WO2018159020A1 - 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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浩司 野阪
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株式会社村田製作所
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    • H04B1/40—Circuits
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Definitions

  • the present invention relates to a high frequency filter having a resonator, a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • variable-frequency high-frequency filter (tunable filter) has been proposed as a high-frequency filter compatible with multiband.
  • a parallel arm circuit of such a frequency variable type high frequency filter for example, a first configuration is known in which a circuit in which a capacitor and a switch are connected in parallel to a parallel arm resonator is connected in series (for example, see Patent Documents 1 and 2). Further, for example, a second configuration is known in which a circuit in which a resonator and a switch are connected in parallel to a parallel arm resonator is connected in series (see, for example, Patent Document 3).
  • the resonance frequency which is a singular point at which the impedance of the parallel arm circuit is minimized, is switched by switching the switch on (conducting) and off (non-conducting).
  • the frequency of the attenuation pole can be switched.
  • the anti-resonance frequency which is a singular point where the impedance of the parallel arm circuit that constitutes the passband becomes maximal, does not change substantially, so when the attenuation pole is switched so that the frequency difference between the attenuation pole and the passband becomes wide.
  • the loss at the end of the pass band on the attenuation pole side after switching is poor (the insertion loss is large).
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency filter, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can switch the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole while suppressing the loss at the end of the passband.
  • a high-frequency filter is a high-frequency filter, and a series arm circuit provided on a path connecting a first input / output terminal and a second input / output terminal; A parallel arm circuit connected to a node on the path and a ground, wherein the parallel arm circuit includes a first parallel arm resonator and a first frequency connected in series with the first parallel arm resonator.
  • a variable circuit and a second parallel arm resonator connected in parallel to a circuit in which the first parallel arm resonator and the first frequency variable circuit are connected in series, and the first frequency variable
  • the circuit includes a third parallel arm resonator and a first switch connected in parallel with the third parallel arm resonator, and the first frequency circuit is switched on and off of the first switch.
  • the frequency of the pass band of the high frequency filter and the attenuation pole Switching the wave number, the resonance frequency of the first parallel arm resonator and the resonance frequency of the second parallel arm resonator are different from each other, the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator and the resonance frequency of the second parallel arm resonator are Unlike the anti-resonance frequency, the resonance frequency of the third parallel arm resonator is higher than both the resonance frequency of the first parallel arm resonator and the resonance frequency of the second parallel arm resonator.
  • At least one resonance frequency and at least one anti-resonance frequency of the parallel arm circuit can both be switched (variable). Therefore, according to the switching, it is possible to switch both the frequency at the low end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the low passband side, or the frequency at the high end of the passband and the high passband.
  • the frequency of the attenuation pole on the band side can be switched together. Therefore, it is possible to switch the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole while suppressing the loss at the end of the pass band.
  • a resonance frequency of the first parallel arm resonator is lower than a resonance frequency of the second parallel arm resonator, and an anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is an anti-resonance of the second parallel arm resonator. It may be lower than the frequency.
  • both the first resonance frequency and the first anti-resonance frequency are switched to the high frequency side or the low frequency side in accordance with switching of the first switch on and off.
  • the first resonance frequency of the parallel arm circuit constitutes an attenuation pole on the low pass band side of the filter
  • the first anti-resonance frequency of the parallel arm circuit constitutes the pass band of the filter. Therefore, it is possible to switch the frequency of the passband low-frequency end and the frequency of the attenuation pole on the low-passband side while suppressing the loss at the low end of the passband.
  • the resonance frequency of the first parallel arm resonator is higher than the resonance frequency of the second parallel arm resonator, and the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is anti-resonance of the second parallel arm resonator. It may be higher than the frequency.
  • the first anti-resonance frequency of the parallel arm circuit and the second resonance frequency adjacent to the first resonance frequency (that is, the lower frequency side)
  • the second resonance frequency from the first to the second variable).
  • both the first antiresonance frequency and the second resonance frequency are switched to the high frequency side or the low frequency side in accordance with switching of the first switch on and off.
  • the first anti-resonance frequency of the parallel arm circuit constitutes the passband of the filter
  • the second resonance frequency of the parallel arm circuit constitutes the attenuation pole on the high-pass side of the passband of the filter. Therefore, it is possible to switch the frequency at the high end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the high passband side while suppressing the loss at the high end of the passband.
  • the parallel arm circuit further includes a second switch connected in series with the second parallel arm resonator, and a circuit in which the second parallel arm resonator and the second switch are connected in series is: You may decide to connect in parallel with respect to the circuit which connected the said 1st parallel arm resonator and the said 1st frequency variable circuit in series.
  • the parallel arm circuit further includes a fourth parallel arm resonator that is connected in parallel with the second switch and forms a second frequency variable circuit together with the second switch, and the second frequency variable circuit includes:
  • the second parallel arm resonator is connected in series, and by switching on and off the second switch, the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole of the high frequency filter are switched,
  • the resonance frequency may be higher than both the resonance frequency of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator.
  • each of the first parallel arm resonator, the second parallel arm resonator, and the third parallel arm resonator is formed from a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity at least partially. It may be an elastic wave resonator having an IDT electrode.
  • the high-frequency filter can be reduced in size and cost.
  • the acoustic wave resonator generally exhibits high Q characteristics, the loss and the selectivity of the high frequency filter can be reduced.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers of the third parallel arm resonator is thinner than the film thickness of the plurality of electrode fingers of at least one of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator. It may be.
  • the Q value of the resonance frequency and the anti-resonance frequency varies depending on the film thickness of the plurality of electrode fingers, and the ratio of the film thickness to the wavelength of the surface wave is the Q value at one point between 5% and 10%. Is the maximum. Therefore, since the resonance frequency of the third parallel arm resonator is higher than the resonance frequency of the at least one resonator, the film thickness of the plurality of electrode fingers in the third parallel arm resonator is set to be equal to that of the at least one resonator. By making it thinner than the thickness of the plurality of electrode fingers, both the third parallel arm resonator and the at least one resonator exhibit high Q characteristics. Therefore, the loss and the selectivity of the high frequency filter can be further reduced.
  • the plurality of electrode fingers of at least one of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator are made of a high density metal selected from one or more of Au, Pt, Ta, Mo, and W. And the plurality of electrode fingers of the third parallel arm resonator do not include the high density metal layer, or at least of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator.
  • the high-density metal layer having a thickness smaller than that of the high-density metal layer included in one of the plurality of electrode fingers may be included.
  • the resonance frequency of the third parallel arm resonator can be increased while suppressing ripples in the filter characteristics in the pass band or in the attenuation band near the pass band.
  • the Q value of the antiresonance frequency is deteriorated. Therefore, the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p3 is also a factor that deteriorates the attenuation characteristic. Therefore, the attenuation characteristic is improved by lowering the impedance by deteriorating the Q value of the antiresonance frequency.
  • the plurality of electrode fingers of at least one of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator may include a low density metal layer made of a low density metal having a density lower than that of the high density metal, and You may decide to consist of a laminated body with a high-density metal layer.
  • a resonator having an IDT electrode composed of electrode fingers composed of a laminate of a high-density metal layer and a low-density metal layer can reduce the speed of sound of a surface wave (SAW) mainly by a high-density metal.
  • the low-density metal layer made of a low-density metal having a lower resistance than a high-density metal exhibits high Q characteristics. Therefore, by configuring at least one of the electrode fingers of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator as described above, the high-frequency filter can be reduced in size and reduced in loss and increased in selectivity. .
  • the substrate may be lithium tantalate, lithium niobate, potassium niobate, crystal, or a laminate thereof.
  • the first parallel arm resonator, the second parallel arm resonator, and the third parallel arm resonator exhibiting high Q and wide band characteristics can be configured.
  • the first switch may be a FET switch made of GaAs or CMOS, or a diode switch.
  • the multiplexer is a common terminal and any one of the high-frequency filters described above, and the first filter in which the first input / output terminal or the second input / output terminal is connected to the common terminal;
  • the antiresonance frequency of the third parallel arm resonator is located outside the pass band of the second filter, so that the loss in the pass band of the second filter can be suppressed.
  • a multiplexer is a common terminal and any one of the high-frequency filters described above, wherein the first input / output terminal or the second input / output terminal is connected to the common terminal. And a second filter having one input / output terminal connected to the common terminal, wherein the anti-resonance frequency of the third parallel arm resonator and the anti-resonance frequency of the fourth parallel arm resonator are both , Located outside the passband of the second filter.
  • both the anti-resonance frequency of the third parallel arm resonator and the fourth parallel arm resonator are located outside the pass band of the second filter, thereby suppressing the loss in the pass band of the second filter. it can.
  • a high frequency front end circuit includes any one of the high frequency filters described above and a control unit that controls on and off of the first switch.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high-frequency front-end circuit.
  • variable frequency type high frequency filter, multiplexer, high frequency front end circuit, and communication apparatus it is possible to switch the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole while suppressing the loss at the end of the pass band.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a graph showing various characteristics related to the filter according to the example (Example 1) of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first comparative example.
  • FIG. 4 is a graph showing various characteristics related to the filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 6 is a graph showing various characteristics related to the filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 7 is a graph comparing the filter characteristics of the filters according to Example 1 and Comparative Examples 1 and 2.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of a resonator and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of a resonator and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 8B is a diagram illustrating an equivalent circuit model and its resonance characteristics when an impedance element is connected in series to the resonator.
  • FIG. 8C is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in parallel and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 8D is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in series and a resonance characteristic thereof.
  • FIG. 9A is a plan view and a cross-sectional view illustrating the electrode structure of the resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view of the electrode fingers of the resonator and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 10 is a graph showing the relationship between the film thickness of the high-density metal layer and the impedance characteristics of the resonator.
  • FIG. 11 is a graph showing various characteristics relating to a filter according to another example (Example 2) of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a graph showing various characteristics related to a filter according to an example (Example 3) of Modification 1 of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a graph showing changes in filter characteristics when the switches are individually switched on and off in the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit configuration diagram of a filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 16A is a graph showing various characteristics relating to a filter according to an example (Example 4) of Modification 1 of the first embodiment.
  • FIG. 16B is a graph showing a part of FIG. 16A in an enlarged manner.
  • FIG. 17 is a graph showing changes in filter characteristics when the switches are turned on and off individually in the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a multiplexer (diplexer) according to the second embodiment.
  • FIG. 19 is a graph showing pass characteristics of a multiplexer according to an example (Example 5) of the second embodiment.
  • FIG. 20 is a graph showing the relationship between the anti-resonance frequency of the third parallel arm resonator and various characteristics of the multiplexer in the second embodiment.
  • FIG. 21 is a configuration diagram of a communication apparatus according to the third embodiment.
  • circuit elements such as resonators can be appropriately adjusted according to required specifications. For this reason, the circuit elements may have different constants even if they have the same sign.
  • “pass band low band end” means “the lowest frequency in the pass band”.
  • the high end of the pass band means “the highest frequency in the pass band”.
  • “pass band lower band side” means “outside of the pass band and lower than the pass band (lower frequency side)”.
  • “passband high band side” means “outside the pass band and higher than the pass band (high frequency side)”.
  • the resonance frequency in the resonator or circuit is a resonance frequency for forming an attenuation pole in the pass band of the filter including the resonator or the circuit or in the vicinity of the pass band unless otherwise specified.
  • it is the frequency of a “resonance point” that is a singular point where the impedance of the circuit is minimized (ideally a point where the impedance is 0).
  • the anti-resonance frequency in the resonator or circuit is an anti-resonance frequency for forming an attenuation pole near the passband or the passband of the filter including the resonator or the circuit, unless otherwise specified.
  • This is the frequency of the “anti-resonance point”, which is a singular point where the impedance of the resonator or the circuit becomes maximum (ideally, the point where the impedance becomes infinite).
  • the series arm circuit and the parallel arm circuit are defined as follows.
  • the parallel arm circuit is a circuit arranged between one node on the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground.
  • the serial arm circuit is a circuit arranged between the first input / output terminal or the second input / output terminal and the node on the path to which the parallel arm circuit is connected, or one parallel arm circuit is connected.
  • a circuit arranged between one node on the path and another node on the path to which another parallel arm circuit is connected.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a filter 10 according to the first embodiment.
  • the filter 10 shown in the figure is a high-frequency filter including a series arm circuit 11 and a parallel arm circuit 12.
  • the serial arm circuit 11 is provided on a path (series arm) connecting the input / output terminal 110 (first input / output terminal) and the input / output terminal 120 (second input / output terminal).
  • the series arm circuit 11 is configured by a series arm resonator s1 including one resonator.
  • the resonator has a resonance frequency at which the impedance is minimum (ideally zero) and an anti-resonance frequency at which the impedance is maximum (ideally infinite). For this reason, in the present embodiment, the series arm circuit 11 has a resonance frequency and an anti-resonance frequency.
  • the series arm resonator s1 may be configured by a plurality of resonators.
  • a single resonator may be configured by a plurality of split resonators that are series-divided.
  • the configuration of the series arm circuit 11 is not limited to the above configuration, and may be a resonant circuit such as a longitudinally coupled resonator or an LC resonant circuit.
  • the series arm circuit 11 is not limited to a resonance circuit, and may be an inductance element or a capacitance element.
  • the parallel arm circuit 12 is connected to a node x1 on the path connecting the input / output terminal 110 and the input / output terminal 120 and a ground (reference terminal).
  • the parallel arm circuit 12 includes a parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator), a parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator), and a frequency variable circuit 12T (first frequency variable circuit). Have.
  • the parallel arm resonator p1 is a resonator connected between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm resonator p2 is a resonator connected in parallel to a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 12T are connected in series. That is, in the present embodiment, the parallel arm resonator p2 is connected to the node x1 and the ground.
  • the frequency variable circuit 12T is a circuit that is connected in series with the parallel arm resonator p1 and varies the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole of the filter 10 (high frequency filter). Note that changing the frequency means switching the frequency.
  • the frequency variable circuit 12T includes a parallel arm resonator p3 (third parallel arm resonator) and a switch SW (first switch) connected in parallel with the parallel arm resonator p3.
  • the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole of the filter 10 are switched according to switching of the switch SW on (conducting) and off (non-conducting). Details of switching the frequency will be described later using an example of the present embodiment.
  • the parallel arm resonator p3 is a resonator connected in series with the parallel arm resonator p1 between the node x1 and the ground.
  • the switch SW is an SPST (Single Pole Single Throw) type switch element, and is a FET (Field Effect Transducer) switch made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), or a diode switch, for example, ritCuit ). According to such a configuration, since the switch SW can be reduced in size, the filter 10 can be reduced in size and cost.
  • SPST Single Pole Single Throw
  • FET Field Effect Transducer
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • diode switch for example, ritCuit
  • the switch SW is not limited to a semiconductor switch formed on a semiconductor substrate, and may be a mechanical switch configured by MEMS (Micro Electro Mechanical Systems).
  • the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 12T are connected to the node x1 side, and the frequency variable circuit 12T is connected to the ground side.
  • the frequency variable circuit 12T may be connected to the node x1 side, and the parallel arm resonator p1 may be connected to the ground side.
  • the parallel arm resonator p1 is connected to the series arm by the switch SW.
  • the resonance frequencies and antiresonance frequencies of the parallel arm resonators p1 to p3 satisfy the following first to third relationships.
  • the parallel arm resonators p1 to p3 each have an anti-resonance frequency on the higher frequency side than the resonance frequency.
  • the resonance frequency (frp1) of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency (frp2) of the parallel arm resonator p2 are different from each other (frp1 ⁇ frp2).
  • the antiresonance frequency (fap1) of the parallel arm resonator p1 and the antiresonance frequency (fap2) of the parallel arm resonator p2 are different from each other (fap1 ⁇ fap2).
  • the resonance frequency (frp3) of the parallel arm resonator p3 is higher than both the resonance frequency (frp1) of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency (frp2) of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp3, And frp2 ⁇ frp3).
  • each of the parallel arm resonators p1 to p3 may be configured by a plurality of resonators, for example, a single resonator may be configured by a plurality of split resonators that are divided in series.
  • the filter 10 configured as described above switches the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole by switching the switch SW on and off according to a control signal from a control unit (not shown) such as an RFIC. It is done.
  • a filter 10 can switch the passband by a plurality of bands defined by 3GPP (Third Generation Partnership Project), for example, and can be used as a frequency variable type filter corresponding to LTE (Long Term Evolution), for example. it can.
  • control unit turns on or off the switch SW in an environment where Band-A is used, and turns on or off the switch SW in an environment where Band-B is used. That is, for the switch SW, either on or off is selected under a certain environment, and the on / off of the switch SW is fixed (invariable) under the environment.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp2), and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is the antiresonance of the parallel arm resonator p2.
  • the frequency is lower than the resonance frequency (fap1 ⁇ fap2) will be described.
  • FIG. 2 is a graph showing various characteristics related to the filter according to the first embodiment. Specifically, in the figure, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW is on (pass characteristics), the filter characteristics when the switch SW is off, the superposition of these two filter characteristics, The impedance characteristics of the resonator alone and the parallel arm circuit alone are shown.
  • the filter of this example is B29Rx (717-727 MHz) which is the reception band of Band29 and B12Rx + B13Rx (729-746 MHz and 746-756 MHz) which are reception bands obtained by combining Band12 and Band13.
  • B29Rx 717-727 MHz
  • B12Rx + B13Rx 729-746 MHz and 746-756 MHz
  • a variable frequency type reception filter for switching the passband frequency.
  • B12Rx + B13Rx B12Tx (699-716 MHz), which is the Band12 transmission band
  • B13Tx 777-787 MHz
  • Band 29 is a reception-dedicated band (communication band), and no attenuation band is set.
  • the resonance frequencies (frp1 to frp3) and antiresonance frequencies (fap1 to fap3) of the parallel arm resonators p1 to p3 satisfy the following relationship.
  • the parallel arm circuit 12 is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel. . Therefore, at this time, the parallel arm circuit 12 has two resonance frequencies (frm1a_on, frm1b_on) and two anti-resonance frequencies (fam1a_on, fam1b_on) that satisfy the following relationship.
  • the parallel arm circuit 12 when the switch SW is OFF, includes a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p3 are connected in series, and the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p3 in series.
  • the parallel arm circuit 12 is actually affected by the off-capacitance that is a capacitance component when the switch SW is off.
  • the off-capacitance of the switch SW is very small (eg, 0.2 pF) compared to the capacitance of the resonator (eg, 5.0 pF, this definition will be described later). Has little effect. Therefore, for the sake of simplicity, the following description will be made by treating the switch SW as an ideal switch having no off-capacitance (that is, having an infinite impedance).
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency (Fap) of the parallel arm circuit and the resonance frequency (Frs) of the series arm circuit.
  • the resonance frequency (Frp) of the arm circuit constitutes an attenuation pole on the low pass band side
  • the anti-resonance frequency (Fas) of the series arm circuit constitutes an attenuation pole on the high pass band side.
  • a pass band is formed by the first anti-resonance frequency which is the anti-resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12 and the resonance frequency of the series arm circuit 11, and the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12 is formed.
  • An attenuation pole on the low pass band side is constituted by the first resonance frequency which is the resonance frequency
  • an attenuation pole on the high pass band side is constituted by the anti-resonance frequency of the series arm circuit 11 and other resonance frequencies of the parallel arm circuit 12. Is done.
  • the resonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the resonance frequency (frs1) of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the antiresonance frequency (fas1) of the series arm resonator s1.
  • the first resonance frequency (frm1a_on when the switch SW is on, frm1a_off when the switch SW is off, and the highest resonance frequency)
  • the first anti-resonance frequency which is the low-frequency side anti-resonance frequency (fam1a_on when on, fam1a_off when off) is variable.
  • both the first resonance frequency and the first anti-resonance frequency are switched to the high frequency side or the low frequency side according to switching of the switch SW on and off.
  • the frequency of the attenuation pole on the low passband side and the frequency at the low end of the passband are also variable according to switching of the switch SW on and off. Therefore, in the present embodiment, it is possible to switch the frequency of the passband low-frequency end and the frequency of the attenuation pole on the low-passband side while suppressing the loss at the low end of the passband.
  • the filter of the present embodiment shows the first filter characteristic with B29Rx as the pass band when the switch SW is on, and when the switch SW is off, the pass band is B12R + 13Rx and the attenuation band is B12Tx and B13Tx. A second filter characteristic is shown.
  • Example 1 Comparison with comparative example
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the filter 80 according to the first comparative example.
  • the filter 80 according to the comparative example 1 does not have the parallel arm resonator p2 instead of the parallel arm circuit 12 of the filter 10 according to the first embodiment, and the parallel arm resonator p3 includes the capacitor C8.
  • the parallel arm circuit 82 is replaced with. That is, the parallel arm circuit 82 includes a frequency variable circuit 82T configured by the capacitor C8 and the switch SW.
  • the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole are switched by switching the switch SW on and off. Specifically, the filter 80 switches the passband between B29Rx and B12Rx + B13Rx, similarly to the filter of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a graph showing various characteristics related to the filter 80 according to the first comparative example. Specifically, in the figure, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW is on, the filter characteristics when the switch SW is off, the superposition of these two filter characteristics, and the individual resonators The impedance characteristics of a single parallel arm circuit are shown.
  • the parallel arm circuit 82 since the capacitor C8 is short-circuited by the switch SW when the switch SW is on, the parallel arm circuit 82 includes only the parallel arm resonator p1. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 82 has one resonance frequency (frm11a_on) and one anti-resonance frequency (fam11a_on) that satisfy the following relationship in order to exhibit the same impedance characteristic as that of the parallel arm resonator p1. .
  • the parallel arm circuit 82 has only a resonance frequency equal to the resonance frequency (frp11) of the parallel arm resonator p1 and an antiresonance frequency equal to the antiresonance frequency (fap11) of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm circuit 82 is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the capacitor C8 are connected in series. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 82 has one resonance frequency (frm11a_off) and one anti-resonance frequency (fam11a_off) that satisfy the following relationship.
  • the passband is constituted by the anti-resonance frequency of the parallel arm circuit 82 and the resonance frequency of the series arm circuit 11, and the attenuation pole on the low passband side is constituted by the resonance frequency of the parallel arm circuit 82.
  • the anti-resonance frequency of the circuit 11 forms an attenuation pole on the high passband side.
  • the resonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the resonance frequency (frs1) of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is the series arm resonance. It is equal to the anti-resonance frequency (fas1) of the child s1.
