WO2018056056A1 - 弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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WO2018056056A1
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comb
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elastic wave
frequency
circuit
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浩司 野阪
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株式会社村田製作所
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave device having an acoustic wave resonator, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • FIG. 18 is an electrode plan view showing the structure of the elastic wave filter described in Patent Document 1.
  • the elastic wave filter 400 shown in the figure includes an IDT (InterDigital Transducer) electrode 402 formed on a piezoelectric substrate 401, a reflector 403, input / output electrodes 404 and 405, a cross-fingered conductor pattern (comb teeth). Capacitance electrode) 413.
  • IDT InterDigital Transducer
  • the IDT electrodes 402 and the cross fingers are formed such that the formation direction of the electrode fingers constituting the IDT electrode 402 and the formation direction of the electrode fingers constituting the cross finger conductor pattern 413 intersect when the piezoelectric substrate is viewed in plan view.
  • a conductor pattern 413 is arranged. Accordingly, it is possible to realize low-loss filter pass characteristics while suppressing interference between the surface acoustic wave excited by the IDT electrode 402 and the unnecessary wave excited by the crossed finger conductor pattern 413.
  • an object of the present invention is to provide an elastic wave device, a high-frequency front-end circuit, and a communication device having a comb tooth capacity in which generation of unnecessary waves is suppressed.
  • an acoustic wave device includes a substrate having piezoelectricity at least in part, a plurality of electrode fingers, and an acoustic wave.
  • An IDT electrode to be excited a wiring electrode formed on the substrate and electrically connected to the IDT electrode, a comb tooth formed on the substrate, comprising a plurality of electrode fingers, and constituting a capacitor A capacitor electrode; an intermediate layer formed on the comb-teeth capacitor electrode and made of an insulator or a dielectric; and a three-dimensional wiring formed on the intermediate layer and connected to the wiring electrode.
  • the wiring layout area of the acoustic wave device can be reduced and the size can be reduced. Further, the degree of freedom of terminal arrangement including input / output terminals and ground terminals is improved. Furthermore, since there is a three-dimensional wiring above the comb-shaped capacitive electrode across the intermediate layer, excitation of unnecessary elastic waves caused by the comb-shaped capacitive electrode is suppressed, and therefore, it is composed of a comb-shaped capacitive electrode and a substrate. This improves the frequency characteristics of the comb-tooth capacity and improves the passing characteristics of the acoustic wave device.
  • the comb-shaped capacitive electrode, the substrate, and the three-dimensional wiring may function as a capacitor while suppressing excitation of elastic waves generated by the comb-shaped capacitive electrode.
  • the three-dimensional wiring may be connected to one of the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode via the wiring electrode.
  • the capacitance value of the comb capacitance composed of the comb capacitance electrode and the substrate is determined by the other electrode of the comb capacitance electrode and the three-dimensional wiring in addition to the capacitance value defined by the comb capacitance electrode and the substrate.
  • the three-dimensional wiring may be a wiring formed on the substrate and connecting two wirings facing each other with the comb-shaped capacitance electrode sandwiched when the substrate is viewed in plan.
  • the two wirings are connected by the shortest three-dimensional wiring without being connected by the wiring that bypasses the comb-tooth capacitive electrode in the plan view, so that the wiring layout area on the substrate can be reduced. Therefore, the layout area of the acoustic wave device can be reduced and the size can be reduced.
  • the thickness of the three-dimensional wiring may be larger than the thickness of the plurality of electrode fingers constituting the comb-tooth capacitive electrode.
  • the film thickness of the three-dimensional wiring can be increased regardless of the film thickness of the comb-teeth capacity electrode optimized by the Q value of the comb-teeth capacity and the frequency characteristic of the capacity value. Accordingly, since the wiring resistance of the three-dimensional wiring can be reduced, the high-frequency signal propagation loss of the acoustic wave device can be reduced. Furthermore, when the three-dimensional wiring is connected to one of the two electrodes that constitute the comb-tooth capacitive electrode, the resistance component of the comb-tooth capacitance can be reduced, so that the Q value of the comb-tooth capacitance is improved. It becomes possible.
  • the intermediate layer may be made of at least one of silicon oxide, alumina, silicon nitride, and polyimide.
  • the intermediate layer material can be selected from the above materials, the degree of freedom in adjusting the capacitance value of the comb tooth capacitance is improved.
  • the pitch of the plurality of electrode fingers in the comb-teeth capacitive electrode is narrower than the pitch of the plurality of electrode fingers in the IDT electrode, and the thickness of the plurality of electrode fingers in the comb-teeth capacitive electrode
  • the self-resonance point of the comb-tooth capacitance which is thinner than the electrode finger film thickness and is constituted by the comb-tooth capacitance electrode and the substrate, may be formed at a higher frequency side than the pass band of the acoustic wave device.
  • the self-resonance point at which the Q value (capacitance Q) of the comb-tooth capacity locally decreases as the pitch of the electrode fingers is narrower shifts to the high frequency side.
  • the pitch of the electrode fingers of the comb-teeth capacitive electrode is made narrower than the pitch of the electrode fingers of the IDT electrode, and the self-resonance point of the comb-teeth capacitance is driven to a higher side than the pass band of the elastic wave device,
  • the Q value of the comb tooth capacity at can be increased.
  • the frequency of the self-resonance point of the comb-tooth capacitance matches the frequency of the resonance point or anti-resonance point obtained by the combined characteristics of the elastic wave resonator formed by the IDT electrode and the comb-tooth capacitance, the elastic wave In the resonator, the Q value at the resonance point or the anti-resonance point is lowered due to the decrease in the Q value of the comb tooth capacitance.
  • the pitch of the electrode fingers is limited by the film thickness of the electrode fingers. For this reason, by making the film thickness of the electrode finger in the comb-tooth capacity thinner than the film thickness of the electrode finger in the acoustic wave resonator, the pitch of the electrode fingers in the comb-tooth capacity can be made narrower.
  • the duty ratio which is the ratio of the width of the plurality of electrode fingers to the pitch of the plurality of electrode fingers in the comb-teeth capacitive electrode, is the ratio of the width of the plurality of electrode fingers to the pitch of the plurality of electrode fingers in the IDT electrode. It may be larger than the duty ratio.
  • the IDT electrode and the substrate constitute a first acoustic wave resonator
  • the comb capacitance electrode and the substrate constitute a comb capacitance connected to the first acoustic wave resonator
  • the first acoustic wave resonator and the comb capacitance are a first path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal, and a second path connecting the node on the first path and the ground.
  • a first resonant circuit provided on one side, wherein the acoustic wave device further includes a second resonant circuit, the second resonant circuit includes one or more second acoustic wave resonators, and It may be provided on the other of the first path and the second path, and may form a passband together with the first resonance circuit.
  • the bandpass filter is formed by using the first resonance circuit in which both the Q value of the first acoustic wave resonator and the Q value of the comb-tooth capacitance are ensured.
  • the difference between the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be reduced with respect to the characteristic constituted only by the acoustic wave resonator (first acoustic wave resonator).
  • a steep (high selectivity) attenuation characteristic can be obtained.
  • the comb capacitance may be connected to the first acoustic wave resonator without passing through another acoustic wave resonator.
  • Such a first acoustic wave resonator is particularly susceptible to the Q value of the comb-tooth capacity in the combined characteristics with the comb-tooth capacity. Therefore, setting the pitches and film thicknesses of the first acoustic wave resonator and the electrode fingers of the comb-tooth capacity to the above-described relationship suppresses loss in the passband and increases the steepness of the attenuation slope. It is particularly useful.
  • the first resonance circuit is provided in the second path, the second resonance circuit is provided in the first path, the first resonance circuit further includes a switch element, and the switch element Constitutes a frequency variable circuit that is connected in parallel with the comb capacitance and varies the frequency of the first acoustic wave resonator together with the comb capacitance, and the frequency variable circuit is connected between the node and the ground.
  • the first elastic wave resonator may be connected in series.
  • the first resonance circuit further includes a third elastic wave resonator, and the third elastic wave resonator is connected between the node and the ground, and the first elastic wave resonator and the frequency.
  • a variable circuit is connected in parallel with a circuit connected in series, and a resonance frequency of the third elastic wave resonator is different from a resonance frequency of the first elastic wave resonator, and an anti-resonance of the third elastic wave resonator.
  • the frequency may be different from the anti-resonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the resonance frequency of the third elastic wave resonator is lower than the resonance frequency of the first elastic wave resonator, and the anti-resonance frequency of the third elastic wave resonator is the antiresonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the frequency variable circuit may be lower than the resonance frequency, and the frequency variable circuit may be connected in series only to the first elastic wave resonator of the first elastic wave resonator and the third elastic wave resonator.
  • the resonance frequency of the third elastic wave resonator is higher than the resonance frequency of the first elastic wave resonator, and the anti-resonance frequency of the third elastic wave resonator is the anti-resonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the frequency variable circuit may be higher than a resonance frequency, and the frequency variable circuit may be connected in series only to the first elastic wave resonator among the first elastic wave resonator and the third elastic wave resonator.
  • the first resonant circuit further includes a third acoustic wave resonator, and the frequency variable circuit is connected to a circuit in which the first acoustic wave resonator and the third acoustic wave resonator are connected in parallel. May be connected in series.
  • the frequency variable circuit is connected in series to only one of the first acoustic wave resonator and the third acoustic wave resonator, and the first resonant circuit further includes the node and the ground. There may be another frequency variable circuit connected in series only to the other of the first elastic wave resonator and the third elastic wave resonator.
  • the passband is shifted to the high band side without dropping the shoulders of the high band band and the low band band while shifting the attenuation poles of the high band band and the low band band to the high band side.
  • the frequency variable circuit further includes an inductor connected in series to the switch element, and the circuit in which the switch element and the inductor are connected in series is connected in parallel to the comb capacitance. Also good.
  • the first resonance circuit is provided in the first path
  • the second resonance circuit is provided in the second path
  • the first resonance circuit further includes a switch element
  • the switch element May be connected in series with the comb-teeth capacitor and constitute a frequency variable circuit together with the comb-teeth capacitor, and the frequency variable circuit may be connected in parallel to the first acoustic wave resonator.
  • a high-frequency front end circuit includes the above-described elastic wave device and an amplifier circuit connected to the elastic wave device.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that is transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a high-frequency front-end circuit as described.
  • the present invention it is possible to provide a small acoustic wave device, a high-frequency front-end circuit, and a communication device having a comb-tooth capacity in which the generation of unnecessary waves is suppressed.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a graph showing the pass characteristics of the filter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a plan configuration diagram and a cross-sectional configuration diagram of the filter according to Embodiment 1 (Example).
  • FIG. 3 is a plan configuration diagram and a cross-sectional configuration diagram of a filter according to a comparative example.
  • FIG. 4A is a graph comparing the capacitance values of the comb tooth capacities according to the example and the comparative example.
  • FIG. 4B is a graph comparing the capacitance Q values of the comb teeth capacities according to the example and the comparative example.
  • FIG. 5 is a diagram schematically illustrating the electrode structure of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 6A is a cross-sectional view of the electrode film and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 6B is a cross-sectional view of another example of the electrode film and the surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 6C is a cross-sectional view of still another example of the electrode film and its surrounding structure in the first exemplary embodiment.
  • FIG. 7A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 7B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance and the capacitance Q in a typical example.
  • FIG. 8A is a graph showing the relationship between the film thickness of the comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 8B is a graph showing the relationship between the film thickness of the comb tooth capacitance and the capacitance Q in a typical example.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the electrode duty of a comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the electrode duty of the comb-tooth capacity and the capacity Q in a typical example.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of a filter according to Modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. 10B is a graph illustrating pass characteristics of the filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of a filter according to Modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. 10B is a graph illustrating pass characteristics of the filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11A is a circuit configuration diagram of a filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 11B is a graph showing pass characteristics of the filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 12A is a circuit configuration diagram of a filter according to Modification 3 of Embodiment 1.
  • FIG. 12B is a graph showing a pass characteristic of the filter according to the third modification of the first embodiment.
  • FIG. 13A is a circuit configuration diagram of a filter according to Modification 4 of Embodiment 1.
  • FIG. 13B is a graph illustrating a pass characteristic of the filter according to the fourth modification of the first embodiment.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram of a filter according to Modification 5 of Embodiment 1.
  • FIG. 14B is a graph showing a pass characteristic of the filter according to the fifth modification of the first embodiment.
  • FIG. 15A is a circuit configuration diagram of a filter according to the sixth modification of the first embodiment.
  • FIG. 15B is a graph showing a pass characteristic of the filter according to the sixth modification of the first embodiment.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of a filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 16B is a graph showing the pass characteristics of the filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit and its peripheral circuits according to the third embodiment.
  • FIG. 18 is an electrode plan view showing the structure of the elastic wave filter described in Patent Document 1.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of a filter 10 according to the first embodiment.
  • the filter 10 is a high-frequency filter circuit that is disposed, for example, in a front end portion of a multi-mode / multi-band mobile phone.
  • the filter 10 is a band-pass filter that is built in a multi-band compatible mobile phone that complies with a communication standard such as LTE (Long Term Evolution) and filters high-frequency signals in a predetermined band.
  • the filter 10 is an elastic wave device that filters high-frequency signals using elastic waves.
  • the filter 10 includes a series arm resonator s1, a parallel arm resonator p1, a comb tooth capacitor C1, and a switch SW.
  • the series arm resonator s1 is connected between the input / output terminal 11m (first input / output terminal) and the input / output terminal 11n (second input / output terminal). That is, the series arm resonator s1 is a resonance circuit (second resonance circuit) provided in the series arm that connects the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the series arm is not limited to the series arm resonator s1, but may be provided with a series arm resonance circuit including one or more elastic wave resonators. In the present embodiment, the series arm resonance circuit is configured by one elastic wave resonator, but may be configured by a plurality of elastic wave resonators.
  • the series arm resonance circuit including a plurality of elastic wave resonators includes, for example, a longitudinally coupled resonator including a plurality of elastic wave resonators, or a plurality of divided resonances in which one elastic wave resonator is divided in series. Includes children.
  • a longitudinally coupled resonator as a series arm resonance circuit, it is possible to adapt to filter characteristics that require attenuation enhancement and the like.
  • the parallel arm resonator p1 is a first parallel arm resonator connected between a node (node x1 in FIG. 1A) on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n and the ground (reference terminal). It is. That is, the parallel arm resonator p1 is a resonator provided on the parallel arm connecting the node x1 on the series arm and the ground.
  • the parallel arm resonator p1 has a resonance frequency on the lower side of the pass band of the filter 10 and an anti-resonance frequency in the pass band.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the series arm resonator s1
  • the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the antiresonance frequency of the series arm resonator s1.
  • the resonance frequency of the resonator is a frequency of a “resonance point” that is a singular point (ideally a point where the impedance is 0) at which the impedance of the resonator is minimized.
  • the antiresonance frequency in the resonator is a frequency of an “antiresonance point” that is a singular point (ideally an infinite point) where the impedance of the resonator becomes a maximum.
  • a singular point where the impedance is minimal (ideally a point where the impedance is 0) will be described as “ It is called “resonance point” and its frequency is called “resonance frequency”.
  • a singular point where the impedance is maximum (ideally a point where the impedance is infinite) is called an “anti-resonance point”, and its frequency is called an “anti-resonance frequency”.
  • the parallel arm resonator p1 is configured by one elastic wave resonator.
  • the parallel arm resonator p1 may be configured by a plurality of split resonators in which one acoustic wave resonator is split in series.
  • the comb capacitance C1 is connected between a node (node x1 in FIG. 1A) on the path connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n and the ground (reference terminal). Composed.
  • the comb-tooth capacitance C ⁇ b> 1 has a self-resonance point formed on the higher frequency side than the pass band of the filter 10.
  • the frequency of the self-resonance point depends on the structure of the comb electrode and the like, which will be described later.
  • the self-resonant point refers to a singular point (frequency) at which the Q value (capacitance Q) of the comb tooth capacitance is locally reduced.
  • the parallel arm resonator p1 and the comb-tooth capacitor C1 are connected in series and connected between the node x1 and the ground.
  • the parallel arm resonator p1 has one terminal connected to the node x1 and the other terminal connected to one terminal of the comb-tooth capacitor C1.
  • the comb-teeth capacitor C1 has one terminal connected to the other terminal of the parallel arm resonator p1, and the other terminal connected to the ground.
  • the connection order of the parallel arm resonator p1 and the comb tooth capacitor C1 is not limited to this, and may be reverse to the above connection order.
  • the switch SW is a switch element that is connected in parallel with the comb-teeth capacitor C1 and constitutes the frequency variable circuit 11 together with the comb-teeth capacitor C1, and is an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) or the like. Is turned on (conductive) and turned off (non-conductive) in accordance with a control signal from the control unit.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • Such a frequency variable circuit 11 varies the frequency of the first acoustic wave resonator to which the frequency variable circuit 11 is connected (in this embodiment, the resonance frequency of the parallel arm resonator p1).
  • the switch SW is composed of a FET (Field Effect Transistor) switch made of GaAs or CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) or a diode switch in order to reduce the size.
  • FET Field Effect Transistor
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • the frequency variable circuit 11 is connected in series with the first acoustic wave resonator (parallel arm resonator p1 in the present embodiment) between the node x1 and the ground.
  • the filter 10 can realize a tunable filter that can switch the pass band according to the on / off state of the switch SW.
  • the parallel arm resonator p1 and the comb capacitance C1 are connected to the node x1 on the first path (on the serial arm) connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the parallel arm resonance circuit 21 (first resonance circuit) provided on the second path (parallel arm) connecting to the ground is configured. That is, the parallel arm resonance circuit 21 is provided on one parallel arm that connects the series arm and the ground. Therefore, the filter 10 has a one-stage ladder type filter structure including a series arm resonator s1 (second resonance circuit) and a parallel arm resonance circuit (first resonance circuit).
  • the parallel arm resonance circuit 21 (first resonance circuit) provided in the second path forms a pass band of the filter 10 together with the series arm resonator s1 (second resonance circuit) provided in the first path.
  • FIG. 1B is a graph showing the pass characteristics of the filter 10 according to the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off. In the figure, the filter characteristic when the switch SW is on is represented by a broken line, and the filter characteristic when the switch SW is off is represented by a solid line. This also applies to the graphs representing the filter characteristics in the following embodiment.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21 and the resonance frequency of the series arm resonance circuit are brought close to each other to form a pass band.
  • the comb-tooth capacitance C1 is added to the parallel arm resonator p1 only when the switch SW is off. For this reason, the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21 is shifted to a higher frequency side than the resonance frequency of the single parallel arm resonator p1 when the switch SW is turned off.
  • the attenuation pole on the low pass band side of the filter 10 is defined by the resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21. Therefore, as shown in the figure, the filter 10 can shift the attenuation pole on the low-pass band side to the high-frequency side by switching the switch SW from on to off. That is, the filter 10 can switch the pass band according to the on / off state of the switch SW.
