ特性を向上させることができる。その結果、より多くの通信バンドに対して可変フィルタ回路を対応させることができる。

また、ここでは、第１回路部３０Ａと第２回路部３０Ｂとのそれぞれを、第３の実施形態に示した可変フィルタ回路１０Ｂと同じ回路構成としたが、その他の変形例に係る回路構成や、その他の実施形態に係る回路構成を適宜組み合わせるようにしてもよい。また、より多くの回路部を接続して利用するようにしてもよい。

≪第６の実施形態≫
図１５は、第６の実施形態に係る可変フィルタ回路４０の回路図である。

可変フィルタ回路４０は、直列腕４１と、並列腕４２，４３とを備えている。並列腕４２は、可変容量Cs_p1と選択部SW1と共振子Re_p1，Re_p3と直列インダクタLs_p1，Ls_p3と並列インダクタLp_p1，Lp_p3とを備えている。並列腕４３は、可変容量Cs_p2と選択部SW2と共振子Re_p2，Re_p4と直列インダクタLs_p2，Ls_p4と並列インダクタLp_p2，Lp_p4とを備えている。

選択部SW1は、可変容量Cs_p1のポートP3（グランド接続端）側に接続されている。選択部SW1は、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを備え、接続切替ポートPsw1と接続切替ポートPsw3とを切り替えて可変容量Cs_p1に接続することができる。共振子Re_p1と直列インダクタLs_p1と並列インダクタLp_p1とは、接続切替ポートPsw1に接続されている。共振子Re_p3と直列インダクタLs_p3と並列インダクタLp_p3とは、接続切替ポートPsw3に接続されている。

選択部SW2は、可変容量Cs_p2のポートP3（グランド接続端）側に接続されている。選択部SW2は、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを備え、接続切替ポートPsw2と接続切替ポートPsw4とを切り替えて可変容量Cs_p2に接続することができる。共振子Re_p2と直列インダクタLs_p2と並列インダクタLp_p2とは、接続切替ポートPsw2に接続されている。共振子Re_p4と直列インダクタLs_p4と並列インダクタLp_p4とは、接続切替ポートPsw4に接続されている。

本実施形態においても、第５の実施形態と同様に、共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4は、それぞれ、異なる通過帯域と阻止帯域とを有する通信バンドに対応するものである。また、可変容量Cs_p1，Cs_p2は、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、適宜の素子値に制御される。直列インダクタLs_p1，Ls_p2，Ls_p3，Ls_p4と並列インダクタLp_p1，Lp_p2，Lp_p3，Lp_p4とは、各々が接続される共振子Re_p1，Re_p2，Re_p3，Re_p4が対応する通信バンドでのフィルタ特性を適切に設定するために、各々適宜の素子値に設定されている。

そして、この可変フィルタ回路４０では、選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1，Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2，Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続することで、フィルタ特性を変化させ、対応する通信バンドを変更する。図１６は、選択部SW1，SW2の制御状態と、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性との対応関係について模式的に説明する特性図である。図１６（Ａ）は、共振子選択部SW1，SW2の制御状態の設定例を示す図であり、図１６（Ｂ）は、共振子選択部SW1，SW2の制御状態の設定に応じて定まる通過帯域の変化を示す特性図である。

例えば、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの低周波側の第１バンドまたは第２バンドに対応させる際には、選択部SW1，SW2を制御し、選択部SW1では接続切替ポートPsw1を選択して接続し、選択部SW2では接続切替ポートPsw2を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第１バンドまたは第２バンドのいずれかに、可変フィルタ回路４０の通過帯域が調整される。

また、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を、複数の通信バンドのうちの高周波数側の第３バンドまたは第４バンドに対応させる際には、選択部SW1，SW2を制御し、選択部SW1では接続切替ポートPsw3を選択して接続し、選択部SW2では接続切替ポートPsw4を選択して接続する。そして、可変容量の制御によって、第３バンドまたは第４バンドのいずれかに、可変フィルタ回路４０の通過帯域が調整される。

このように可変フィルタ回路４０では、選択部SW1を制御して接続切替ポートPsw1，Psw3のいずれかを可変容量Cs_p1に接続するとともに、選択部SW2を制御して接続切替ポートPsw2，Psw4のいずれかを可変容量Cs_p2に接続する。これにより、共振子選択部SW1，SW2の切り替えで、大きな周波数調整を決定し、可変容量の調整で、細かな周波数調整を決定することができる。したがって、多くの通信バンドに対応するように、可変フィルタ回路４０のフィルタ特性を変更することができる。