  • the parallel arm circuit 82 has a variable resonance frequency (frm11a_on when on, frm11a_off when off) and an anti-resonance frequency (fam11a_on when on). , It can be seen that fam11a_off) does not change when it is off. That is, only the resonance frequency of the parallel arm circuit 82 is switched to the high frequency side or the low frequency side according to switching of the switch SW on and off.
  • the filter 80 of Comparative Example 1 the frequency at the lower end of the passband and the frequency of the attenuation pole at the lower end of the passband are variable according to the on / off switching of the switch SW, but the switch SW is on.
  • the loss at the low end of the passband at the time worsens.
  • the filter 80 of this comparative example exhibits the first filter characteristic with B29Rx as the pass band when the switch SW is on, and attenuates B12R + 13Rx and the B12Tx and B13Tx when the switch SW is off.
  • the second filter characteristic is shown as a band, the insertion loss at the low end of the pass band is large in the second filter characteristic.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the filter 90 according to the second comparative example.
  • the filter 90 according to the comparative example 2 includes a parallel arm circuit 92 that does not have the parallel arm resonator p2 instead of the parallel arm circuit 12 of the filter 10 according to the first embodiment.
  • the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole are switched by switching the switch SW on and off. Specifically, the filter 90 switches the passband between B29Rx and B12Rx + B13Rx, similarly to the filter of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing various characteristics related to the filter 90 according to Comparative Example 2. Specifically, in the figure, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW is on, the filter characteristics when the switch SW is off, the superposition of these two filter characteristics, and the individual resonators The impedance characteristics of a single parallel arm circuit are shown.
  • the parallel arm circuit 92 is composed of only the parallel arm resonator p1. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 92 has one resonance frequency (frm21a_on) and one anti-resonance frequency (fam21a_on) satisfying the following relationship in order to exhibit the same impedance characteristic as that of the parallel arm resonator p1. .
  • the parallel arm circuit 92 has only a resonance frequency equal to the resonance frequency (frp21) of the parallel arm resonator p1 and an antiresonance frequency equal to the antiresonance frequency (fap21) of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm circuit 92 is a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p3 are connected in series. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 92 has two resonance frequencies (frm21a_off, frm21b_off) and two anti-resonance frequencies (fam21a_off, fam21b_off) that satisfy the following relationship.
  • the passband is constituted by the antiresonance frequency of the parallel arm circuit 92 and the resonance frequency of the series arm circuit 11, and the parallel arm circuit
  • An attenuation pole on the low pass band side is configured by the resonance frequency of the circuit 92
  • an attenuation pole on the high pass band side is configured by the anti-resonance frequency of the series arm circuit 11.
  • a pass band is formed by the anti-resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm circuit 92 and the resonance frequency of the series arm circuit 11.
  • An attenuation pole on the low band side of the pass band is configured by the resonance frequency on the low frequency side of the arm circuit 92, and the high frequency side resonance frequency of the series arm circuit 11 and the resonance frequency on the high frequency side of the parallel arm circuit 92
  • An attenuation pole is constructed.
  • the resonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the resonance frequency (frs1) of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is the series arm resonance. It is equal to the anti-resonance frequency (fas1) of the child s1.
  • a new resonance frequency (frm21b_off) and anti-resonance frequency (fam21b_off) appear on the higher passband side of the filter 90 (higher frequency side of the passband). That is, according to switching of the switch SW on and off, only the resonance frequency on the low pass band side of the parallel arm circuit 92 is switched to the high frequency side or the low frequency side, and the parallel arm circuit on the high pass band side. The presence / absence of the 92 resonance frequency and anti-resonance frequency is switched.
  • the filter 90 of the comparative example 2 shows the first filter characteristic with B29Rx as the pass band when the switch SW is on, and attenuates B12R + 13Rx and the B12Tx and B13Tx when the switch SW is off.
  • band is shown.
  • FIG. 7 is a graph comparing the filter characteristics of the filters according to Example 1 and Comparative Examples 1 and 2. Specifically, in the figure, a graph comparing the filter characteristics when the switch SW is on is shown in the upper stage, and a graph comparing the filter characteristics when the switch SW is off is shown in the lower stage. In addition, the filter characteristic of the comparative example 1 and the filter characteristic of the comparative example 2 are substantially the same, and especially these are the same in the upper stage of the same figure.
  • the switch SW when the switch SW is on, that is, when the frequency at the low end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the low passband side are switched to the low frequency side, the first embodiment is compared. Compared with Example 1 and Comparative Example 2, it is possible to suppress the loss at the low end of the passband (see the boxed portion in the figure).
  • Comparative Example 1 and Comparative Example 2 although the resonance frequency of the parallel arm circuit constituting the attenuation pole on the low pass band side is switched according to switching of the switch SW on and off, the pass band is changed.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm circuit to be configured is not switched. Therefore, in Comparative Example 1 and Comparative Example 2, when the frequency at the lower end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the lower passband side are switched to the lower frequency side, only the attenuation pole on the lower passband side has a lower frequency. Since the steepness of the attenuation slope on the low side of the passband is reduced by varying the value to the side, there is a problem that the loss at the low end of the passband is large.
  • the resonance frequency of the parallel arm circuit 12 constituting the attenuation pole on the low pass band side is switched and the parallel constituting the pass band is switched according to switching of the switch SW on and off.
  • the anti-resonance frequency of the arm circuit 12 is also switched. Further, both the resonance frequency and the anti-resonance frequency are variable on the high frequency side or both on the low frequency side.
  • the frequency of the passband low band end and the frequency of the passband low band attenuation pole are switched to the low frequency side, not only the passband low band attenuation pole but also the passband low band end Since the steepness of the attenuation slope on the low pass band side can be maintained by changing the frequency of the low frequency side to the low frequency side, loss at the low end of the pass band can be suppressed.
  • the first embodiment when the switch SW is OFF, that is, when the switch SW is varied to the high frequency side, the first embodiment has the same loss in the passband as compared with the first and second comparative examples. It can be maintained at a certain level (see the boxed portion in the figure).
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an equivalent circuit model of one resonator and a resonance characteristic thereof.
  • the resonator includes a circuit connected to the capacitor C 1 and the inductor L 1 in series, the capacitor C 0 is in parallel to the circuit connected in series with a capacitor C 1 and the inductor L 1 It can be represented by a connected circuit.
  • the capacitor C 0 is the capacitance of the resonator, and its detailed definition will be described later, but is uniquely determined by the structure of the resonator, design parameters, and the like.
  • the resonance frequency fr of the resonator is defined by a circuit in which the capacitor C 1 and the inductor L 1 are connected in series, and is the frequency at which the impedance of the equivalent circuit becomes 0. Therefore, it is shown by the formula 2.
  • the anti-resonance frequency fa of the resonator is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, the equation 3 is expressed by solving the equation 3.
  • the anti-resonance frequency fa appears on the higher frequency side than the resonance frequency fr.
  • the resonator has one resonance frequency and one anti-resonance frequency positioned higher than the resonance frequency.
  • FIG. 8B is a diagram showing an equivalent circuit model and its resonant characteristics when the impedance element X 1 to resonators are connected in series. As shown in the drawing, a capacitor C 1 and the inductor L 1 and the circuit connected in series, a capacitor C 1 and the inductor L 1 in the circuit connecting the capacitor C 0 in parallel with the circuit connected in series against resonator represented, parallel circuit of the impedance element X 1 and the switch SW is connected.
  • the resonance characteristics of the equivalent circuit will be described for the case where the switch SW is on. If the switch SW is on, the impedance element X 1 becomes a short circuit, the resonance frequency fr_on and anti-resonance frequency fa_on, respectively, becomes the same as the resonant frequency fr and anti-resonant frequency fa in Fig. 8A, in Formula 5 and Formula 6 expressed.
  • the switch SW is for the case of off, the impedance element X 1 will be described when a capacitor C t.
  • the equation 7 is expressed by solving the equation 7.
  • the anti-resonance frequency fa_off1 when the switch SW is off is the same as the anti-resonance frequency fa_on when the switch SW is on, and is expressed by Equation 9.
  • FIG. 8C is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in parallel and a resonance characteristic thereof.
  • the figure shows a model in which the resonators res1 and res2 are connected in parallel.
  • Resonator res1 is represented in the circuit connecting the capacitor C 01 in parallel with capacitor C 1 and the inductor L 1 and the circuit connected in series
  • resonator res2 is represented by circuit connected to the capacitor C 02 in parallel to the circuit connecting the capacitor C 2 and the inductor L 2 in series
  • the circuit connected in series and a capacitor C 2 and the inductor L 2 be able to.
  • the capacitors C 01 and C 02 are capacitances of the resonators res 1 and res 2, respectively.
  • a circuit in which the resonator res1 and the resonator res2 are connected in parallel is represented by an equivalent circuit shown in the lower left of FIG. 8C.
  • the resonance frequency fr of the resonator is defined by a circuit in which a capacitor C 1 and an inductor L 1 are connected in series, and is represented by Equation 1.
  • the two resonance frequencies are defined, the resonance frequency fr1, fr2, respectively, the circuit connecting the capacitor C 1 and the inductor L 1 in series, and a capacitor C 2 and the inductor L 2 in series It is defined by the connected circuit and is shown in Equation 10.
  • the two resonance frequencies fr1 and fr2 represented by the equivalent circuit are equal to the resonance frequency fr_res1 of the resonator res1 and the resonance frequency fr_res2 of the resonator res2, respectively.
  • the anti-resonance frequency of the equivalent circuit is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, by solving Equation 11, two anti-resonance frequencies (fa1, fa2) are obtained as shown in Equation 12. I understand that I have it.
  • the anti-resonance frequencies fa1 and fa2 obtained by the above equation 12 are different from the anti-resonance frequencies of the single resonator obtained by the equation 3 (shown as fa_res1 and fa_res2 in the graph of FIG. 8C). Further, the antiresonance frequency fa1 derived from Expression 11 is lower than the antiresonance frequency fa_res1 of the resonator res1 alone, and the antiresonance frequency fa2 is lower than the antiresonance frequency fa_res2 of the resonator res2 alone.
  • FIG. 8D is a diagram illustrating an equivalent circuit model of two resonators connected in series and a resonance characteristic thereof.
  • Resonator res1 includes a circuit connected to the capacitor C 1 and the inductor L 1 in series as described above, was connected to the capacitor C 01 in parallel to the circuit connected in series with a capacitor C 1 and the inductor L 1 It is represented by the circuit, the resonator res2, the capacitor C 02 with respect to the circuit connecting the capacitor C 2 and the inductor L 2 in series as described above, was connected to a capacitor C 2 and the inductor L 2 in series circuit Can be represented by a circuit connected in parallel.
  • the capacitors C 01 and C 02 are capacitances of the resonators res 1 and res 2, respectively.
  • a circuit in which these resonators res1 and res2 are connected in series is represented by an equivalent circuit shown in the lower left of FIG. 8D.
  • the circuit that connects the resonator res1 and resonator res2 in series a circuit for the capacitor C 01 is connected in parallel to the circuit connected to the capacitor C 1 and the inductor L 1 in series, a capacitor C It represented a circuit in which the capacitor C 02 are connected in parallel and 2 and the inductor L 2 to the circuit connected in series, with circuitry connected in series.
  • the resonance frequency fr of the resonator is defined by a circuit in which a capacitor C 1 and an inductor L 1 are connected in series, and is represented by Equation 1.
  • the resonance frequency of the equivalent circuit is a frequency at which the impedance Z of the equivalent circuit is 0, it can be understood that the equation (13) has two resonance frequencies (fr1, fr2) by solving the equation (13). .
  • the resonance frequencies fr1 and fr2 obtained by the above equation 14 are different from the resonance frequencies of the single resonator obtained by the equation 1 (shown as fr_res1 and fr_res2 in the graph of FIG. 8D). Further, the resonance frequency fr1 derived from Expression 13 is higher than the resonance frequency fr_res1 of the resonator res1 alone, and the resonance frequency fr2 is higher than the resonance frequency fr_res2 of the resonator res2 alone.
  • the anti-resonance frequency of the equivalent circuit is a frequency at which the admittance Y of the equivalent circuit becomes 0, it can be understood that the anti-resonance frequency has two anti-resonance frequencies (fa1, fa2) as shown in Equation 15.
  • the two anti-resonance frequencies fa1 and fa2 represented by the equivalent circuit are equal to the anti-resonance frequency fa_res1 of the resonator res2 and the anti-resonance frequency fa_res2 of the resonator res2, respectively.
  • the relationship between the two resonance frequencies (frm1a_on, frm1b_on) and the two anti-resonance frequencies (fam1a_on, fam1a_on) when the switch SW is on is described by the above-described Expression 10 and Expression 12. Is done.
  • the case where the switch SW is OFF is not derived because there are three resonance frequencies and three anti-resonance frequencies, and the equation by the resonance analysis becomes complicated.
  • the relationship between the three resonance frequencies (frm1a_off, frm1b_off, frm1c_off) and the three anti-resonance frequencies (fam1a_off, fam1b_off, fam1c_off) in this case is also compared with a circuit in which two resonators are connected in series. Explanation is made using an equivalent circuit model in which one resonator is connected in parallel. Each frequency at which the impedance of the equivalent circuit model (equivalent circuit) becomes 0 is a resonance frequency, and each frequency at which the admittance is 0 is anti-resonance. It becomes frequency.
  • Each resonator (series arm resonator s1, parallel arm resonators p1 to p3) constituting the filter 10 according to the present embodiment is an elastic wave resonator using an elastic wave, for example, a SAW (Surface Acoustic Wave). ), A resonator using BAW (Bulk Acoustic Wave), or an FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator).
  • SAW includes not only surface waves but also boundary waves.
  • each resonator constituting the filter 10 will be described using a resonator using SAW as an example.
  • FIG. 9A is a plan view and a cross-sectional view illustrating the electrode structure of the resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view of the electrode fingers of the resonator and the surrounding structure thereof in the first exemplary embodiment.
  • 9A and 9B illustrate a schematic plan view and a schematic cross-sectional view illustrating the structure of a resonator res corresponding to each resonator constituting the filter 10.
  • FIG. Further, the resonator res shown in FIG. 9A is for explaining a typical structure of each resonator described above, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are not limited to this. .
  • the resonator res is an acoustic wave resonator having an IDT electrode 121 composed of a plurality of electrode fingers 121f formed on a piezoelectric substrate 101 having piezoelectricity at least partially.
  • each resonator which comprises the filter 10 can be reduced in size, the size reduction and cost reduction of the filter 10 are achieved.
  • the acoustic wave resonator generally exhibits a high Q characteristic, the filter 10 can have low loss and high selectivity.
  • the resonator res includes, in addition to the IDT electrode 121, at least a part of the piezoelectric substrate 101 having piezoelectricity, a Ksaw adjustment film 122, a protective layer 103, And a protective layer 104.
  • the piezoelectric substrate 101 is made of lithium tantalate (LiTaO 3 ), lithium niobate (LiNbO 3 ), potassium niobate (KNbO 3 ), crystal, or a laminate thereof. With such a configuration, it is possible to configure a resonator res that exhibits high Q and broadband characteristics.
  • the piezoelectric substrate 101 only needs to have at least a portion of piezoelectricity.
  • the piezoelectric substrate 101 includes a piezoelectric thin film (piezoelectric body) on the surface, a film having a different sound velocity from the piezoelectric thin film, and a laminated body such as a support substrate It may be comprised.
  • the piezoelectric substrate 101 includes, for example, a laminate including a high sound speed support substrate and a piezoelectric thin film formed on the high sound speed support substrate, a high sound speed support substrate, a low sound speed film formed on the high sound speed support substrate, A laminate including a piezoelectric thin film formed on a low sound velocity film, or a support substrate, a high sound velocity film formed on the support substrate, a low sound velocity film formed on the high sound velocity film, and a low sound velocity film A laminate including the piezoelectric thin film formed thereon may be used.
  • the piezoelectric substrate 101 may have piezoelectricity over the entire substrate. In this case, the piezoelectric substrate 101 is composed of one piezoelectric layer.
  • the IDT electrode 121 is composed of a pair of comb electrodes 121a and 121b facing each other.
  • Each of the comb-shaped electrodes 121a and 121b includes a plurality of electrode fingers 121f that are parallel to each other and a bus bar electrode that connects the plurality of electrode fingers 121f.
  • the plurality of electrode fingers 121f are formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • Reflectors are provided on both sides of the IDT electrode 121. The reflector may be configured by weighting, and the reflector may not be provided.
  • the IDT electrode 121 is composed of a low density metal layer or a laminate of a low density metal layer and a high density metal layer.
  • the low density metal layer is a metal layer composed of a low density metal selected from one or more of Al, Ti, Cu, Ag, Ni, Cr, and alloys thereof, or a laminate of these metal layers.
  • the high density metal layer is a metal layer made of a high density metal selected from one or more of Au, Pt, Ta, Mo and W. Note that the low-density metal is not limited to the above material, and may be a metal having a lower density than the high-density metal constituting the high-density metal layer.
  • the IDT electrode 121 shown in FIG. 9B includes, in order from the piezoelectric substrate 101 side, a metal film 211 made of NiCr, a metal film 212 made of Pt, a metal film 213 made of Ti, and a metal made of AlCu (alloy of Al and Cu).
  • a film 214 and a metal film 215 made of Ti are stacked. That is, the IDT electrode 121 is composed of a laminate of four metal films 211, 213, 214, and 215, each of which is a low-density metal layer, and one metal film 215 that is a high-density metal layer.
  • the protective layer 103 and the protective layer 104 are protective layers for the purpose of protecting the IDT electrode 121 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance.
  • the Ksaw adjustment film 122 is formed between the piezoelectric substrate 101 and the IDT electrode 121 and adjusts the electromechanical coupling coefficient.
  • the protective layers 103 and 104 and the Ksaw adjusting film 122 are made of silicon oxide (SiO 2 ), silicon nitride (SiN), aluminum nitride (AlN), or a laminate thereof.
  • the protective layer 103 and the Ksaw adjusting film 122 are formed. Is made of SiO 2 and the protective layer 104 is made of SiN.
  • the configuration of the IDT electrode 121 illustrated in FIG. 9B is an example, and is not limited thereto.
  • the IDT electrode 121 may not be a laminated structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the material which comprises each metal film and each protective layer is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 121 may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, and is made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys. May be.
  • the configurations of the protective layers 103 and 104 and the Ksaw adjustment film 122 are not limited to the above-described configurations, and include, for example, a dielectric or insulator such as SiO 2 , SiN, AlN, polyimide, or a laminate thereof. It doesn't matter. Further, the protective layers 103 and 104 and the Ksaw adjusting film 122 may not be provided.
  • the wavelength of the elastic wave to be excited is defined by the design parameters of the IDT electrode 121 and the like.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ of the electrode finger 121f connected to one bus bar electrode among the plurality of electrode fingers 121f.
  • the electrode finger pitch (pitch of the plurality of electrode fingers 121f, that is, the electrode finger cycle) P is 1 ⁇ 2 of the repetition cycle ⁇
  • the line width of the electrode fingers 121f is W
  • the crossing width A of the IDT electrode 121 is an overlapping electrode when the electrode finger 121f connected to one of the pair of bus bar electrodes and the electrode finger 121f connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave.
  • the finger length is an overlapping electrode when the electrode finger 121f connected to one of the pair of bus bar electrodes and the electrode finger 121f connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave.
  • the electrode duty is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 121f, and the ratio of the line width to the added value of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 121f, that is, W / ( W + S). That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers 121f to the electrode finger pitch (the pitch of the plurality of electrode fingers 121f), that is, W / P.
  • the number of pairs is the number of electrode fingers 121f making a pair, and is defined by (total number of electrode fingers 121f ⁇ 1) / 2.
  • the film thickness T of the IDT electrode 121 (that is, the film thickness of the plurality of electrode fingers 121f) is the total film thickness of the metal films 211 to 215. Further, the capacitance C 0 of the resonator res is expressed by the following Expression 16.
  • ⁇ 0 is the dielectric constant in vacuum
  • ⁇ r is the dielectric constant of the piezoelectric substrate 101.
  • the film thickness ratio (T / ⁇ ), which is the ratio of the film thickness T to the repetition period ⁇ of the electrode finger 121f, increases.
  • the film thickness ratio exceeds 20%, resist collapse occurs and there is a problem that the film cannot be formed.
  • the film thickness T becomes thin and the film thickness ratio becomes small, there are problems that the manufacturing variation of the film thickness T becomes large and the Q of the resonator is deteriorated. For this reason, it is necessary to keep the film thickness ratio within a predetermined range, and the film thickness ratio is usually set to about 8 to 15%.
  • the resonance frequency (frp3) of the parallel arm resonator p3 is higher than both the resonance frequency (frp1) of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency (frp2) of the parallel arm resonator p2 ( frp1 ⁇ frp3 and frp2 ⁇ frp3).
  • the film thickness ratio of the parallel arm resonator p3 is increased, and the plurality of electrode fingers 121f forming the IDT electrodes of the parallel arm resonator p3. May not be formed.
  • the film thicknesses of the plurality of electrode fingers forming the IDT electrode of the parallel arm resonator p3 are the plurality of electrodes forming the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • the film thickness of the finger hereinafter, “film thickness of the parallel arm resonator p1”
  • the film thickness of a plurality of electrode fingers forming the IDT electrode of the parallel arm resonator p2 hereinafter, “film thickness of the parallel arm resonator p2” Thinner is preferred.
  • the film thickness of the parallel arm resonator p3 only needs to be smaller than the film thickness of at least one of the parallel arm resonators p1 and p2, and may be larger than the film thickness of either one of the parallel arm resonators p1 and p2. Absent.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p3 can be increased, so that when the switch SW is off, the attenuation pole on the high side of the passband constituted by the resonance frequency is increased. Can do. Therefore, the attenuation can be ensured even at a frequency relatively far from the pass band on the high pass band side.
  • the Q value of the resonator (elastic wave resonator) varies depending on the film thickness of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrode, and the ratio of the film thickness to the wavelength of the surface wave is one point between 5% and 10%.
  • the Q value is maximized. Therefore, by setting the film thickness of the parallel arm resonator p3 to be smaller than the film thickness of at least one of the parallel arm resonators p1 and p2, the high-Q characteristics of both the parallel arm resonator p3 and the at least one resonator are obtained. Indicates.
  • the filter 10 can be further reduced in loss and selectivity.