  • the frequency variable width of the pass band of the filter 10 depends on the constant of the comb-tooth capacitance C1, and for example, the frequency variable width becomes wider as the constant of the comb-tooth capacitance C1 is smaller.
  • the constant (capacitance value) of the comb-tooth capacitance C ⁇ b> 1 can be appropriately determined according to the frequency specifications required for the filter 10.
  • FIG. 2 is a plan configuration diagram and a cross-sectional configuration diagram of the filter 10 according to the first embodiment (example). More specifically, FIG. 2A shows the layout of the electrodes constituting the series arm resonator s1, the parallel arm resonator p1, and the comb-tooth capacitor C1 on the substrate 102, and FIG. FIG. 2B is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG.
  • an input electrode In corresponding to the input / output terminal 11m
  • an output electrode Out corresponding to the input / output terminal 11n
  • a ground corresponding to the ground terminal 11g.
  • a switch connection electrode Sc corresponding to the electrode GND and the connection terminal 11s of the switch SW is formed.
  • the IDT electrode 111 and the reflector 112 constituting the series arm resonator s1 and the parallel arm resonance are formed on the surface of the substrate 102 in a region surrounded by the input electrode In, the output electrode Out, and the ground electrode GND.
  • An IDT electrode 121 and a reflector 122 constituting the child p1 are formed. Further, as shown in FIGS.
  • a comb-teeth capacitive electrode 105, an intermediate layer 106, and a three-dimensional wiring 107 constituting the comb-teeth capacitor C1 are formed on the surface of the substrate 102. . Further, on the surface of the substrate 102, wirings for connecting the input electrode In, the output electrode Out, the ground electrode GND, the IDT electrode 111, the IDT electrode 121, the comb-tooth capacitive electrode 105, and the three-dimensional wiring 107 are formed.
  • the substrate 102 is a substrate having piezoelectricity at least on the surface.
  • a piezoelectric thin film may be provided on the surface, and the piezoelectric thin film may have a different sound velocity from the piezoelectric thin film, and a laminated body such as a support substrate. Further, the substrate 102 may have piezoelectricity over the entire substrate. In this case, the substrate 102 is a piezoelectric substrate composed of a single piezoelectric layer.
  • the IDT electrode 111 and the reflector 112 are composed of a plurality of electrode fingers and are formed on the substrate 102.
  • the IDT electrode 111 and the reflector 112 together with the substrate 102 constitute a series arm resonator s1.
  • the IDT electrode 121 and the reflector 122 are formed of a plurality of electrode fingers and are formed on the substrate 102.
  • the IDT electrode 121 and the reflector 122 together with the substrate 102 constitute a parallel arm resonator p1.
  • the extending direction of the electrode finger of the IDT electrode 111 and the extending direction of the electrode finger of the IDT electrode 121 substantially coincide with each other.
  • the series arm resonator s1 and the parallel arm resonator p1 excite surface acoustic waves in the same propagation direction.
  • the comb-tooth capacitive electrode 105 is composed of a plurality of electrode fingers and is formed on the substrate 102.
  • the extending direction of the electrode fingers of the comb-tooth capacitive electrode 105 and the extending direction of the electrode fingers of the IDT electrodes 111 and 121 intersect each other.
  • one of the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode 105 is connected to the wiring 108 and the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode 105 are connected.
  • One of the electrodes is connected to a wiring connected to the ground electrode GND.
  • the intermediate layer 106 is formed on the comb-teeth capacitive electrode 105 and is made of an insulator or a dielectric.
  • the intermediate layer 106 is made of at least one of silicon oxide, alumina, silicon nitride, and polyimide, for example.
  • the film thickness of the intermediate layer 106 is preferably 1.5 ⁇ m or less, for example.
  • the three-dimensional wiring 107 is formed on the intermediate layer 106 and connected to the wirings 108 and 109 formed on the substrate 102.
  • the wiring 108 is connected to one of the IDT electrode 121 and the comb capacitance electrode 105.
  • the wiring 109 is connected to the switch connection electrode Sc and is not connected to the ground electrode GND. Note that the three-dimensional wiring 107 covers the comb-tooth capacitive electrode 105 and the intermediate layer 106 when the substrate 102 is viewed in plan, but is not limited thereto.
  • the three-dimensional wiring 107 may overlap with a part of the comb-tooth capacitive electrode 105 and the intermediate layer 106.
  • the film thickness of the three-dimensional wiring 107 is preferably larger than the film thickness of a plurality of electrode fingers constituting the comb-tooth capacitive electrode 105. Thereby, the film thickness of the three-dimensional wiring 107 can be increased regardless of the film thickness of the comb-teeth capacity electrode 105 optimized by the frequency characteristics of the Q value and the capacity value of the comb-teeth capacity C1. Therefore, since the wiring resistance of the three-dimensional wiring 107 can be reduced, the high-frequency signal propagation loss of the filter 10 can be reduced.
  • the three-dimensional wiring 107 is connected to one of the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode 105 via the wiring 108 formed on the substrate 102, the resistance component of the comb-tooth capacitor C1. And the Q value of the comb tooth capacitance C1 can be improved.
  • the comb-tooth capacitive electrode 105 together with the intermediate layer 106 and the substrate 102, constitutes a comb-tooth capacitor C1 (capacitor).
  • the three-dimensional wiring 107 is connected to one of the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode 105 via a wiring 108 formed on the substrate 102.
  • the comb-tooth capacitive electrode 105 together with the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107, constitutes a part of the comb-tooth capacitor C1 (capacitor).
  • FIG. 3 is a plan configuration diagram and a cross-sectional configuration diagram of a filter 300 according to a comparative example. More specifically, FIG. 3A shows the layout of the electrodes constituting the series arm resonator s1, the parallel arm resonator p1, and the comb-tooth capacitor C1 on the substrate 102, and FIG. FIG. 3B is a cross-sectional view taken along line BB ′ in FIG. Compared to the electrode layout of the filter 10 according to the embodiment shown in FIG. 2, the electrode layout of the filter 300 according to the comparative example shown in FIG. 3 does not include the three-dimensional wiring 107 and the intermediate layer 106. Is different.
  • the wiring L1 is disposed as a wiring that connects the parallel arm resonator p1 and the switch connection electrode Sc.
  • the wiring L1 is formed on the substrate 102 and does not overlap with the comb-tooth capacitive electrode 105 when the substrate 102 is viewed in plan.
  • the three-dimensional wiring 107 is arranged as a wiring for connecting the IDT electrode 121 and the switch connection electrode Sc.
  • the three-dimensional wiring 107 is a wiring formed on the substrate 102 and is opposed to two wirings 108 (connected to the IDT electrode 121) and 109 (connected to the switch connection electrode Sc) across the comb-teeth capacitive electrode 105. Is the wiring to connect.
  • an empty space S is generated in FIG. 2A as compared to FIG.
  • electrodes of other circuit elements may be formed, and the substrate 102 can be reduced by the amount of the empty space S.
  • external connection electrodes such as the ground electrode GND or the output electrode Out can be arranged in the empty space.
  • the electrode layout of the filter 10 according to the embodiment and the electrode layout of the filter 300 according to the comparative example are compared, the arrangement of the ground electrode GND and the switch connection electrode Sc is switched.
  • the arrangement of the ground electrode GND and the switch connection electrode Sc shown in FIG. 3 is also possible. That is, the degree of freedom of terminal arrangement including the ground electrode GND and the switch connection electrode Sc is improved.
  • the layout area of the filter 10 can be reduced and the size can be reduced. Moreover, the freedom degree of each terminal arrangement
  • FIG. 4A is a graph comparing the capacitance values of the comb-tooth capacitance C1 according to the example and the comparative example.
  • the comb-tooth capacitance C1 according to the example shown in the figure is a comb-tooth capacitance having the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107
  • the comb-tooth capacitance C1 according to the comparative example has the intermediate layer 1106 and the three-dimensional wiring 107.
  • the electrode parameters of the comb-teeth capacity electrode 105 of the comb-teeth capacity C1 for which the capacity value in FIG. 4A and the capacity Q value in FIG. 4B were measured are as follows.
  • Electrode finger pitch 0.75 ⁇ m
  • Duty 0.50
  • Electrode finger film thickness 150 nm
  • Number of electrode fingers 105 pairs
  • Cross width 10.8 ⁇ m
  • FIG. 4B is a graph comparing the capacitance Q values of the comb-tooth capacitance C1 according to the example and the comparative example. As shown in the figure, in almost the entire high frequency region (0.5 GHz-5 GHz), the capacitance Q value of the comb tooth capacitance C1 according to the example is larger than the capacitance Q value of the comb tooth capacitance C1 according to the comparative example. Is also high. This is because the unnecessary ripple generated in the comparative example as described above is reduced in the embodiment.
  • the comb-teeth capacity C1 Since the three-dimensional wiring 107 having a film thickness larger than that of the electrode finger of the comb-teeth capacity electrode 105 is connected to one of the two electrodes constituting the comb-teeth capacity electrode 105, the comb-teeth capacity C1 There is also an effect that the resistance component can be reduced.
  • the comb-tooth capacity C1 is a comb-tooth capacity C11 composed of a comb-tooth capacity electrode 105, a substrate 102, and an intermediate layer 106, and a comb-tooth capacity composed of a comb-tooth capacity electrode 105, an intermediate layer 106, and a three-dimensional wiring 107. It becomes a parallel composite capacity with C12.
  • the capacity Q value tends to increase as the resistance component of the capacity decreases.
  • the resistance component of the comb-tooth capacitance C11 is determined by the comb-tooth capacitance electrode 105 including a plurality of electrode fingers.
  • the comb-teeth capacitor C11 is composed of a comb-teeth capacitor electrode formed on the piezoelectric substrate, unnecessary elastic wave excitation caused by the comb-teeth capacitor electrode is generated, and an unnecessary ripple is generated.
  • the high frequency signal leaks locally to the substrate. That is, the local signal leakage to the substrate is equivalent to the resistance generated at the comb-teeth capacitive electrode 105.
  • unnecessary ripples can be suppressed by the three-dimensional wiring 107 arranged on the comb-tooth capacitor electrode 105, so that unnecessary ripples are suppressed. That is, the resistance in the frequency band is reduced as compared with the comparative example.
  • the resistance component of the comb-tooth capacitance C12 is determined by the three-dimensional wiring 107. Accordingly, considering the shape and film thickness of the comb-tooth capacitive electrode 105 and the three-dimensional wiring 107, the resistance component of the comb-tooth capacitor C12 is smaller than the resistance component of the comb-tooth capacitor C11. For this reason, it can be seen that the capacitance Q value of the comb capacitance C1 according to the embodiment to which the three-dimensional wiring 107 is added can be larger than the comb capacitance C1 according to the comparative example to which the three-dimensional wiring 107 is not added.
  • the three-dimensional wiring 107 is connected to one of the two electrodes constituting the comb-tooth capacitive electrode 105 via the wiring 108, but the three-dimensional wiring 107 is connected to the comb-tooth capacitance.
  • the electrode 105 may not be connected to the one electrode.
  • the three-dimensional wiring 107 may not be connected to both the wirings 108 and 109.
  • the three-dimensional wiring 107 is preferably connected to a wiring having a ground potential formed on the substrate 102.
  • the three-dimensional wiring 107 may be connected to a wiring with a fixed potential formed on the substrate 102. This also provides an effect of reducing unnecessary excitation of the comb-tooth capacitance C1. Furthermore, the three-dimensional wiring 107 may be in a so-called floating (potential indefinite) state. Also by this, the three-dimensional wiring 107 can obtain the effect of reducing unnecessary wave excitation.
  • FIG. 5 is a diagram schematically illustrating the electrode structure of the filter 10 according to the first embodiment. Specifically, (a) in the figure is a plan view, (b) in the figure is a sectional view taken along the line CC ′ in (a) in the figure, and (c) in the figure is the same. It is sectional drawing in the DD 'line of (a) of a figure. Note that the electrode structure shown in FIG. 5 is for explaining a typical structure of each resonator constituting the filter 10 and the comb-tooth capacitive electrode 105.
  • the number and length of the electrode fingers constituting the IDT electrode and the comb-teeth capacitive electrode 105 of each resonator of the filter 10 are not limited to the number and length of the electrode fingers shown in FIG.
  • the display of the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107 is omitted in order to explain the structures of the IDT electrodes 111 and 121 and the comb-tooth capacitive electrode 105 in detail.
  • the switch SW is also schematically illustrated in the same drawing, the arrangement and structure of the switch SW are not particularly limited.
  • the switch SW is different from each resonator and the comb-teeth capacitance electrode 105. It may be configured as a chip.
  • the arrangement of the input electrode In, the output electrode Out, the ground electrode GND, and the switch connection electrode Sc shown in FIG. 2 is not limited in FIG.
  • the characteristic comparison between the capacitance value and the capacitance Q value shown below is obtained by changing the electrode parameters for the comb capacitance C1 in which the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107 are not arranged.
  • the relative difference obtained by the above characteristic comparison is also obtained in the comb-tooth capacitance C1 according to the present embodiment in which the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107 are arranged. This is applied in the comb tooth capacity C1 according to the above.
  • each resonator constituting the filter 10 is an elastic wave resonator using an elastic wave.
  • the filter 10 can be constituted by the IDT electrode formed on the substrate 102, a small and low-profile filter circuit having a high steep passage characteristic can be realized.
  • the series arm resonator s1 includes an IDT electrode 111, a pair of reflectors 112, and a substrate 102.
  • the parallel arm resonator p1 includes an IDT electrode 121 including a plurality of electrode fingers 121a, a pair of reflectors 122, and a substrate 102.
  • the IDT electrode 121 of the parallel arm resonator p1 is composed of an electrode film 101, and the electrode film 101 is formed on the substrate 102. Note that specific structures of the electrode film 101 and the substrate 102 will be described later.
  • the IDT electrode 121 includes a plurality of electrode fingers 121a and a set of bus bar electrodes arranged to face each other with the plurality of electrode fingers 121a interposed therebetween, and the plurality of electrode fingers 121a is one of the set of bus bar electrodes. And are alternately connected to the other.
  • the plurality of electrode fingers 121a are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction.
  • the wavelength of the excited elastic wave is defined by the design parameters of the IDT electrode 121 and the like.
  • design parameters of the IDT electrode 121 will be described.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ p1 of the electrode finger 121a connected to one bus bar electrode among the plurality of electrode fingers 121a.
  • the electrode finger pitch (pitch of the plurality of electrode fingers 121a, that is, the electrode finger cycle) Pp1 is 1 ⁇ 2 of the repetition cycle ⁇ p1
  • the line width of the electrode finger 121a is Wp1
  • the crossing width Lp1 of the IDT electrode 121 is an overlapping electrode when the electrode finger 121a connected to one of the pair of bus bar electrodes and the electrode finger 121a connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave.
  • the electrode duty (duty ratio) is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 121a, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 121a, that is, Wp1 / ( Wp1 + Sp1). That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers 121a to the electrode finger pitch (the pitch of the plurality of electrode fingers 121a), that is, Wp1 / Pp1.
  • the number of pairs is the number of electrode fingers 121a that make a pair, and is approximately half of the total number of electrode fingers 121a.
  • the film thickness of the electrode finger 121a is the thickness Tp1 of the electrode film 101 that forms the electrode finger 121a.
  • the comb-tooth capacitive electrode 105 is composed of a plurality of electrode fingers 131a. As shown in FIGS. 5A and 5C, the comb-teeth capacitive electrode 105 is composed of the electrode film 101 in the same manner as the IDT electrode 121. That is, the comb-teeth capacity electrode 105 constituting the comb-teeth capacity C1 is formed on the same substrate 102 as the IDT electrode 121 constituting the parallel arm resonator p1. The comb-teeth capacitive electrode 105 and the IDT electrode 121 may be formed on different substrates.
  • Comb electrode 105 has a plurality of electrode fingers 131a and a set of bus bar electrodes arranged to face each other across the plurality of electrode fingers 131a, and the plurality of electrode fingers 131a is a set of bus bar electrodes. It is configured by being alternately connected to one and the other.
  • the plurality of electrode fingers 131a are formed along the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • characteristics such as a capacitance value and a Q-value are defined by the design parameters of the comb-tooth capacitance electrode 105.
  • design parameters of the comb-tooth capacitive electrode 105 will be described.
  • the electrode duty is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 131a, and the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 131a, that is, Wc1 / ( Wc1 + Sc1). That is, the electrode duty is defined by the ratio of the width of the plurality of electrode fingers 131a to the pitch of the plurality of electrode fingers 131a, that is, Wc1 / Pc1.
  • the film thickness of the electrode finger 131a is the thickness Tc1 of the electrode film 101 that forms the electrode finger 131a.
  • the comb-teeth capacitive electrode 105 constituting the comb-teeth capacitor C1 and the IDT electrode of the first acoustic wave resonator connected to the comb-teeth capacitor C1 (in this embodiment, the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1) 121) will be described in comparison.
  • the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C1 is narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1 (first acoustic wave resonator). That is, Pc1 ⁇ Pp1 is satisfied.
  • the pitch of the plurality of electrode fingers 131a in the comb-tooth capacitance C1 is 80% or less of the pitch of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1 (first acoustic wave resonator) (that is, Pc1 ⁇ 0.8 ⁇ ).
  • Pp1 0.4 ⁇ ⁇ p1) is preferable.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers 131a in the comb tooth capacitance C1 is thinner than the film thickness of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1. That is, Tc1 ⁇ Tp1 is satisfied.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a is preferably 40% or less (that is, Tc1 ⁇ 0.40 ⁇ Pc1) with respect to the electrode finger pitch Pc1.
  • the film thickness Tp1 of the electrode finger 121a is preferably 40% or less (that is, Tp1 ⁇ 0.40 ⁇ Pp1) with respect to the electrode finger pitch Pp1.
  • the lower limit of the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a is not particularly limited, but is, for example, 15% or more of the electrode finger pitch Pc1 (that is, 0.15 ⁇ Pc1 ⁇ Tc1).
  • the lower limit of the film thickness Tp1 of the electrode finger 121a is not particularly limited. For example, it is 15% or more of the electrode finger pitch Pp1 (that is, 0.15 ⁇ Pp1 ⁇ Tp1).
  • the electrode duty of the comb capacitance C1 is preferably larger than the electrode duty of the parallel arm resonator p1. That is, it is preferable that the comb tooth capacitance C1 and the parallel arm resonator p1 satisfy Wc1 / Pc1> Wp1 / Pp1.
  • the capacitance value per unit area of the comb-tooth capacitance C1 can be increased, so that downsizing and space saving can be achieved.
  • the electrode finger pitch, the film thickness, the electrode duty, etc. are not necessarily uniform, and may not vary due to variations due to manufacturing processes. It may be uniform or non-uniform for adjustment of characteristics or the like.
  • the comb-tooth capacitance C1 and the parallel arm resonator p1 are when the comb-tooth electrode 131 and the part of the IDT electrode 121 constituting these do not satisfy the relationship such as the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode duty described above. There is also.