その上、この可変フィルタ回路４０では、直列腕の総数や、可変容量の総数を増やすことなく、多数の通信バンドに対応することができる。例えば、先に説明した第５の実施形態では、対応させる多数の通信バンドとほぼ同数の並列腕を設ける必要があり、それぞれの並列腕に設け各素子の総数が多くなりがちであったが、本実施形態では、選択部SW1，SW2を設けて可変容量Cs_p1，Cs_p2を複数の通信バンドで共用するので、通信バンド毎に並列腕の各素子を設ける必要が無くなる。したがって、可変容量Cs_p1，Cs_p2の総数を抑制することができ、回路サイズが大型化することや、可変容量Cs_p1，Cs_p2の制御が複雑化することを防ぐことができる。

なお、この実施形態においては、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタを、選択部の接続切替ポート側に接続する例を示したが、選択部の可変容量側に直列インダクタや並列インダクタを接続するようにしてもよい。この場合には、それぞれの並列腕に設ける直列インダクタや並列インダクタの総数も抑制することができ、回路サイズを更に抑制することができる。また、ここでは、各選択部に設ける接続切替ポートの総数や共振子の総数を２とする例を示したが、各選択部に設ける接続切替ポートの総数や接続する共振子の総数は２よりも多くてもよい。この場合には、さらに多くの通信バンドに可変フィルタ回路が対応可能になる。

≪第７の実施形態≫
図１７は、第７の実施形態に係る無線通信装置９のブロック図である。

無線通信装置９は、アンテナ１とフロントエンド回路２と送信回路３と受信回路４とを備えている。送信回路３は、ＬＴＥ等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて送信信号を出力する。受信回路４は、ＬＴＥ等の通信システムにおける複数の通信バンドに対応可能に構成されており、対応する通信バンドを切り替えて受信信号の入力を受け付ける。フロントエンド回路２は、アンテナ１と送信回路３および受信回路４との間に接続されており、送信回路３に接続される可変フィルタ回路１０Ｈと、受信回路４に接続される可変フィルタ回路１０Ｈ’と、サーキュレータ５と、を備えている。サーキュレータ５は、送信信号を送信回路３からアンテナ１に伝搬させ、受信信号をアンテナ１から受信回路４に伝搬させるように、信号の伝搬方向に方向性を持たせるものである。可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’の回路構成については後述する。

このような構成の無線通信装置９において、送信側の可変フィルタ回路１０Ｈは、可変容量の制御により、送信回路３が対応している通信バンドの送信帯域に通過帯域を合わせて、送信信号を通過し、受信信号をカットするようにする。また、受信側の可変フィルタ回路１０Ｈ’は、可変容量の制御により、受信回路４が対応している通信バンドの受信帯域に通過帯域を合わせ、受信信号を通過し、送信信号をカットするようにする。送信側の可変フィルタ回路１０Ｈと、受信側の可変フィルタ回路１０Ｈ’とを、互いに逆側の周波数の信号を減衰させるように設定することで、送信信号が受信回路に影響を与えることを抑制し、受信感度を良好に保つことができる。

また、可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’において、低周波側の第１の通過帯域を利用する場合、可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’はそれぞれ第１の要件や第２の要件を満足する必要がある。第１の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の反共振点（Mfa）が、複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限周波数に対して、より高い周波数にあるというものである。また、第２の要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の共振点（Mfr）が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるというものである。可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’が第１の要件と第２の要件を満足していれば、共振点（Mfr）から反共振点（Mfa）までの帯域内に複数の通信バンドが全て含まれるようになり、可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’の可変容量を制御することによって可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’の第１の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。

また、高周波側の第２の通過帯域を利用する場合、可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’に必要な要件は、少なくとも一つの並列腕は、可変容量が無い場合の副共振点（Sfr）が、複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限周波数に対して、より低い周波数にあるというものである。可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’がこの要件を満足していれば、副共振点（Sfr）よりも高い帯域内に複数の通信バンドの全て含まれるようになり、可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’の可変容量を制御することによって可変フィルタ回路１０Ｈ，１０Ｈ’の高周波側の第２の通過帯域における高周波側のカットオフ周波数を、複数の通信バンドそれぞれの通過帯域の高周波側に調整することが可能になる。

図１８は、可変フィルタ回路１０Ｈの回路図である。

可変フィルタ回路１０Ｈは、前述の第３の実施形態に係る構成（特に図１１（Ｃ）に示す可変フィルタ回路１０Ｅ）と殆ど同じ構成であるが、並列腕１２および並列腕１３にさらにスイッチ１４を備えている。スイッチ１４は、並列インダクタLp_p1，Lp_p2の可変フィルタ回路１０Ｈへの接続をオンまたはオフするように設けている。このように、スイッチ１４のオンオフを利用することにより、可変フィルタ回路１０Ｈの減衰特性を変化させることができる。