  • each resonator (series arm resonator s1, parallel arm resonators p1 to p3), the film thickness is not necessarily uniform, and is nonuniform due to variations due to manufacturing processes, etc., or nonuniform for adjustment of characteristics, etc. It may be.
  • the parallel arm resonator p3 and the parallel arm resonators p1 and p2 may not satisfy the above-described film thickness relationship. That is, the above-described film thickness relationship only needs to be substantially established. For example, between the average value of the parallel arm resonator p3 and the average value of the parallel arm resonator p1, and the average of the parallel arm resonator p3. It is sufficient that at least one of the values and the average value of the parallel arm resonators p2 is established.
  • the frequency relationship between the resonance frequency (frp1) and anti-resonance frequency (fap1) of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency (frp2) and anti-resonance frequency (fap2) of the parallel arm resonator p2 is particularly limited.
  • the same frequency relationship (frp1 ⁇ frp2 and fap1 ⁇ fap2) as in the first embodiment may be used, and the same frequency relationship (frp2 ⁇ frp1 and fap2 ⁇ fap1) as in the second embodiment described later. ).
  • Such a filter 10 is suitable as a filter having a low center frequency in the passband constituting a multiplexer in which one input / output terminal of a plurality of filters is used directly or as a common terminal via a phase shifter or a switch element. It is. Specifically, in the multiplexer, when the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p3 is located in the pass band of another filter, the loss in the pass band of the other filter is deteriorated. Therefore, by increasing the resonance frequency of the parallel arm resonator p3, the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p3 can be driven out of the pass band of the other filter. Loss can be suppressed. That is, the filter 10 can be used as a low-frequency filter constituting a multiplexer having a large difference in the center frequency of the passband.
  • FIG. 10 is a graph showing the relationship between the film thickness of the high-density metal layer and the impedance characteristics of the resonator res. Specifically, the figure shows the impedance characteristics of the resonator res alone when the thickness of the high-density metal layer made of Pt is changed, taking Love waves as an example.
  • the cross-sectional structure of the IDT electrode 121 at this time is as shown in FIG. 9B, and Table 1 shows each design parameter. At this time, other design parameters such as the electrode finger pitch are constant.
  • the resonance frequency and the anti-resonance frequency shift to lower frequencies as the thickness of the high-density metal layer increases.
  • the resonance frequency and anti-resonance frequency of the resonator res can be adjusted to desired frequencies by appropriately adjusting the electrode finger pitch. For this reason, the shift of the resonance frequency and the antiresonance frequency caused by changing the film thickness of the high-density metal layer is not a problem.
  • the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p1 due to the Love wave, and the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p2 due to the Love wave are the attenuation poles in the pass band of the filter 10 or in the vicinity of the pass band.
  • unnecessary ripples may be generated in the pass band of the filter 10 or in the attenuation band near the pass band.
  • the plurality of electrode fingers of the parallel arm resonator p1 and the plurality of electrode fingers of the parallel arm resonator p2 include a high-density metal layer. It is preferable to include a high-density metal layer having a film thickness that can suppress generation of a resonance frequency and an anti-resonance frequency due to Rayleigh waves (here, 125 nm or more).
  • the resonance frequency and anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p3 are set to a higher frequency side than the pass band of the filter 10. For this reason, even if the resonance frequency and the antiresonance frequency due to the Rayleigh wave are generated in the parallel arm resonator p3, the filter characteristics in the passband of the filter 10 or in the vicinity of the passband are hardly affected. Therefore, from the viewpoint of suppressing unnecessary ripple due to the Rayleigh wave, the thickness of the high-density metal layer in the parallel arm resonator p3 is not limited, and the parallel arm resonator p3 may not include the high-density metal layer. Absent.
  • the Q value of the antiresonance frequency is poor.
  • the antiresonance frequency (fap3) of the parallel arm resonator p3 is higher than both the antiresonance frequency (fap1) of the parallel arm resonator p1 and the antiresonance frequency (fap2) of the parallel arm resonator p2 (fap1 ⁇ fap3 and fap2 ⁇ fap3).
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p3 is a factor that deteriorates the attenuation characteristic, the attenuation characteristic is improved by lowering the impedance by deteriorating the Q value of the anti-resonance frequency. Even if the Q value of the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p3 is poor, the characteristics of the passband and the attenuation band near the passband are hardly affected.
  • the plurality of electrode fingers of the parallel arm resonator p3 does not include a high-density metal layer, or the parallel arm resonators p1 and p2 It is preferable to include a high-density metal layer that is thinner than the high-density metal layer included in the plurality of electrode fingers.
  • the film thickness of the high-density metal layer in the parallel arm resonator p3 may be smaller than the film thickness of at least one of the high-density metal layers of the parallel arm resonators p1 and p2, and any of the parallel arm resonators p1 and p2 may be used. It may be thicker than the thickness of one of the high-density metal layers.
  • the electrode fingers of the parallel arm resonators p1 and p2 include the high-density metal layer (here, preferably the high-density metal layer having a film thickness of 125 nm or more), and the electrode fingers of the parallel arm resonator p3 are high.
  • Filter characteristics in the passband or in the attenuation band in the vicinity of the passband by not including the density metal layer, or by including a high-density metal layer that is thinner than the high-density metal layers of the parallel arm resonators p1 and p2. It is possible to increase the resonance frequency of the parallel arm resonator p3 while suppressing the ripple. Therefore, the filter 10 configured in this way is suitable as a low-frequency filter constituting a multiplexer.
  • the electrode fingers of the parallel arm resonators p1 and p2 are preferably made of a laminate of a high-density metal layer and a low-density metal layer.
  • a resonator having an IDT electrode composed of electrode fingers composed of a laminate of a high-density metal layer and a low-density metal layer can lower the sound speed of SAW mainly by the high-density metal, so the size of the resonator
  • the low-density metal layer made of a low-density metal having a lower resistance than a high-density metal exhibits high Q characteristics. Further, ripples unnecessary for filter characteristics such as Rayleigh waves can be suppressed. Therefore, by configuring the electrode fingers of the parallel arm resonators p1 and p2 as described above, the filter 10 can be reduced in size and reduced in loss and increased in selectivity. Only one electrode finger of the parallel arm resonators p1 and p2 may have the above-described configuration.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp2), and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2.
  • the lower case (fap1 ⁇ fap2) has been described.
  • the filter 10 according to the present embodiment is not limited to this.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 (frp2 ⁇ frp1), and the parallel arm resonator p1.
  • the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than that of the parallel arm resonator p2 (fap2 ⁇ fap1) will be described.
  • the frequency variable circuit 12T is connected to the parallel arm resonator having the low resonance frequency among the parallel arm resonators p1 and p2.
  • the parallel arm resonance having the high resonance frequency is connected. The difference is that the frequency variable circuit 12T is connected to the child.
  • FIG. 11 is a graph showing various characteristics related to the filter according to the second embodiment. Specifically, in the figure, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW is on, the filter characteristics when the switch SW is off, the superposition of these two filter characteristics, and the individual resonators The impedance characteristics of the parallel arm circuit are shown.
  • the filter of this embodiment switches the pass band between B13Rx (746-756 MHz), which is the Band13 reception band, and B14Rx (758-768 MHz), which is the Band14 reception band.
  • B13Rx 746-756 MHz
  • B14Rx 758-768 MHz
  • This is a variable frequency reception filter.
  • the pass band is switched to B13Rx
  • the attenuation band is switched to B13Tx (777-787 MHz), which is the Band13 transmission band.
  • B14Rx the attenuation band is switched to B14Tx (788-798 MHz), which is the Band14 transmission band.
  • the resonance frequencies (frp1 to frp3) and antiresonance frequencies (fap1 to fap3) of the parallel arm resonators p1 to p3 satisfy the following relationship.
  • the parallel arm circuit 12 has two resonance frequencies (frm1a_on, frm1b_on) and two anti-resonance frequencies (fam1a_on, fam1b_on) that satisfy the following relationship.
  • the parallel arm circuit 12 has three resonance frequencies (frm1a_off, frm1b_off, frm1c_off) and three anti-resonance frequencies (fam1a_off, fam1b_off, fam1c_off) that satisfy the following relationship.
  • each resonance frequency and each anti-resonance frequency in this case is omitted, each frequency at which the impedance of the equivalent circuit model (equivalent circuit) becomes 0 becomes the resonance frequency and admittance becomes 0. Each frequency becomes an anti-resonance frequency.
  • the passband is configured by the first anti-resonance frequency that is the anti-resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12 and the resonance frequency of the series arm circuit 11.
  • the first resonance frequency that is the resonance frequency on the lowest frequency side of the arm circuit 12 forms an attenuation pole on the low pass band side, and passes through the anti-resonance frequency of the series arm circuit 11 and the other resonance frequency of the parallel arm circuit 12.
  • An attenuation pole on the high band side is formed.
  • the series arm circuit 11 is configured by only one series arm resonator s1 as in the first embodiment described above, and therefore the resonance frequency of the series arm circuit 11 is the series arm resonator s1.
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the antiresonance frequency (fas1) of the series arm resonator s1.
  • the first anti-resonance frequency which is the anti-resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12 fam1a_on when the switch is on, fam1a_off when it is off
  • the second resonance frequency adjacent to the first resonance frequency which is the resonance frequency on the lowest frequency side that is, the second resonance frequency from the low frequency side, frm1b_on when on, frm1b_off when off
  • the filter of this embodiment changes the frequency of the attenuation pole on the high side of the passband and also changes the frequency of the high end of the passband according to switching of the switch SW on and off. Specifically, both the frequency of the attenuation pole and the frequency at the high end of the passband are variable to the high frequency side or to the low frequency side. Therefore, in Example 2, it is possible to switch the frequency of the attenuation pole on the high passband side while suppressing the loss at the high end of the passband.
  • the filter of the present embodiment exhibits the first filter characteristic having B13Rx as the pass band and B13Tx as the attenuation band when the switch SW is on, and B14Rx as the pass band and B14Tx when the switch SW is off.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a filter 10A according to the first modification of the first embodiment.
  • the filter 10A according to this modification includes a parallel arm circuit 12A having a switch SW2 instead of the parallel arm circuit 12 as compared with the filter 10 according to the first embodiment. That is, the parallel arm circuit 12A in this modification further includes a switch SW2 (second switch) connected in series with the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator) compared to the parallel arm circuit 12.
  • the parallel arm resonator p2 and the switch SW2 are connected in series
  • the parallel arm resonator p1 (first parallel arm resonator) and the frequency variable circuit 12T are connected in series. Connected in parallel to the circuit.
  • the switch SW1 (first switch) shown in the figure corresponds to the switch SW of the parallel arm circuit 12.
  • the switch SW2 is an SPST (Single Pole Single Throw) type switch element connected in series with the parallel arm resonator p2 between the node x1 and the ground, and is configured similarly to the switch SW1, for example.
  • SPST Single Pole Single Throw
  • the parallel arm resonator p2 and the switch SW2 are connected to the series arm side and the switch SW2 is connected to the ground side.
  • the switch SW2 may be connected to the node x1 side and the parallel arm resonator p2 may be connected to the ground side.
  • the parallel arm resonator p2 is formed on a resonator chip together with other resonators and the switch SW2 is formed on a chip different from the chip, the parallel arm resonator p2 is connected to the series arm by the switch SW2.
  • the parallel arm resonator p2 is preferably connected to the series arm side from the switch SW2.
  • the filter 10A configured as described above is configured such that the switches SW1 and SW2 are turned on and off in accordance with a control signal from a control unit (not shown) such as an RFIC, whereby the passband frequency and the attenuation pole frequency are switched. Is switched.
  • a control unit such as an RFIC
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp2), and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is the antiresonance of the parallel arm resonator p2.
  • the frequency is lower than the resonance frequency (fap1 ⁇ fap2) will be described.
  • FIG. 13 is a graph showing various characteristics related to the filter according to the third embodiment. Specifically, in the figure, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW1 is on and the switch SW2 is on (when both the switches SW1 and SW2 are on), the switch SW1 is off and the switch SW2 is off. The filter characteristics in this case (when both switches SW1 and SW2 are off), the superposition of these two filter characteristics, and the impedance characteristics of each resonator and the parallel arm circuit are shown.
  • the filter of the present embodiment is a frequency variable type reception filter corresponding to Bands 13 and 14 in the same manner as the filter of the second embodiment.
  • the resonance frequencies (frp1 to frp3) and antiresonance frequencies (fap1 to fap3) of the parallel arm resonators p1 to p3 satisfy the following relationship.
  • the parallel arm circuit 12A includes the parallel arm resonator 12A.
  • a circuit is formed by connecting p1 and the parallel arm resonator p2 in parallel. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 12A has two resonance frequencies (frm1a_on, frm1b_on) and two anti-resonance frequencies (fam1a_on, fam1b_on) that satisfy the following relationship.
  • This principle is the same as the principle when the switch SW is on in the first embodiment.
  • the parallel arm resonator p3 is enabled by the switch SW1, and the parallel arm resonator p2 is disabled (opened and does not function) by the switch SW2.
  • 12A is a circuit in which a parallel arm resonator p1 and a parallel arm resonator p3 are connected in series. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 12A has two resonance frequencies (frm1a_off, frm1b_off) and two anti-resonance frequencies (fam1a_off, fam1b_off) that satisfy the following relationship.
  • the passband is constituted by the anti-resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm circuit 12A and the resonance frequency of the series arm circuit 11, and the low frequency side resonance frequency of the parallel arm circuit 12A is on the low band side.
  • An attenuation pole is configured, and an attenuation pole on the high side of the passband is configured by the resonance frequency on the high frequency side of the parallel arm circuit 12A and the anti-resonance frequency of the series arm circuit 11.
  • the resonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the resonance frequency (frs1) of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is the series arm resonance. It is equal to the anti-resonance frequency (fas1) of the child s1.
  • the switches SW1 and SW2 are both on and compared to the off-state, the first resonance frequency (frm1a_on when on, frm1a_off when on) and the low-frequency side are compared. It can be seen that the first anti-resonance frequency which is the anti-resonance frequency (fam1a_on when on, fam1a_off when off) is variable.
  • a second resonance frequency (frm1b_off) newly appears in the vicinity of the high pass band side of the filter 10A. That is, the parallel arm circuit 12A switches both the resonance frequency of the first resonance frequency and the first anti-resonance frequency to the high frequency side or the low frequency side according to switching of the switches SW1 and SW2 on and off, and further passes through. The presence or absence of the second resonance frequency is switched in the vicinity of the high band side.
  • the frequency of the attenuation pole on the low side of the passband is variable and the frequency of the low end of the passband is only variable in accordance with the on / off switching of the switches SW1 and SW2.
  • the frequency of the attenuation pole on the high pass band side is also variable.
  • the filter of the present embodiment exhibits the first filter characteristic having the pass band B13Rx and the attenuation band B13Tx when both the switches SW1 and SW2 are on, and when both the switches SW1 and SW2 are off.
  • a second filter characteristic having B14Rx as a pass band and B14Tx as an attenuation band is shown.
  • the passband end in the third embodiment, according to the switching of the switch SW1 on and off. It is possible to vary the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole (in Example 3, the frequency of the pass band low band end and the attenuation pole on the low pass band side) while suppressing the loss of the pass band low band end. Furthermore, according to this modification, the frequency variable (in the third embodiment, different from the frequency variable by the switch SW1 (frequency variable on the low pass band side in the third embodiment) according to the on / off switching of the switch SW2).
  • the frequency on the high side of the pass band can be varied, that is, the frequency at the end of the high pass band and the frequency of the attenuation pole on the high side of the pass band can be changed). That is, according to switching on and off of the switch SW1 and the switch SW2, the passband low-frequency end frequency and the passband low-frequency attenuation pole frequency, and the passband high-frequency end frequency and passband high-frequency range.
  • the frequency can be varied for any of the frequencies of the attenuation poles on the side. For this reason, it is possible to switch the center frequency by simultaneously switching on and off the switches SW1 and SW2.
  • a mode in which the switches SW1 and SW2 are turned on at the same time or the switches SW1 and SW2 are turned off at the same time has been described as an example (Example 3). May be. That is, a mode in which the switch SW1 is on and the switch SW2 is off, and a mode in which the switch SW1 is off and the switch SW2 is on may be selected.
  • FIG. 14 is a graph showing changes in filter characteristics when the switches SW1 and SW2 are individually switched on and off in the filter 10A.
  • four filter characteristics can be formed by individually switching on and off the switch SW1 and the switch SW2. Specifically, the frequency at the low end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the low passband side are switched according to the on / off switching of the switch SW1, and the passband is switched according to the on / off switching of the switch SW2. Switches the frequency at the high end and the frequency of the attenuation pole at the high end of the passband. That is, by switching the switches SW1 and SW2 on and off individually, the variation of the switchable passband and attenuation pole frequency can be increased to four types.
  • FIG. 15 is a circuit configuration diagram of a filter 10B according to the second modification of the first embodiment.
  • the filter 10B according to the present modification includes a parallel arm circuit 12B having a parallel arm resonator p4 as compared with the parallel arm circuit 12A of the filter 10A according to Modification 1 of the first embodiment. . That is, the parallel arm circuit 12B in the present modification is further connected in parallel with the switch SW2 (second switch) as compared with the parallel arm circuit 12A, and the frequency variable circuit 12Tb (second frequency variable circuit) is connected together with the switch SW2. It has the parallel arm resonator p4 (4th parallel arm resonator) to comprise.
  • the frequency variable circuit 12Tb is connected in series with the parallel arm resonator p2 (second parallel arm resonator), and switches the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole of the filter 10B (high frequency filter).
  • the frequency variable circuit 12Ta (first frequency variable circuit) shown in the figure corresponds to the frequency variable circuit 12T of the parallel arm circuit 12A.
  • the resonance frequencies and antiresonance frequencies of the parallel arm resonators p1 to p4 are the first relationship (frp1 ⁇ frp2), the second relationship (fap1 ⁇ fap2), and the third In addition to the relationship (frp1 ⁇ frp3 and frp2 ⁇ frp3), the following fourth relationship is satisfied.
  • the resonance frequency (frp4) of the parallel arm resonator p4 is higher than both the resonance frequency (frp1) of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency (frp2) of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp4, and frp2 ⁇ frp4).
  • the parallel arm resonator p4 has an anti-resonance frequency (fap4) on the higher frequency side than the resonance frequency (frp4), like the parallel arm resonators p1 to p3.
  • the parallel arm resonator p4 is not limited to a configuration including only one resonator, and may be configured by a plurality of resonators.
  • the switches SW1 and SW2 are turned on and off in accordance with a control signal from a control unit (not shown) such as an RFIC as in the first modification of the first embodiment. Is switched, the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole are switched.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 (frp1 ⁇ frp2), and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is the antiresonance of the parallel arm resonator p2.
  • the frequency is lower than the resonance frequency (fap1 ⁇ fap2) will be described.
  • FIG. 16A is a graph showing various characteristics related to the filter according to Example 4.
  • FIG. 16B is a graph showing a part of FIG. 16A in an enlarged manner.
  • FIG. 16A shows, in order from the top, the filter characteristics when the switch SW1 is on and the switch SW2 is on (when both the switches SW1 and SW2 are on), the switch SW1 is off and the switch SW2 is off.
  • the filter characteristics in this case when both switches SW1 and SW2 are off
  • the superposition of these two filter characteristics, and the impedance characteristics of each resonator and the parallel arm circuit alone are shown.
  • FIG. 16B shows an enlarged view of the filter characteristics and impedance characteristics in the passband and its vicinity.
  • the filter of the present embodiment is a variable frequency reception filter corresponding to Bands 13 and 14 as in the filters of the second and third embodiments.
  • the resonance frequencies (frp1 to frp4) and antiresonance frequencies (fap1 to fap4) of the parallel arm resonators p1 to p4 satisfy the following relationship.
  • the parallel arm resonator p3 is short-circuited by the switch SW1 and the parallel arm resonator p4 is short-circuited by the switch SW2, so that the parallel arm circuit 12B is connected to the parallel arm resonator p1.
  • This is a circuit in which the parallel arm resonator p2 is connected in parallel. Therefore, at this time, the parallel arm circuit 12B has two resonance frequencies (frm1a_on, frm1b_on) and two anti-resonance frequencies (fam1a_on, fam1b_on) that satisfy the following relationship.
  • This principle is the same as the principle when the switch SW is on in the first embodiment.
  • the parallel arm resonator p3 is enabled by the switch SW1
  • the parallel arm resonator p3 is enabled by the switch SW2
  • the parallel arm circuit 12B includes the parallel arm resonator p1.
  • a circuit in which a parallel arm resonator p2 and a parallel arm resonator p4 are connected in series to a circuit in which the parallel arm resonator p3 is connected in series is a circuit in which the circuit is connected in parallel.
  • the parallel arm circuit 12B has three resonance frequencies (frm1a_off, frm1b_off, frm1c_off) and three anti-resonance frequencies (fam1a_off, fam1b_off, fam1c_off) that satisfy the following relationship.
  • frp3 ⁇ frp4 and fap3 ⁇ fap4 frap4
  • each resonance frequency and each anti-resonance frequency in this case is omitted, but each frequency at which the impedance of the equivalent circuit model (equivalent circuit) becomes 0 becomes a resonance frequency, and admittance becomes 0. Each frequency becomes an anti-resonance frequency.
  • the pass band is constituted by the anti-resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12B and the resonance frequency of the series arm circuit 11, and the pass band is reduced by the resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12B.
  • the attenuation pole on the side of the passband is configured by the other antiresonance frequency of the parallel arm circuit 12B and the antiresonance frequency of the series arm circuit 11.
  • the resonance frequency of the series arm circuit 11 is equal to the resonance frequency (frs1) of the series arm resonator s1, and the antiresonance frequency of the series arm circuit 11 is in series. It is equal to the antiresonance frequency (fas1) of the arm resonator s1.
  • the first resonance frequency frm1a_on when turned on, frm1a_off when turned on, and the resonance frequency on the lowest frequency side of the parallel arm circuit 12B.
  • the first anti-resonance frequency that is the lowest anti-resonance frequency (fam1a_on when on, fam1a_off when off) is variable.
  • the second resonance frequency adjacent to the first resonance frequency (that is, the second resonance frequency from the low frequency side, frm1b_on when on, frm1b_off when off) is variable. That is, the parallel arm circuit 12B according to the present embodiment has not only the first resonance frequency and the first anti-resonance frequency but also the second resonance frequency on the high frequency side according to the switching of the switches SW1 and SW2. Or it switches to the low frequency side.