  • the above-described relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode duty between the comb-tooth capacitance C1 and the parallel arm resonator p1 only needs to be substantially established.
  • it is parallel to the average value of the comb-tooth capacitance C1.
  • What is necessary is just to be materialized with the average value of the arm resonator p1.
  • the electrode finger 121a of the IDT electrode 121 and the electrode finger 131a of the comb electrode 131 are configured by the common electrode film 101 except for the difference in film thickness. It may be composed of electrode films having different compositions and the like.
  • FIG. 6A is a cross-sectional view of the electrode film 101 constituting the electrode finger 121a of the IDT electrode 121 and the electrode finger 131a of the comb-tooth capacitive electrode 105 and the surrounding structure in the present embodiment.
  • the electrode film 101 includes, in order from the substrate 102 side, a metal film 211 made of NiCr, a metal film 212 made of Pt, a metal film 213 made of Ti, and a metal film made of AlCu. 214 and a metal film 215 made of Ti are stacked.
  • the substrate 102 is made of, for example, LiNbO 3 piezoelectric single crystal.
  • the electrode film 101 is covered with a protective layer for the purpose of protecting the electrode film 101 from the external environment, adjusting the frequency temperature characteristics, and improving the moisture resistance.
  • the protective layer is formed by laminating a protective layer 103 made of SiO 2 and a protective layer 104 made of SiN in this order from the substrate 102 side.
  • Table 1 shows the details of the film thickness at this time.
  • an electromechanical coupling coefficient adjustment film 103a may be provided between the electrode film 101 and the substrate 102 as shown in FIG. 6B.
  • the electromechanical coupling coefficient adjusting film 103a is made of SiO 2 .
  • the structure of the electrode film 101 is not limited to the structure shown in FIGS. 6A and 6B, and may be the structure shown in FIG. 6C.
  • the electrode film 101 shown in the figure is formed by the metal film 213 and the metal film 214 described above.
  • the substrate 102 is made of LiTaO 3 piezoelectric single crystal.
  • a protective layer 103b having a thickness smaller than that of the protective layer 103 described above is provided.
  • the configuration of the electrode film 101 that forms the electrode fingers 121a of the IDT electrodes 121 and the electrode fingers 131a of the comb-tooth capacitive electrodes 105 is not limited to these.
  • the electrode film 101 may not be a stacked structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the material which comprises each metal film and each protective layer is not limited to the material mentioned above.
  • the electrode film 101 may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, and is made of a plurality of laminated bodies made of the above metals or alloys. May be.
  • the substrate 102 may be made of, for example, KNbO 3 piezoelectric single crystal, crystal, or piezoelectric ceramic.
  • the configuration of the protective layer and the electromechanical coupling coefficient adjusting film is not limited to the above-described configuration.
  • the protective layer and the electromechanical coupling coefficient adjustment film include a dielectric or an insulator such as SiO 2 , SiN, AlN, polyimide, or a laminate thereof. It doesn't matter.
  • the protective layers 103 and 104 may not be formed.
  • the filter 10 has the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator) and the parallel finger resonator p1 (first elastic wave resonator) and the parallel finger resonator p1 (first armature wave resonator C1) with the electrode finger pitch and the film thickness satisfying the above-described relationship.
  • the Q value of the first acoustic wave resonator) and the Q value of the comb tooth capacitance C1 can be ensured.
  • the configuration of the typical comb-tooth capacity is the same as that of the comb-tooth capacity C1 except that the numerical range of the design parameters is not limited to the numerical range of the comb-tooth capacity C1.
  • the characteristic comparison between the capacitance value and the capacitance Q value shown below is obtained by changing the electrode parameters for the comb capacitance C1 in which the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107 are not arranged.
  • the relative difference obtained by the following characteristic comparison is also obtained for the comb-tooth capacitance C1 having the intermediate layer 106 and the three-dimensional wiring 107, and based on the relative difference. It is possible to define the electrode parameters of the comb-tooth capacitance C1 according to the present embodiment.
  • FIG. 7A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch Pc1 of the comb tooth capacitance and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 7B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch Pc1 of the comb-tooth capacity and the Q value (capacitance Q) in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the electrode finger pitch Pc1 is set to 0.75, 1.75, 2.50, 4.00 (all in ⁇ m). .
  • the capacitance value referred to here is a capacitance value (capacitance value) in a low frequency range in which the influence of self-resonance of the comb-tooth capacitance can be almost ignored.
  • the Q value (capacitance Q) of the comb-tooth capacitance generally decreases as the frequency increases, but locally decreases at the self-resonance point. For this reason, by narrowing the electrode finger pitch Pc1 and driving the self-resonance point of the comb-tooth capacity to a higher frequency side than the pass band of the filter 10, the Q value of the comb-tooth capacity in the pass band can be increased.
  • the resonance point of the first acoustic wave resonator in which the frequency of the self-resonance point is connected to the comb capacitance without passing through another acoustic wave resonator or It may coincide with the frequency of the antiresonance point. That is, the frequency at the resonance point or antiresonance point of the first acoustic wave resonator may coincide with the frequency at which the capacitance Q is locally reduced.
  • the resonance point or antiresonance point obtained by the combined characteristic of the first acoustic wave resonator and the comb tooth capacitance is required because the Q value is lowered due to the reduction of the Q value of the comb tooth capacitance. It is difficult to ensure the Q value. For this reason, by narrowing the electrode finger pitch Pc1 and driving the self-resonance point of the comb-tooth capacitance to a higher frequency side than the resonance frequency and antiresonance frequency of the first acoustic wave resonator, the first acoustic wave resonator and the comb The required Q value can be ensured by suppressing the decrease in the Q value of the composite characteristic with the tooth capacity.
  • the electrode finger pitch Pp1 of the parallel arm resonator p1 connected to the comb-tooth capacitor C1 is 2.2 ⁇ m.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the comb-tooth capacitance C1 is 2.2 ⁇ m.
  • the self-resonance point of the comb-tooth capacitance C1 can be sufficiently driven from the 800 MHz band to the high frequency side. . Therefore, both the Q value of the parallel arm resonator p1 and the Q value of the comb tooth capacitance C1 can be ensured.
  • the smaller the finger pitch Pc1 the smaller the comb capacitance can be maintained while maintaining the capacitance value. Therefore, it is possible to reduce the size and space of a filter having the comb capacitance.
  • FIG. 8A is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 and the capacitance value of the electrode finger having a comb tooth capacity in a typical example.
  • FIG. 8B is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger having the comb-tooth capacity and the capacity Q in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the ratio of the film thickness Tc1 to the electrode finger pitch Pc1 is 0.15, 0.20, 0.25, and 0.30.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger may be appropriately determined from the viewpoint of manufacturing.
  • the upper limit of the electrode finger film thickness Tc1 is limited by the electrode finger pitch Pc1 for manufacturing reasons, and specifically, it should be designed to be 40% or less of the electrode finger pitch Pc1.
  • the film thickness Tc1 is made too thick, the variation of the line width Wc1 of the electrode finger becomes large, and if the film thickness Tc1 is made too thin, the resistance of the electrode finger becomes large, so the film thickness Tc1 is 20% of the electrode finger pitch Pc1. It is preferable to be before and after. Here, around 20% includes not only 20% but also an error range of about several percent.
  • FIG. 9A is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger of the comb tooth capacity and the capacitance value in a typical example.
  • FIG. 9B is a graph showing the relationship between the film thickness Tc1 of the electrode finger having a comb tooth capacity and the capacity Q in a typical example. Specifically, these figures show frequency characteristics when the electrode duty is 0.40, 0.50, 0.60, and 0.70.
  • the capacitance value increases as the electrode duty increases.
  • FIG. 9B there is no noticeable change in the capacitance Q even when the electrode duty is changed.
  • the comb-teeth capacity can be increased in capacity per unit area by increasing the electrode duty, so that the size and the space can be reduced.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the plurality of electrode fingers 131a in the comb tooth capacitance C1 is equal to the plurality of electrodes in the parallel arm resonator p1 (first acoustic wave resonator). It may be narrower than the electrode finger pitch Pp1 of the finger 121a, and the film thickness Tc1 of the plurality of electrode fingers 131a in the comb-tooth capacitance C1 may be thinner than the film thickness Tp1 of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the comb-tooth capacitance C1 is made narrower than the electrode finger pitch Pp1 of the parallel arm resonator p1, and the self-resonance point of the comb-tooth capacitance C1 is driven higher than the pass band of the filter 10.
  • the Q value of the comb tooth capacitance C1 in the pass band can be increased.
  • the parallel arm resonator p1 When the frequency of the self-resonance point of the comb-tooth capacitance C1 matches the frequency of the resonance point or antiresonance point of the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator), the parallel arm resonator p1 The Q value of the resonance point or antiresonance point obtained by the combined characteristics of the parallel arm resonator p1 and the comb-tooth capacitance C1 due to the decrease in the capacitance Q of the comb-tooth capacitance C1 connected to itself without going through the acoustic wave resonator Will fall.
  • the required Q value can be ensured by suppressing the decrease in the Q value of the composite characteristics.
  • the electrode finger pitch is limited by the film thickness of the electrode finger.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the comb tooth capacitance C1 can be made narrower by making the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a in the comb tooth capacitance C1 smaller than the film thickness Tp1 of the electrode finger 121a in the parallel arm resonator p1. It becomes easy to secure both the Q value of the parallel arm resonator p1 and the Q value of the comb tooth capacitance C1. Therefore, according to the filter 10 according to the present embodiment, it is possible to secure both the Q value of the parallel arm resonator p1 and the Q value of the comb capacitance C1, thereby suppressing the loss in the passband and reducing the attenuation slope. Steepness can be increased.
  • the comb-tooth capacitance C1 is connected to the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator) without passing through another elastic wave resonator.
  • a parallel arm resonator p1 is particularly susceptible to the Q value of the comb-tooth capacitance C1 in the combined characteristics with the comb-tooth capacitance C1. Therefore, setting the electrode finger pitch and the film thickness of the parallel arm resonator p1 and the comb-tooth capacitance C1 to the above relationship (Pc1 ⁇ Pp1 and Tc1 ⁇ Tp1) suppresses a loss in the passband and reduces the attenuation slope. It is particularly useful for increasing the steepness of.
  • the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a of the comb-tooth capacity C1 is 40% or less of the electrode finger pitch Pc1 (pitch of the electrode finger 131a) of the comb-tooth capacity C1.
  • the upper limit of the film thickness Tc1 of the electrode finger 131a is limited by the electrode finger pitch Pc1 for manufacturing reasons. For this reason, the comb-tooth capacity
  • the electrode finger pitch Pc1 of the comb-tooth capacitance C1 is 80% or less of the electrode finger pitch Pp1 of the parallel arm resonator p1 (first acoustic wave resonator). Also good.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the comb-tooth capacitance C1 increases and approaches the electrode finger pitch Pp1 of the parallel arm resonator p1, the following problem may occur.
  • the frequency of the self-resonance point of the comb-tooth capacitance C1 approaches the anti-resonance frequency of the parallel-arm resonator p1
  • the combination of the parallel-arm resonator p1 and the comb-tooth capacitance C1 due to the decrease in the capacitance Q at the self-resonance point.
  • the Q value of the antiresonance point obtained by the characteristics can be lowered. Therefore, by setting the electrode finger pitch Pc1 of the comb tooth capacitance C1 within an appropriate range, the Q value obtained by the combined characteristics of the parallel arm resonator p1 and the comb tooth capacitance can be more reliably ensured.
  • the parallel arm resonator p1 (first acoustic wave resonator) and the comb-tooth capacitor C1 are provided with the input / output terminal 11m (first input / output terminal) and the input / output terminal 11n.
  • a parallel arm provided on one of the first path connecting (second input / output terminal) and the second path connecting the node x1 on the first path and the ground (second path in the present embodiment).
  • the resonance circuit 21 (first resonance circuit) may be configured. Further, it is provided on the other of the first path and the second path (first path in the present embodiment), and includes one or more second elastic wave resonators that form a passband together with the parallel arm resonance circuit 21.
  • a second resonance circuit (in this embodiment, a series arm resonance circuit including one series arm resonator s1) may be provided.
  • a bandpass filter is formed using the parallel arm resonance circuit 21 in which both the Q value of the parallel arm resonator p1 and the Q value of the comb-tooth capacitance C1 are ensured. Can be realized.
  • the difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency can be reduced compared to the characteristic constituted only by the parallel arm resonator p1, and therefore, the steep (high selectivity) ) Attenuation characteristics can be obtained.
  • the parallel arm resonance circuit 21 (first resonance circuit) includes the input / output terminal 11m (first input / output terminal) and the input / output terminal 11n (second input / output terminal). May be provided on the second path connecting the node x1 on the first path connecting to the ground.
  • the filter 10 has a switch SW (switch element) that constitutes the frequency variable circuit 11 together with the comb-tooth capacitance C1, and the frequency variable circuit 11 is connected in series with the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator). It may be.
  • the parallel arm resonator p1 first elastic wave resonator
  • the parallel arm resonator p1 has a resonance frequency on the lower side of the pass band and an anti-resonance frequency in the pass band. For this reason, the attenuation pole on the low frequency side of the pass band can be shifted in accordance with the on / off of the switch SW.
  • the configuration of the filter 10 according to the present embodiment can be applied to the configuration of other tunable filters. Therefore, the configuration and filter characteristics of other tunable filters will be described below as modified examples of the present embodiment.
  • the frequency variable circuit 11 has been described by taking the parallel connection circuit of the switch SW and the comb-tooth capacitor C1 as an example.
  • the frequency variable circuit is not limited to such a configuration.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of a filter 10A according to the first modification of the first embodiment.
  • the filter 10A shown in the figure further includes an inductor L connected in series to the switch SW as compared with the filter 10 shown in FIG. 1A.
  • the frequency variable circuit 11A is configured by connecting a circuit in which the switch SW and the inductor L are connected in series to the comb-tooth capacitor C1 in parallel. Further, the frequency variable circuit 11A is connected to the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator), so that a parallel arm resonance circuit 21A (first resonance circuit) is configured.
  • connection order of the switch SW and the inductor L is not particularly limited, and may be the reverse of the connection order of FIG. 10A.
  • FIG. 10B is a graph showing the pass characteristic of the filter 10A according to the first modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21A and the resonance frequency of the series arm resonance circuit are brought close to each other to form a pass band.
  • the filter 10A according to the present modification can expand the frequency variable width of the passband as compared with the filter 10 according to the first embodiment.
  • the frequency variable width of the pass band of the filter 10A depends on the constants of the comb-tooth capacitance C1 and the inductor L.
  • the inductor may be a variable inductor using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems). As a result, the frequency variable width can be finely adjusted.
  • such a comb-tooth capacity C1 and an inductor L may be provided in reverse.
  • a circuit in which the switch SW and the comb capacitor C1 are connected in series may be connected in parallel to the inductor L. According to such a configuration, the shift direction of the attenuation pole when the switch SW is turned on / off is opposite to that of the filter 10A according to the first modification.
  • one parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator) is provided between the node x1 and the ground.
  • a parallel arm resonator (third elastic wave resonator) different from the parallel arm resonator p1 may be provided between the node x1 and the ground.
  • FIG. 11A is a circuit configuration diagram of a filter 10B according to the second modification of the first embodiment.
  • the filter 10B shown in the figure includes a parallel arm resonance circuit 21B (first resonance circuit) instead of the parallel arm resonance circuit 21 (first resonance circuit) included in the filter 10 shown in FIG. 1A.
  • the parallel arm resonance circuit 21B is further connected in parallel with the parallel arm resonator p1 (first elastic wave resonator) between the node x1 and the grant, as compared with the parallel arm resonance circuit 21, and the parallel arm resonator 21B.
  • a parallel arm resonator p2 (third elastic wave resonator) having a resonance frequency and an antiresonance frequency different from p1 is included.
  • the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected to one node x1 on the series arm connecting the input / output terminal 11m and the input / output terminal 11n.
  • the filter 10B can frequency-shift at least one of the attenuation pole on the low pass band side and the attenuation pole on the high pass band side.
  • “one node” includes not only one point on the transmission line but also two different points located on one transmission line without using a resonator or an impedance element.
  • the parallel arm resonator p2 has a higher resonance frequency and anti-resonance frequency than the parallel arm resonator p1
  • the frequency variable circuit 11 has a parallel arm resonance among the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2. Only the child p1 is connected in series. That is, the parallel arm resonator p2 is connected in parallel to a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the frequency variable circuit 11 are connected in series.
  • the parallel arm resonance circuit 21B configured as described above has a minimum impedance at the resonance frequencies of the parallel arm resonators p1 and p2. That is, the parallel arm resonance circuit 21B has two resonance frequencies. Further, the parallel arm resonance circuit 21B has a maximum impedance in a frequency band between the two resonance frequencies and in a frequency band higher than the two resonance frequencies. That is, the parallel arm resonance circuit 21B has two anti-resonance frequencies.
  • FIG. 11B is a graph showing the pass characteristic of the filter 10B according to the second modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off.
  • the low-frequency side anti-resonance frequency of the two anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21B and the resonance frequency of the series arm resonance circuit (in this modification, the series arm resonator s1) are close to each other and pass. Form a band.
  • the comb-tooth capacitance C1 is added to the parallel arm resonator p1 only when the switch SW is off. For this reason, the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21B is shifted to the high frequency side than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 alone when the switch SW is turned off. Further, the anti-resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm resonance circuit 21B is shifted to the high frequency side when the switch SW is on than when the switch SW is on.
  • the attenuation pole on the low band side of the pass band of the filter 10B is defined by the anti-resonance frequency on the low band side of the parallel arm resonance circuit 21B.
  • the steepness of the attenuation slope on the low pass side of the pass band is defined by the difference frequency between the low frequency side resonance frequency and the low frequency side anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21B. Therefore, as shown in the figure, when the switch SW is switched from ON to OFF, the filter 10B drops the shoulder on the low-pass band while shifting the attenuation pole on the low-pass band side to the high-frequency side. The pass band can be shifted to the high frequency side without any problem.
  • the frequency variable circuit 11 is connected in series only to the parallel arm resonator p1 out of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the frequency variable circuit 11 may be connected in series only to the parallel arm resonator p2 of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the first acoustic wave resonator connected to the comb-tooth capacitor C1 without passing through another acoustic wave resonator is disposed at a lower frequency side than the pass band of the filter.
  • the parallel arm resonator p1 having the resonance frequency has been described as an example.
  • a parallel arm resonator p2 having a resonance frequency higher than the pass band of the filter will be described as an example of the first elastic wave resonator.
  • the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C1 is narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p2 (first elastic wave resonator).
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers 131a in the comb tooth capacitance C1 is thinner than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the parallel arm resonator p2.
  • FIG. 12A is a circuit configuration diagram of a filter 10C according to the third modification of the first embodiment.
  • the frequency variable circuit 11 includes a parallel arm resonance of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • a parallel arm resonance circuit 21C (first resonance circuit) connected in series only to the child p2 is provided.