ここで、スイッチ１４のオンオフを利用して可変フィルタ回路１０Ｈの減衰特性を変化させる場合の具体的な設定例について図１９を参照して説明する。

例えば、ＬＴＥ等の通信システムで規定される通信バンドBand17は、送信帯域（704MHz−716MHz）が受信帯域（734MHz−746MHz）よりも低い関係にある。一方、例えば通信バンドBand14は、送信帯域（788MHz−798MHz）が受信帯域（758MHz−768MHz）よりも高い周波数にある。このように、各種の通信システムで規定される複数の通信バンドは、通信バンドによって送信帯域と受信帯域との周波数関係が逆になる場合がある。一般に、通信バンドBand17のような送信帯域が受信帯域よりも低い周波数にある通信バンドに対しては、送信側のフィルタ回路は、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められ、受信側のフィルタ回路は、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められる。一方、通信バンドBand14のような送信帯域が受信帯域よりも高い周波数にある通信バンドに対しては、送信側のフィルタ回路は、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められ、受信側のフィルタ回路は、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻であることが求められる。

そこで、本実施形態の可変フィルタ回路１０Ｈでは、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態と、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態とを切り替え可能とする。なお、各素子のパラメータの値を調整することで、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態と、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態とをスイッチ１４のオンオフで切り替えることが可能になる。

例えば、第１のインダクタLs1のインダクタンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、第１のインダクタLs1のインダクタンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

また、並列インダクタLp_p1，Lp_p2のインダクタンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、並列インダクタLp_p1，Lp_p2のインダクタンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

また、共振子Re_p1，Re_p2のインピーダンスを大きくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。逆に、共振子Re_p1，Re_p2のインピーダンスを小さくすることにより、可変フィルタ回路１０Ｈは、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な傾向が強くなる。

図１９（Ａ）は、スイッチ１４をオンした状態での可変フィルタ回路１０Ｈの通過特性図である。図１９（Ｂ）は、スイッチ１４をオフした状態での可変フィルタ回路１０Ｈの通過特性図である。ここでは、可変フィルタ回路１０Ｈを送信側のフィルタ回路として用いる場合を示している。

可変フィルタ回路１０Ｈは、送信帯域が受信帯域よりも低い関係にあるBand17のような通信バンドに対しては、高周波側の受信帯域（734MHz-746MHz）をカットしながら、低周波側の送信帯域（704MHz-716MHz）を通過させる必要がある。このため、このような通信バンドに対応する際には、可変フィルタ回路１０Ｈは、図１９（Ａ）に示すように、低周波側の第１の通過帯域の高周波側近傍での減衰特性が急峻な状態となるように設定される。具体的には、可変フィルタ回路１０Ｈは、スイッチ１４をオンした状態での通過特性において、低周波側の第１の通過帯域が約704MHzから約716MHzまでの帯域に重なり、第１の通過帯域の高周波側近傍の阻止帯域が約734MHzから約746MHzの帯域に重なり、第１の通過帯域の高周波側のカットオフ周波数が約716MHzから約734MHzまでの間になり、第１の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性が第２の通過帯域の低周波側近傍の減衰特性よりも急峻になるように設定される。

一方、可変フィルタ回路１０Ｈは、送信帯域が受信帯域よりも高い関係にあるBand14のような通信バンドに対しては、低周波側の受信帯域（758MHz-768MHz）をカットしながら、高周波側の送信帯域（788MHz-798MHz）を通過させる必要がある。このため、このような通信バンドに対応する際には、可変フィルタ回路１０Ｈは、図１９（Ｂ）に示すように、高周波側の第２の通過帯域の低周波側近傍での減衰特性が急峻な状態となるように設定される。具体的には、可変フィルタ回路１０Ｈは、スイッチ１４をオフした状態での通過特性において、高周波側の第２の通過帯域が約788MHzから約798MHzまでの帯域に重なり、第２の通過帯域の低周波側近傍の阻止帯域が約758MHzから約768MHzの帯域に重なり、可変フィルタ回路１０Ｈは、第２の通過帯域の低周波側のカットオフ周波数が約768MHzから約788MHzまでの間となり、第２の通過帯域の低周波側近傍の減衰特性が第１の通過帯域の高周波側近傍の減衰特性よりも急峻になるように設定される。

このように、スイッチ１４のオンオフを利用して、通過帯域の高周波側近傍での減衰特性を急峻にするか、通過帯域の低周波側近傍での減衰特性を急峻にするかを切り替えることで、対応すべき通信バンドが、通過帯域よりも低い阻止帯域が規定されたものであっても、通過帯域よりも高い阻止帯域が規定されるものであっても、可変フィルタ回路１０Ｈで適切に信号を通過または阻止できる。