  • the frequency of the attenuation pole on the low side of the passband is variable and the frequency of the low end of the passband is only variable in accordance with the on / off switching of the switches SW1 and SW2.
  • the frequency of the high end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the high passband side are also variable.
  • the filter of the present embodiment exhibits the first filter characteristic having the pass band B13Rx and the attenuation band B13Tx when both the switches SW1 and SW2 are on, and when both the switches SW1 and SW2 are off.
  • a second filter characteristic having B14Rx as a pass band and B14Tx as an attenuation band is shown.
  • the passband end in the fourth embodiment, according to the switching of the switch SW1 on and off. It is possible to vary the frequency of the pass band and the frequency of the attenuation pole (in Example 4, the frequency of the pass band low band end and the attenuation pole on the low pass band side) while suppressing the loss of the pass band low band end. Furthermore, according to the present modification, as in the first modification of the first embodiment, the frequency can be varied by the switch SW1 according to the switching of the switch SW2 on and off (in the fourth embodiment, the frequency on the low side of the passband).
  • the frequency can be varied (variable on the high side of the passband, that is, switching of the frequency at the high end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the high side of the passband). Therefore, the center frequency can be switched by simultaneously switching on and off the switches SW1 and SW2.
  • the frequency variable width of the first resonance frequency (fam1a_off-fam1a_on) and the frequency variable width of the first anti-resonance frequency (frm1b_off ⁇ ) frm1b_on) and the frequency variable width (frm1b_off ⁇ frm1b_on) of the second resonance frequency are the same.
  • the frequency switching width (frequency variable width) on the low passband side can be made equal to the frequency switching width on the high passband side. Therefore, it is possible to switch the center frequency while maintaining the pass bandwidth.
  • the mode in which the switches SW1 and SW2 are turned on at the same time or the switches SW1 and SW2 are turned off at the same time has been described as an example (Example 4). May be. That is, a mode in which the switch SW1 is on and the switch SW2 is off, and a mode in which the switch SW1 is off and the switch SW2 is on may be selected.
  • FIG. 17 is a graph showing changes in filter characteristics when the on / off of the switches SW1 and SW2 is changed in the filter 10B.
  • four filter characteristics can be formed by individually switching on and off the switch SW1 and the switch SW2. Specifically, the frequency at the low end of the passband and the frequency of the attenuation pole on the low passband side are switched according to the on / off switching of the switch SW1, and the passband is switched according to the on / off switching of the switch SW2. Switches the frequency at the high end and the frequency of the attenuation pole at the high end of the passband. That is, by switching the switches SW1 and SW2 on and off individually, the variation of the switchable passband and attenuation pole frequency can be increased to four types.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a multiplexer (diplexer) 200 according to the second embodiment.
  • the multiplexer 200 shown in the figure is a receiving multiplexer corresponding to Band29Rx, Band12 + 13Rx, and Band26Rx, and includes a filter 50 (first filter) and a filter 60 (second filter), and a matching inductor 70.
  • the multiplexer 200 is not limited to reception but may be transmission, or may be a duplexer provided with a reception filter and a transmission filter. Further, the matching inductor 70 may not be provided.
  • the filter 50 and the filter 60 are directly connected to the common terminal 200c. That is, in this modification, the input / output terminal (input terminal in this modification) on the common terminal 200c side of the filter 50 and the input / output terminal (input terminal in this modification) on the common terminal 200c side of the filter 60 are common terminals. 200c is directly connected. However, these input / output terminals may be connected to the common terminal 200c via, for example, a phase shifter, a switch for selecting at least one of the filter 50 and the filter 60, or a circulator.
  • the filter 50 is a variable frequency reception filter for Band29Rx and Band12 + 13Rx.
  • One input / output terminal is connected to the common terminal 200c of the multiplexer 200, and the other input / output terminal is connected to the input / output terminal 200a of the multiplexer 200.
  • the filter 50 includes one or more series arm circuits (four series arm circuits in the present embodiment) provided on the series arm, and one or more parallel arm circuits (four parallel arms in the present embodiment).
  • This is a ladder type filter circuit constituted by circuits 210p, 220p, 230p, 240p).
  • each series arm circuit is composed of one series arm resonator, and the four series arm circuits are composed of four series arm resonators s1 to s4.
  • the numbers of series arm circuits and parallel arm circuits are not limited to the above numbers.
  • each of the parallel arm circuits 210p, 220p, 230p, and 240p corresponds to the parallel arm circuit 12 of the filter 10 according to the first embodiment
  • the parallel arm resonance corresponds to the parallel arm resonator p1 of the parallel arm circuit 12.
  • Arm resonators p13, p23, p33, and p43 and switches SW11, SW21, SW31, and SW41 corresponding to the switch SW1 of the parallel arm circuit 12 are provided.
  • the antiresonance frequencies (fa13, fa23, fa33, fa43) of the parallel arm resonators p13, p23, p33, p43 (third parallel arm resonator) corresponding to the parallel arm resonator p3 of the parallel arm circuit 12 are: It is located outside the passband of the filter 60 (second filter). That is, the antiresonance frequencies of the parallel arm resonators p13, p23, p33, and p43 are located on the lower frequency side than the pass band of the filter 60 or located on the higher frequency side than the pass band of the filter 60.
  • the antiresonance frequencies of all the parallel arm resonators p13, p23, p33, and p43 are preferably located outside the passband of the filter 60 (second filter), but the parallel arm resonators p13, p23, p33, and p43 Of these, at least one anti-resonance frequency may be positioned outside the passband of the filter 60 (second filter).
  • the parallel arm resonators p13, p23, p33, and p43 have a part of the antiresonance frequencies positioned on the lower frequency side than the passband of the filter 60, and the other at least a part of the antiresonance frequencies pass through the filter 60 It may be located on a higher frequency side than the band.
  • a filter 50 by providing the configuration of the filter 10 according to the first embodiment, it is possible to switch the frequency of the passband and the frequency of the attenuation pole while suppressing the loss at the end of the passband.
  • the filter 60 is a reception filter that does not have a frequency variable function for Band 26 Rx, and one input / output terminal is connected to the common terminal 200 c of the multiplexer 200, and the other input / output terminal is connected to the input / output terminal 200 b of the multiplexer 200.
  • the center frequency of the passband of the filter 60 (second filter) (here, the center frequency of the Band26Rx) is any center frequency (here, the switchable passband of the filter 50 (first filter)). , Band29Rx center frequency and Band12 + 13Rx center frequency).
  • the switches 29, SW21, SW31, and SW41 of the filter 50 are turned on and off in accordance with a control signal from a control unit (not shown) such as an RFIC, so that the Band29Rx and It can be used as a Band26Rx compatible multiplexer, and a Band12 + 13Rx and Band26Rx compatible multiplexer.
  • a control unit such as an RFIC
  • variable frequency filter filter 50 in the present embodiment
  • the variable frequency filter is not limited to the configuration including the parallel arm circuit 12 of the first embodiment, and may be configured to include a parallel arm circuit of a modification thereof.
  • the frequency can be determined as appropriate according to the frequency specification required for the multiplexer 200.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator corresponding to the parallel arm resonator p1 of the parallel arm circuit 12 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator corresponding to the parallel arm resonator p2 (fap1 ⁇ fap2) (fap1 ⁇ fap2) will be described.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator corresponding to the parallel arm resonator p3 of the parallel arm circuit 12 is 916 MHz, which is higher than the passband (859-894 MHz) of the filter 60. Located on the high frequency side.
  • FIG. 19 is a graph showing pass characteristics of the multiplexer according to the fifth embodiment. Specifically, the upper part of the figure shows the pass characteristics when all of the switches SW11, SW21, SW31, and SW41 are on, and the lower part of the figure shows any of the switches SW11, SW21, SW31, and SW41. The pass characteristics in the case where is also off are shown. In any pass characteristic, the insertion loss of the path in which the filter 50 is provided in the upper stage is shown, and the insertion loss of the path in which the filter 60 is provided in the lower stage.
  • FIG. 20 is a graph showing the relationship between the anti-resonance frequency of the third parallel arm resonator and various characteristics of the multiplexer 200. Specifically, the figure shows the pass characteristics when the switches SW11, SW21, SW31, and SW41 are all off when the antiresonance frequency (fap3) of the third parallel arm resonator is changed, and the most common terminal.
  • the anti-resonance frequencies of the third parallel arm resonators (here, the parallel arm resonators p23, p33, p43) other than the first-stage circuit are equal to the anti-resonance frequencies of the third parallel-arm resonators of the first-stage circuit. Omitted.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p13 changes, and accordingly, the series arm resonator and the parallel arm circuit are configured.
  • the anti-resonance frequency on the highest frequency side and the resonance frequency on the highest frequency side of the impedance characteristics change. And when at least one of the said anti-resonance frequency and the said resonance frequency is located in the pass band of the filter 60, it turns out that the loss in the pass band of the filter 60 deteriorates.
  • the loss in the passband of the filter 60 is deteriorated.
  • the resonance frequency on the highest frequency side of the first stage circuit is located in the pass band of the filter 60, so that the resonance occurs in the pass band of the filter 60.
  • a small pole (so-called spike ripple) formed by the frequency is generated. For this reason, in this case, the loss in the passband of the filter 60 is remarkably deteriorated.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p13 is preferably located outside the pass band of the filter 60. This makes it difficult for the anti-resonance frequency and the resonance frequency of the first stage circuit to be located in the pass band of the filter 60, so that loss in the pass band of the filter 60 can be suppressed.
  • This is not limited to the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator p13, but the same applies to the other third parallel arm resonators (parallel arm resonators p23, p33, p43). That is, the loss in the pass band of the filter 60 can be suppressed by the antiresonance frequency of the third parallel arm resonator being located outside the pass band of the filter 60.
  • each of the parallel arm circuits 210p, 220p, 230p, and 240p corresponds to the parallel arm circuit 12 of the filter 10 according to the first embodiment.
  • these may be a configuration corresponding to the parallel arm circuit of the first modification of the first embodiment or the second modification of the first embodiment, or a combination thereof.
  • the parallel arm circuits 210p, 220p, 230p, and 240p only need to have at least one parallel arm circuit corresponding to the frequency variable circuit 12T of the first embodiment, and the other parallel arm circuits are: There may be no circuit corresponding to the frequency variable circuit 12T.
  • the other parallel arm circuit may be constituted only by an acoustic wave resonator, may be constituted by an LC resonance circuit, or may be constituted by an impedance element such as an inductance element or a capacitance element. It doesn't matter.
  • the third parallel arm resonator (corresponding to the parallel arm resonator p3 in the second modification of the first embodiment) is counteracted.
  • the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the fourth parallel arm resonator are both located outside the passband of the filter 60 (second filter). Is preferred. Thereby, the loss in the pass band of the filter 60 can be suppressed.
  • FIG. 21 is a configuration diagram of the communication apparatus 300 according to the third embodiment.
  • the communication device 300 includes an antenna element (ANT), a switch group 310 composed of a plurality of switches, a filter group 320 composed of a plurality of filters, transmission-side switches 331 and 332, and Reception side switches 351, 352 and 353, transmission amplifier circuits 341, 342 and reception amplifier circuits 361, 362, an RF signal processing circuit (RFIC), and a baseband signal processing circuit (BBIC) are provided.
  • ANT antenna element
  • a switch group 310 composed of a plurality of switches
  • a filter group 320 composed of a plurality of filters
  • transmission-side switches 331 and 332 and Reception side switches 351, 352 and 353, transmission amplifier circuits 341, 342 and reception amplifier circuits 361, 362, an RF signal processing circuit (RFIC), and a baseband signal processing circuit (BBIC) are provided.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the antenna element (ANT) is a multiband antenna that transmits and receives high-frequency signals and conforms to a communication standard such as LTE. Note that the antenna element (ANT) may not correspond to all bands of the communication device 300, for example, and may correspond to only a band of a low frequency band group or a high frequency band group. Further, the antenna element (ANT) may not be built in the communication device 300 and may be provided separately from the communication device 300.
  • the switch group 310 connects the antenna element (ANT) and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and is configured by a plurality of SPST type switches, for example. .
  • the number of signal paths connected to the antenna element (ANT) is not limited to one, and a plurality of signal paths may be used. That is, the communication apparatus 300 may support carrier aggregation.
  • the filter group 320 is composed of, for example, a plurality of filters (including a duplexer) having the following band in the pass band.
  • the band includes (i) Band 12 transmission band, (ii) Band 13 transmission band, (iii) Band 14 transmission band, (iv) Band 27 transmission band, (v) Band 26 transmission band, ( vi) Band 29 and Band 14 or Band 12, Band 67 and Band 13 reception band, (vii-Tx) Band 68 or Band 28a or Band 28b transmission band, (vii-Rx) Band 68 or Band 28a or Band 28b reception band, (viii-Tx Band 20 transmission band) , (Viii-Rx) Band20 reception band, (ix-Tx) Band27 or Band26 transmission band, (x-Tx) Band8 transmission band, and (x-Rx) Band8 reception band.
  • the transmission-side switch 331 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission signal paths on the low band side and a common terminal connected to the transmission amplifier circuit 341.
  • the transmission side switch 332 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of transmission side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the transmission amplification circuit 342.
  • These transmission-side switches 331 and 332 are switch circuits that are provided in the previous stage of the filter group 320 (here, the previous stage in the transmission-side signal path) and whose connection state is switched in accordance with a control signal from a control unit (not shown). . Thereby, the high frequency signals (here, the high frequency transmission signals) amplified by the transmission amplifier circuits 341 and 342 are output to the antenna element (ANT) through the predetermined filter of the filter group 320.
  • ANT antenna element
  • the reception side switch 351 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception side signal paths on the low band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 361.
  • the reception side switch 352 has a common terminal connected to the reception side signal path of a predetermined band (here, Band 20), and two selection terminals connected to the common terminal of the reception side switch 351 and the common terminal of the reception side switch 352. And a switch circuit.
  • the reception side switch 353 is a switch circuit having a plurality of selection terminals connected to a plurality of reception side signal paths on the high band side and a common terminal connected to the reception amplification circuit 362.
  • reception-side switches 351 to 353 are provided in the subsequent stage of the filter group 320 (here, the subsequent stage in the reception-side signal path), and the connection state is switched according to a control signal from a control unit (not shown).
  • the high-frequency signal here, the high-frequency reception signal
  • the antenna element ANT
  • the RF signal processing circuit RFIC
  • an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the low band and an RF signal processing circuit (RFIC) corresponding to the high band may be provided separately.
  • the transmission amplification circuit 341 is a power amplifier that amplifies the power of the low-band high-frequency transmission signal
  • the transmission amplification circuit 342 is a power amplifier that amplifies the power of the high-band high-frequency transmission signal.
  • the reception amplification circuit 361 is a low noise amplifier that amplifies the power of the low-band high-frequency reception signal
  • the reception amplification circuit 362 is a low-noise amplifier that amplifies the power of the high-band high-frequency reception signal.
  • the RF signal processing circuit is a circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by the antenna element (ANT). Specifically, the RF signal processing circuit (RFIC) processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element (ANT) via the reception-side signal path by down-conversion, etc. A reception signal generated by the signal processing is output to a baseband signal processing circuit (BBIC).
  • the RF signal processing circuit (RFIC) processes the transmission signal input from the baseband signal processing circuit (BBIC) by up-conversion and the like, and generates a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) generated by the signal processing. ) To the transmitting side signal path.
  • the communication apparatus 300 configured as described above has (vi) a filter having a reception band of Band 29 and Band 14 or Band 12, Band 67 and Band 13 in the pass band, and (vii-Tx) a band 68, Band 28a or Band 28b of the transmission band.
  • Embodiment 1 As at least one of a filter having a (vii-Rx) Band68 or Band28a or Band28b reception band in the passband, or (ix-Tx) a Band27 or Band26 transmission band in the passband And the filter which concerns on either of the modifications is provided. That is, the filter switches between the passband frequency and the attenuation pole frequency in accordance with the control signal.
  • the control unit constitutes a high frequency front end circuit.
  • control unit may be included in an RF signal processing circuit (RFIC), or may constitute a switch IC together with each switch controlled by the control unit. Good.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the filter according to the first embodiment and the modification thereof by including the filter according to the first embodiment and the modification thereof, the passband frequency is suppressed while suppressing the loss at the end of the passband.
  • a high-performance high-frequency front-end circuit and communication device that can switch the frequency of the attenuation band can be realized. Further, since the number of filters can be reduced as compared with the case where a filter is provided for each band, the size can be reduced.
  • transmission-side switches 331 and 332 and reception-side switches 351 to 353 switch circuits provided at the front stage or the rear stage of the filter group 320 (a plurality of high-frequency filters). Is provided.
  • a part of the signal path through which the high-frequency signal is transmitted can be shared. Therefore, for example, transmission amplifier circuits 341 and 242 or reception amplifier circuits 361 and 362 (amplifier circuits) corresponding to a plurality of high frequency filters can be shared. Therefore, the high-frequency front end circuit can be reduced in size and cost.
  • the transmission side switches 331 and 332 and the reception side switches 351 to 353 may be provided. Further, the number of transmission side switches 331 and 332 and the number of reception side switches 351 to 353 are not limited to the above-described numbers, and for example, one transmission side switch and one reception side switch are provided. It doesn't matter. Further, the number of selection terminals and the like of the transmission side switch and the reception side switch is not limited to this embodiment, and may be two each.
  • the filter high frequency filter
  • the multiplexer the high frequency front end circuit
  • the communication device according to the embodiment of the present invention
  • the multiplexer, the high-frequency front-end circuit, and the communication device are not limited to the above forms.
  • Examples and various devices incorporating the high-frequency filter, multiplexer, high-frequency front-end circuit, and communication device of the present disclosure are also included in the present invention.
  • the high-frequency filter according to the first embodiment and the modification thereof is not limited to application to a system that exclusively switches frequency bands adjacent to each other, and a plurality of adjacent high-frequency filters assigned within one frequency band. It is also applicable to a system that switches channels exclusively.
  • an inductance element and a capacitance element may be connected between the terminals. Furthermore, an inductance component due to wiring connecting each circuit element may be included.
  • the present invention is widely used in communication devices such as mobile phones as small high-frequency filters, high-frequency front-end circuits, and communication devices that can be applied to multiband and multimode systems that use a plurality of adjacent bands simultaneously or exclusively. it can.