  • the parallel arm resonator p1 having a resonance frequency and an antiresonance frequency lower than that of the parallel arm resonator p2 (first elastic wave resonator) is connected in parallel to the parallel arm resonator p2, and the parallel arm
  • the resonator p2 corresponds to a third elastic wave resonator having a different resonance frequency and antiresonance frequency.
  • FIG. 12B is a graph showing pass characteristics of the filter 10C according to the third modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off.
  • the filter 10C similarly to the filter 10B, the low-frequency side anti-resonance frequency of the two anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21C and the resonance frequency of the series arm resonance circuit (in this modification, the series arm resonator s1) To form a passband.
  • the comb-tooth capacitance C1 is added to the parallel arm resonator p2 only when the switch SW is off.
  • the resonance frequency on the high frequency side shifts to a higher frequency side than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 alone when the switch SW is turned off.
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm resonance circuit 21C is shifted to the high frequency side when the switch SW is off than when the switch SW is on.
  • the attenuation pole on the high band side of the pass band of the filter 10C is defined by the anti-resonance frequency on the high band side of the parallel arm resonance circuit 21C.
  • the steepness of the attenuation slope on the high side of the pass band is defined by the difference frequency between the high side resonance frequency and the low side anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit 21C. Therefore, as shown in the figure, when the switch SW is switched from ON to OFF, the filter 10C drops the shoulder on the low band side while shifting the attenuation pole on the high band side to the high band side. The pass band can be shifted to the high frequency side without any problem.
  • the filter 10B includes the frequency variable circuit 11 connected in series only to the parallel arm resonator p1 out of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the filter 10C includes the frequency variable circuit 11 connected in series only to the parallel arm resonator p2 out of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the filter may include both such frequency variable circuits 11.
  • FIG. 13A is a circuit configuration diagram of a filter 10D according to the fourth modification of the first embodiment.
  • the filter 10D shown in the figure includes a frequency variable circuit 11a corresponding to the frequency variable circuit 11 included in the filter 10B illustrated in FIG. 11A, and a frequency variable circuit 11b corresponding to the frequency variable circuit 11 included in the filter 10C illustrated in FIG. With both. That is, the parallel arm resonance circuit 21D (first resonance circuit) in this modification is connected in series to only one of the parallel arm resonators p1 and 2 (first elastic wave resonator and third elastic wave resonator). A frequency variable circuit 11a and a frequency variable circuit 11b connected in series only to the other of the parallel arm resonators p1 and 2 (first elastic wave resonator and third elastic wave resonator) are provided.
  • FIG. 13B is a graph showing the pass characteristic of the filter 10D according to the fourth modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when both the switches SW1 and SW2 are on / off.
  • the comb-tooth capacitance C1 is added to the parallel arm resonator p1 only when the switch SW1 is off.
  • the comb-tooth capacitance C2 is added to the parallel arm resonator p2 only when the switch SW2 is off.
  • the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21D is shifted to the high frequency side than the resonance frequency of the single parallel arm resonator p1 when the switch SW1 is turned off.
  • the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21D is shifted to the high frequency side than the resonance frequency of the single parallel arm resonator p2 when the switch SW2 is turned off.
  • the anti-resonance frequency on the low frequency side of the parallel arm resonance circuit 21D is shifted to the high frequency side when both the switches SW1 and SW2 are on when at least one of the switches SW1 and SW2 is off.
  • the filter 10D shifts the attenuation poles on the high side of the passband and the low side of the passband to the high side by switching both the switches SW1 and SW2 from on to off,
  • the pass band can be shifted to the high band side without dropping the shoulders of the high band band and the low band band.
  • the filter 10D can shift the center frequency while maintaining the bandwidth, for example.
  • the frequency variable circuits 11a and 11b have comb-tooth capacitors C1 and C2.
  • the frequency variable circuit 11a is considered in consideration of the pass characteristic and size required for the filter 10D.
  • 11b may have a variable capacitor such as a variable capacitance formed on the substrate 102 or a variable gap and DTC (Digital Tunable Capacitor), for example, instead of the comb capacitance.
  • the filter 10D may not turn on / off both the switches SW1 and SW2, and may individually turn them on / off. However, when both the switches SW1 and SW2 are turned on / off, the number of control lines for controlling the switches SW1 and SW2 can be reduced, so that the configuration of the filter 10D can be simplified.
  • the high band end of the pass band can be varied according to the on / off state of the switch SW2 connected in series to the parallel arm resonator p2. Further, the low band end of the pass band can be varied according to the on / off state of the switch SW1 connected in series to the parallel arm resonator p1.
  • the switch SW1 and SW2 By turning both the switches SW1 and SW2 on or off, it is possible to shift both the low band end and the high band end of the pass band to the low band side or the high band side. That is, the center frequency of the pass band can be shifted to the low frequency side or the high frequency side. Also, by turning one of the switches SW1 and SW2 from on to off and the other from off to on, both the low band end and the high band end of the pass band are shifted so that these frequency differences are widened or narrowed. be able to. That is, the pass band width can be varied while making the center frequency of the pass band substantially constant.
  • the other of the low band end and the high band of the pass band is fixed in a state where one of the low band end and the high band end is fixed. Can be shifted to the side. That is, the low band end or high band end of the pass band can be varied.
  • the filter 10D includes the frequency variable circuit 11a connected in series only to the parallel arm resonator p1 among the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2, and the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the frequency variable circuit 11b connected in series only to the parallel arm resonator p2
  • the degree of freedom of varying the passband can be increased.
  • the frequency variable circuit 11 is connected in series only to the parallel arm resonator p1 out of the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the frequency variable circuit 11 is connected in series only to the parallel arm resonator p2 among the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2.
  • the frequency variable circuit 11 may be connected in series to a circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram of a filter 10E according to the fifth modification of the first embodiment.
  • the filter 10E shown in the figure includes a parallel arm resonance circuit 21E (first resonance circuit) having a frequency variable circuit 11 connected in series to a circuit in which a parallel arm resonator p1 and a parallel arm resonator p2 are connected in parallel. ).
  • the electrode finger pitch of the comb-tooth capacitance C1 is narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p1 and narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonator p2. Further, the film thickness of the plurality of electrode fingers 131a in the comb-tooth capacitance C1 is thinner than the film thickness of the plurality of electrode fingers 121a in the parallel arm resonator p1, and the film thickness of the plurality of electrode fingers in the parallel arm resonator p2. thin. As a result, the Q value can be secured for both the parallel arm resonators p1 and p2.
  • the electrode finger pitch of the comb tooth capacitance C1 may be smaller than the electrode finger pitch of one of the parallel arm resonators p1 and p2, and may be larger than the electrode finger pitch of the other parallel arm resonator.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers 131a in the comb-tooth capacitance C1 may be smaller than the film thickness of the one parallel arm resonator and thicker than the film thickness of the plurality of electrode fingers in the other parallel arm resonator. It doesn't matter.
  • FIG. 14B is a graph showing the pass characteristic of the filter 10E according to the fifth modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off.
  • the filter 10E similarly to the filter 10B, the low-frequency side anti-resonance frequency of the two anti-resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21E and the resonance frequency of the series arm resonance circuit (in this modification, the series arm resonator s1) To form a passband.
  • the comb tooth capacitance C1 is added to both the parallel arm resonators p1 and p2 only when the switch SW is off. For this reason, the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21C is shifted to the high frequency side than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 alone when the switch SW is turned off. In addition, the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm resonance circuit 21C is shifted to a frequency higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 alone when the switch SW is turned off.
  • the anti-resonance frequency on the lower side of the parallel arm resonance circuit 21C is that the frequency variable circuit 11 is connected in series to the circuit in which the parallel arm resonator p1 and the parallel arm resonator p2 are connected in parallel. No shift when switch SW is off. Therefore, as shown in the figure, the filter 10E can shift both attenuation poles on both sides of the pass band to the high band side by switching the switch SW from on to off.
  • the frequency variable circuit may be provided in the series arm resonance circuit. Therefore, in the present modification, the series arm resonator s1 will be described as an example of the first elastic wave resonator, the series arm resonance circuit will be described as an example of the first resonance circuit, and the parallel arm resonance circuit ( In this modification, the parallel arm resonator p1) will be described as an example.
  • FIG. 15A is a circuit configuration diagram of a filter 10F according to the sixth modification of the first embodiment.
  • the switch SW is connected in series with the comb-tooth capacitor C1, and constitutes the frequency variable circuit 11F together with the comb-tooth capacitor C1.
  • the frequency variable circuit 11F is connected in parallel to the series arm resonator s1 (first elastic wave resonator). That is, in the filter 10F, compared to the filter 10 shown in FIG. 1A, the frequency variable circuit 11F configured by connecting the comb capacitance C1 and the switch SW in series is connected in parallel to the series arm resonator s1.
  • the series arm resonator s1 first elastic wave resonator
  • FIG. 15B is a graph showing the pass characteristic of the filter 10F according to the sixth modification of the first embodiment. Specifically, this figure is a graph showing a comparison of pass characteristics when the switch SW is on / off.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit (parallel arm resonator p1 in this modification) and the resonance frequency of the series arm resonance circuit 21F are close to each other to form a pass band.
  • the filter 10F can shift the attenuation pole on the high frequency side of the pass band to the high frequency side by switching the switch SW from on to off.
  • the comb capacitance C1 is formed on the comb capacitance electrode 105 formed of a plurality of electrode fingers formed on the substrate 102 and the comb capacitance electrode 105.
  • An intermediate layer 106 made of an insulating material or a dielectric, and a three-dimensional wiring 107 formed on the intermediate layer 106 and connected to the wiring formed on the substrate 102.
  • the layout area of the filters 10A to 10F can be reduced and the size can be reduced.
  • the degree of freedom of terminal arrangement including input / output terminals and ground terminals is improved.
  • excitation of unnecessary elastic waves due to the comb-tooth capacitance C1 is suppressed, and the frequency characteristics of the comb-tooth capacitance C1 are improved, so that the pass characteristics of the filters 10A to 10F are improved.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of the filter 20 according to the second embodiment.
  • the filter 20 shown in the figure filters, for example, a high-frequency signal input from the antenna element 2 (see FIG. 17) to the ANT terminal (first input / output terminal) in a predetermined pass band, and a low noise amplifier (FIG. 17). Output from the LNA terminal (second input / output terminal) connected to the reference. At this time, the filter 20 switches a predetermined pass band in accordance with a control signal input to the control terminals CTL1 to CTL5 from a control unit such as the RFIC 3 (see FIG. 17).
  • the filter 20 is an elastic wave device having a ladder filter structure including series arm resonators s22 to s25, parallel arm resonators p21a to p25b, and parallel arm resonators p22b to p24b.
  • the filter 20 further includes comb-tooth capacitors C22a to C24a individually connected in series to the parallel arm resonators p22a to p24a, and comb-tooth capacitors C22b individually connected to the parallel arm resonators p22b to p24b, respectively.
  • C24b To C24b.
  • the filter 20 is further individually connected in parallel with the comb-tooth capacitors C22a to C24a, and the switches SW1 to SW3 and the comb-tooth capacitors C22b to C24b constituting the frequency variable circuit together with the comb-tooth capacitors C22a to C24a. Switches SW4 to SW6 that are individually connected in parallel and constitute frequency variable circuits together with the comb capacitors C22b to C24b.
  • the filter 20 further includes a circuit in which an inductor L25 and a switch SW7 are connected in series to connect the LNA terminal and the ground.
  • the switch SW1 is turned on / off by a control signal input to the control terminal CTL1.
  • the switches SW2 and SW3 are turned on / off by a control signal input to the control terminal CTL2.
  • the switch SW4 is turned on / off by a control signal input to the control terminal CTL3.
  • the switches SW5 and SW6 are turned on / off by a control signal input to the control terminal CTL4.
  • the switch SW7 is turned on / off by a control signal input to the control terminal CTL5.
  • At least one of the comb-tooth capacitors C22a to C24a and C22b to C24b includes a comb-tooth capacitor electrode formed of a plurality of electrode fingers formed on a piezoelectric substrate, and the comb-tooth capacitor electrode.
  • the layout area of the filter 20 can be reduced and the size can be reduced.
  • the degree of freedom of terminal arrangement including input / output terminals and ground terminals is improved.
  • unnecessary elastic wave excitation caused by the comb-tooth capacitance is suppressed, and the frequency characteristics of the comb-tooth capacitance are improved, so that the pass characteristics of the filter 20 are improved.
  • Table 2 shows details of design parameters (wavelength of elastic wave, electrode finger pitch, logarithm, cross width) of each resonator constituting the filter 20 according to the present embodiment. Note that the structure and film thickness of the electrode fingers in the resonator are as described in Embodiment 1 with reference to FIG. 6A (see Table 1). The ratio of the film thickness to the electrode finger pitch in the resonator is 13.2% or more and 15.2% or less. The electrode duty of the resonator is 0.50.
  • Table 3 shows details of the design parameters (electrode finger pitch, logarithm, crossover width) of the comb-tooth capacity constituting the filter 20 according to the present embodiment. Note that the structure and film thickness of the electrode fingers in the comb-tooth capacity are as described in Embodiment 1 with reference to FIG. 6A (see Table 1). In addition, the ratio of the film thickness to the electrode finger pitch in the comb tooth capacitance is 16.9%. Moreover, the electrode duty of the comb-tooth capacity is 0.55.
  • the electrode finger pitches of the comb-tooth capacitors C22a to C24a and C22b to C24b pass through the comb-tooth capacitors C22a to C24a and C22b to C24b and other elastic wave resonators. It is narrower than the electrode finger pitch of the parallel arm resonators p22a to p24b and p22b to p24b (first elastic wave resonators) connected without any gaps.
  • the film thickness of the electrode fingers in each of the comb-tooth capacitances C22a to C24a and C22b to C24b is thinner than the film thickness of the electrode fingers in the parallel arm resonators p22a to p24b and p22b to p24b (see Table 1).
  • the filter 20 can ensure both the Q value of the acoustic wave resonator and the Q value of the comb-tooth capacity in two or more stages (three stages in the present embodiment) of the multi-stage ladder filter structure. Therefore, the loss in the pass band can be suppressed while increasing the attenuation in the attenuation band.
  • FIG. 16B is a graph showing pass characteristics of the filter 20 according to the second embodiment. Specifically, this figure is a graph showing comparison of pass characteristics when the switches SW1 to SW7 are turned on / off. In the figure, the pass band corresponding to each pass characteristic and the states of the switches SW1 to SW7 at this time are shown on the upper side of the graph showing the filter pass characteristic.
  • the filter 20 switches the passband to the following (i) to (iv) by turning on / off the switches SW1 to SW7 according to the control signals input to the control terminals CTL1 to CTL5. It is possible to switch to any one of the frequency bands assigned to the indicated Band.
  • the frequency bands allocated to the following Bands are determined by the LTE standard, and detailed description thereof is omitted. Also, the following (i) to (iv) include combinations of a plurality of bands at the time of CA (carrier aggregation) in which a plurality of bands are simultaneously transmitted or received. At this time, the pass band of the filter 20 is a frequency band including a plurality of frequency bands assigned to a plurality of bands to be subjected to CA.
  • the frequency variable circuit is provided in two or more stages (three stages in the present embodiment) of the multi-stage ladder filter structure. It is possible to finely adjust the pass characteristics of the entire 20. Therefore, it is possible to switch to an appropriate band by appropriately selecting ON / OFF of the switches SW1 to SW7. In addition, by having a multi-stage filter structure, the amount of attenuation in the attenuation band can be increased.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 1 and its peripheral circuits according to the third embodiment.
  • a high-frequency front-end circuit 1 an antenna element 2, and an RF signal processing circuit (RFIC) 3 are shown.
  • the high frequency front end circuit 1, the RFIC 3 and the antenna element 2 constitute a communication device 4.
  • the antenna element 2, the high-frequency front end circuit 1, and the RFIC 3 are disposed, for example, in a front end portion of a mobile phone that supports multimode / multiband.
  • the antenna element 2 is a multiband antenna that transmits and receives a high-frequency signal and conforms to a communication standard such as LTE.
  • the antenna element 2 may not correspond to, for example, all the bands of the communication device 4, and may correspond to only the bands of the low frequency band group or the high frequency band group. Further, the antenna element 2 may not be built in the communication device 4.
  • RFIC 3 is an RF signal processing circuit that processes high-frequency signals transmitted and received by the antenna element 2. Specifically, the RFIC 3 processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element 2 via the reception-side signal path of the high-frequency front-end circuit 1 by down-conversion or the like, and performs the signal processing. The received signal generated in this way is output to a baseband signal processing circuit (not shown). Further, the RFIC 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit by up-conversion or the like, and transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) generated by the signal processing to the high-frequency front-end circuit 1. Output to the side signal path (not shown).
  • a high-frequency signal here, a high-frequency reception signal
  • the RFIC 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit by up-conversion or the like, and transmits a high-frequency signal (here,
  • the high frequency front end circuit 1 is a circuit that transmits a high frequency signal between the antenna element 2 and the RFIC 3. Specifically, the high-frequency front end circuit 1 transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) output from the RFIC 3 to the antenna element 2 via a transmission-side signal path (not shown). The high-frequency front end circuit 1 transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) received by the antenna element 2 to the RFIC 3 via the reception-side signal path.
  • a high-frequency signal here, a high-frequency transmission signal
  • the high-frequency front end circuit 1 transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) received by the antenna element 2 to the RFIC 3 via the reception-side signal path.
  • the high-frequency front-end circuit 1 includes a variable impedance matching circuit 100, a switch group 110, a filter group 120, a switch group 150, and a reception amplification circuit group 160 in order from the antenna element 2 side.
  • the switch group 110 is configured by one or more switches (a plurality of switches in the present embodiment) that connect the antenna element 2 and a filter corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown). Is done. Note that the number of filters connected to the antenna element 2 is not limited to one, and a plurality of filters may be used.
  • the filter group 120 includes one or more filters.
  • the filter group 120 includes, for example, the following first to sixth filters.
  • the first filter is a tunable filter that can handle Band29 and Band12, 67, and 13 CA.
  • the second filter is a tunable filter that can correspond to the CAs of Bands 68 and 28a, the CAs of Bands 28a and 28b, and the CAs of Bands 28a and 20, and the filter 20 according to the second embodiment can be used.
  • the third to sixth filters are all filters having a fixed pass band, the third filter corresponds to Band 20, the fourth filter corresponds to Band 27, the fifth filter corresponds to Band 26, and the sixth filter Corresponds to Band8.
  • the switch group 150 connects a filter corresponding to a predetermined band and a reception amplifier circuit corresponding to the predetermined band in the reception amplifier circuit group 160 according to a control signal from a control unit (not shown).
  • the above switches (in this embodiment, a plurality of switches) are configured. Note that the number of filters connected to the reception amplifier circuit is not limited to one, and a plurality of filters may be used.
  • the reception amplifier circuit group 160 includes one or more low noise amplifiers (a plurality of low noise amplifiers in the present embodiment) that amplify the power of the high frequency reception signals input from the switch group 150.