なお、本実施形態では、スイッチ１４を、共振子Re_p1，Re_P2に対して並列に接続された並列インダクタLp_p1，Lp_p2をオンまたはオフするように設けたが、スイッチ１４の接続位置は他の位置であってもよい。例えば、図１１（Ａ）や図１１（Ｂ）で示したような並列インダクタLp_p1，Lp_p2の接続位置に、並列インダクタLp_p1，Lp_p2およびスイッチ１４を接続するようにしてもよい。また、並列キャパシタCp_p1，Cp_p2の接続位置に、並列キャパシタCp_p1，Cp_p2およびスイッチ１４を接続するようにしてもよい。

以上に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。例えば、可変リアクタンスとして、可変容量ではなく可変インダクタンスとなるような回路や素子を用いることもできる。

９…無線通信装置
１…アンテナ
２…フロントエンド回路
３…送信回路
４…受信回路
１０…可変フィルタ回路
１１…直列腕
１２，１３…並列腕
１４…スイッチ

Claims (12)

1. 第１の入出力端と第２の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第１の入出力端とグランド接続端との間に接続された第１の並列腕と、前記第２の入出力端と前記グランド接続端との間に接続された第２の並列腕と、を備え、
   前記第１の並列腕および前記第２の並列腕は、それぞれ共振子を含み、
   前記直列腕は、前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に直列に接続された第１のインダクタを含み、
   前記第１の並列腕及び前記第２の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変容量を１つのみ含み、
   前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とは、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された第３のインダクタを含み、
   前記第１の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された第２のインダクタを含み、
   前記第２の並列腕は、前記第２のインダクタが省かれていて、
   前記第１の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点は、前記第２の並列腕が含む共振子の共振点および反共振点よりも、高周波側にある、
   可変フィルタ回路。
2. 第１の入出力端と第２の入出力端との間に接続された直列腕と、前記第１の入出力端とグランド接続端との間に接続された第１の並列腕と、前記第２の入出力端と前記グランド接続端との間に接続された前記第２の並列腕と、を備え、
   前記第１の並列腕および前記第２の並列腕は、それぞれ共振子を含み、
   前記直列腕は、前記第１の入出力端と前記第２の入出力端との間に直列に接続された第１のインダクタを含み、
   前記第１の並列腕及び前記第２の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変容量を１つのみ含み、
   前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とは、それぞれ、前記共振子に対して並列に接続された第３のインダクタを含み、
   前記第１の並列腕は、前記共振子に対して直列に接続された第２のインダクタを含み、
   前記第２の並列腕は、前記第２のインダクタが省かれていて、
   前記第２の並列腕が含む第３のインダクタのインダクタンスは、前記第１の並列腕が含む第３のインダクタのインダクタンスよりも、小さい、
   可変フィルタ回路。
3. 前記第２の並列腕が含む第３のインダクタのインダクタンスは、前記第１の並列腕が含む第３のインダクタのインダクタンスよりも、小さい、
   請求項１に記載の可変フィルタ回路。
4. 前記第１の並列腕及び前記第２の並列腕のそれぞれは、前記共振子に対して直列に接続された可変容量を１つのみ含む、
   請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
5. 前記直列腕は、可変容量を有さない、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
6. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記第３のインダクタの接続状態をオンまたはオフに切り替えるスイッチを更に含む、
   請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
7. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、該第１の並列腕または前記第２の並列腕に対して並列に接続された並列キャパシタを更に含む、
   請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
8. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、複数の前記共振子と、前記複数の共振子からいずれか一つを選択して前記可変容量に直列に接続する選択部を含む、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
9. 前記第１の並列腕と前記第２の並列腕とのうちの少なくとも一方は、前記複数の共振子それぞれに対して並列に接続される複数の前記第３のインダクタを含み、
   前記選択部は、前記複数の第３のインダクタおよび前記複数の共振子からいずれかを一組選択して前記可変容量に直列に接続する、請求項８に記載の可変フィルタ回路。
10. 請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の可変フィルタ回路を有するフロントエンド回路と、
    アンテナと、
    前記フロントエンド回路を介して前記アンテナに接続した通信回路と、
    を備える無線通信装置。
11. 前記通信回路が、複数の通信バンドに対応しており、
    少なくとも一つの並列腕の前記可変容量がない場合の反共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も高周波側の通信バンドの阻止帯域の高周波側の上限の周波数よりも高く、
    少なくとも一つの並列腕の前記可変容量がない場合の共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、
    請求項１０に記載の無線通信装置。
12. 少なくとも一つの並列腕の前記可変容量がない場合の副共振点は、前記複数の通信バンドのうちの最も低周波側の通信バンドの阻止帯域の低周波側の下限の周波数よりも低い、
    請求項１１に記載の無線通信装置。