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Abstract

フィルタ（１０）は、直列腕回路（１１）と、並列腕回路（１２）と、を備え、並列腕回路（１２）は、並列腕共振子（ｐ１）と、周波数可変回路（１２Ｔ）と、並列腕共振子（ｐ１）と周波数可変回路（１２Ｔ）とを直列に接続した回路に対して並列に接続された並列腕共振子（ｐ２）と、を有し、周波数可変回路（１２Ｔ）は、並列腕共振子（ｐ３）と、これと並列接続されたスイッチ（ＳＷ）と、を有し、スイッチ（ＳＷ）のオン及びオフの切り替えによって、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替え、並列腕共振子（ｐ１）の共振周波数及び反共振周波数は、それぞれ、並列腕共振子（ｐ２）の共振周波数及び反共振周波数と互いに異なり、並列腕共振子（ｐ３）の共振周波数は、並列腕共振子（ｐ１）の共振周波数及び並列腕共振子（ｐ２）の共振周波数のいずれよりも高い。

Description

高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　従来、マルチバンド化に対応する高周波フィルタとして、周波数可変型の高周波フィルタ（チューナブルフィルタ）が提案されている。
　このような周波数可変型の高周波フィルタの並列腕回路としては、例えば、並列腕共振子に対してキャパシタとスイッチとを並列に接続した回路を直列に接続する第１の構成が知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。また、例えば、並列腕共振子に対して共振子とスイッチとを並列に接続した回路を直列に接続する第２の構成が知られている（例えば、特許文献３参照）。
米国特許出願公開第２００９／０２５１２３５号明細書 特開２０００－３２３９６１号公報 特許第５４４１０９５号公報
　上記従来の構成によれば、スイッチのオン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えにより、並列腕回路のインピーダンスが極小となる特異点である共振周波数が切り替わるため、当該共振周波数によって構成される減衰極の周波数を切り替えることができる。しかし、通過帯域を構成する並列腕回路のインピーダンスが極大となる特異点である反共振周波数はほぼ変わらないため、減衰極と通過帯域との周波数差が広くなるように減衰極を切り替えたときに、切り替え後の減衰極側の通過帯域端のロスが悪い（挿入損失が大きい）という問題がある。
　そこで、本発明は、通過帯域端のロスを抑制しつつ通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタは、高周波フィルタであって、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、前記並列腕回路は、第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子と直列に接続された第１周波数可変回路と、前記第１並列腕共振子と前記第１周波数可変回路とを直列に接続した回路に対して並列に接続された第２並列腕共振子と、を有し、前記第１周波数可変回路は、第３並列腕共振子と、前記第３並列腕共振子と並列接続された第１スイッチと、を有し、前記第１周波数回路は、前記第１スイッチのオン及びオフの切り替えによって、前記高周波フィルタの通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替え、前記第１並列腕共振子の共振周波数と前記第２並列腕共振子の共振周波数とは互いに異なり、前記第１並列腕共振子の反共振周波数と前記第２並列腕共振子の反共振周波数とは互いに異なり、前記第３並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数及び前記第２並列腕共振子の共振周波数のいずれよりも高い。
　これにより、第１スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路の少なくとも１つの共振周波数及び少なくとも１つの反共振周波数を共に切り替える（可変する）ことができる。よって、当該切り替えに応じて、通過帯域低域端の周波数、及び、通過帯域低域側の減衰極の周波数をともに切り替えることができる、または、通過帯域高域端の周波数、及び、通過帯域高域側の減衰極の周波数をともに切り替えることができる。したがって、通過帯域端のロスを抑制しつつ通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
　また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低いことにしてもよい。
　これにより、第１スイッチがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路の最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数、及び、最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数がともに可変する。具体的には、並列腕回路は、第１スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて、第１共振周波数及び第１反共振周波数がともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。ここで、並列腕回路の第１共振周波数はフィルタの通過帯域低域側の減衰極を構成し、並列腕回路の第１反共振周波数はフィルタの通過帯域を構成する。よって、通過帯域低域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。
　また、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より高く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より高いことにしてもよい。
　これにより、第１スイッチがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路の上記第１反共振周波数、及び、上記第１共振周波数の隣の第２共振周波数（すなわち、低周波数側から２番目の共振周波数）がともに可変する。具体的には、並列腕回路は、第１スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて、第１反共振周波数及び第２共振周波数がともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。ここで、並列腕回路の第１反共振周波数はフィルタの通過帯域を構成し、並列腕回路の第２共振周波数はフィルタの通過帯域高域側の減衰極を構成する。よって、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。
　また、前記並列腕回路は、さらに、前記第２並列腕共振子と直列接続された第２スイッチを有し、前記第２並列腕共振子と前記第２スイッチとを直列に接続した回路は、前記第１並列腕共振子と前記第１周波数可変回路とを直列に接続した回路に対して並列接続されていることにしてもよい。
　これにより、第２スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて、第１スイッチによる周波数の切り替えとは異なる周波数の切り替えができる。つまり、第１スイッチ及び第２スイッチのオン及びオフの切り替えに応じて、（i）通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数、ならびに、（ii）通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数のいずれについても切り替えることができる。このため、第１スイッチのオン及びオフと第２スイッチのオン及びオフとを独立に切り替えることにより、（i）通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と（ii）通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数とを独立に切り替えることが可能となる。
　また、前記並列腕回路は、さらに、前記第２スイッチと並列接続され、当該第２スイッチとともに第２周波数可変回路を構成する第４並列腕共振子を有し、前記第２周波数可変回路は、前記第２並列腕共振子と直列接続され、さらに、前記第２スイッチのオン及びオフの切り替えによって、前記高周波フィルタの通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替え、前記第４並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数及び前記第２並列腕共振子のいずれよりも高いことにしてもよい。
　これにより、通過帯域低域側の周波数切替幅（周波数可変幅）と通過帯域高域側の周波数切替幅とを同等にすることができる。よって、通過帯域幅を維持しつつ中心周波数を切り替えることが可能となる。
　また、前記第１並列腕共振子、前記第２並列腕共振子、及び、前記第３並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であることにしてもよい。
　これにより、第１並列腕共振子、第２並列腕共振子、及び、第３並列腕共振子を小型化できるので、高周波フィルタの小型化及び低コスト化が図られる。また、弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、高周波フィルタの低ロス化及び高選択度化が図られる。
　また、前記第３並列腕共振子の前記複数の電極指の膜厚は、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指の膜厚より薄いことにしてもよい。
　弾性波共振子は、複数の電極指の膜厚によって共振周波数及び反共振周波数のＱ値が変化し、表面波の波長に対する膜厚の比は５％から１０％の間の一点で当該Ｑ値が最大となる。よって、第３並列腕共振子の共振周波数は、上記少なくとも一方の共振子の共振周波数に対して高いため、第３並列腕共振子における複数の電極指の膜厚を上記少なくとも一方の共振子における複数の電極指の膜厚より薄くすることにより、第３並列腕共振子及び上記少なくとも一方の共振子のいずれについても高Ｑの特性を示す。よって、高周波フィルタのさらなる低ロス化及び高選択度化が図られる。
　また、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指は、Ａｕ、Ｐｔ、Ｔａ、Ｍｏ及びＷから１以上選択される高密度金属によって構成された高密度金属層を含み、前記第３並列腕共振子の前記複数の電極指は、前記高密度金属層を含まない、もしくは、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指に含まれる前記高密度金属層よりも膜厚の薄い前記高密度金属層を含むことにしてもよい。
　これにより、通過帯域内もしくは通過帯域近傍の減衰帯域内におけるフィルタ特性のリップルを抑制しつつ、第３並列腕共振子の共振周波数を高周波数化することができる。また、高密度金属層がない場合、もしくは、高密度金属層の膜厚が薄い場合、反共振周波数のＱ値が悪化する。よって、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数は、減衰特性を悪化させる要因でもあるため、反共振周波数のＱ値を悪化させてインピーダンスを下げることで、減衰特性が良化する。
　また、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指は、前記高密度金属よりも密度の小さい低密度金属によって構成された低密度金属層と前記高密度金属層との積層体からなることにしてもよい。
　高密度金属層と低密度金属層との積層体で構成された電極指からなるＩＤＴ電極を有する共振子は、主に高密度金属によって表面波（ＳＡＷ）の音速を下げることができるため共振子のサイズを小型化できるとともに、高密度金属よりも低抵抗な低密度金属によって構成された低密度金属層によって高Ｑの特性を示す。このため、第１並列腕共振子及び第２並列腕共振子の少なくとも一方の電極指を上記構成とすることにより、高周波フィルタについて、小型化するとともに、低ロス化及び高選択度化が図られる。
　また、前記基板は、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、ニオブ酸カリウム、水晶、もしくは、これらの積層体であることにしてもよい。
　これにより、高Ｑかつ広帯域の特性を示す第１並列腕共振子、前記第２並列腕共振子、及び、前記第３並列腕共振子を構成することができる。
　また、前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであることにしてもよい。
　これにより第１スイッチを小型化できるので、高周波フィルタの小型化及び低コスト化が図られる。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、上記いずれかの高周波フィルタであり、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、一方の入出力端子が前記共通端子に接続された第２フィルタと、を備え、前記第３並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２フィルタの通過帯域外に位置する。
　このように第３並列腕共振子の反共振周波数が第２フィルタの通過帯域外に位置することにより、第２フィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、本発明の他の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、上記いずれかの高周波フィルタであり、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、一方の入出力端子が前記共通端子に接続された第２フィルタと、を備え、前記第３並列腕共振子の反共振周波数及び前記第４並列腕共振子の反共振周波数はいずれも、前記第２フィルタの通過帯域外に位置する。
　このように第３並列腕共振子の反共振周波数及び第４並列腕共振子のいずれも第２フィルタの通過帯域外に位置することにより、第２フィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの高周波フィルタと、前記第１スイッチのオン及びオフを制御する制御部と、を備える。
　これにより、通過帯域端のロスを抑制しつつ通過帯域の周波数及び減衰帯域の周波数を切り替えることができる高性能な高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域端のロスを抑制しつつ通過帯域の周波数及び減衰帯域の周波数を切り替えることができる高性能な通信装置を提供できる。
　本発明に係る周波数可変型の高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置によれば、通過帯域端のロスを抑制しつつ通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
図１は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図２は、実施の形態１の実施例（実施例１）に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図３は、比較例１に係るフィルタの回路構成図である。 図４は、比較例１に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図５は、比較例２に係るフィルタの回路構成図である。 図６は、比較例２に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図７は、実施例１と比較例１，２に係るフィルタのフィルタ特性を比較したグラフである。 図８Ａは、共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図８Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図８Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図８Ｄは、直列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図９Ａは、実施の形態１における共振子の電極構造を表す平面図及び断面図である。 図９Ｂは、実施の形態１における共振子の電極指及びその周囲の構造の断面図である。 図１０は、高密度金属層の膜厚と共振子のインピーダンス特性との関係を表すグラフである。 図１１は、実施の形態１の他の実施例（実施例２）に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図１２は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。 図１３は、実施の形態１の変形例１の実施例（実施例３）に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図１４は、実施の形態１の変形例１において、スイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。 図１５は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。 図１６Ａは、実施の形態１の変形例１の実施例（実施例４）に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。 図１６Ｂは、図１６Ａの一部を拡大して示すグラフである。 図１７は、実施の形態１の変形例２において、スイッチのオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。 図１８は、実施の形態２に係るマルチプレクサ（ダイプレクサ）の回路構成図である。 図１９は、実施の形態２の実施例（実施例５）に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２０は、実施の形態２に関し、第３並列腕共振子の反共振周波数とマルチプレクサの各種特性との関係を表すグラフである。 図２１は、実施の形態３に係る通信装置の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、共振子等の回路素子については要求仕様等に応じて定数が適宜調整され得る。このため、回路素子については、同一の符号であっても定数が異なる場合もある。また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、通過帯域高域端は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低域側（低周波数側）」を意味する。また「通過帯域高域側」は、通過帯域外かつ通過帯域より高域側（高周波数側）」を意味する。
　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。
　また、共振子または回路における反共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための反共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。
　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。
　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。
　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。
　（実施の形態１）
　［１－１．　構成］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。同図に示されたフィルタ１０は、直列腕回路１１と、並列腕回路１２と、を備える高周波フィルタである。
　直列腕回路１１は、入出力端子１１０（第１入出力端子）と入出力端子１２０（第２入出力端子）とを結ぶ経路（直列腕）上に設けられている。本実施の形態では、直列腕回路１１は、１つの共振子からなる直列腕共振子ｓ１によって構成されている。共振子は、インピーダンスが極小（理想的にはゼロ）となる共振周波数と、インピーダンスが極大（理想的には無限大）となる反共振周波数とを有する。このため、本実施の形態では、直列腕回路１１は、共振周波数及び反共振周波数を有する。
　なお、直列腕共振子ｓ１は、複数の共振子によって構成されていてもよく、例えば、１つの共振子が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。また、直列腕回路１１の構成は、上記構成に限らず、例えば、縦結合共振子またはＬＣ共振回路等の共振回路であってもかまわない。また、直列腕回路１１は共振回路に限らず、インダクタンス素子やキャパシタンス素子であってもかまわない。
　並列腕回路１２は、入出力端子１１０と入出力端子１２０とを結ぶ経路上のノードｘ１とグランド（基準端子）とに接続されている。並列腕回路１２は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）と、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）と、周波数可変回路１２Ｔ（第１周波数可変回路）と、を有する。
　並列腕共振子ｐ１は、ノードｘ１とグランドとの間に接続された共振子である。
　並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１２Ｔとを直列に接続した回路に対して並列に接続された共振子である。つまり、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ２は、ノードｘ１とグランドとに接続されている。
　周波数可変回路１２Ｔは、並列腕共振子ｐ１と直列に接続され、フィルタ１０（高周波フィルタ）の通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を可変する回路である。なお、周波数を可変するとは、周波数を切り替えることを意味している。
　具体的には、周波数可変回路１２Ｔは、並列腕共振子ｐ３（第３並列腕共振子）と、並列腕共振子ｐ３と並列に接続されたスイッチＳＷ（第１スイッチ）と、を有し、スイッチＳＷのオン（導通）及びオフ（非導通）の切り替えに応じてフィルタ１０の通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替える。なお、この周波数を切り替える詳細については、本実施の形態の実施例を用いて後述する。
　並列腕共振子ｐ３は、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１と直列に接続された共振子である。
　スイッチＳＷは、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチであり、例えばスイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）として構成される。このような構成によれば、スイッチＳＷを小型化できるので、フィルタ１０の小型化及び低コスト化が図られる。
　なお、スイッチＳＷは、半導体基板に形成された半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。
　これら並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１２Ｔとは、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１がノードｘ１側に接続され、周波数可変回路１２Ｔがグランド側に接続されている。しかし、周波数可変回路１２Ｔがノードｘ１側に接続され、並列腕共振子ｐ１がグランド側に接続されていてもかまわない。ただし、並列腕共振子ｐ１が他の共振子とともに共振子用のチップに形成され、スイッチＳＷが当該チップとは別のチップに形成されている場合、並列腕共振子ｐ１がスイッチＳＷより直列腕側に接続されることにより、共振子用のチップの端子数を削減することができるため、小型化が可能となる。このため、小型化の観点からは、並列腕共振子ｐ１は周波数可変回路１２Ｔより直列腕側に接続されていることが好ましい。
　このような並列腕回路１２において、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の共振周波数及び反共振周波数は次の第１～第３の関係を満たす。なお、並列腕共振子ｐ１～ｐ３は、それぞれ、共振周波数よりも高周波数側に反共振周波数を有する。
　第１に、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１）と並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒｐ２）とは互いに異なる（ｆｒｐ１≠ｆｒｐ２）。第２に、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（ｆａｐ１）と並列腕共振子ｐ２の反共振周波数（ｆａｐ２）とは互いに異なる（ｆａｐ１≠ｆａｐ２）。第３に、並列腕共振子ｐ３の共振周波数（ｆｒｐ３）は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１）及び並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒｐ２）のいずれよりも高い（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ３、かつ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３）。
　なお、並列腕共振子ｐ１～ｐ３それぞれは、複数の共振子によって構成されていてもよく、例えば、１つの共振子が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　以上のように構成されたフィルタ１０は、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数が切り替えられる。このようなフィルタ１０は、例えば、通過帯域を３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）で規定された複数のＢａｎｄで切り替えることができ、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）対応の周波数可変型のフィルタとして用いることができる。
　例えば、制御部は、Ｂａｎｄ－Ａが使用される環境下においてスイッチＳＷをオン及びオフのいずれか一方とし、Ｂａｎｄ－Ｂが使用される環境下においてスイッチＳＷをオン及びオフの他方とする。つまり、スイッチＳＷについては、ある環境下ではオン及びオフのいずれかが選択され、当該環境下ではスイッチＳＷのオン及びオフは固定（不変）されている。
　［１－２．　特性（実施例１）］
　次に、本実施の形態に係るフィルタ１０の特性について、実施例（実施例１）を用いて説明する。
　以下では、実施例１として、並列腕共振子ｐ１の共振周波数が並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）場合について説明する。
　図２は、実施例１に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図には、上から順に、スイッチＳＷがオンの場合のフィルタ特性（通過特性）、スイッチＳＷがオフの場合のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路単体のインピーダンス特性が示されている。
　なお、フィルタ特性を示すグラフには、必要に応じて各Ｂａｎｄの通過帯域及び減衰帯域の低域端及び高域端にマーカーが付加され、グラフの右には、マーカーにおける周波数と挿入損失（Ｉ．Ｌｏｓｓ：Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ　Ｌｏｓｓ）または減衰量（Ａｔｔ．：Ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）が示されている。このことは、以降のフィルタ特性を示すグラフにおいても同様である。
　同図のフィルタ特性に示すように、本実施例のフィルタは、Ｂａｎｄ２９の受信帯域であるＢ２９Ｒｘ（７１７－７２７ＭＨｚ）と、Ｂａｎｄ１２とＢａｎｄ１３を合成した受信帯域であるＢ１２Ｒｘ＋Ｂ１３Ｒｘ（７２９－７４６ＭＨｚ及び７４６－７５６ＭＨｚ）とで、通過帯域の周波数を切り替える周波数可変型の受信フィルタである。また、通過帯域をＢ１２Ｒｘ＋Ｂ１３Ｒｘに切り替えているときには、Ｂａｎｄ１２の送信帯域であるＢ１２Ｔｘ（６９９－７１６ＭＨｚ）及びＢａｎｄ１３の送信帯域であるＢ１３Ｔｘ（７７７－７８７ＭＨｚ）を減衰帯域としている。なお、Ｂａｎｄ２９は受信専用のバンド（通信帯域）であり、減衰帯域は設定していない。
　同図のインピーダンス特性に示すように、本実施例において、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の共振周波数（ｆｒｐ１～ｆｒｐ３）及び反共振周波数（ｆａｐ１～ｆａｐ３）は、次の関係を満たす。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３
　ｆａｐ１＜ｆａｐ２＜ｆａｐ３
　まず、スイッチＳＷがオンの場合、並列腕共振子ｐ３がスイッチＳＷによって短絡されるため、並列腕回路１２は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列に接続された回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２は、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｎ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ１＝ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆｒｐ２＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ
　なお、この原理については、後述の共振解析にて説明する。
　一方、スイッチＳＷがオフの場合、並列腕回路１２は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とを直列に接続した回路と、当該並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とを直列に接続した回路に対して並列腕共振子ｐ２が並列に接続された回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２は、次の関係を満たす３つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ）及び３つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆｒｐ２＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ
　なお、この原理については、後述の共振解析にて説明する。また、スイッチＳＷがオフの場合、実際には、並列腕回路１２は、スイッチＳＷのオフ時の容量成分であるオフ容量の影響を受ける。ただし、通常、スイッチＳＷのオフ容量は共振子の静電容量（例えば５．０ｐＦ、この定義については後述する）に比べて微小（例えば０．２ｐＦ）であるため、並列腕回路１２の特性にはほとんど影響しない。よって、簡明のため、以下ではスイッチＳＷをオフ容量がない（すなわちインピーダンスが無限大となる）理想的なスイッチとして扱って説明する。
　通常、直列腕回路と並列腕回路とで構成されたラダー型のバンドパスフィルタでは、並列腕回路の反共振周波数（Ｆａｐ）及び直列腕回路の共振周波数（Ｆｒｓ）によって通過帯域が構成され、並列腕回路の共振周波数（Ｆｒｐ）によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路の反共振周波数（Ｆａｓ）によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　本実施例では、並列腕回路１２の最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２の最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の反共振周波数及び並列腕回路１２の他の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本実施例では、直列腕回路１１は１つの直列腕共振子ｓ１のみで構成されているため、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路１２の最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数（オンの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ）及び最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数（オンの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ）が可変することが分かる。具体的には、並列腕回路１２は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、第１共振周波数及び第１反共振周波数がともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。
　このため、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変するとともに、通過帯域低域端の周波数も可変する。よって、本実施例では、通過帯域低域端のロスを抑制しつつ、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。これにより、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷがオンの場合にはＢ２９Ｒｘを通過帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷがオフの場合にはＢ１２Ｒ＋１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１２Ｔｘ，Ｂ１３Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示す。
　［１－３．　比較例との比較］
　次に、このような実施例１の特性について、比較例１及び比較例２と比較して説明する。
　［１－３－１．　比較例１］
　まず、比較例１の構成及び特性について述べる。
　図３は、比較例１に係るフィルタ８０の回路構成図である。
　同図に示すように、比較例１に係るフィルタ８０は、実施の形態１に係るフィルタ１０の並列腕回路１２に代わり、並列腕共振子ｐ２を有さず、並列腕共振子ｐ３がキャパシタＣ８に置換された並列腕回路８２を有する。つまり、並列腕回路８２は、キャパシタＣ８及びスイッチＳＷで構成される周波数可変回路８２Ｔを備える。
　このように構成された比較例１に係るフィルタ８０であっても、スイッチＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数が切り替えられる。具体的には、フィルタ８０は、実施例１のフィルタと同様に、通過帯域をＢ２９ＲｘとＢ１２Ｒｘ＋Ｂ１３Ｒｘとで切り替える。
　図４は、比較例１に係るフィルタ８０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図には、上から順に、スイッチＳＷがオンの場合のフィルタ特性、スイッチＳＷがオフの場合のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路単体のインピーダンス特性が示されている。
　まず、スイッチＳＷがオンの場合、キャパシタＣ８がスイッチＳＷによって短絡されるため、並列腕回路８２は、並列腕共振子ｐ１のみで構成される。よって、このとき、並列腕回路８２は、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス特性と同じインピーダンス特性を示すため、次の関係を満たす１つの共振周波数（ｆｒｍ１１ａ＿ｏｎ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ１１ａ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ１１＝ｆｒｍ１１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ１１ａ＿ｏｎ＝ｆａｐ１１
　つまり、並列腕回路８２は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１１）と等しい共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（ｆａｐ１１）と等しい反共振周波数のみを有する。