  • the high-frequency front-end circuit 1 configured as described above filters a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element 2 with a predetermined filter and amplifies the RFIC 3 with a predetermined low-noise amplifier. Output to. Note that the RFIC corresponding to the low band and the RFIC corresponding to the high band may be provided separately.
  • the high-frequency front-end circuit 1 includes the filter 20 according to the second embodiment as a second filter (tunable filter).
  • the filter 20 in the filter 20, at least one of the comb-teeth capacitors C22a to C24a and C22b to C24b is a comb tooth composed of a plurality of electrode fingers formed on a piezoelectric substrate.
  • the layout area of the filter 20 can be reduced, and the communication device 4 can be downsized. Further, unnecessary elastic wave excitation due to the comb-tooth capacitance is suppressed and the frequency characteristics of the comb-tooth capacitance are improved, so that the signal propagation characteristics of the communication device 4 are improved.
  • the high-frequency front-end circuit 1 includes the filter 20 (tunable filter) according to the above-described second embodiment, so that the number of filters can be reduced as compared with the case where a filter having a fixed pass band is provided. Can be
  • the high-frequency front-end circuit 1 may include a filter corresponding to any one of the first embodiment and the modification thereof as the first filter (tunable filter).
  • the configuration for reception diversity in which a plurality of filters (reception filters) are provided in the reception-side signal path as the high-frequency front-end circuit 1 has been described.
  • the configuration of the high-frequency front-end circuit is not limited to this, and may be a configuration for transmission diversity in which a plurality of filters (transmission filters) are provided in the transmission-side signal path.
  • the high-frequency front-end circuit is not limited to a diversity configuration including a plurality of reception filters or a plurality of transmission filters, and may have a configuration including only one reception filter or only one transmission filter. There may be a configuration for transmission / reception including one transmission filter and at least one reception filter.
  • the elastic wave device has a tunable (frequency variable type) filter circuit including a frequency variable circuit, but the elastic wave device according to the present invention has a frequency variable circuit.
  • the elastic wave device having a fixed pass band is also included in the present invention. That is, an acoustic wave device according to the present invention includes a piezoelectric substrate, an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on the substrate, and a comb tooth including a plurality of electrode fingers formed on the substrate. A capacitor electrode; an intermediate layer made of an insulator or a dielectric formed on the comb-teeth capacitor electrode; and a three-dimensional wiring formed on the intermediate layer and connected to the wiring formed on the substrate. It only has to be.
  • the three-dimensional wiring is arranged on the comb-teeth capacity electrode, the layout area of the acoustic wave device can be reduced and the size can be reduced. Further, the degree of freedom of terminal arrangement including input / output terminals and ground terminals is improved. Furthermore, since there is a three-dimensional wiring above the comb-shaped capacitive electrode across the intermediate layer, excitation of unnecessary elastic waves caused by the comb-shaped capacitive electrode is suppressed, and therefore, it is composed of a comb-shaped capacitive electrode and a substrate. This improves the frequency characteristics of the comb-tooth capacity and improves the passing characteristics of the acoustic wave device.
  • the communication device 4 including the above-described high-frequency front-end circuit and RFIC 3 (RF signal processing circuit) is also included in the present invention. According to such a communication device 4, it is possible to achieve low loss and high selectivity.
  • a multiplexer such as a duplexer provided with the above-described filter is also included in the present invention. That is, in a multiplexer in which a plurality of filters are commonly connected, at least one filter may be any of the above-described filters.
  • At least one of the children may be constituted by an elastic wave resonator using a bulk wave or a boundary acoustic wave.
  • the comb-tooth capacitance and the first acoustic wave resonator are connected without passing through another acoustic wave resonator.
  • the present invention is not limited to this, and the other acoustic wave resonator is used. It does not matter if it is connected. Even with such a configuration, the same effects as the configuration described above can be obtained.
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by wiring that connects the components.
  • the present invention can be widely used as a low-loss filter, multiplexer, front-end circuit, and communication device for communication devices such as mobile phones.

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Abstract

フィルタ（１０）は、圧電性を有する基板（１０２）と、基板（１０２）上に形成されたＩＤＴ電極（１２１）と、基板（１０２）上に形成されＩＤＴ電極（１２１）と電気的に接続されている配線（１０８）と、基板（１０２）上に形成された櫛歯容量電極（１０５）と、櫛歯容量電極（１０５）上に形成された絶縁体または誘電体からなる中間層（１０６）と、中間層（１０６）上に形成され配線（１０８）と接続された立体配線（１０７）とを備える。

Description

弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、弾性波共振子を有する弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　従来、弾性波共振子を有する弾性波装置において、圧電基板上に弾性波共振子を構成するＩＤＴ電極と櫛歯容量電極とが形成された構成が知られている。図１８は、特許文献１に記載された弾性波フィルタの構造を表す電極平面図である。同図に示された弾性波フィルタ４００は、圧電基板４０１上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極４０２と、反射器４０３と、入出力電極４０４および４０５と、交叉指状導体パターン（櫛歯容量電極）４１３とで構成されている。ここで、ＩＤＴ電極４０２を構成する電極指の形成方向と交叉指状導体パターン４１３を構成する電極指の形成方向とが圧電基板を平面視した場合に交差するように、ＩＤＴ電極４０２および交叉指状導体パターン４１３が配置されている。これにより、ＩＤＴ電極４０２によって励起される弾性表面波と、交叉指状導体パターン４１３とによって励起される不要波との干渉を抑制しつつ低損失のフィルタ通過特性を実現できるとしている。
特開平１－６８１１４号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された弾性波フィルタ４００では、交叉指状導体パターン４１３の電極指形成方向とＩＤＴ電極４０２の電極指形成方向とを交差させているものの、交叉指状導体パターン４１３で励振された不要波によって交叉指状導体パターン４１３における静電容量の周波数特性が悪化してしまう。これにより、フィルタ通過特性が低下してしまう。
　そこで、本発明は、不要波の発生が抑制された櫛歯容量を有する弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波装置は、少なくとも一部に圧電性を有する基板と、前記基板上に形成され、複数の電極指からなり、かつ、弾性波を励振するＩＤＴ電極と、前記基板上に形成され、前記ＩＤＴ電極と電気的に接続されている配線電極と、前記基板上に形成され、複数の電極指からなり、かつ、キャパシタを構成する櫛歯容量電極と、前記櫛歯容量電極上に形成され、絶縁体または誘電体からなる中間層と、前記中間層上に形成され、前記配線電極と接続された立体配線と、を備える。
　これにより、櫛歯容量電極上に立体配線が配置されるので、弾性波装置の配線レイアウト面積を縮小でき、小型化が可能となる。また、入出力端子およびグランド端子を含む端子配置の自由度が向上する。さらに、中間層を挟んで櫛歯容量電極の上方に立体配線があるため、櫛歯容量電極を起因とした不要な弾性波の励振が抑制されるので、櫛歯容量電極と基板とで構成される櫛歯容量の周波数特性が良化し、弾性波装置の通過特性が向上する。
　また、前記櫛歯容量電極と前記基板と前記立体配線とは、前記櫛歯容量電極で発生する弾性波の励振を抑制するとともにキャパシタとして機能してもよい。
　また、前記立体配線は、前記配線電極を介して、前記櫛歯容量電極を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されていてもよい。
　これにより、櫛歯容量電極と基板とで構成される櫛歯容量の容量値は、櫛歯容量電極および基板により規定される容量値のほか、櫛歯容量電極の他方の電極および立体配線により規定される容量値も加味される。よって、上記櫛歯容量の容量値を大きくすることが可能となる。
　また、前記立体配線は、前記基板上に形成された配線であって前記基板を平面視した場合に前記櫛歯容量電極を挟んで対向する２つの配線を接続してもよい。
　これにより、上記２つの配線は、上記平面視において櫛歯容量電極を迂回した配線で接続されることなく、立体配線にて最短で接続されるので、基板上の配線レイアウト面積を小さくできる。よって、弾性波装置のレイアウト面積を小さくでき、小型化が可能となる。
　また、前記立体配線の膜厚は、前記櫛歯容量電極を構成する前記複数の電極指の膜厚よりも厚くてもよい。
　これにより、立体配線の膜厚は、櫛歯容量のＱ値および容量値の周波数特性で最適化される櫛歯容量電極の膜厚に関係なく厚くできる。よって、立体配線の配線抵抗を低減できるので、弾性波装置の高周波信号伝搬ロスを低減できる。さらに、立体配線が櫛歯容量電極を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されている場合には、櫛歯容量の抵抗成分を低減できるので、櫛歯容量のＱ値を向上させることが可能となる。
　また、前記中間層は、酸化ケイ素、アルミナ、窒化ケイ素、およびポリイミドの少なくとも１つからなっていてもよい。
　これによれば、中間層材料として上記材料から選択できるので、櫛歯容量の容量値の調整自由度が向上する。
　また、前記櫛歯容量電極における複数の電極指のピッチは、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指のピッチより狭く、前記櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指の膜厚より薄く、前記櫛歯容量電極と前記基板とで構成される櫛歯容量の自己共振点は、前記弾性波装置の通過帯域より高域側に形成されていてもよい。
　ここで、櫛歯容量は、電極指のピッチが狭いほど、当該櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する自己共振点が高域側にシフトする。このため、櫛歯容量電極の電極指のピッチをＩＤＴ電極の電極指のピッチより狭くして櫛歯容量の自己共振点を弾性波装置の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。また、櫛歯容量の自己共振点の周波数が、ＩＤＴ電極で構成される弾性波共振子と櫛歯容量との合成特性で得られる共振点または反共振点の周波数と一致した場合、当該弾性波共振子は、櫛歯容量のＱ値の低下によって共振点または反共振点のＱ値が低下してしまう。このため、電極指のピッチを狭くして櫛歯容量の自己共振点を弾性波共振子の共振周波数および反共振周波数より高域側に追いやることにより、弾性波共振子と櫛歯容量とで構成される回路のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。ただし、製造上の理由から、電極指のピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量における電極指の膜厚を弾性波共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、櫛歯容量における電極指のピッチをより狭くできるので、弾性波共振子のＱ値および櫛歯容量のＱ値の双方を確保しやすくなる。よって、弾性波共振子のＱ値および櫛歯容量のＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻度を高めることができる。
　また、前記櫛歯容量電極における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比は、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比より大きくてもよい。
　これにより、櫛歯容量の単位面積当たりの容量値を大きくすることができる。このため、小型化および省スペース化が図られる。
　また、前記ＩＤＴ電極と前記基板とは、第１弾性波共振子を構成し、前記櫛歯容量電極と前記基板とは、前記第１弾性波共振子に接続される櫛歯容量を構成し、前記第１弾性波共振子および前記櫛歯容量は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ第１経路、および、当該第１経路上のノードとグランドとを結ぶ第２経路の一方に設けられた第１共振回路を構成し、前記弾性波装置は、さらに、第２共振回路を備え、前記第２共振回路は、１以上の第２弾性波共振子を含み、かつ、前記第１経路および前記第２経路の他方に設けられ、前記第１共振回路とともに通過帯域を形成してもよい。
　これにより、第１弾性波共振子のＱ値および櫛歯容量のＱ値の双方が確保された第１共振回路を用いてバンドパスフィルタが形成されるため、フィルタ通過特性に優れたバンドパスフィルタを実現できる。また、第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性では、弾性波共振子（第１弾性波共振子）のみで構成する特性に対し、共振周波数と反共振周波数の差を小さくできるため、急峻な（高選択度の）減衰特性を得ることができる。
　また、前記櫛歯容量は、他の弾性波共振子を介することなく、前記第１弾性波共振子に接続されてもよい。
　このような第１弾性波共振子は、櫛歯容量との合成特性において、当該櫛歯容量のＱ値の影響を特に受けやすい。よって、当該第１弾性波共振子および当該櫛歯容量の電極指のピッチおよび膜厚を上述の関係とすることは、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻度を高めるために、特に有用である。
　また、前記第１共振回路は、前記第２経路に設けられ、前記第２共振回路は、前記第１経路に設けられ、前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と並列接続され、当該櫛歯容量とともに前記第１弾性波共振子の周波数を可変させる周波数可変回路を構成し、前記周波数可変回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子と直列接続されていてもよい。
　これにより、スイッチ素子のオンおよびオフに応じて通過帯域の低域側および高域側の少なくとも一方の減衰極を周波数シフトすることができるため、通過帯域を切り替えるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、前記第３弾性波共振子は、前記ノードと前記グランドとの間で、前記第１弾性波共振子および前記周波数可変回路が直列接続された回路と並列接続され、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なっていてもよい。
　これにより、通過帯域低域側の減衰極および通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方を周波数シフトできるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも低く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。
　また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも高く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域両側の減衰極を共に高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち一方のみに直列接続されており、前記第１共振回路は、さらに、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち他方のみに直列接続された他の周波数可変回路を有してもよい。
　これにより、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側および通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記周波数可変回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記櫛歯容量に対して並列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域の周波数可変幅の広いチューナブルフィルタを実現できる。
　また、前記第１共振回路は、前記第１経路に設けられ、前記第２共振回路は、前記第２経路に設けられ、前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と直列接続され、当該櫛歯容量とともに周波数可変回路を構成し、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子に対して並列接続されていてもよい。
　これにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記記載の弾性波装置と、前記弾性波装置に接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、不要波の発生が抑制された櫛歯容量を有する小型の高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、不要波の発生が抑制された櫛歯容量を有する小型の通信装置を提供できる。
　本発明によれば、不要波の発生が抑制された櫛歯容量を有する小型の弾性波装置、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図２は、実施の形態１（実施例）に係るフィルタの平面構成図および断面構成図である。 図３は、比較例に係るフィルタの平面構成図および断面構成図である。 図４Ａは、実施例および比較例に係る櫛歯容量の容量値を比較したグラフである。 図４Ｂは、実施例および比較例に係る櫛歯容量の容量Ｑ値を比較したグラフである。 図５は、実施の形態１に係るフィルタの電極構造を模式的に表す図である。 図６Ａは、実施の形態１における電極膜およびその周囲の構造の断面図である。 図６Ｂは、実施の形態１における電極膜およびその周囲の構造の他の一例の断面図である。 図６Ｃは、実施の形態１における電極膜およびその周囲の構造のさらに他の一例の断面図である。 図７Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量値との関連を表すグラフである。 図７Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図８Ａは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量値との関連を表すグラフである。 図８Ｂは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図９Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量値との関連を表すグラフである。 図９Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図１０Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。 図１０Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。 図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１２Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタの回路構成図である。 図１２Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１３Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタの回路構成図である。 図１３Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１４Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１５Ａは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタの回路構成図である。 図１５Ｂは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１６Ａは、実施の形態２に係るフィルタの回路構成図である。 図１６Ｂは、実施の形態２に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。 図１７は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路およびその周辺回路の構成図である。 図１８は、特許文献１に記載された弾性波フィルタの構造を表す電極平面図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　（実施の形態１）
　［１．１　回路構成］
　図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。
　フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号をフィルタリングするバンドパスフィルタである。このフィルタ１０は、弾性波を用いて高周波信号をフィルタリングする弾性波装置である。
　同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１と、櫛歯容量Ｃ１およびスイッチＳＷと、を備える。
　直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕に設けられた共振回路（第２共振回路）である。なお、当該直列腕には、直列腕共振子ｓ１に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕共振回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕共振回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等が要求されるフィルタ特性に適応させることが可能となる。
　並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記直列腕上のノードｘ１とグランドとを結ぶ並列腕に設けられた共振子である。
　この並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０の通過帯域より低域側に共振周波数を有し通過帯域内に反共振周波数を有する。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における反共振周波数よりも低い。
　ここで、共振子における共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。また、共振子における反共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子もしくはインピーダンス素子とで構成される回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。
　また、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１は、１つの弾性波共振子によって構成されている。しかし、並列腕共振子ｐ１は、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　櫛歯容量Ｃ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されており、後述する櫛歯電極によって構成される。この櫛歯容量Ｃ１は、フィルタ１０の通過帯域より高域側に形成されている自己共振点を有する。ここで、当該自己共振点の周波数は櫛歯電極の構造等に依存するが、このことについては後述する。なお、自己共振点とは、櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する特異点（周波数）のことを指す。