　一方、スイッチＳＷがオフの場合、並列腕回路８２は、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣ８とを直列に接続した回路となる。よって、このとき、並列腕回路８２は、次の関係を満たす１つの共振周波数（ｆｒｍ１１ａ＿ｏｆｆ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ１１ａ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ１１＜ｆｒｍ１１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｐ１１＝ｆａｍ１１ａ＿ｏｆｆ
　なお、この原理については、後述の共振解析にて説明する。
　本比較例では、並列腕回路８２の反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路８２の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本比較例では、上記実施例１と同様に、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路８２は共振周波数（オンの場合にｆｒｍ１１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１１ａ＿ｏｆｆ）が可変し、反共振周波数（オンの場合にｆａｍ１１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ１１ａ＿ｏｆｆ）が変わらないことが分かる。つまり、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路８２の共振周波数のみが高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。
　このため、比較例１のフィルタ８０は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変するが、スイッチＳＷがオン時の通過帯域低域端のロスが悪化する。これにより、本比較例のフィルタ８０は、スイッチＳＷがオンの場合にはＢ２９Ｒｘを通過帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷがオフの場合にはＢ１２Ｒ＋１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１２Ｔｘ，Ｂ１３Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示すものの、第２フィルタ特性において通過帯域低域端の挿入損失が大きい。
　［１－３－２．　比較例２］
　続いて、比較例２の構成及び特性について述べる。
　図５は、比較例２に係るフィルタ９０の回路構成図である。
　同図に示すように、比較例２に係るフィルタ９０は、実施の形態１に係るフィルタ１０の並列腕回路１２に代わり、並列腕共振子ｐ２を有さない並列腕回路９２を備える。
　このように構成された比較例２に係るフィルタ９０であっても、スイッチＳＷのオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数が切り替えられる。具体的には、フィルタ９０は、実施例１のフィルタと同様に、Ｂ２９ＲｘとＢ１２Ｒｘ＋Ｂ１３Ｒｘとで通過帯域を切り替える。
　図６は、比較例２に係るフィルタ９０に関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図には、上から順に、スイッチＳＷがオンの場合のフィルタ特性、スイッチＳＷがオフの場合のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路単体のインピーダンス特性が示されている。
　まず、スイッチＳＷがオンの場合、並列腕共振子ｐ３がスイッチＳＷによって短絡されるため、並列腕回路９２は、並列腕共振子ｐ１のみで構成される。よって、このとき、並列腕回路９２は、並列腕共振子ｐ１のインピーダンス特性と同じインピーダンス特性を示すため、次の関係を満たす１つの共振周波数（ｆｒｍ２１ａ＿ｏｎ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ２１ａ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ２１＝ｆｒｍ２１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ２１ａ＿ｏｎ＝ｆａｐ２１
　つまり、並列腕回路９２は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ２１）と等しい共振周波数、及び、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（ｆａｐ２１）と等しい反共振周波数のみを有する。
　一方、スイッチＳＷがオフの場合、並列腕回路９２は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とを直列に接続した回路となる。よって、このとき、並列腕回路９２は、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ２１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ２１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ２１＜ｆｒｍ２１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｐ２１＝ｆａｍ２１ａ＿ｏｆｆ＜ｆｒｍ２１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ２１ｂ＿ｏｆｆ
　なお、この原理については、後述の共振解析にて説明する。
　本比較例では、並列腕回路９２が共振周波数及び反共振周波数を１つずつ有する場合には、並列腕回路９２の反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路９２の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。また、並列腕回路９２が共振周波数及び反共振周波数を２つずつ有する場合には、並列腕回路９２の低周波数側の反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路９２の低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の反共振周波数及び並列腕回路９２の高周波数側の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本比較例では、上記実施例１と同様に、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路９２の共振周波数（オンの場合にｆｒｍ２１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ２１ａ＿ｏｆｆ）は可変し、反共振周波数（オンの場合にｆａｍ２１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ２１ａ＿ｏｆｆ）は変わらないことが分かる。また、スイッチＳＷがオフの場合には、フィルタ９０の通過帯域高域側（通過帯域の高周波数側）に、新たに共振周波数（ｆｒｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）及び反共振周波数（ｆａｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）が出現する。つまり、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、並列腕回路９２の通過帯域低域側における共振周波数のみが高周波数側あるいは低周波数側に切り替わり、さらに、通過帯域高域側における並列腕回路９２の共振周波数及び反共振周波数の有無が切り替わる。
　このため、比較例２のフィルタ９０は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変するとともに、通過帯域高域側の減衰極の周波数も可変する。これにより、本比較例のフィルタ９０は、スイッチＳＷがオンの場合にはＢ２９Ｒｘを通過帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷがオフの場合にはＢ１２Ｒ＋１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１２Ｔｘ，Ｂ１３Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示す。
　［１－３－３．　特性比較］
　図７は、実施例１と比較例１，２に係るフィルタのフィルタ特性を比較したグラフである。具体的には、同図には、上段にスイッチＳＷがオンの場合におけるフィルタ特性を比較したグラフが示され、下段にスイッチＳＷがオフの場合におけるフィルタ特性を比較したグラフが示されている。なお、比較例１のフィルタ特性と比較例２のフィルタ特性とは略一致しており、特に同図の上段においてこれらは一致している。
　同図の上段に示すように、スイッチＳＷがオンの場合、すなわち通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を低周波数側に切り替えた場合、実施例１は、比較例１及び比較例２に比べて、通過帯域低域端のロスを抑制することができる（図中の破線による囲み部分参照）。
　具体的には、比較例１及び比較例２では、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極を構成する並列腕回路の共振周波数は切り替わるものの、通過帯域を構成する並列腕回路の反共振周波数は切り替わらない。よって、比較例１及び比較例２では、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を低周波数側に切り替えた場合、通過帯域低域側の減衰極のみが低周波数側に可変することにより通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度が低下するため、通過帯域低域端のロスが大きいという問題がある。
　これに対して、実施例１では、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極を構成する並列腕回路１２の共振周波数が切り替わるとともに、通過帯域を構成する並列腕回路１２の反共振周波数も切り替わる。さらに、当該共振周波数と当該反共振周波数とは、ともに高周波数側あるいはともに低周波数側に可変する。よって、実施例１では、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を低周波数側に切り替えた場合、通過帯域低域側の減衰極だけでなく通過帯域低域端の周波数も低周波数側に可変することにより通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度を維持することができるため、通過帯域低域端のロスを抑制することができる。
　一方、同図の下段に示すように、スイッチＳＷがオフの場合、すなわち高周波数側に可変した場合、実施例１は、比較例１及び比較例２に比べて、通過帯域内のロスを同程度に維持することができる（図中の破線による囲み部分参照）。
　［１－４．　共振解析による原理説明］
　ここで、上述のような共振周波数及び反共振周波数が得られる原理について、共振子の等価回路モデルを用いたインピーダンス特性（共振特性）の解析（共振解析）により説明しておく。
　［１－４－１．　共振子単体］
　まず、共振子単体の共振特性について説明する。
　図８Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０が並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０は、共振子の静電容量であり、その詳細な定義については後述するが、共振子の構造及び設計パラメータ等によって一意に定められる。
　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式１を解くことにより、式２で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、共振子の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式３を解くことにより、式４で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記式２及び式４より、図８Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。
　つまり、共振子は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。
　［１－４－２．　共振子にインピーダンス素子を直列接続］
　次に、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図８Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ１が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０を並列に接続した回路で表される共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。
　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合、インピーダンス素子Ｘ１は短絡となるため、共振周波数ｆｒ＿ｏｎ及び反共振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図８Ａにおける共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａと同じとなり、式５及び式６で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、スイッチＳＷがオフの場合について、インピーダンス素子Ｘ１がキャパシタＣｔである場合について説明する。
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式７を解くことにより、式８で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式９で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式５、式６、式８、及び式９より、インピーダンス素子Ｘ１がキャパシタＣｔである場合、図８Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。
　［１－４－３．　２つの共振子が並列接続］
　次に、２つの共振子が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図８Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２が並列に接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０１を並列に接続した回路で表され、共振子ｒｅｓ２は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０２を並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０１及びＣ０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２の静電容量である。これらの共振子ｒｅｓ１と共振子ｒｅｓ２とを並列に接続した回路は、図８Ｃ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振子ｒｅｓ１とｒｅｓ２とを並列に接続した回路は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ０（＝Ｃ０１＋Ｃ０２）とを並列に接続した回路で表される。
　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路で規定され、式１で示される。
　上記等価回路において、２つの共振周波数が規定され、共振周波数ｆｒ１，ｆｒ２は、それぞれ、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路、及び、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路で規定され、式１０で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　つまり、上記等価回路で表される２つの共振周波数ｆｒ１，ｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２と等しい。
　また、上記等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１１を解くことにより、式１２のように２つの反共振周波数（ｆａ１，ｆａ２）を有することが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　上記式１２により得られる反共振周波数ｆａ１，ｆａ２は、式３により得られる共振子単体の反共振周波数（図８Ｃのグラフではｆａ＿ｒｅｓ１，ｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。また、式１１から導出される反共振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、反共振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。
　［１－４－４．　２つの共振子が直列接続］
　次に、２つの共振子が直列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。
　図８Ｄは、直列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２が直列接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、上述したようにキャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０１を並列に接続した回路で表され、共振子ｒｅｓ２は、上述したようにキャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０２を並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ０１及びＣ０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２の静電容量である。これらの共振子ｒｅｓ１とｒｅｓ２とを直列に接続した回路は、図８Ｄ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振子ｒｅｓ１と共振子ｒｅｓ２とを直列に接続した回路は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０１が並列に接続された回路と、キャパシタＣ２とインダクタＬ２とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ０２が並列に接続された回路と、を直列に接続した回路で表される。
　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とを直列に接続した回路で規定され、式１で示される。
　上記等価回路の共振周波数は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１３を解くことにより、式１４のように２つの共振周波数（ｆｒ１，ｆｒ２）を有することが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　上記式１４により得られる共振周波数ｆｒ１，ｆｒ２は、式１により得られる共振子単体の共振周波数（図８Ｄのグラフではｆｒ＿ｒｅｓ１，ｆｒ＿ｒｅｓ２として表示）と異なる。また、式１３から導出される共振周波数ｆｒ１は、共振子ｒｅｓ１単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１よりも高く、共振周波数ｆｒ２は、共振子ｒｅｓ２単体の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２よりも高くなる。
　また、上記等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１５のように２つの反共振周波数（ｆａ１，ｆａ２）を有することが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　つまり、上記等価回路で表される２つの反共振周波数ｆａ１，ｆａ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ２の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２と等しいことが解る。
　［１－４－５．　共振解析に基づく特性説明］
　上述した共振解析に基づき、上述した実施例１、比較例１及び比較例２において、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて並列腕回路の共振周波数あるいは反共振周波数が切り替わることが説明される。
　すなわち、例えば、実施例１において、スイッチＳＷがオンの場合の２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｎ，ｆａｍ１ａ＿ｏｎ）の関係については、上記の式１０及び式１２によって説明される。なお、実施例１において、スイッチＳＷがオフの場合に関しては、３つの共振周波数及び３つの反共振周波数となり、共振解析による式が複雑になるため、導出していない。具体的には、この場合の３つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ）及び３つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ）の関係についても、２つの共振子を直列に接続した回路に対して１つの共振子が並列に接続された等価回路モデルを用いて説明され、当該等価回路モデル（等価回路）のインピーダンスが０となる各周波数が共振周波数となり、アドミッタンスが０となる各周波数が反共振周波数となる。
　また、例えば、比較例１において、スイッチＳＷがオンの場合の１つの共振周波数（ｆｒｍ１１ａ＿ｏｎ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ１１ａ＿ｏｎ）の関係については、上記の式５及び式６により説明される。同様に、例えば、比較例２において、スイッチＳＷがオンの場合）の１つの共振周波数（ｆｒｍ２１ａ＿ｏｎ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ２１ａ＿ｏｎ）の関係についても、上記の式５及び式６により説明される。
　また、例えば、比較例１において、スイッチＳＷがオフの場合の１つの共振周波数（ｆｒｍ１１ａ＿ｏｆｆ）及び１つの反共振周波数（ｆａｍ１１ａ＿ｏｆｆ）の関係については、上記の式８及び式９により説明される。
　また、例えば、比較例２において、スイッチＳＷがオフの場合の２つの共振周波数（ｆｒｍ２１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ２１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ２１ｂ＿ｏｆｆ）の関係については、上記の式１４及び式１５によって説明される。
　［１－５．　共振子の構造］
　本実施の形態に係るフィルタ１０を構成する各共振子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１～ｐ３）は、弾性波を用いた弾性波共振子であり、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、もしくは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等である。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。
　以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、ＳＡＷを利用した共振子を例に説明する。
　［１－５－１．　共振子の電極構造］
　図９Ａは、実施の形態１における共振子の電極構造を表す平面図及び断面図である。また、図９Ｂは、実施の形態１における共振子の電極指及びその周囲の構造の断面図である。図９Ａ及び図９Ｂには、フィルタ１０を構成する各共振子に相当する共振子ｒｅｓの構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。また、図９Ａに示された共振子ｒｅｓは、上記各共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　図９Ａに示すように、共振子ｒｅｓは、少なくとも一部に圧電性を有する圧電基板１０１上に形成された複数の電極指１２１ｆからなるＩＤＴ電極１２１を有する弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０を構成する各共振子を小型化できるので、フィルタ１０の小型化及び低コスト化が図られる。また、弾性波共振子は、一般的に高Ｑの特性を示すため、フィルタ１０の低ロス化及び高選択度化が図られる。
　具体的には、共振子ｒｅｓは、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、ＩＤＴ電極１２１に加えて、少なくとも一部に圧電性を有する圧電基板１０１と、Ｋｓａｗ調整膜１２２と、保護層１０３と、保護層１０４とを有する。
　圧電基板１０１は、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）、ニオブ酸カリウム（ＫＮｂＯ３）、水晶、もしくは、これらの積層体からなる。このような構成により、高Ｑかつ広帯域の特性を示す共振子ｒｅｓを構成することができる。
　なお、圧電基板１０１は、少なくとも一部に圧電性を有していればよく、例えば、表面に圧電薄膜（圧電体）を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、及び支持基板などの積層体で構成されていてもよい。圧電基板１０１は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。また、圧電基板１０１は、基板全体に圧電性を有していてもよい。この場合、圧電基板１０１は、圧電体層一層からなる。
　ＩＤＴ電極１２１は、図９Ａに示すように、互いに対向する一対の櫛形電極１２１ａ及び１２１ｂで構成されている。櫛形電極１２１ａ及び１２１ｂは、それぞれ、互いに平行な複数の電極指１２１ｆと、当該複数の電極指１２１ｆを接続するバスバー電極とで構成されている。上記複数の電極指１２１ｆは、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。ＩＤＴ電極１２１の両側には、反射器が設けられている。なお、反射器は重み付けによって構成されていてもよく、また、反射器が設けられていなくてもよい。
　このＩＤＴ電極１２１は、低密度金属層もしくは低密度金属層と高密度金属層との積層体からなる。低密度金属層は、Ａｌ、Ｔｉ、Ｃｕ、Ａｇ、Ｎｉ、Ｃｒ及びこれらの合金から１以上選択される低密度金属によって構成される金属層、もしくは、これら金属層の積層体である。高密度金属層は、Ａｕ、Ｐｔ、Ｔａ、Ｍｏ及びＷから１以上選択される高密度金属によって構成される金属層である。なお、低密度金属は、上記材質に限らず、高密度金属層を構成する高密度金属よりも密度の小さい金属であればよい。
　例えば、図９Ｂに示すＩＤＴ電極１２１は、圧電基板１０１側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕ（ＡｌとＣｕの合金）からなる金属膜２１４、及び、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。つまり、このＩＤＴ電極１２１は、各々が低密度金属層である４つの金属膜２１１，２１３，２１４，２１５と、高密度金属層である１つの金属膜２１５と、の積層体からなる。
　保護層１０３及び保護層１０４は、ＩＤＴ電極１２１を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする保護層である。
　Ｋｓａｗ調整膜１２２は、圧電基板１０１及びＩＤＴ電極１２１の間に形成され、電気機械結合係数を調整する。
　これら保護層１０３，１０４及びＫｓａｗ調整膜１２２は、酸化ケイ素（ＳｉＯ２）、窒化ケイ素（ＳｉＮ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、もしくはこれらの積層体からなり、例えば、保護層１０３及びＫｓａｗ調整膜１２２はＳｉＯ２からなり、保護層１０４はＳｉＮからなる。
　なお、図９Ｂに示されたＩＤＴ電極１２１の構成は一例であり、これに限らない。前述したように、ＩＤＴ電極１２１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜及び各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ電極１２１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層１０３，１０４、及びＫｓａｗ調整膜１２２の構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３，１０４及びＫｓａｗ調整膜１２２は、設けられていなくてもよい。
　このように構成される共振子ｒｅｓでは、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。
　弾性波の波長は、複数の電極指１２１ｆのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１２１ｆの繰り返し周期λで規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ｆのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐとは、当該繰り返し周期λの１／２であり、電極指１２１ｆのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１２１ｆの間のスペース幅をＳとした場合、Ｐ＝（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ａとは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１２１ｆと他方に接続された電極指１２１ｆとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１２１ｆのライン幅占有率であり、複数の電極指１２１ｆのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ｆのピッチ）に対する複数の電極指１２１ｆの幅の比、つまりＷ／Ｐで定義される。また、対数とは、対をなす電極指１２１ｆの数であり、（電極指１２１ｆの総数－１）／２で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の膜厚Ｔ（すなわち複数の電極指１２１ｆの膜厚）とは、金属膜２１１～２１５の合計膜厚である。また、共振子ｒｅｓの静電容量Ｃ０は、以下の式１６で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０１の誘電率である。
　このＩＤＴ電極１２１の設計パラメータに関し、膜厚Ｔが厚くなって電極指１２１ｆの繰り返し周期λに対する膜厚Ｔの比である膜厚比（Ｔ／λ）が大きくなると、電極指幅Ｗの製造ばらつきが大きくなり、さらに膜厚比が２０％を超えると、レジスト倒れが生じて成膜できない問題がある。また、膜厚Ｔが薄くなって膜厚比が小さくなると、膜厚Ｔの製造ばらつきが大きくなるとともに共振子のＱが悪化する問題がある。このため、当該膜厚比を所定範囲内に収めることが必要であり、通常、膜厚比は８～１５％程度で設定される。
　ここで、上述したように、並列腕共振子ｐ３の共振周波数（ｆｒｐ３）は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１）及び並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒｐ２）のいずれよりも高い（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ３、かつ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３）。このため、並列腕共振子ｐ１～ｐ３全てを同じ膜厚で設計した場合、並列腕共振子ｐ３の膜厚比が厚くなってしまい、並列腕共振子ｐ３のＩＤＴ電極をなす複数の電極指１２１ｆを成膜できないことがある。言い換えると、並列腕共振子ｐ１～ｐ３全てを同じ膜厚で設計した場合、並列腕共振子ｐ３の共振周波数を要求される周波数まで高周波数化することが困難となる。
　よって、並列腕共振子ｐ３のＩＤＴ電極をなす複数の電極指の膜厚（以降、「並列腕共振子ｐ３の膜厚」と記載）は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極をなす複数の電極指の膜厚（以降、「並列腕共振子ｐ１の膜厚」）及び並列腕共振子ｐ２のＩＤＴ電極をなす複数の電極指の膜厚（以降、「並列腕共振子ｐ２の膜厚」）より薄いことが好ましい。なお、並列腕共振子ｐ３の膜厚は、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の少なくとも一方の膜厚より薄ければよく、並列腕共振子ｐ１，ｐ２のいずれか一方の膜厚より厚くてもかまわない。
　この構成により、並列腕共振子ｐ３の共振周波数を高周波数化することができるので、スイッチＳＷがオフの場合に当該共振周波数によって構成される通過帯域高域側の減衰極を高周波数化することができる。よって、通過帯域高域側について、通過帯域から比較的離れた周波数においても減衰量を確保することができる。
　また、共振子（弾性波共振子）は、ＩＤＴ電極をなす複数の電極指の膜厚によってＱ値が変化し、表面波の波長に対する膜厚の比は５％から１０％の間の一点で当該Ｑ値が最大となる。よって、並列腕共振子ｐ３の膜厚を並列腕共振子ｐ１，ｐ２の少なくとも一方の膜厚より薄くすることにより、並列腕共振子ｐ３及び上記少なくとも一方の共振子のいずれについても高Ｑの特性を示す。よって、フィルタ１０のさらなる低ロス化及び高選択度化が図られる。
　なお、各共振子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１～ｐ３）において、膜厚は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきにより不均一あるいは特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、並列腕共振子ｐ３と並列腕共振子ｐ１，ｐ２とは、上述した膜厚の関係を満たさない場合もある。つまり、上述した膜厚の関係は、概ね成立していればよく、例えば、並列腕共振子ｐ３の平均値と並列腕共振子ｐ１の平均値との間、及び、並列腕共振子ｐ３の平均値と並列腕共振子ｐ２の平均値との間の少なくとも一方で成立していればよい。
　また、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１）及び反共振周波数（ｆａｐ１）と、並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒｐ２）及び反共振周波数（ｆａｐ２）との周波数関係については、特に限定されず、上述した実施例１と同様の周波数関係（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２、かつ、ｆａｐ１＜ｆａｐ２）であってもかまわないし、後述する実施例２と同様の周波数関係（ｆｒｐ２＜ｆｒｐ１、かつ、ｆａｐ２＜ｆａｐ１）であってもかまわない。
　また、このようなフィルタ１０は、複数のフィルタの一方の入出力端子を直接、もしくは、移相器またはスイッチ素子を介して共通端子としたマルチプレクサを構成する通過帯域の中心周波数が低いフィルタとして好適である。具体的には、マルチプレクサにおいて、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数が他のフィルタの通過帯域内に位置すると、他のフィルタの通過帯域内におけるロスが悪化する。よって、並列腕共振子ｐ３の共振周波数を高周波数化することにより、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数を他のフィルタの通過帯域外に追いやることができるため、他のフィルタの通過帯域内におけるロスを抑制することができる。つまり、フィルタ１０は、通過帯域の中心周波数の差が大きいマルチプレクサを構成する低周波数側のフィルタとして用いることができる。
　［１－５－２．　高密度金属層の膜厚による特性への影響］
　次に、高密度金属層の膜厚と共振子ｒｅｓの各特性との関係について説明する。
　図１０は、高密度金属層の膜厚と共振子ｒｅｓのインピーダンス特性との関係を表すグラフである。具体的には、同図には、ラブ波を例に、Ｐｔからなる高密度金属層の膜厚を変えた場合の共振子ｒｅｓ単体のインピーダンス特性が示されている。なお、このときのＩＤＴ電極１２１の断面構造は図９Ｂに示すとおりであり、表１に各設計パラメータを示す。また、このとき、電極指ピッチ等の他の設計パラメータは一定である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000017
　図１０から明らかなように、共振子ｒｅｓは、高密度金属層の膜厚が厚いほど、共振周波数及び反共振周波数が低周波数にシフトする。ただし、共振子ｒｅｓの共振周波数及び反共振周波数は、電極指ピッチを適宜調整することにより所望の周波数に調整可能である。このため、高密度金属層の膜厚を変えたことによる共振周波数及び反共振周波数のシフトは問題とはならない。
　ただし、同図から明らかなように、高密度金属層がない場合、もしくは、高密度金属層の膜厚が薄い場合（ここでは１２５ｎｍ未満の場合）、ラブ波による共振周波数及び反共振周波数に加えて、レイリー波による共振周波数及び反共振周波数が発生する。
　これに関し、並列腕共振子ｐ１のラブ波による共振周波数及び反共振周波数、ならびに、並列腕共振子ｐ２のラブ波による共振周波数及び反共振周波数は、フィルタ１０の通過帯域もしくは通過帯域近傍の減衰極を構成する。したがって、並列腕共振子ｐ１，ｐ２においてレイリー波による共振周波数及び反共振周波数が発生すると、フィルタ１０の通過帯域内もしくは通過帯域近傍の減衰帯域内において不要なリップルが発生し得る。
　よって、この不要なリップルの発生を抑制するために、並列腕共振子ｐ１の複数の電極指、及び、並列腕共振子ｐ２の複数の電極指は、高密度金属層を含むことが好ましく、特に、レイリー波による共振周波数及び反共振周波数の発生を抑制できる程度（ここでは１２５ｎｍ以上）の膜厚を有する高密度金属層を含むことが好ましい。
　一方、並列腕共振子ｐ３の共振周波数及び反共振周波数は、フィルタ１０の通過帯域よりも高周波数側に設定される。このため、並列腕共振子ｐ３においてレイリー波による共振周波数及び反共振周波数が発生しても、フィルタ１０の通過帯域内もしくは通過帯域近傍のフィルタ特性にはほぼ影響しない。したがって、当該レイリー波による不要なリップルを抑制する観点からは、並列腕共振子ｐ３における高密度金属層の膜厚は制約されないし、並列腕共振子ｐ３は高密度金属層を含まなくてもかまわない。
　ここで、同図から明らかなように、高密度金属層がない場合、もしくは、高密度金属層の膜厚が薄い場合（ここでは５０ｎｍ未満の場合）、反共振周波数のＱ値が悪い。
　これに関し、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数（ｆａｐ３）は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数（ｆａｐ１）及び並列腕共振子ｐ２の反共振周波数（ｆａｐ２）のいずれよりも高い（ｆａｐ１＜ｆａｐ３、かつ、ｆａｐ２＜ｆａｐ３）。また、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数は、減衰特性を悪化させる要因でもあるため、反共振周波数のＱ値を悪化させてインピーダンスを下げることで、減衰特性が良化する。なお、並列腕共振子ｐ３の反共振周波数のＱ値が悪くても、通過帯域及び通過帯域近傍の減衰帯域の特性にはほとんど影響しない。
　これらフィルタ特性の観点及び上述した複数の電極指の成膜上の観点から、並列腕共振子ｐ３の複数の電極指は、高密度金属層を含まない、もしくは、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の複数の電極指に含まれる高密度金属層よりも膜厚の薄い高密度金属層を含むことが好ましい。なお、並列腕共振子ｐ３における高密度金属層の膜厚は、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の少なくとも一方の高密度金属層の膜厚より薄ければよく、並列腕共振子ｐ１，ｐ２のいずれか一方の高密度金属層の膜厚より厚くてもかまわない。
　以上のように、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の電極指が高密度金属層（ここでは、好ましくは膜厚が１２５ｎｍ以上の高密度金属層）を含み、並列腕共振子ｐ３の電極指が高密度金属層を含まない、もしくは、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の高密度金属層よりも膜厚の薄い高密度金属層を含むことにより、通過帯域内もしくは通過帯域近傍の減衰帯域内におけるフィルタ特性のリップルを抑制しつつ、並列腕共振子ｐ３の共振周波数を高周波数化することができる。よって、このように構成されたフィルタ１０は、マルチプレクサを構成する低周波数側のフィルタとして好適である。
　また、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の電極指は高密度金属層と低密度金属層との積層体からなることが好ましい。
　すなわち、高密度金属層と低密度金属層との積層体で構成された電極指からなるＩＤＴ電極を有する共振子は、主に高密度金属によってＳＡＷの音速を下げることができるため共振子のサイズを小型化できるとともに、高密度金属よりも低抵抗な低密度金属によって構成された低密度金属層によって高Ｑの特性を示す。また、レイリー波などのフィルタ特性に不要なリップルを抑制できる。このため、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の電極指を上記構成とすることにより、フィルタ１０について、小型化とともに、低ロス化及び高選択度化が図られる。なお、並列腕共振子ｐ１，ｐ２の一方の電極指のみが上記構成であってもかまわない。
　［１－６．　他の特性（実施例２）］
　上記実施例１では、並列腕共振子ｐ１の共振周波数が並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）場合について説明した。しかし、本実施の形態に係るフィルタ１０は、これに限らない。そこで、以下、実施の形態１の他の実施例（実施例２）として、並列腕共振子ｐ１の共振周波数が並列腕共振子ｐ２の共振周波数より高く（ｆｒｐ２＜ｆｒｐ１）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より高い（ｆａｐ２＜ｆａｐ１）場合について説明する。
　つまり、実施例１では、並列腕共振子ｐ１，ｐ２のうち共振周波数の低い並列腕共振子に対して周波数可変回路１２Ｔが接続されていたが、本実施例では、共振周波数の高い並列腕共振子に対して周波数可変回路１２Ｔが接続されている点が異なる。
　図１１は、実施例２に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図には、上から順に、スイッチＳＷがオンの場合のフィルタ特性、スイッチＳＷがオフの場合のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路のインピーダンス特性が示されている。
　同図のフィルタ特性に示すように、本実施例のフィルタは、Ｂａｎｄ１３の受信帯域であるＢ１３Ｒｘ（７４６－７５６ＭＨｚ）と、Ｂａｎｄ１４の受信帯域であるＢ１４Ｒｘ（７５８－７６８ＭＨｚ）とで、通過帯域を切り替える周波数可変型の受信フィルタである。また、通過帯域をＢ１３Ｒｘに切り替えているときには、減衰帯域をＢａｎｄ１３の送信帯域であるＢ１３Ｔｘ（７７７－７８７ＭＨｚ）に切り替える。また、通過帯域をＢ１４Ｒｘに切り替えているときには、減衰帯域をＢａｎｄ１４の送信帯域であるＢ１４Ｔｘ（７８８－７９８ＭＨｚ）に切り替える。
　同図のインピーダンス特性に示すように、本実施例において、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の共振周波数（ｆｒｐ１～ｆｒｐ３）及び反共振周波数（ｆａｐ１～ｆａｐ３）は、次の関係を満たす。
　ｆｒｐ２＜ｆｒｐ１＜ｆｒｐ３
　ｆａｐ２＜ｆａｐ１＜ｆａｐ３
　まず、スイッチＳＷがオンの場合、並列腕回路１２は、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｎ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ２＝ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆｒｐ１＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ
　なお、この原理については、上述の式１０及び式１２によって説明される。
　一方、スイッチＳＷがオフの場合、並列腕回路１２は、次の関係を満たす３つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ）及び３つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ２＜ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆｒｐ１＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ
　なお、この原理については、２つの共振子を直列に接続した回路に対して１つの共振子が並列に接続された等価回路モデルを用いて説明される。なお、この場合の各共振周波数及び各反共振周波数の具体例については説明を省略するが、当該等価回路モデル（等価回路）のインピーダンスが０となる各周波数が共振周波数となり、アドミッタンスが０となる各周波数が反共振周波数となる。
　本実施例では、上述した実施例１と同様に、並列腕回路１２の最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２の最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕回路１１の反共振周波数及び並列腕回路１２の他の共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本実施例では、上述した実施例１と同様に、直列腕回路１１は１つの直列腕共振子ｓ１のみで構成されているため、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷがオンの場合とオフの場合とを比べると、並列腕回路１２の最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数（オンの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ）、及び、最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数の隣の第２共振周波数（すなわち、低周波数側から２番目の共振周波数であり、オンの場合にｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ）が可変することが分かる。つまり、本実施例の並列腕回路１２は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、第１反共振周波数及び第２共振周波数がともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。
　このため、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域高域側の減衰極の周波数が可変するとともに、通過帯域高域端の周波数も可変する。具体的には、当該の減衰極の周波数と当該通過帯域高域端の周波数とは、ともに高周波数側あるいはともに低周波数側に可変する。よって、実施例２では、通過帯域高域端のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替えることができる。これにより、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷがオンの場合にはＢ１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１３Ｔｘを減衰帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷがオフの場合にはＢ１４Ｒｘを通過帯域かつＢ１４Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示す。
　（実施の形態１の変形例１）
　次に、実施の形態１の変形例１に係るフィルタについて説明する。
　［２－１．　構成］
　図１２は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。
　同図に示すように、本変形例に係るフィルタ１０Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０に比べ、並列腕回路１２に代わり、スイッチＳＷ２を有する並列腕回路１２Ａを備える。つまり、本変形例における並列腕回路１２Ａは、並列腕回路１２に比べ、さらに、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）と直列に接続されたスイッチＳＷ２（第２スイッチ）を有し、並列腕共振子ｐ２とスイッチＳＷ２とを直列に接続した回路は、並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）と周波数可変回路１２Ｔ（前記第１周波数可変回路）とを直列に接続した回路に対して並列に接続されている。なお、同図に示すスイッチＳＷ１（第１スイッチ）は、並列腕回路１２のスイッチＳＷに相当する。
　スイッチＳＷ２は、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ２と直列接続されたＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、例えば、スイッチＳＷ１と同様に構成されている。
　並列腕共振子ｐ２とスイッチＳＷ２とは、本変形例では、並列腕共振子ｐ２が直列腕側に接続され、スイッチＳＷ２がグランド側に接続されている。しかし、スイッチＳＷ２がノードｘ１側に接続され、並列腕共振子ｐ２がグランド側に接続されていてもかまわない。ただし、並列腕共振子ｐ２が他の共振子とともに共振子用のチップに形成され、スイッチＳＷ２が当該チップとは別のチップに形成されている場合、並列腕共振子ｐ２がスイッチＳＷ２より直列腕側に接続されることにより、共振子用のチップの端子数を削減することができるため、小型化が可能となる。また、スイッチＳＷ２が並列腕共振子ｐ２よりノードｘ１側に接続されると、スイッチＳＷ２がオンのときのスイッチＳＷ２の抵抗成分（オン抵抗）によりフィルタ１０のロスが悪化し得る。このため、小型化及びロス抑制の観点から、並列腕共振子ｐ２はスイッチＳＷ２より直列腕側に接続されていることが好ましい。
　以上のように構成されたフィルタ１０Ａは、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数が切り替えられる。
　［２－２．　特性（実施例３）］
　次に、本変形例に係るフィルタ１０Ａの特性について、実施例（実施例３）を用いて説明する。
　以下では、実施例３として、並列腕共振子ｐ１の共振周波数が並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）場合について説明する。
　図１３は、実施例３に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。具体的には、同図には、上から順に、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオンの場合（スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合）のフィルタ特性、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオフの場合（スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合）のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路のインピーダンス特性が示されている。
　同図のフィルタ特性に示すように、本実施例のフィルタは、実施例２のフィルタと同様に、Ｂａｎｄ１３，１４対応の周波数可変型の受信フィルタである。
　同図のインピーダンス特性に示すように、本実施例において、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の共振周波数（ｆｒｐ１～ｆｒｐ３）及び反共振周波数（ｆａｐ１～ｆａｐ３）は、次の関係を満たす。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３
　ｆａｐ１＜ｆａｐ２＜ｆａｐ３
　まず、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合、スイッチＳＷ１によって並列腕共振子ｐ３が短絡され、スイッチＳＷ２によって並列腕共振子ｐ２がグランドに接続されるため、並列腕回路１２Ａは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とを並列に接続した回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２Ａは、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｎ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ１＝ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆｒｐ２＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ
　なお、この原理については、実施例１においてスイッチＳＷがオンの場合の原理と同様である。
　一方、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合、スイッチＳＷ１によって並列腕共振子ｐ３が有効となり、スイッチＳＷ２によって並列腕共振子ｐ２が無効となる（開放となって機能しなくなる）ため、並列腕回路１２Ａは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とを直列に接続した回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２Ａは、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｐ１＝ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ
　なお、この原理については、比較例２においてスイッチＳＷがオフの場合の原理と同様である。
　本実施例では、並列腕回路１２Ａの低周波数側の反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２Ａの低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路１２Ａの高周波数側の共振周波数及び直列腕回路１１の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本実施例では、上記実施例１と同様に、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合とともにオフの場合とを比べると、低周波数側の共振周波数である第１共振周波数（オンの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ）及び低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数（オンの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ）が可変することが分かる。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合には、フィルタ１０Ａの通過帯域高域側近傍に、新たに第２共振周波数（ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ）が出現する。つまり、並列腕回路１２Ａは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、第１共振周波数の共振周波数及び第１反共振周波数がともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わり、さらに、通過帯域高域側近傍において第２共振周波数の有無が切り替わる。
　このため、本実施例によれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変するとともに、通過帯域低域端の周波数が可変するだけでなく、さらに、通過帯域高域側の減衰極の周波数も可変する。これにより、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合にはＢ１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１３Ｔｘを減衰帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合にはＢ１４Ｒｘを通過帯域かつＢ１４Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示す。
　すなわち、実施例３を用いて説明した実施の形態１の変形例１によれば、実施の形態１と同様に、スイッチＳＷ１のオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域端（実施例３では通過帯域低域端）のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数（実施例３では、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極）を可変できる。さらに、本変形例によれば、スイッチＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、スイッチＳＷ１による周波数可変（実施例３では通過帯域低域側の周波数可変）とは異なる周波数可変（実施例３では通過帯域高域側の周波数可変、すなわち通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数の切り替え）をすることができる。つまり、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数、及び、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数のいずれについても周波数を可変できる。このため、スイッチＳＷ１，ＳＷ２について同時にオン及びオフを切り替えることで、中心周波数を切り替えることが可能となる。
　［２－３．　他の特性］
　なお、本変形例に係るフィルタ１０Ａにおいて、実施例（実施例３）として、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオン、または、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオフするモードについて説明したが、その他のモードを選択してもよい。すなわち、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフであるモード、及び、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンであるモードを選択してもよい。
　図１４は、フィルタ１０Ａにおいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフを個別に切り替えた場合のフィルタ特性の変化を示すグラフである。
　同図に示すように、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２のオン及びオフを個別に切り替えることにより、４つのフィルタ特性を形成することができる。具体的には、スイッチＳＷ１のオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替え、スイッチＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替える。つまり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフを個別に切り替えることにより、切り替え可能な通過帯域及び減衰極の周波数のバリエーションを４種に増やすことができる。すなわち、スイッチＳＷ１のオン及びオフとスイッチＳＷ２のオン及びオフとを独立に切り替えることにより、（i）通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極の周波数と（ii）通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数とを独立に切り替えることが可能となる。
　（実施の形態１の変形例２）
　次に、実施の形態１の変形例２に係るフィルタについて説明する。
　［３－１．　構成］
　図１５は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｂの回路構成図である。
　同図に示すように、本変形例に係るフィルタ１０Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａの並列腕回路１２Ａに比べ、さらに並列腕共振子ｐ４を有する並列腕回路１２Ｂを備える。つまり、本変形例における並列腕回路１２Ｂは、並列腕回路１２Ａに比べ、さらに、スイッチＳＷ２（第２スイッチ）と並列に接続され、当該スイッチＳＷ２とともに周波数可変回路１２Ｔｂ（第２周波数可変回路）を構成する並列腕共振子ｐ４（第４並列腕共振子）を有する。ここで、周波数可変回路１２Ｔｂは、並列腕共振子ｐ２（第２並列腕共振子）と直列に接続され、フィルタ１０Ｂ（高周波フィルタ）の通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替える。なお、同図に示す周波数可変回路１２Ｔａ（第１周波数可変回路）は、並列腕回路１２Ａの周波数可変回路１２Ｔに相当する。
　このような並列腕回路１２Ｂにおいて、並列腕共振子ｐ１～ｐ４の共振周波数及び反共振周波数は上述した第１の関係（ｆｒｐ１≠ｆｒｐ２）、第２の関係（ｆａｐ１≠ｆａｐ２）、及び、第３の関係（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ３、かつ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３）に加えて、さらに次の第４の関係を満たす。
　すなわち、並列腕共振子ｐ４の共振周波数（ｆｒｐ４）は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数（ｆｒｐ１）及び並列腕共振子ｐ２の共振周波数（ｆｒｐ２）のいずれよりも高い（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ４、かつ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ４）。
　なお、並列腕共振子ｐ４は、各並列腕共振子ｐ１～ｐ３と同様に、共振周波数（ｆｒｐ４）よりも高周波数側に反共振周波数（ｆａｐ４）を有する。また、並列腕共振子ｐ４は、各並列腕共振子ｐ１～ｐ３と同様に、１つの共振子のみによる構成に限らず、複数の共振子によって構成されていてもよい。
　以上のように構成されたフィルタ１０Ｂであっても、実施の形態１の変形例１と同様に、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数が切り替えられる。
　［３－２．　特性（実施例４）］
　次に、本変形例に係るフィルタ１０Ｂの特性について、実施例（実施例４）を用いて説明する。
　以下では、実施例４として、並列腕共振子ｐ１の共振周波数が並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）場合について説明する。
　図１６Ａは、実施例４に係るフィルタに関する各種特性を示すグラフである。図１６Ｂは、図１６Ａの一部を拡大して示すグラフである。具体的には、図１６Ａには、上から順に、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオンの場合（スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合）のフィルタ特性、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオフの場合（スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合）のフィルタ特性、これら２つのフィルタ特性の重ね合わせ、及び、各共振子単体と並列腕回路単体のインピーダンス特性が示されている。図１６Ｂには、通過帯域及びその近傍におけるフィルタ特性及びインピーダンス特性が拡大して示されている。
　これらの図のフィルタ特性に示すように、本実施例のフィルタは、実施例２，３のフィルタと同様に、Ｂａｎｄ１３，１４対応の周波数可変型の受信フィルタである。
　また、これらの図のインピーダンス特性に示すように、本実施例において、並列腕共振子ｐ１～ｐ４の共振周波数（ｆｒｐ１～ｆｒｐ４）及び反共振周波数（ｆａｐ１～ｆａｐ４）は、次の関係を満たす。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３
　ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２＜ｆｒｐ４
　ｆａｐ１＜ｆａｐ２＜ｆａｐ３
　ｆａｐ１＜ｆａｐ２＜ｆａｐ４
　なお、本実施例においては、ｆｒｐ３＝ｆｒｐ４、ｆａｐ３＝ｆａｐ４としている。
　まず、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合、スイッチＳＷ１によって並列腕共振子ｐ３が短絡され、スイッチＳＷ２によって並列腕共振子ｐ４が短絡されるため、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とを並列に接続した回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２Ｂは、次の関係を満たす２つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）及び２つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｎ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ）を有する。
　ｆｒｐ１＝ｆｒｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｎ＜ｆｒｐ２＝ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｎ
　なお、この原理については、実施例１においてスイッチＳＷがオンの場合の原理と同様である。
　一方、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合、スイッチＳＷ１によって並列腕共振子ｐ３が有効となり、スイッチＳＷ２によって並列腕共振子ｐ３が有効となるため、並列腕回路１２Ｂは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ３とを直列に接続した回路に対して、並列腕共振子ｐ２と並列腕共振子ｐ４とを直列に接続した回路が並列に接続された回路となる。よって、このとき、並列腕回路１２Ｂは、次の関係を満たす３つの共振周波数（ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ）及び３つの反共振周波数（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ，ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ）を有する。
　ｆｒｐ１＜ｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ＜ｆａｐ２＜ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｂ＿ｏｆｆ＜ｆｒｍ１ｃ＿ｏｆｆ＜ｆａｍ１ｃ＿ｏｆｆ
　なお、本実施例では、ｆｒｐ３＝ｆｒｐ４、ｆａｐ３＝ｆａｐ４としたため、共振周波数及び反共振周波数はそれぞれ３つであるが、ｆｒｐ３≠ｆｒｐ４、ｆａｐ３≠ｆａｐ４とした場合、共振周波数及び反共振周波数はそれぞれ４つになる。
　なお、この原理については、２つの共振子を直列に接続した回路と、別の２つの共振子を直列に接続した回路が並列に接続された等価回路モデルを用いて説明される。また、この場合の各共振周波数及び各反共振周波数の具体例については説明を省略するが、当該等価回路モデル（等価回路）のインピーダンスが０となる各周波数が共振周波数となり、アドミッタンスが０となる各周波数が反共振周波数となる。
　本実施例では、並列腕回路１２Ｂの最も低周波数側の反共振周波数及び直列腕回路１１の共振周波数によって通過帯域が構成され、並列腕回路１２Ｂの最も低周波数側の共振周波数によって通過帯域低域側の減衰極が構成され、並列腕回路１２Ｂの他の反共振周波数及び直列腕回路１１の反共振周波数によって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　これに関し、本実施例では、上記実施例１，３と同様に、直列腕回路１１の共振周波数は直列腕共振子ｓ１の共振周波数（ｆｒｓ１）と等しく、直列腕回路１１の反共振周波数は直列腕共振子ｓ１の反共振周波数（ｆａｓ１）と等しい。また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合とともにオフの場合とを比べると、並列腕回路１２Ｂの最も低周波数側の共振周波数である第１共振周波数（オンの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１ａ＿ｏｆｆ）及び最も低周波数側の反共振周波数である第１反共振周波数（オンの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｎ，オフの場合にｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ）が可変することが分かる。また、第１共振周波数の隣の第２共振周波数（すなわち、低周波数側から２番目の共振周波数であり、オンの場合にｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ，オフの場合にｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ）が可変することが分かる。つまり、本実施例の並列腕回路１２Ｂは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、第１共振周波数及び第１反共振周波数だけでなく、さらに第２共振周波数もともに高周波数側あるいは低周波数側に切り替わる。
　このため、本実施例によれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域低域側の減衰極の周波数が可変するとともに、通過帯域低域端の周波数が可変するだけでなく、さらに、通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数も可変する。これにより、本実施例のフィルタは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンの場合にはＢ１３Ｒｘを通過帯域かつＢ１３Ｔｘを減衰帯域とする第１フィルタ特性を示し、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオフの場合にはＢ１４Ｒｘを通過帯域かつＢ１４Ｔｘを減衰帯域とする第２フィルタ特性を示す。
　すなわち、実施例４を用いて説明した実施の形態１の変形例２によれば、実施の形態１と同様に、スイッチＳＷ１のオン及びオフの切り替えに応じて、通過帯域端（実施例４では通過帯域低域端）のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数（実施例４では、通過帯域低域端の周波数及び通過帯域低域側の減衰極）を可変できる。さらに、本変形例によれば、実施の形態１の変形例１と同様に、スイッチＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて、スイッチＳＷ１による周波数可変（実施例４では通過帯域低域側の周波数可変）とは異なる周波数可変（実施例４では通過帯域高域側の周波数可変、すなわち通過帯域高域端の周波数及び通過帯域高域側の減衰極の周波数の切り替え）をすることができる。よって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２について同時にオン及びオフを切り替えることで、中心周波数を切り替えることが可能となる。