　本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１および櫛歯容量Ｃ１は直列接続されて、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１は、一方の端子がノードｘ１に接続され、他方の端子が櫛歯容量Ｃ１の一方の端子に接続されている。櫛歯容量Ｃ１は、一方の端子が並列腕共振子ｐ１の上記他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。なお、並列腕共振子ｐ１および櫛歯容量Ｃ１の接続順序はこれに限らず、上記接続順序と逆であってもかまわない。
　スイッチＳＷは、本実施の形態では、櫛歯容量Ｃ１と並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１を構成するスイッチ素子であり、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがってオン（導通）およびオフ（非導通）する。このような周波数可変回路１１は、当該周波数可変回路１１が接続される第１弾性波共振子の周波数（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１の共振周波数）を可変させる。
　例えば、スイッチＳＷは、小型化を図るために、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチにより構成される。
　すなわち、本実施の形態では、周波数可変回路１１は、ノードｘ１とグランドとの間で第１弾性波共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）と直列接続されている。このような周波数可変回路１１が設けられていることにより、フィルタ１０は、スイッチＳＷのオンおよびオフに応じて通過帯域を切り替えることができるチューナブルフィルタを実現できる。
　また、これら並列腕共振子ｐ１および櫛歯容量Ｃ１（本実施の形態ではさらにスイッチＳＷ）は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ第１経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路（並列腕）に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）を構成する。すなわち、当該並列腕共振回路２１は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。よって、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１（第２共振回路）と並列腕共振回路（第１共振回路）とで構成された１段のラダー型フィルタ構造を有する。
　つまり、第２経路に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）は、第１経路に設けられた直列腕共振子ｓ１（第２共振回路）とともにフィルタ１０の通過帯域を形成する。
　［１．２　フィルタ通過特性］
　次に、本実施の形態に係るフィルタ１０のフィルタ特性について、説明する。
　図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０の通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。、同図には、スイッチＳＷオン時のフィルタ特性が破線で表され、スイッチＳＷオフ時にフィルタ特性が実線で表されている。なお、このことは、以降の本実施の形態におけるフィルタ特性を表すグラフについても、同様である。
　フィルタ１０では、並列腕共振回路２１の反共振周波数と直列腕共振回路（本実施の形態では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本実施の形態では、スイッチＳＷオフ時のみ、並列腕共振子ｐ１に対して櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０の通過帯域低域側の減衰極は、並列腕共振回路２１の共振周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０は、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせることができる。つまり、フィルタ１０は、スイッチＳＷのオン／オフに応じて通過帯域を切り替えることができる。
　これに関し、フィルタ１０の通過帯域の周波数可変幅は、櫛歯容量Ｃ１の定数に依存し、例えば櫛歯容量Ｃ１の定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、櫛歯容量Ｃ１の定数（容量値）は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。
　［１．３　フィルタの電極構成］
　図２は、実施の形態１（実施例）に係るフィルタ１０の平面構成図および断面構成図である。より具体的には、図２の（ａ）は、基板１０２上の直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、および櫛歯容量Ｃ１を構成する電極のレイアウトを示しており、図２の（ｂ）は、図２の（ａ）のＡ－Ａ’の断面図である。
　図２の（ａ）に示すように、基板１０２の表面上の外周部に、入出力端子１１ｍに相当する入力電極Ｉｎ、入出力端子１１ｎに相当する出力電極Ｏｕｔ、グランド端子１１ｇに相当するグランド電極ＧＮＤ、およびスイッチＳＷの接続端子１１ｓに相当するスイッチ接続電極Ｓｃが形成されている。また、基板１０２の表面上であって、入力電極Ｉｎ、出力電極Ｏｕｔ、およびグランド電極ＧＮＤに囲まれた領域に、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極１１１および反射器１１２、ならびに並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１および反射器１２２が形成されている。さらに、図２の（ａ）および（ｂ）に示すように、基板１０２の表面上に、櫛歯容量Ｃ１を構成する櫛歯容量電極１０５、中間層１０６、および立体配線１０７が形成されている。また、基板１０２の表面上に、入力電極Ｉｎ、出力電極Ｏｕｔ、グランド電極ＧＮＤ、ＩＤＴ電極１１１、ＩＤＴ電極１２１、櫛歯容量電極１０５、および立体配線１０７を接続する各配線が形成されている。
　基板１０２は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、基板１０２は、基板全体に圧電性を有していても良い。この場合、基板１０２は、圧電体層一層からなる圧電基板である。
　ＩＤＴ電極１１１および反射器１１２は、複数の電極指からなり、基板１０２上に形成されている。ＩＤＴ電極１１１および反射器１１２は、基板１０２とともに、直列腕共振子ｓ１を構成する。また、ＩＤＴ電極１２１および反射器１２２は、複数の電極指からなり、基板１０２上に形成されている。ＩＤＴ電極１２１および反射器１２２は、基板１０２とともに、並列腕共振子ｐ１を構成する。ここで、ＩＤＴ電極１１１の電極指に延伸方向とＩＤＴ電極１２１の電極指に延伸方向とは、略一致している。これにより、直列腕共振子ｓ１および並列腕共振子ｐ１は、同一の伝搬方向に弾性表面波を励振する。
　櫛歯容量電極１０５は、複数の電極指からなり、基板１０２上に形成されている。ここで、櫛歯容量電極１０５の電極指の延伸方向と、ＩＤＴ電極１１１および１２１の電極指に延伸方向とは、交差している。また、図２の（ｂ）に示すように、櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極は、配線１０８と接続され、櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極は、グランド電極ＧＮＤに接続された配線に接続されている。
　中間層１０６は、櫛歯容量電極１０５上に形成されており、絶縁体または誘電体で構成されている。中間層１０６は、例えば、酸化ケイ素、アルミナ、窒化ケイ素、およびポリイミドの少なくとも１つで構成されている。中間層１０６の膜厚は、例えば、１．５μｍ以下であることが好ましい。
　立体配線１０７は、中間層１０６上に形成され、基板１０２上に形成された配線１０８および１０９と接続されている。配線１０８は、ＩＤＴ電極１２１および櫛歯容量電極１０５の一方の電極に接続されている。また、配線１０９は、スイッチ接続電極Ｓｃに接続され、グランド電極ＧＮＤとは接続されていない。なお、立体配線１０７は、基板１０２を平面視した場合に、櫛歯容量電極１０５および中間層１０６を覆っているが、これに限られない。立体配線１０７は、櫛歯容量電極１０５および中間層１０６の一部と重複していてもよい。
　また、立体配線１０７の膜厚は、櫛歯容量電極１０５を構成する複数の電極指の膜厚よりも厚いことが好ましい。これにより、立体配線１０７の膜厚は、櫛歯容量Ｃ１のＱ値および容量値の周波数特性で最適化される櫛歯容量電極１０５の膜厚に関係なく厚くできる。よって、立体配線１０７の配線抵抗を低減できるので、フィルタ１０の高周波信号伝搬ロスを低減できる。さらに、立体配線１０７は、基板１０２上に形成された配線１０８を介して櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されているので、櫛歯容量Ｃ１の抵抗成分を低減でき、櫛歯容量Ｃ１のＱ値を向上させることが可能となる。
　上記構成によれば、櫛歯容量電極１０５は、中間層１０６および基板１０２とともに、櫛歯容量Ｃ１（キャパシタ）を構成する。
　さらに、立体配線１０７は、基板１０２上に形成された配線１０８を介して、櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されている。この構成によれば、櫛歯容量電極１０５は、中間層１０６および立体配線１０７とともに、櫛歯容量Ｃ１（キャパシタ）の一部を構成する。
　図３は、比較例に係るフィルタ３００の平面構成図および断面構成図である。より具体的には、図３の（ａ）は、基板１０２上の直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、および櫛歯容量Ｃ１を構成する電極のレイアウトを示しており、図３の（ｂ）は、図３の（ａ）のＢ－Ｂ’の断面図である。図３に示された比較例に係るフィルタ３００の電極レイアウトは、図２に示された実施例に係るフィルタ１０の電極レイアウトと比較して、立体配線１０７および中間層１０６が配置されていない点が異なる。比較例に係るフィルタ３００の電極レイアウトでは、並列腕共振子ｐ１とスイッチ接続電極Ｓｃとを接続する配線として、配線Ｌ１が配置されている。配線Ｌ１は、基板１０２上に形成されており、基板１０２を平面視した場合に、櫛歯容量電極１０５とは重なっていない。
　図２に示された実施例に係る電極レイアウトでは、立体配線１０７は、ＩＤＴ電極１２１とスイッチ接続電極Ｓｃとを接続する配線として配置されている。言い換えると、立体配線１０７は、基板１０２上に形成された配線であって櫛歯容量電極１０５を挟んで対向する２つの配線１０８（ＩＤＴ電極１２１に接続）および１０９（スイッチ接続電極Ｓｃに接続）を接続する配線である。これにより、図３の（ａ）と比較して、図２の（ａ）では、空きスペースＳが発生する。この空きスペースＳには、他の回路素子の電極が形成されてもよいし、また、空きスペースＳの分だけ基板１０２を縮小することも可能である。さらには、空きスペースに、グランド電極ＧＮＤまたは出力電極Ｏｕｔなどの外部接続電極を配置することも可能となる。
　また、実施例に係るフィルタ１０の電極レイアウトと比較例に係るフィルタ３００の電極レイアウトとを比較すると、グランド電極ＧＮＤとスイッチ接続電極Ｓｃとの配置が入れ替わっている。なお、実施例に係るフィルタ１０の電極レイアウトによれば、図３に示されたグランド電極ＧＮＤとスイッチ接続電極Ｓｃとの配置も可能である。つまり、グランド電極ＧＮＤおよびスイッチ接続電極Ｓｃを含む端子配置の自由度が向上する。
　実施例に係るフィルタ１０の上記電極構成によれば、櫛歯容量電極１０５上に立体配線１０７が配置されるので、フィルタ１０のレイアウト面積を小さくでき、小型化が可能となる。また、各端子配置の自由度が向上する。
　［１．４　櫛歯容量の周波数特性］
　図４Ａは、実施例および比較例に係る櫛歯容量Ｃ１の容量値を比較したグラフである。同図に示された実施例に係る櫛歯容量Ｃ１は、中間層１０６および立体配線１０７を有する櫛歯容量であり、比較例に係る櫛歯容量Ｃ１は、中間層１１０６および立体配線１０７を有さない櫛歯容量である。なお、図４Ａにおける容量値および図４Ｂにおける容量Ｑ値を測定した櫛歯容量Ｃ１の櫛歯容量電極１０５の電極パラメータは、以下のとおりである。
　（１）電極指ピッチ＝０．７５μｍ
　（２）デューティ＝０．５０
　（３）電極指膜厚＝１５０ｎｍ
　（４）電極指本数＝１０５対
　（５）交叉幅＝１０．８μｍ
　なお、上記（１）～（５）の電極パラメータの詳細定義については、後述する［１．５　フィルタの電極構造］および図５にて説明する。
　図４Ａに示すように、比較例に係る櫛歯容量Ｃ１では、特に２．６ＧＨｚ付近および４．２ＧＨｚ付近において容量値の特異点が発現しており、不要なリップルが見られる。これに対して、実施例に係る櫛歯容量Ｃ１では、容量値の周波数特性において、不要なリップルが低減されている。これは、櫛歯容量電極１０５上に立体配線１０７が配置されたことで、櫛歯容量Ｃ１の不要な励振が低減された効果と考えられる。
　図４Ｂは、実施例および比較例に係る櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑ値を比較したグラフである。同図に示すように、高周波数領域（０．５ＧＨｚ－５ＧＨｚ）のほぼ全領域において、実施例に係る櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑ値は、比較例に係る櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑ値よりも高くなっている。これは、前述の通り比較例で発生している不要なリップルが、実施例では低減したためである。また、櫛歯容量電極１０５の電極指よりも膜厚が厚い立体配線１０７が、櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されているので、櫛歯容量Ｃ１の抵抗成分を低減できる効果もある。
　ここで、実施例に係る櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑ値について説明する。櫛歯容量Ｃ１は、櫛歯容量電極１０５、基板１０２、および中間層１０６で構成された櫛歯容量Ｃ１１と、櫛歯容量電極１０５、中間層１０６、および立体配線１０７で構成された櫛歯容量Ｃ１２との並列合成容量となる。容量Ｑ値は、容量の抵抗成分が低いほど大きくなる傾向にある。ここで、櫛歯容量Ｃ１１の抵抗成分は、複数の電極指からなる櫛歯容量電極１０５で決定される。更には、櫛歯容量Ｃ１１は圧電基板上に構成された櫛歯容量電極で構成されるため、櫛歯容量電極を起因とした不要な弾性波の励振が発生して、不要なリップルを発生させ、局所的に基板に高周波信号が漏洩してしまう。すなわち、上記局所的な基板への信号漏洩は、櫛歯容量電極１０５で発生する抵抗と等価される。しかし、実施例に係る櫛歯容量Ｃ１では、櫛歯容量電極１０５上に配置された立体配線１０７によって不要な弾性波の励振を抑制できるため、不要なリップルが抑制される。すなわち、比較例と比較して当該周波数帯での抵抗が低減される。一方、櫛歯容量Ｃ１２の抵抗成分は、立体配線１０７で決定される。これより、櫛歯容量電極１０５および立体配線１０７の形状および膜厚を考慮すれば、櫛歯容量Ｃ１２の抵抗成分のほうが櫛歯容量Ｃ１１の抵抗成分よりも小さい。このため、立体配線１０７が付加された実施例に係る櫛歯容量Ｃ１のほうが、立体配線１０７が付加されない比較例に係る櫛歯容量Ｃ１よりも、容量Ｑ値を大きくできることがわかる。
　以上、実施例に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１の不要な励振が低減され、また、櫛歯容量Ｃ１の容量値および容量Ｑ値の周波数特性が良化するので、フィルタ１０の通過特性が向上する。
　なお、本実施の形態では、立体配線１０７は、配線１０８を介して櫛歯容量電極１０５を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されているが、立体配線１０７は、櫛歯容量電極１０５の上記一方の電極と接続されていなくてもよい。また、立体配線１０７は、配線１０８および１０９の双方と接続されていなくてもよい。この場合には、立体配線１０７は、基板１０２上に形成されたグランド電位となる配線に接続されていることが好ましい。これらの接続態様によっても、櫛歯容量Ｃ１の不要な励振が低減される。
　また、立体配線１０７は、基板１０２上に形成された電位確定された配線に接続されていてもよい。これによっても、櫛歯容量Ｃ１の不要な励振の低減効果が得られる。さらには、立体配線１０７は、いわゆるフローティング（電位不確定）状態であってもよい。これによっても、立体配線１０７は、不要波の励振を低減する効果が得られる。
　［１．５　フィルタの電極構造］
　次に、フィルタ１０の詳細な電極構造について、説明する。
　　［１．５．１　全体構造］
　図５は、実施の形態１に係るフィルタ１０の電極構造を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＣ－Ｃ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＤ－Ｄ’線における断面図である。なお、図５に示された電極構造は、フィルタ１０を構成する各共振子および櫛歯容量電極１０５の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極および櫛歯容量電極１０５を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、図５では、ＩＤＴ電極１１１および１２１ならびに櫛歯容量電極１０５の構造を詳細に説明するため、中間層１０６および立体配線１０７の表示を省略している。また、同図には、スイッチＳＷについても模式的に図示しているが、スイッチＳＷの配置および構造については特に限定されず、例えば、スイッチＳＷは各共振子および櫛歯容量電極１０５とは別のチップに構成されていてもかまわない。また、図２に示された入力電極Ｉｎ、出力電極Ｏｕｔ、グランド電極ＧＮＤ、およびスイッチ接続電極Ｓｃの配置については、図５では限定していない。
　また、以下に示す容量値および容量Ｑ値の特性比較については、中間層１０６および立体配線１０７が配置されていない櫛歯容量Ｃ１について、電極パラメータを変化させて得られたものである。しかしながら、上記特性比較により得られた相対的な差異は、中間層１０６および立体配線１０７が配置された本実施の形態に係る櫛歯容量Ｃ１においても同様に得られるものであり、本実施の形態に係る櫛歯容量Ｃ１において適用されるものである。
　図５に示すように、フィルタ１０を構成する各共振子は、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０を、基板１０２に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。
　直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極１１１、１組の反射器１１２、および基板１０２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１は、複数の電極指１２１ａからなるＩＤＴ電極１２１、１組の反射器１２２、および基板１０２によって構成されている。
　図５の（ａ）および（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１は、電極膜１０１によって構成され、当該電極膜１０１は基板１０２上に形成されている。なお、電極膜１０１および基板１０２等の具体的な構造については、後述する。
　ＩＤＴ電極１２１は、複数の電極指１２１ａと、当該複数の電極指１２１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１２１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１２１ａは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータについて説明する。
　上記弾性波の波長は、複数の電極指１２１ａのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１２１ａの繰り返し周期λｐ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｐ１とは、当該繰り返し周期λｐ１の１／２であり、電極指１２１ａのライン幅をＷｐ１とし、隣り合う電極指１２１ａの間のスペース幅をＳｐ１とした場合、Ｐｐ１＝（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ｌｐ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１２１ａと他方に接続された電極指１２１ａとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１２１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１２１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｐ１／（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ）に対する複数の電極指１２１ａの幅の比、つまりＷｐ１／Ｐｐ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１２１ａの数であり、電極指１２１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｐ１とし、電極指１２１ａの総数をＭｐ１とすると、Ｍｐ１＝２Ｎｐ１＋１を満たす。また、電極指１２１ａの膜厚とは、電極指１２１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｐ１である。
　次いで、櫛歯容量電極１０５の構造について、説明する。
　櫛歯容量電極１０５は、複数の電極指１３１ａで構成されている。図５の（ａ）および（ｃ）に示すように、櫛歯容量電極１０５は、ＩＤＴ電極１２１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、櫛歯容量Ｃ１を構成する櫛歯容量電極１０５は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１と同一の基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極１０５とＩＤＴ電極１２１とは、互いに異なる基板上に形成されていてもかまわない。
　櫛歯電極１０５は、複数の電極指１３１ａと、当該複数の電極指１３１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１３１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１３１ａは、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された櫛歯容量Ｃ１では、櫛歯容量電極１０５の設計パラメータ等によって、容量値およびＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極１０５の設計パラメータについて説明する。
　電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ１とは、電極指１３１ａのライン幅をＷｃ１とし、隣り合う電極指１３１ａの間のスペース幅をＳｃ１とした場合、Ｐｃ１＝（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）で定義される。また、櫛歯電極１３１の交叉幅Ｌｃ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１３１ａと他方に接続された電極指１３１ａとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１３１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１３１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｃ１／（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指１３１ａのピッチに対する複数の電極指１３１ａの幅の比、つまりＷｃ１／Ｐｃ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１３１ａの数であり、電極指１３１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｃ１とし、電極指１３１ａの総数をＭｃ１とすると、Ｍｃ１＝２Ｎｃ１＋１を満たす。また、電極指１３１ａの膜厚とは、電極指１３１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｃ１である。
　次いで、櫛歯容量Ｃ１を構成する櫛歯容量電極１０５と、当該櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子のＩＤＴ電極（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１）の設計パラメータについて、比較して説明する。
　櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ１＜Ｐｐ１を満たす。ここで、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａのピッチは、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１２１ａのピッチの８０パーセント以下（すなわちＰｃ１≦０．８×Ｐｐ１＝０．４×λｐ１）であることが好ましい。
　また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ１＜Ｔｐ１を満たす。ここで、製造上の理由から、櫛歯容量Ｃ１において、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１に対して４０％以下（すなわちＴｃ１≦０．４０×Ｐｃ１）であることが好ましい。また、同様の理由から、並列腕共振子ｐ１において、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１は電極指ピッチＰｐ１に対して４０％以下（すなわちＴｐ１≦０．４０×Ｐｐ１）であることが好ましい。また、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ１≦Ｔｃ１）である。同様に、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｐ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｐ１≦Ｔｐ１）である。
　また、櫛歯容量Ｃ１の電極デューティは、並列腕共振子ｐ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、櫛歯容量Ｃ１および並列腕共振子ｐ１は、Ｗｃ１／Ｐｃ１＞Ｗｐ１／Ｐｐ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量Ｃ１の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化および省スペース化が図られる。
　なお、各素子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、櫛歯容量Ｃ１等）において、電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、櫛歯容量Ｃ１と並列腕共振子ｐ１とは、これらを構成する櫛歯電極１３１およびＩＤＴ電極１２１の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、櫛歯容量Ｃ１と並列腕共振子ｐ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、櫛歯容量Ｃ１の平均値と並列腕共振子ｐ１の平均値との間で成立していればよい。
　　［１．５．２　電極指の詳細構造］
　次に、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａおよび櫛歯電極１３１の電極指１３１ａの構造について、当該電極指１２１ａおよび当該電極指１３１ａが形成される基板１０２、および、保護層（後述する）の構成も含めて説明する。なお、本実施の形態では、ＩＤＴ電極の電極指１２１ａと櫛歯電極１３１の電極指１３１ａとは、膜厚が異なる点を除いて共通の電極膜１０１によって構成されているが、これらは構造または組成等が互いに異なる電極膜によって構成されていてもかまわない。
　図６Ａは、本実施の形態における、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａおよび櫛歯容量電極１０５の電極指１３１ａを構成する電極膜１０１およびその周囲の構造の断面図である。
　同図に示すように、本実施の形態では、電極膜１０１は、基板１０２側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕからなる金属膜２１４、および、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。このとき、基板１０２は、例えば、ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶からなる。
　また、電極膜１０１は、当該電極膜１０１を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする保護層によって覆われている。当該保護層は、本実施の形態では、基板１０２側から順に、ＳｉＯ２からなる保護層１０３、および、ＳｉＮからなる保護層１０４が積層されることにより形成されている。
　表１に、このときの膜厚の詳細を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　なお、電極膜１０１と基板１０２の間には、図６Ｂに示すように電気機械結合係数の調整膜１０３ａが設けられていてもかまわない。電気機械結合係数の調整膜１０３ａは、ＳｉＯ２からなる。
　また、電極膜１０１の構造は、図６Ａおよび図６Ｂの構造に限定されず、図６Ｃの構造であってもかまわない。同図に示す電極膜１０１は、上述した金属膜２１３および金属膜２１４によって形成されている。
　このとき、基板１０２は、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶からなる。また、上述した保護層１０３よりも膜厚の薄い保護層１０３ｂが設けられている。
　なお、これらの構成は一例であり、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａおよび櫛歯容量電極１０５の電極指１３１ａを形成する電極膜１０１の構成は、これらに限らない。例えば、電極膜１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜および各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、基板１０２は、例えば、ＫＮｂＯ３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなってもかまわない。また、保護層および電気機械結合係数の調整膜の構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３および１０４は、形成されていなくてもよい。
　　［１．５．３　櫛歯容量の特性］
　本実施の形態に係るフィルタ１０は、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）および櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチおよび膜厚が上述の関係を満たすことにより、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）のＱ値および櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保するという効果を奏することができる。
　これは、櫛歯容量Ｃ１の特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、典型例の櫛歯容量を用いて説明する。なお、典型例の櫛歯容量の構成は、設計パラメータの数値範囲が櫛歯容量Ｃ１の数値範囲に限定されない点を除いて、櫛歯容量Ｃ１と同様である。
　また、以下に示す容量値および容量Ｑ値の特性比較では、中間層１０６および立体配線１０７が配置されていない櫛歯容量Ｃ１について、電極パラメータを変化させて得られたものである。しかしながら、以下の特性比較により得られた相対的な差異は、中間層１０６および立体配線１０７を有する櫛歯容量Ｃ１に対しても同様に得られるものであり、当該相対的な差異を基にして、本実施の形態に係る櫛歯容量Ｃ１の電極パラメータを規定することが可能である。
　　［１．５．４　電極指ピッチとの関連］
　まず、典型例の櫛歯容量について、電極指ピッチと特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。
　図７Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチＰｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図７Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチＰｃ１とＱ値（容量Ｑ）との関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。
　図７Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ１を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、櫛歯容量の自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）である。
　一方、図７Ａに示すように、櫛歯容量は、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、自己共振点が高域側にシフトする。このとき、図７Ｂに示すように、櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振点では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振点をフィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。
　言い換えると、電極指ピッチＰｃ１が広いほど、櫛歯容量の自己共振点は低域側にシフトする。このため、当該自己共振点の周波数が他の弾性波共振子を介することなく当該櫛歯容量と接続される第１弾性波共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）の共振点または反共振点の周波数と一致する場合がある。つまり、当該第１弾性波共振子の共振点または反共振点の周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、当該第１弾性波共振子と櫛歯容量との合成特性で得られる共振点または反共振点は、当該櫛歯容量のＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振点を第１弾性波共振子の共振周波数および反共振周波数より高域側に追いやることにより、当該第１弾性波共振子と櫛歯容量との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。
　例えば、実施の形態１のフィルタ１０（８００ＭＨｚ－９００ＭＨｚ帯のフィルタ）の場合、櫛歯容量Ｃ１と接続される並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１は２．２μｍである。このため、実施の形態１では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を２．２μｍ未満とすることにより、櫛歯容量Ｃ１の自己共振点を８００ＭＨｚ帯から十分に高域側に追いやることができる。したがって、並列腕共振子ｐ１のＱ値および櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保することができる。
　また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、当該櫛歯容量を備えるフィルタ等の小型化および省スペース化が図られる。
　　［１．５．５　電極指の膜厚との関連］
　次に、典型例の櫛歯容量について、電極指の膜厚と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指の膜厚以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍである。
　図８Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図８Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１に対する膜厚Ｔｃ１の比率を、０．１５、０．２０、０．２５、０．３０とした場合の周波数特性が表されている。
　これらの図に示すように、電極指の膜厚Ｔｃ１を変えても容量値および容量Ｑのいずれについても、目立った変化はない。よって、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の観点から適宜決定されればよい。
　これに関して、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の理由から、電極指ピッチＰｃ１によって上限が制限され、具体的には電極指ピッチＰｃ１の４０％以下で設計される必要がある。ただし、膜厚Ｔｃ１を厚くし過ぎると電極指のライン幅Ｗｃ１のばらつきが大きくなり、膜厚Ｔｃ１を薄くし過ぎると電極指の抵抗が大きくなるため、膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１の２０％前後であることが好ましい。ここで、２０％前後には、２０％に限らず、数％程度の誤差範囲も含まれる。
　　［１．５．６　電極デューティとの関連］
　次に、典型例の櫛歯容量について、電極デューティ（デューティ比）と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極デューティ以外の設計パラメータは一定であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍであり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。
　図９Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図９Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極デューティを、０．４０、０．５０、０．６０、０．７０とした場合の周波数特性が表されている。
　図９Ａに示すように、電極デューティが大きいほど容量値は大きくなる。一方、図９Ｂに示すように、電極デューティを変えても容量Ｑには、目立った変化はない。
　よって、櫛歯容量は、電極デューティを大きくすることにより単位面積当たりの容量値を大きくすることができるため、小型化および省スペース化が図られる。
　　［１．５．７　フィルタの電極構造のまとめ］
　以上のように、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの電極指ピッチＰｃ１が並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１２１ａの電極指ピッチＰｐ１より狭く、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１が並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１より薄くてもよい。
　ここで、櫛歯容量Ｃ１は、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、当該櫛歯容量Ｃ１のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する自己共振点が高域側にシフトする。このため、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１より狭くして櫛歯容量Ｃ１の自己共振点をフィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量Ｃ１のＱ値を高めることができる。また、櫛歯容量Ｃ１の自己共振点の周波数が並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の共振点または反共振点の周波数と一致した場合、当該並列腕共振子ｐ１は、他の弾性波共振子を介することなく自身に接続される櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑの低下によって、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１との合成特性で得られる共振点または反共振点のＱ値が低下してしまう。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振点を並列腕共振子ｐ１の共振周波数および反共振周波数より高域側に追いやることにより、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。ただし、製造上の理由から、電極指ピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量Ｃ１における電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１を並列腕共振子ｐ１における電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１より薄くすることによって、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１をより狭くできるので、並列腕共振子ｐ１のＱ値および櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保しやすくなる。したがって、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振子ｐ１のＱ値および櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保できることにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻度を高めることができる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１は、他の弾性波共振子を介することなく、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）に接続される。このような並列腕共振子ｐ１は、櫛歯容量Ｃ１との合成特性において、当該櫛歯容量Ｃ１のＱ値の影響を特に受けやすい。よって、並列腕共振子ｐ１及び櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチ及び膜厚を上述の関係（Ｐｃ１＜Ｐｐ１かつＴｃ１＜Ｔｐ１）とすることは、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻度を高めるために、特に有用である。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は、当該櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１（電極指１３１ａのピッチ）の４０％以下であってもよい。ここで、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は、製造上の理由から、電極指ピッチＰｃ１によって上限が制限される。このため、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１を適正範囲に収めることで、Ｑ値を確保できる櫛歯容量Ｃ１を作製することができる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１は、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチＰｐ１の８０パーセント以下であってもよい。ここで、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１が大きくなって並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１に近づくと、次のような問題が生じ得る。すなわち、櫛歯容量Ｃ１の自己共振点の周波数が並列腕共振子ｐ１の反共振周波数に近づくことにより、当該自己共振点における容量Ｑの低下によって並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１との合成特性で得られる反共振点のＱ値が低下し得る。よって、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を適正範囲に収めることで、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量との合成特性で得られるＱ値をより確実に確保することができる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）および櫛歯容量Ｃ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ第１経路、および、当該第１経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路の一方（本実施の形態では第２経路）に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）を構成してもよい。また、当該第１経路および当該第２経路の他方（本実施の形態では第１経路）に設けられ、並列腕共振回路２１とともに通過帯域を形成する、１以上の第２弾性波共振子からなる第２共振回路（本実施の形態では１つの直列腕共振子ｓ１からなる直列腕共振回路）を備えてもよい。
　これにより、並列腕共振子ｐ１のＱ値および櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方が確保された並列腕共振回路２１を用いてバンドパスフィルタが形成されるため、通過特性に優れたバンドパスフィルタを実現できる。また、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１の合成特性では、並列腕共振子ｐ１のみで構成する特性に対し、共振周波数と反共振周波数の差を小さくできるため、急峻な（高選択度の）減衰特性を得ることができる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振回路２１（第１共振回路）は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ第１経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路に設けられていてもよい。また、フィルタ１０は、櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１を構成するスイッチＳＷ（スイッチ素子）を有し、周波数可変回路１１が並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）と直列接続されていてもよい。
　これにより、スイッチＳＷのオンおよびオフに応じて通過帯域の低域側および高域側の少なくとも一方の減衰極を周波数シフトすることができるため、通過帯域を切り替えるチューナブルフィルタを実現できる。具体的には、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）は、通過帯域より低域側に共振周波数を有し、通過帯域内に反共振周波数を有する。このため、スイッチＳＷのオンおよびオフに応じて通過帯域の低域側の減衰極をシフトすることができる。
　なお、本実施の形態に係るフィルタ１０の構成は、他のチューナブルフィルタの構成に適用することができる。そこで、以下、本実施の形態の変形例として、他のチューナブルフィルタの構成およびフィルタ特性について説明する。
　（実施の形態１の変形例１）
　上記実施の形態１では、周波数可変回路１１としてスイッチＳＷと櫛歯容量Ｃ１との並列接続回路を例に説明した。しかし、周波数可変回路は、このような構成に限らない。
　図１０Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ａは、図１Ａに示すフィルタ１０に比べて、さらに、スイッチＳＷに直列接続されたインダクタＬを有する。つまり、本変形例では、スイッチＳＷとインダクタＬとが直列接続された回路が櫛歯容量Ｃ１に並列接続されることにより、周波数可変回路１１Ａが構成されている。また、当該周波数可変回路１１Ａが並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）に接続されることにより、並列腕共振回路２１Ａ（第１共振回路）が構成されている。
　なお、スイッチＳＷとインダクタＬとの接続順序は特に限定されず、図１０Ａの接続順序と逆であってもかまわない。
　図１０Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　フィルタ１０Ａでは、並列腕共振回路２１Ａの反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷオン時にはインダクタＬが付加され、スイッチＳＷオフ時には櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ａの共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも低域側にシフトし、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。よって、同図に示すように、本変形例に係るフィルタ１０Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０に比べて、通過帯域の周波数可変幅を広げることができる。
　これに関し、フィルタ１０Ａの通過帯域の周波数可変幅は、櫛歯容量Ｃ１およびインダクタＬの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタＬの定数は、フィルタ１０Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。
　なお、このような櫛歯容量Ｃ１とインダクタＬとは逆に設けられていてもかまわない。すなわち、スイッチＳＷと櫛歯容量Ｃ１とが直列接続された回路がインダクタＬに並列接続されていてもかまわない。このような構成によれば、変形例１に係るフィルタ１０Ａに比べて、スイッチＳＷをオン／オフしたときの減衰極のシフト方向が反対となる。
　（実施の形態１の変形例２）
　上記実施の形態１およびその変形例１では、ノードｘ１とグランドとの間には、１つの並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）が設けられていた。しかし、ノードｘ１とグランドとの間には、並列腕共振子ｐ１と異なる並列腕共振子（第３弾性波共振子）が設けられていてもかまわない。
　図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｂの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ｂは、図１Ａに示すフィルタ１０が備える並列腕共振回路２１（第１共振回路）に代わり、並列腕共振回路２１Ｂ（第１共振回路）を備える。この並列腕共振回路２１Ｂは、並列腕共振回路２１に比べて、さらに、ノードｘ１とグラントとの間で並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）と並列接続され、当該並列腕共振子ｐ１とは共振周波数および反共振周波数が異なる並列腕共振子ｐ２（第３弾性波共振子）を有する。つまり、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕上の１つのノードｘ１に接続されている。これにより、フィルタ１０Ｂは、通過帯域低域側の減衰極および通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方を周波数シフトすることができる。ここで、「１つのノード」とは、伝送線路上の１点だけでなく、共振子またはインピーダンス素子を介さずに１つの伝送線路上に位置する異なる２点も含まれる。
　具体的には、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１よりも共振周波数および反共振周波数が高く、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されている。つまり、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１１とが直列接続された回路に対して並列接続されている。
　このように構成された並列腕共振回路２１Ｂは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２それぞれの共振周波数において、インピーダンスが極小となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｂは、２つの共振周波数を有する。また、並列腕共振回路２１Ｂは、当該２つの共振周波数の間の周波数帯域、および、当該２つの共振周波数よりも高域側の周波数帯域において、インピーダンスが極大となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｂは、２つの反共振周波数を有する。
　図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｂの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　フィルタ１０Ｂでは、並列腕共振回路２１Ｂの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｂの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷオフ時にスイッチＳＷオン時よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｂの通過帯域低域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度は、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｂは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。
　（実施の形態１の変形例３）
　上記実施の形態１の変形例２では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されていた。しかし、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されていてもかまわない。
　つまり、上記実施の形態１ならびに変形例１および２では、他の弾性波共振子を介することなく櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より低域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ１を例に説明した。これに対し、本変形例では、第１弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より高域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ２を例に説明する。
　すなわち、本変形例では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ２（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ２における複数の電極指の膜厚より薄い。
　図１２Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｃの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ｃは、図１１Ａに示すフィルタ１０Ｂの並列腕共振回路２１Ｂ（第１共振回路）に代わり、周波数可変回路１１が並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されている並列腕共振回路２１Ｃ（第１共振回路）を備える。
　つまり、本変形例では、並列腕共振子ｐ２（第１弾性波共振子）よりも共振周波数および反共振周波数が低い並列腕共振子ｐ１が、並列腕共振子ｐ２と並列接続され、当該並列腕共振子ｐ２とは共振周波数および反共振周波数が異なる第３弾性波共振子に相当する。
　図１２Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｃの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　フィルタ１０Ｃでは、フィルタ１０Ｂと同様に、並列腕共振回路２１Ｃの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｃの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｃの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷオフ時にスイッチＳＷオン時よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｃの通過帯域高域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｃの高域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域高域側の減衰スロープの急峻度は、並列腕共振回路２１Ｃの高域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｃは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。
　（実施の形態１の変形例４）
　上記実施の形態１の変形例２では、フィルタ１０Ｂは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された周波数可変回路１１を備えた。また、上記実施の形態１の変形例３では、フィルタ１０Ｃは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された周波数可変回路１１を備えた。しかし、フィルタは、このような周波数可変回路１１の双方を備えてもかまわない。
　図１３Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｄの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ｄは、図１１Ａに示すフィルタ１０Ｂが備える周波数可変回路１１に相当する周波数可変回路１１ａ、および、図１２Ａに示すフィルタ１０Ｃが備える周波数可変回路１１に相当する周波数可変回路１１ｂ、の双方を備える。つまり、本変形例における並列腕共振回路２１Ｄ（第１共振回路）は、並列腕共振子ｐ１および２（第１弾性波共振子および第３弾性波共振子）のうち一方のみに直列接続された周波数可変回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１および２（第１弾性波共振子および第３弾性波共振子）のうち他方のみに直列接続された周波数可変回路１１ｂと、を備える。
　図１３Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｄの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２共にオン／共にオフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷ１オフ時のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。また、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷ２オフ時のみ、櫛歯容量Ｃ２が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｄの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷ１オフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｄの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷ２オフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｄの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の少なくとも一方のオフ時にスイッチＳＷ１およびＳＷ２双方のオン時よりも高域側にシフトすることになる。
　よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｄは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側および通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、フィルタ１０Ｄは、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。