　この点に関し、実施の形態１の変形例２の実施例（実施例４）によれば、第１共振周波数の周波数可変幅（ｆａｍ１ａ＿ｏｆｆ－ｆａｍ１ａ＿ｏｎ）、第１反共振周波数の周波数可変幅（ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ－ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）、及び、第２共振周波数の周波数可変幅（ｆｒｍ１ｂ＿ｏｆｆ－ｆｒｍ１ｂ＿ｏｎ）は同等である。
　すなわち、実施の形態１の変形例２によれば、通過帯域低域側の周波数切替幅（周波数可変幅）と通過帯域高域側の周波数切替幅とを同等にすることができる。よって、通過帯域幅を維持しつつ中心周波数を切り替えることが可能となる。
　［３－３．　他の特性］
　なお、本変形例に係るフィルタ１０Ｂにおいて、実施例（実施例４）として、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオン、または、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオフするモードについて説明したが、その他のモードを選択してもよい。すなわち、スイッチＳＷ１がオンかつスイッチＳＷ２がオフであるモード、及び、スイッチＳＷ１がオフかつスイッチＳＷ２がオンであるモードを選択してもよい。
　図１７は、フィルタ１０Ｂにおいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフを変化させた場合のフィルタ特性の変化を表すグラフである。
　同図に示すように、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２のオン及びオフを個別に切り替えることにより、４つのフィルタ特性を形成することができる。具体的には、スイッチＳＷ１のオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域低域端の周波数と通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替え、スイッチＳＷ２のオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域高域端の周波数と通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替える。つまり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン及びオフを個別に切り替えることにより、切り替え可能な通過帯域及び減衰極の周波数のバリエーションを４種に増やすことができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１及びその変形例で説明したフィルタ（高周波フィルタ）は、マルチプレクサに適用することができる。そこで、本実施の形態では、このようなマルチプレクサについて、Ｂａｎｄ２９Ｒｘ及びＢａｎｄ１２＋１３Ｒｘに対応する周波数可変型のフィルタとＢａｎｄ２６Ｒｘに対応する周波数固定型のフィルタとを備える構成を例に説明する。
　［４－１．　構成］
　図１８は、実施の形態２に係るマルチプレクサ（ダイプレクサ）２００の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ２００は、Ｂａｎｄ２９Ｒｘ、Ｂａｎｄ１２＋１３Ｒｘ及びＢａｎｄ２６Ｒｘに対応する受信用のマルチプレクサであり、フィルタ５０（第１フィルタ）及びフィルタ６０（第２フィルタ）と、整合用インダクタ７０とを備える。
　なお、マルチプレクサ２００は、受信用に限らず送信用であってもかまわないし、受信用のフィルタと送信用のフィルタとを備えるデュプレクサ等であってもかまわない。また、整合用インダクタ７０は設けられていなくてもかまわない。また、本実施の形態では、フィルタ５０とフィルタ６０とは、共通端子２００ｃと直接接続されている。つまり、本変形例では、フィルタ５０の共通端子２００ｃ側の入出力端子（本変形例では入力端子）及びフィルタ６０の共通端子２００ｃ側の入出力端子（本変形例では入力端子）は、共通端子２００ｃと直接接続されている。しかし、これらの入出力端子は、例えば、移相器、フィルタ５０及びフィルタ６０の少なくとも一方を選択するスイッチ、または、サーキュレータ等を介して、共通端子２００ｃと接続されていてもかまわない。
　フィルタ５０は、Ｂａｎｄ２９Ｒｘ及びＢａｎｄ１２＋１３Ｒｘ用の周波数可変の受信フィルタであり、一方の入出力端子がマルチプレクサ２００の共通端子２００ｃに接続され、他方の入出力端子がマルチプレクサ２００の入出力端子２００ａに接続されている。このフィルタ５０は、直列腕上に設けられた１以上の直列腕回路（本実施の形態では４つの直列腕回路）、及び、１以上の並列腕回路（本実施の形例では４つの並列腕回路２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐ）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。本実施の形態では、各直列腕回路は１つの直列腕共振子で構成され、４つの直列腕回路は４つの直列腕共振子ｓ１～ｓ４で構成されている。なお、直列腕回路及び並列腕回路の数は、上記の数に限定されない。
　ここで、並列腕回路２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐは、それぞれが実施の形態１に係るフィルタ１０の並列腕回路１２に相当し、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ１に相当する並列腕共振子ｐ１１，ｐ２１，ｐ３１，ｐ４１と、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ２に相当する並列腕共振子ｐ１２，ｐ２２，ｐ３２，ｐ４２と、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ３に相当する並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３と、並列腕回路１２のスイッチＳＷ１に相当するスイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１とを有する。
　このような各並列腕回路（並列腕回路２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐ）において、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ１～ｐ３に相当する並列腕共振子の共振周波数及び反共振周波数は、上述した第１の関係（ｆｒｐ１≠ｆｒｐ２）、第２の関係（ｆａｐ１≠ｆａｐ２）、及び、第３の関係（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ３、かつ、ｆｒｐ２＜ｆｒｐ３）に加えて、さらに次の第５の関係を満たす。
　すなわち、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ３に相当する並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３（第３並列腕共振子）それぞれの反共振周波数（ｆａ１３，ｆａ２３，ｆａ３３，ｆａ４３）は、フィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域外に位置する。つまり、並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３の反共振周波数は、フィルタ６０の通過帯域よりも低周波数側に位置する、もしくは、フィルタ６０の通過帯域よりも高周波数側に位置する。
　なお、並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３全ての反共振周波数がフィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域外に位置することが好ましいが、並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３のうち少なくとも１つの反共振周波数がフィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域外に位置していればよい。また、並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３は、一部の反共振周波数がフィルタ６０の通過帯域よりも低周波数側に位置し、他の少なくとも一部の反共振周波数がフィルタ６０の通過帯域よりも高周波数側に位置してもかまわない。
　このようなフィルタ５０によれば、上記実施の形態１に係るフィルタ１０の構成を備えることにより、通過帯域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替えることができる。
　フィルタ６０は、Ｂａｎｄ２６Ｒｘ用の周波数可変機能を有さない受信フィルタであり、一方の入出力端子がマルチプレクサ２００の共通端子２００ｃに接続され、他方の入出力端子がマルチプレクサ２００の入出力端子２００ｂに接続されている。本実施の形態では、フィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域の中心周波数（ここではＢａｎｄ２６Ｒｘの中心周波数）は、フィルタ５０（第１フィルタ）の切り替え可能な通過帯域のいずれの中心周波数（ここでは、Ｂａｎｄ２９Ｒｘの中心周波数及びＢａｎｄ１２＋１３Ｒｘの中心周波数）よりも高い。
　以上のように構成されたマルチプレクサ２００は、ＲＦＩＣ等の制御部（図示せず）からの制御信号にしたがってフィルタ５０のスイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のオン及びオフが切り替えられることにより、Ｂａｎｄ２９Ｒｘ及びＢａｎｄ２６Ｒｘ対応のマルチプレクサ、及び、Ｂａｎｄ１２＋１３Ｒｘ及びＢａｎｄ２６Ｒｘ対応のマルチプレクサとして用いることができる。
　なお、周波数可変のフィルタ（本実施の形態ではフィルタ５０）は、実施の形態１の並列腕回路１２を含む構成に限らず、その変形例の並列腕回路を含む構成であってもよく、例えば、マルチプレクサ２００に要求される周波数仕様等に応じて適宜決定され得る。
　［４－２．　特性（実施例５）］
　次に、本実施の形態に係るマルチプレクサ２００の特性について、実施例５を用いて説明する。
　実施例５では、各並列腕回路において、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ１に相当する並列腕共振子の共振周波数が並列腕共振子ｐ２に相当する並列腕共振子の共振周波数より低く（ｆｒｐ１＜ｆｒｐ２）、並列腕共振子ｐ１に相当する並列腕共振子の反共振周波数が並列腕共振子ｐ２に相当する並列腕共振子の反共振周波数より低い（ｆａｐ１＜ｆａｐ２）場合について説明する。また、実施例５では、各並列腕回路において、並列腕回路１２の並列腕共振子ｐ３に相当する並列腕共振子の共振周波数は９１６ＭＨｚであり、フィルタ６０の通過帯域（８５９－８９４ＭＨｚ）よりも高周波数側に位置している。
　図１９は、実施例５に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。具体的には、同図の上段には、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のいずれもオンの場合における通過特性が示され、同図の下段には、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のいずれもオフの場合における通過特性が示されている。また、いずれの通過特性においても、上段にフィルタ５０が設けられた経路の挿入損失が示され、下段にフィルタ６０が設けられた経路の挿入損失が示されている。
　同図から明らかなように、本実施例によれば、ＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のいずれもオンとなることにより、Ｂａｎｄ２９Ｒｘ及びＢａｎｄ２６Ｒｘ対応のマルチプレクサとなり、ＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のいずれもオフとなることにより、Ｂａｎｄ１２＋１３Ｒｘ及びＢａｎｄ２６Ｒｘ対応のマルチプレクサとなる。
　［４－３．　第３並列腕共振子の反共振周波数による特性への影響］
　次に、並列腕共振子ｐ１３，ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３（第３並列腕共振子）の反共振周波数（ｆａ１３，ｆａ２３，ｆａ３３，ｆａ４３）がマルチプレクサ２００の特性に及ぼす影響について説明する。
　図２０は、第３並列腕共振子の反共振周波数とマルチプレクサ２００の各種特性との関係を表すグラフである。具体的には、同図には、第３並列腕共振子の反共振周波数（ｆａｐ３）を変えたときの、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１のいずれもオフの場合における通過特性、最も共通端子２００ｃに近く接続された直列腕共振子ｓ１及び並列腕回路２１０ｐで構成される初段回路のインピーダンス特性、及び、初段回路の第３並列腕共振子（ここでは並列腕共振子ｐ１３）のインピーダンス特性が示されている。なお、初段回路以外の第３並列腕共振子（ここでは並列腕共振子ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３）の反共振周波数は、初段回路の第３並列腕共振子の反共振周波数と等しいため、図示を省略する。
　同図から明らかなように、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１がともにオフの場合、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数が変化すると、それに伴い、直列腕共振子と並列腕回路で構成されるインピーダンス特性（ここでは初段回路）の最も高周波数側の反共振周波数及び最も高周波数側の共振周波数が変化する。そして、当該反共振周波数及び当該共振周波数の少なくとも一方がフィルタ６０の通過帯域内に位置した場合に、フィルタ６０の通過帯域内のロスが悪化することが分かる。具体的には、ここでは、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数が８９５ＭＨｚ及び８６８ＭＨｚの場合に、フィルタ６０の通過帯域内のロスが悪化している。特に、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数が８９５ＭＨｚの場合には、初段回路の最も高周波数側の共振周波数がフィルタ６０の通過帯域内に位置することにより、フィルタ６０の通過帯域内に当該共振周波数によって構成される小さな極（いわゆるスパイクリップル）が発生する。このため、この場合には、フィルタ６０の通過帯域内のロスが著しく悪化している。
　よって、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数はフィルタ６０の通過帯域外に位置することが好ましい。これにより、初段回路の反共振周波数及び共振周波数がフィルタ６０の通過帯域内に位置しにくくなるため、フィルタ６０の通過帯域内のロスを抑制することができる。なお、このことは、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数に限らず、他の第３並列腕共振子（並列腕共振子ｐ２３，ｐ３３，ｐ４３）についても同様である。つまり、第３並列腕共振子の反共振周波数がフィルタ６０の通過帯域外に位置することにより、フィルタ６０の通過帯域内のロスを抑制することができる。
　なお、本実施の形態では、並列腕回路２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐは、それぞれが実施の形態１に係るフィルタ１０の並列腕回路１２に相当するとした。しかし、これらは実施の形態１の変形例１あるいは実施の形態１の変形例２の並列腕回路に相当する構成であってもかまわないし、これらの組み合わせであってもかまわない。さらには、並列腕回路２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐは、少なくとも１以上の並列腕回路が実施の形態１の周波数可変回路１２Ｔに相当する回路を有していればよく、他の並列腕回路は周波数可変回路１２Ｔに相当する回路を有していなくてもかまわない。つまり、他の並列腕回路は、弾性波共振子のみで構成されていてもかまわないし、ＬＣ共振回路で構成されていてもかまわないし、インダクタンス素子やキャパシタンス素子等のインピーダンス素子で構成されていてもかまわない。
　また、並列腕回路が上記実施の形態１の変形例２の並列腕回路に相当する場合、第３並列腕共振子（実施の形態１の変形例２では並列腕共振子ｐ３に相当）の反共振周波数及び第４並列腕共振子（実施の形態１の変形例２では並列腕共振子ｐ４に相当）の反共振周波数はいずれも、フィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域外に位置することが好ましい。これにより、フィルタ６０の通過帯域内のロスを抑制することができる。
　（実施の形態３）
　以上の実施の形態１及びその変形例で説明したフィルタ、あるいは、実施の形態２で説明したマルチプレクサは、使用バンド数が多いシステムに対応する高周波フロントエンド回路に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図２１は、実施の形態３に係る通信装置３００の構成図である。
　同図に示すように、通信装置３００は、アンテナ素子（ＡＮＴ）と、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群３１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１，３３２ならびに受信側スイッチ３５１，３５２及び３５３と、送信増幅回路３４１，３４２ならびに受信増幅回路３６１，３６２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）と、を備える。
　アンテナ素子（ＡＮＴ）は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、例えば通信装置３００の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子（ＡＮＴ）は、通信装置３００に内蔵されておらず、通信装置３００とは別に設けられていてもかまわない。
　スイッチ群３１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子（ＡＮＴ）と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、複数のＳＰＳＴ型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ素子（ＡＮＴ）と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、通信装置３００は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　フィルタ群３２０は、例えば次の帯域を通過帯域に有する複数のフィルタ（デュプレクサを含む）によって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ１２の送信帯域、（ｉｉ）Ｂａｎｄ１３の送信帯域、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ１４の送信帯域、（ｉｖ）Ｂａｎｄ２７の送信帯域、（ｖ）Ｂａｎｄ２６の送信帯域、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３の受信帯域、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂの送信帯域、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂの受信帯域、（ｖｉｉｉ－ＴｘＢａｎｄ２０の送信帯域、（ｖｉｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ２０の受信帯域、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７またはＢａｎｄ２６の送信帯域、（ｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ８の送信帯域、ならびに、（ｘ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ８の受信帯域、である。
　送信側スイッチ３３１は、ローバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。送信側スイッチ３３２は、ハイバンド側の複数の送信側信号経路に接続された複数の選択端子と送信増幅回路３４２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら送信側スイッチ３３１，３３２は、フィルタ群３２０の前段（ここでは送信側信号経路における前段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられるスイッチ回路である。これにより、送信増幅回路３４１，３４２で増幅された高周波信号（ここでは高周波送信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介してアンテナ素子（ＡＮＴ）に出力される。
　受信側スイッチ３５１は、ローバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６１に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５２は、所定のバンド（ここではＢａｎｄ２０）の受信側信号経路に接続された共通端子と、受信側スイッチ３５１の共通端子及び受信側スイッチ３５２の共通端子に接続された２つの選択端子とを有するスイッチ回路である。受信側スイッチ３５３は、ハイバンド側の複数の受信側信号経路に接続された複数の選択端子と受信増幅回路３６２に接続された共通端子とを有するスイッチ回路である。これら受信側スイッチ３５１～３５３は、フィルタ群３２０の後段（ここでは受信側信号経路における後段）に設けられ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって接続状態が切り替えられる。これにより、アンテナ素子（ＡＮＴ）に入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群３２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路３６１，３６２で増幅されて、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とハイバンドに対応するＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）とが個別に設けられていてもかまわない。
　送信増幅回路３４１は、ローバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、送信増幅回路３４２は、ハイバンドの高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。
　受信増幅回路３６１は、ローバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、受信増幅回路３６２は、ハイバンドの高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、アンテナ素子（ＡＮＴ）から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路に出力する。
　このように構成された通信装置３００は、（ｖｉ）Ｂａｎｄ２９及びＢａｎｄ１４またはＢａｎｄ１２、Ｂａｎｄ６７及びＢａｎｄ１３の受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ６８またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂの送信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｖｉｉ－Ｒｘ）Ｂａｎｄ６８またはＢａｎｄ２８ａまたはＢａｎｄ２８ｂの受信帯域を通過帯域に有するフィルタ、（ｉｘ－Ｔｘ）Ｂａｎｄ２７またはＢａｎｄ２６の送信帯域を通過帯域に有するフィルタの少なくとも１つとして、実施の形態１及びその変形例のいずれかに係るフィルタを備える。つまり、当該フィルタは、制御信号にしたがって、通過帯域の周波数と減衰極の周波数を切り替える。
　なお、通信装置３００のうち、スイッチ群３１０と、フィルタ群３２０と、送信側スイッチ３３１，３３２ならびに受信側スイッチ３５１，３５２，３５３と、送信増幅回路３４１，３４２ならびに受信増幅回路３６１，３６２と、上記制御部とは、高周波フロントエンド回路を構成する。
　ここで、上記制御部は、図２１には図示していないが、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）が有していてもよいし、制御部が制御する各スイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路及び通信装置３００によれば、上記実施の形態１及びその変形例に係るフィルタを備えることにより、通過帯域端のロスを抑制しつつ、通過帯域の周波数及び減衰帯域の周波数を切り替えることができる高性能な高周波フロントエンド回路及び通信装置を実現できる。また、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
　また、本実施の形態に係る高周波フロントエンド回路によれば、フィルタ群３２０（複数の高周波フィルタ）の前段または後段に設けられた送信側スイッチ３３１，３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３（スイッチ回路）を備える。これにより、高周波信号が伝達される信号経路の一部を共通化することができる。よって、例えば、複数の高周波フィルタに対応する送信増幅回路３４１，２４２あるいは受信増幅回路３６１，３６２（増幅回路）を共通化することができる。したがって、高周波フロントエンド回路の小型化及び低コスト化が可能となる。
　なお、送信側スイッチ３３１，３３２ならびに受信側スイッチ３５１～３５３は、少なくとも１つが設けられていればよい。また、送信側スイッチ３３１，３３２の個数、ならびに、受信側スイッチ３５１～３５３の個数は、上記説明した個数に限らず、例えば、１つの送信側スイッチと１つの受信側スイッチとが設けられていてもかまわない。また、送信側スイッチ及び受信側スイッチの選択端子等の個数も、本実施の形態に限らず、それぞれ２つであってもかまわない。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係るフィルタ（高周波フィルタ）、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置について、実施の形態１～３及びその変形例を用いて説明したが、本発明の高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置は、上記形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、上記実施の形態１及びその変形例に係る高周波フィルタは、互いに近接する周波数帯域を排他的に切り替えるシステムへの適用に限らず、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り替えるシステムにも適用可能である。
　また、上記実施の形態１～３に係る高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置において、さらに、各端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。
　本発明は、近接する複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンド及びマルチモードシステムに適用できる小型の高周波フィルタ、高周波フロントエンド回路、及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１０，１０Ａ，１０Ｂ，５０，６０，８０，９０　フィルタ
　１１　直列腕回路
　１２，１２Ａ，１２Ｂ，８２，９２，２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，２４０ｐ　並列腕回路
　１２Ｔ，１２Ｔａ，１２Ｔｂ，８２Ｔ　周波数可変回路
　７０　整合用インダクタ
　１０１　圧電基板
　１０３，１０４　保護層
　１１０，１２０，２００ａ，２００ｂ　入出力端子
　１２１　ＩＤＴ電極
　１２１ａ，１２１ｂ　櫛形電極
　１２１ｆ　電極指
　１２２　Ｋｓａｗ調整膜
　２００　マルチプレクサ（ダイプレクサ）
　２００ｃ　共通端子
　２１１～２１５　金属膜
　３００　通信装置
　３１０　スイッチ群
　３２０　フィルタ群
　３３１，３３２　送信側スイッチ
　３４１，３４２　送信増幅回路
　３５１～３５３　受信側スイッチ
　３６１，３６２　受信増幅回路
　ｐ１～ｐ４，ｐ１１～ｐ１３，ｐ２１～ｐ２３，ｐ３１～ｐ３３，ｐ４１～ｐ４３　並列腕共振子
　ｒｅｓ　共振子
　ｓ１～ｓ４　直列腕共振子
　ｘ１　ノード
　ＳＷ，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１　スイッチ

Claims (15)

  1. 　高周波フィルタであって、
    　第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に設けられた直列腕回路と、
    　前記経路上のノードとグランドとに接続された並列腕回路と、を備え、
    　前記並列腕回路は、
    　　第１並列腕共振子と、
    　　前記第１並列腕共振子と直列に接続された第１周波数可変回路と、
    　　前記第１並列腕共振子と前記第１周波数可変回路とを直列に接続した回路に対して並列に接続された第２並列腕共振子と、
    　を有し、
    　前記第１周波数可変回路は、
    　　第３並列腕共振子と、
    　　前記第３並列腕共振子と並列接続された第１スイッチと、
    　を有し、
    　前記第１周波数可変回路は、前記第１スイッチのオン及びオフの切り替えによって、前記高周波フィルタの通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替え、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数と前記第２並列腕共振子の共振周波数とは互いに異なり、
    　前記第１並列腕共振子の反共振周波数と前記第２並列腕共振子の反共振周波数とは互いに異なり、
    　前記第３並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数及び前記第２並列腕共振子の共振周波数のいずれよりも高い、
    　高周波フィルタ。
  2. 　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より低く、
    　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より低い、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数より高く、
    　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数より高い、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ。
  4. 　前記並列腕回路は、さらに、前記第２並列腕共振子と直列接続された第２スイッチを有し、
    　前記第２並列腕共振子と前記第２スイッチとを直列に接続した回路は、前記第１並列腕共振子と前記第１周波数可変回路とを直列に接続した回路に対して並列接続されている、
    　請求項２に記載の高周波フィルタ。
  5. 　前記並列腕回路は、さらに、前記第２スイッチと並列接続され、当該第２スイッチとともに第２周波数可変回路を構成する第４並列腕共振子を有し、
    　前記第２周波数可変回路は、前記第２並列腕共振子と直列接続され、さらに、前記第２スイッチのオン及びオフの切り替えによって、前記高周波フィルタの通過帯域の周波数及び減衰極の周波数を切り替え、
    　前記第４並列腕共振子の共振周波数は、前記第１並列腕共振子の共振周波数及び前記第２並列腕共振子のいずれよりも高い、
    　請求項４に記載の高周波フィルタ。
  6. 　前記第１並列腕共振子、前記第２並列腕共振子、及び、前記第３並列腕共振子は、それぞれ、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子である、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  7. 　前記第３並列腕共振子の前記複数の電極指の膜厚は、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指の膜厚より薄い、
    　請求項６に記載の高周波フィルタ。
  8. 　前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指は、Ａｕ、Ｐｔ、Ｔａ、Ｍｏ及びＷから１以上選択される高密度金属によって構成された高密度金属層を含み、
    　前記第３並列腕共振子の前記複数の電極指は、前記高密度金属層を含まない、もしくは、前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指に含まれる前記高密度金属層よりも膜厚の薄い前記高密度金属層を含む、
    　請求項６または７に記載の高周波フィルタ。
  9. 　前記第１並列腕共振子及び前記第２並列腕共振子の少なくとも一方の前記複数の電極指は、前記高密度金属よりも密度の小さい低密度金属によって構成された低密度金属層と前記高密度金属層との積層体からなる、
    　請求項８に記載の高周波フィルタ。
  10. 　前記基板は、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム、ニオブ酸カリウム、水晶、もしくは、これらの積層体である、
    　請求項６～９のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  11. 　前記第１スイッチは、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ。
  12. 　共通端子と、
    　請求項１～４のいずれか１項、または、請求項１～４のいずれか１項を引用する請求項６～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタであり、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、
    　一方の入出力端子が前記共通端子に接続された第２フィルタと、を備え、
    　前記第３並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２フィルタの通過帯域外に位置する、
    　マルチプレクサ。
  13. 　共通端子と、
    　請求項５、または、請求項５を引用する請求項６～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタであり、前記第１入出力端子または前記第２入出力端子が前記共通端子に接続された第１フィルタと、
    　一方の入出力端子が前記共通端子に接続された第２フィルタと、を備え、
    　前記第３並列腕共振子の反共振周波数及び前記第４並列腕共振子の反共振周波数はいずれも、前記第２フィルタの通過帯域外に位置する、
    　マルチプレクサ。
  14. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波フィルタと、
    　前記第１スイッチのオン及びオフを制御する制御部と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  15. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１４に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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