　なお、フィルタ通過特性の観点からは、周波数可変回路１１ａおよび１１ｂが櫛歯容量Ｃ１およびＣ２を有することが好ましいが、フィルタ１０Ｄに要求される通過特性およびサイズ等を勘案して、周波数可変回路１１ａおよび１１ｂの一方は、櫛歯容量に代わり、例えば基板１０２上に積層された構成された容量、あるいは、バリギャップおよびＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタを有してもかまわない。
　また、フィルタ１０Ｄは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオン／オフしなくてもよく、これらを個別にオン／オフしてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオン／オフする場合、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ１０Ｄの構成の簡素化が図られる。
　一方、これらを個別にオン／オフする場合、フィルタ１０Ｄによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。
　具体的には、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオンおよびオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオンおよびオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。
　したがって、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端および高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオンおよびオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。
　このように、フィルタ１０Ｄは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された周波数可変回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された周波数可変回路１１ｂと、を備えることにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。
　（実施の形態１の変形例５）
　上記実施の形態１の変形例２では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された。また、上記実施の形態１の変形例３では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された。しかし、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されてもかまわない。
　図１４Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｅの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ｅは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されている周波数可変回路１１を有する並列腕共振回路２１Ｅ（第１共振回路）を備える。
　本変形例では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチより狭く、かつ、並列腕共振子ｐ２の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄く、かつ、並列腕共振子ｐ２における複数の電極指の膜厚より薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１およびｐ２のいずれについても、Ｑ値を確保することができる。
　なお、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の一方の並列腕共振子の電極指ピッチより小さく、他方の並列腕共振子の電極指ピッチより大きくてもかまわない。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、当該一方の並列腕共振子における複数の膜厚より薄く、他方の並列腕共振子における複数の電極指の膜厚より厚くてもかまわない。
　図１４Ｂは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｅの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　フィルタ１０Ｅでは、フィルタ１０Ｂと同様に、並列腕共振回路２１Ｅの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の双方に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｃの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｃの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。ただし、並列腕共振回路２１Ｃの低域側の反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して周波数可変回路１１が直列接続されていることにより、スイッチＳＷオフ時にシフトしない。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｅは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域両側の減衰極を共に高域側にシフトさせることができる。
　（実施の形態１の変形例６）
　ここまで、周波数可変回路が並列腕共振回路に設けられているフィルタ（チューナブルフィルタ）の構成について説明した。つまり、ここまで、他の弾性波共振子を介することなく櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子として、並列腕共振子を例に説明した。また、第１弾性波共振子および櫛歯容量Ｃ１で構成される第１共振回路として並列腕共振回路を例に説明した。また、当該第１共振回路とともに通過帯域を形成する、１以上の第２弾性波共振子からなる第２共振回路として、直列腕共振回路を例に説明した。
　しかし、周波数可変回路は直列腕共振回路に設けられていてもかまわない。そこで、本変形例では、第１弾性波共振子として直列腕共振子ｓ１を例に説明し、第１共振回路として直列腕共振回路を例に説明し、第２共振回路として並列腕共振回路（本変形例では並列腕共振子ｐ１）を例に説明する。
　図１５Ａは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０Ｆの回路構成図である。
　同図に示すフィルタ１０Ｆでは、スイッチＳＷは、櫛歯容量Ｃ１と直列接続され、当該櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１Ｆを構成する。また、この周波数可変回路１１Ｆは、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）に対して並列接続されている。つまり、フィルタ１０Ｆは、図１Ａに示したフィルタ１０に比べ、櫛歯容量Ｃ１とスイッチＳＷとが直列接続されることで構成された周波数可変回路１１Ｆが、直列腕共振子ｓ１に対して並列接続されている。
　図１５Ｂは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０Ｆの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。
　フィルタ１０Ｆでは、フィルタ１０と同様に、並列腕共振回路（本変形例では並列腕共振子ｐ１）の反共振周波数と直列腕共振回路２１Ｆの共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。
　このとき、本変形例では、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷオン時のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、直列腕共振回路２１Ｆの反共振周波数は、スイッチＳＷオン時に直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低域側にシフトすることになる。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｆは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせることができる。
　上述した変形例１～６に係るフィルタ１０Ａ～１０Ｆにおいて、櫛歯容量Ｃ１が、基板１０２上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極１０５と、櫛歯容量電極１０５上に形成された絶縁体または誘電体からなる中間層１０６と、中間層１０６上に形成され、基板１０２上に形成された配線と接続された立体配線１０７とを備える。これにより、櫛歯容量電極１０５上に立体配線１０７が配置されるので、フィルタ１０Ａ～１０Ｆのレイアウト面積を小さくでき、小型化が可能となる。また、入出力端子およびグランド端子を含む端子配置の自由度が向上する。また、櫛歯容量Ｃ１を起因とした不要な弾性波の励振が抑制され、櫛歯容量Ｃ１の周波数特性が良化するので、フィルタ１０Ａ～１０Ｆの通過特性が向上する。
　（実施の形態２）
　以上説明した櫛歯容量Ｃ１を有するフィルタの構成は、１段のラダー型フィルタ構造に限らず、複数段のラダー型フィルタ構造に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような複数段のラダー型フィルタ構造を有するフィルタについて、チューナブルフィルタを例に説明する。
　図１６Ａは、実施の形態２に係るフィルタ２０の回路構成図である。
　同図に示すフィルタ２０は、例えば、アンテナ素子２（図１７参照）からＡＮＴ端子（第１入出力端子）に入力された高周波信号を、所定の通過帯域でフィルタリングして、ローノイズアンプ（図１７参照）に接続されるＬＮＡ端子（第２入出力端子）から出力する。このとき、フィルタ２０は、所定の通過帯域を、ＲＦＩＣ３（図１７参照）等の制御部から制御端子ＣＴＬ１～ＣＴＬ５に入力される制御信号に応じて切り替える。
　具体的には、フィルタ２０は、直列腕共振子ｓ２２～ｓ２５と、並列腕共振子ｐ２１ａ～ｐ２５ｂと、並列腕共振子ｐ２２ｂ～ｐ２４ｂと、を備えるラダー型フィルタ構造からなる弾性波装置である。また、フィルタ２０は、さらに、並列腕共振子ｐ２２ａ～ｐ２４ａにそれぞれ個別に直列接続された櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａと、並列腕共振子ｐ２２ｂ～ｐ２４ｂにそれぞれ個別に直列接続された櫛歯容量Ｃ２２ｂ～Ｃ２４ｂと、を備える。また、フィルタ２０は、さらに、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａとそれぞれ個別に並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａとともに周波数可変回路を構成するスイッチＳＷ１～ＳＷ３と、櫛歯容量Ｃ２２ｂ～Ｃ２４ｂとそれぞれ個別に並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ２２ｂ～Ｃ２４ｂとともに周波数可変回路を構成するスイッチＳＷ４～ＳＷ６と、を備える。また、フィルタ２０は、さらに、ＬＮＡ端子とグランドとを接続する、インダクタＬ２５とスイッチＳＷ７とが直列接続された回路を備える。
　また、スイッチＳＷ１は、制御端子ＣＴＬ１に入力される制御信号によってオン／オフされる。また、スイッチＳＷ２およびＳＷ３は、制御端子ＣＴＬ２に入力される制御信号によってオン／オフされる。また、スイッチＳＷ４は、制御端子ＣＴＬ３に入力される制御信号によってオン／オフされる。また、スイッチＳＷ５およびＳＷ６は、制御端子ＣＴＬ４に入力される制御信号によってオン／オフされる。また、スイッチＳＷ７は、制御端子ＣＴＬ５に入力される制御信号によってオン／オフされる。
　ここで、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂのうち、すくなくとも１つは、圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極と、当該櫛歯容量電極上に形成された絶縁体または誘電体からなる中間層と、当該中間層上に形成され、当該基板上に形成された配線と接続された立体配線とを備える。これにより、上記櫛歯容量電極上に立体配線が配置されるので、フィルタ２０のレイアウト面積を小さくでき、小型化が可能となる。また、入出力端子およびグランド端子を含む端子配置の自由度が向上する。また、上記櫛歯容量を起因とした不要な弾性波の励振が抑制され、当該櫛歯容量の周波数特性が良化するので、フィルタ２０の通過特性が向上する。
　なお、表２に、本実施の形態に係るフィルタ２０を構成する各共振子の設計パラメータ（弾性波の波長、電極指ピッチ、対数、交叉幅）の詳細を示す。なお、共振子における電極指の構造および膜厚については、図６Ａを用いて実施の形態１で説明したとおりである（表１参照）。また、共振子における電極指ピッチに対する膜厚の比率は１３．２％以上１５．２％以下である。また、共振子の電極デューティは、０．５０である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　また、表３に、本実施の形態に係るフィルタ２０を構成する櫛歯容量の設計パラメータ（電極指ピッチ、対数、交叉幅）の詳細を示す。なお、当該櫛歯容量における電極指の構造および膜厚については、図６Ａを用いて実施の形態１で説明したとおりである（表１参照）。また、当該櫛歯容量における電極指ピッチに対する膜厚の比率は１６．９％である。また、当該櫛歯容量の電極デューティは、０．５５である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　また、表２および表３に示すように、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂそれぞれの電極指ピッチは、当該櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂと他の弾性波共振子を介することなく接続される並列腕共振子ｐ２２ａ～ｐ２４ｂおよびｐ２２ｂ～ｐ２４ｂ（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂそれぞれにおける電極指の膜厚は、並列腕共振子ｐ２２ａ～ｐ２４ｂおよびｐ２２ｂ～ｐ２４ｂにおける電極指の膜厚より薄い（表１参照）。
　よって、フィルタ２０によれば、並列腕共振子ｐ２２ａ～ｐ２４ｂおよびｐ２２ｂ～ｐ２４ｂ（第１弾性波共振子）のＱ値、および、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂのＱ値のいずれも確保することができる。つまり、フィルタ２０は、複数段のラダー型フィルタ構造のうち２段以上（本実施の形態では３段）において、弾性波共振子のＱ値および櫛歯容量のＱ値の双方を確保することができるので、減衰帯域における減衰量を大きくしつつ通過帯域内のロスを抑制することができる。
　図１６Ｂは、実施の形態２に係るフィルタ２０の通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷ１～ＳＷ７オン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。なお、同図には、フィルタ通過特性を表すグラフの上側に、各通過特性に対応する通過帯域、および、このときのスイッチＳＷ１～ＳＷ７の状態が示されている。
　同図に示すように、フィルタ２０は、制御端子ＣＴＬ１～ＣＴＬ５に入力される制御信号にしたがってスイッチＳＷ１～ＳＷ７がオン／オフすることにより、通過帯域を、以下の（ｉ）～（ｉｖ）に示すＢａｎｄに割り当てられた周波数帯域のうち任意の１つに切り替えることができる。
　なお、以下の各Ｂａｎｄに割り当てられた周波数帯域はＬＴＥ規格によって定められており、詳細な説明については省略する。また、以下の（ｉ）～（ｉｖ）には、複数のＢａｎｄを同時に送信または受信するＣＡ（キャリアアグリゲーション）時における当該複数のＢａｎｄの組み合わせも含まれる。このときのフィルタ２０の通過帯域は、ＣＡの対象となる複数のＢａｎｄに割り当てられた複数の周波数帯域を包含する周波数帯域である。
　　（ｉ）Ｂａｎｄ６８（あるいは、Ｂａｎｄ６８とＢａｎｄ２８ａとのＣＡ）
　　（ｉｉ）Ｂａｎｄ２８ａ
　　（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ２８ｂ（あるいは、Ｂａｎｄ２８ｂとＢａｎｄ１９とのＣＡ）
　　（ｉｖ）Ｂａｎｄ２８ａとＢａｎｄ２０とのＣＡ（あるいは、Ｂａｎｄ２０）
　このように、本実施の形態に係るフィルタ２０によれば、複数段のラダー型フィルタ構造のうち２段以上（本実施の形態では３段）に周波数可変回路が設けられていることにより、フィルタ２０全体の通過特性をより細かく調整することが可能となる。このため、スイッチＳＷ１～ＳＷ７のオン／オフが適宜選択されることにより、適切な帯域に切り替えることができる。また、複数段のフィルタ構造を有することにより、減衰帯域における減衰量を大きくすることができる。
　（実施の形態３）
　以上の実施の形態１および２ならびにその変形例で説明したフィルタ（弾性波装置）は、高周波フロントエンド回路等に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０を備える構成について説明する。
　図１７は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１およびその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１、ＲＦＩＣ３およびアンテナ素子２は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、およびＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されていなくてもよい。
　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路（図示せず）に出力する。
　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。
　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２側から順に、可変インピーダンス整合回路１００と、スイッチ群１１０と、フィルタ群１２０と、スイッチ群１５０と、受信増幅回路群１６０とを備える。
　スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応するフィルタとを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。
　フィルタ群１２０は、１以上のフィルタによって構成され、本実施の形態では、例えば次の第１～第６フィルタによって構成される。具体的には、第１フィルタは、Ｂａｎｄ２９、ならびに、Ｂａｎｄ１２、６７、１３のＣＡに対応可能なチューナブルフィルタである。第２フィルタは、Ｂａｎｄ６８および２８ａのＣＡ、Ｂａｎｄ２８ａおよび２８ｂのＣＡ、ならびに、Ｂａｎｄ２８ａおよび２０のＣＡに対応可能なチューナブルフィルタであり、上記実施の形態２に係るフィルタ２０を用いることができる。第３～第６フィルタは、いずれも通過帯域が固定のフィルタであり、第３フィルタはＢａｎｄ２０に対応し、第４フィルタはＢａｎｄ２７に対応し、第５フィルタはＢａｎｄ２６に対応し、第６フィルタはＢａｎｄ８に対応する。
　スイッチ群１５０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、所定のバンドに対応するフィルタと、受信増幅回路群１６０のうち当該所定のバンドに対応する受信増幅回路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、受信増幅回路と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。
　受信増幅回路群１６０は、スイッチ群１５０から入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。
　このように構成された高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２から入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、所定のフィルタでフィルタリングし、かつ、所定のローノイズアンプで増幅して、ＲＦＩＣ３に出力する。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとは、個別に設けられていてもかまわない。
　ここで、高周波フロントエンド回路１は、第２フィルタ（チューナブルフィルタ）として、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０を備える。実施の形態２で説明したように、フィルタ２０では、櫛歯容量Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａおよびＣ２２ｂ～Ｃ２４ｂのうち、すくなくとも１つは、圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極と、当該櫛歯容量電極上に形成された絶縁体または誘電体からなる中間層と、当該中間層上に形成され、当該基板上に形成された配線と接続された立体配線とを備える。これにより、上記櫛歯容量電極上に立体配線が配置されるので、フィルタ２０のレイアウト面積を小さくでき、通信装置４の小型化が可能となる。また、上記櫛歯容量を起因とした不要な弾性波の励振が抑制され、当該櫛歯容量の周波数特性が良化するので、通信装置４の信号伝搬特性が向上する。
　また、高周波フロントエンド回路１は、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０（チューナブルフィルタ）を備えることにより、通過帯域が固定のフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路１は、第１フィルタ（チューナブルフィルタ）として、上記の実施の形態１およびその変形例のいずれかに相当するフィルタを備えてもかまわない。
　なお、本実施の形態では、高周波フロントエンド回路１として、受信側信号経路に複数のフィルタ（受信フィルタ）が設けられた受信ダイバーシチ用の構成について説明した。しかし、高周波フロントエンド回路の構成はこれに限らず、送信側信号経路に複数のフィルタ（送信フィルタ）が設けられた送信ダイバーシチ用の構成であってもかまわない。また、高周波フロントエンド回路は、複数の受信フィルタあるいは複数の送信フィルタを備えるダイバーシチ用の構成に限らず、１つの受信フィルタのみあるいは１つの送信フィルタのみを備える構成であってもかまわないし、少なくとも１つの送信フィルタと少なくとも１つの受信フィルタとを備える送受信用の構成であってもかまわない。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波装置および高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～３を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波装置および高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記実施の形態１～３では、弾性波装置は、周波数可変回路を備えたチューナブル（周波数可変型）のフィルタ回路を有するが、本発明に係る弾性波装置は、周波数可変回路を有していなくてもよく、通過帯域が固定の弾性波装置も本発明に含まれる。すなわち、本発明に係る弾性波装置は、圧電性を有する基板と、当該基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極と、当該基板上に形成された複数の電極指からなる櫛歯容量電極と、当該櫛歯容量電極上に形成された絶縁体または誘電体からなる中間層と、当該中間層上に形成され、当該基板上に形成された配線と接続された立体配線とを備えていればよい。
　これにより、櫛歯容量電極上に立体配線が配置されるので、弾性波装置のレイアウト面積を小さくでき、小型化が可能となる。また、入出力端子およびグランド端子を含む端子配置の自由度が向上する。さらに、中間層を挟んで櫛歯容量電極の上方に立体配線があるため、櫛歯容量電極を起因とした不要な弾性波の励振が抑制されるので、櫛歯容量電極と基板とで構成される櫛歯容量の周波数特性が良化し、弾性波装置の通過特性が向上する。
　また、例えば、上述した高周波フロントエンド回路とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば低ロス化と高選択度化を図ることができる。
　また、上述したフィルタを備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。つまり、複数のフィルタが共通接続されたマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタは上述したいずれかのフィルタであってもかまわない。
　また、フィルタを構成する弾性波共振子のうち、櫛歯容量と他の弾性波共振子を介することなく接続される弾性波共振子（第１弾性波共振子）を除く１以上の弾性波共振子の少なくとも１つは、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。
　また、上記説明では、櫛歯容量と第１弾性波共振子とは、他の弾性波共振子を介することなく接続されるとしたが、これに限らず、他の弾性波共振子を介して接続されていてもかまわない。このような構成であっても、上記説明した構成と同様の効果を奏することができる。
　また、例えば、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　本発明は、低ロスのフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、２０、３００　　フィルタ（弾性波装置）
　１１、１１Ａ、１１ａ、１１ｂ、１１Ｆ　　周波数可変回路
　１１ｇ　　グランド端子
　１１ｍ　　入出力端子（第１入出力端子）
　１１ｎ　　入出力端子（第２入出力端子）
　１１ｓ　　接続端子
　２１、２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄ、２１Ｅ　　並列腕共振回路
　２１Ｆ　　直列腕共振回路
　１０１　　電極膜
　１０２　　基板
　１０３、１０３ｂ、１０４　　保護層
　１０３ａ　　調整膜
　１０５　　櫛歯容量電極
　１０６　　中間層
　１０７　　立体配線
　１０８、１０９　　配線
　１１０、１５０　　スイッチ群
　１１１、１２１、４０２　　ＩＤＴ電極
　１１２、１２２、４０３　　反射器
　１２０　　フィルタ群
　１２１ａ、１３１ａ　　電極指
　１６０　　受信増幅回路群
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５　　金属膜
　４００　　弾性波フィルタ
　４０１　　圧電基板
　４０４、４０５　　入出力電極
　４１３　　交叉指状導体パターン
　Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａ、Ｃ２２ａ～Ｃ２４ａ　　櫛歯容量
　Ｌ　　インダクタ
　ｐ１、ｐ２、ｐ２１ａ～ｐ２５ｂ、ｐ２２ｂ～ｐ２４ｂ　　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ２２～ｓ２５　　直列腕共振子
　ＳＷ、ＳＷ１～ＳＷ７　　スイッチ（スイッチ素子）

Claims (20)

  1. 　少なくとも一部に圧電性を有する基板と、
    　前記基板上に形成され、複数の電極指からなり、かつ、弾性波を励振するＩＤＴ電極と、
    　前記基板上に形成され、前記ＩＤＴ電極と電気的に接続されている配線電極と、
    　前記基板上に形成され、複数の電極指からなり、かつ、キャパシタを構成する櫛歯容量電極と、
    　前記櫛歯容量電極上に形成され、絶縁体または誘電体からなる中間層と、
    　前記中間層上に形成され、前記配線電極と接続された立体配線と、を備える、
    　弾性波装置。
  2. 　前記櫛歯容量電極と前記基板と前記立体配線とは、前記櫛歯容量電極で発生する弾性波の励振を抑制するとともにキャパシタとして機能する、
    　請求項１に記載の弾性波装置。
  3. 　前記立体配線は、前記配線電極を介して、前記櫛歯容量電極を構成する２つの電極のうちの一方の電極と接続されている、
    　請求項１または２に記載の弾性波装置。
  4. 　前記立体配線は、前記基板上に形成された配線であって前記基板を平面視した場合に前記櫛歯容量電極を挟んで対向する２つの配線を接続する、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  5. 　前記立体配線の膜厚は、前記櫛歯容量電極を構成する前記複数の電極指の膜厚よりも厚い、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  6. 　前記中間層は、酸化ケイ素、アルミナ、窒化ケイ素、およびポリイミドの少なくとも１つからなる、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  7. 　前記櫛歯容量電極における複数の電極指のピッチは、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指のピッチより狭く、
    　前記櫛歯容量電極における複数の電極指の膜厚は、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指の膜厚より薄く、
    　前記櫛歯容量電極と前記基板とで構成される櫛歯容量の自己共振点は、前記弾性波装置の通過帯域より高域側に形成されている、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  8. 　前記櫛歯容量電極における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比は、前記ＩＤＴ電極における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比より大きい、
    　請求項７に記載の弾性波装置。
  9. 　前記ＩＤＴ電極と前記基板とは、第１弾性波共振子を構成し、
    　前記櫛歯容量電極と前記基板とは、前記第１弾性波共振子に接続される櫛歯容量を構成し、
    　前記第１弾性波共振子および前記櫛歯容量は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ第１経路、および、当該第１経路上のノードとグランドとを結ぶ第２経路の一方に設けられた第１共振回路を構成し、
    　前記弾性波装置は、さらに、第２共振回路を備え、
    　前記第２共振回路は、
    　１以上の第２弾性波共振子を含み、かつ、
    　前記第１経路および前記第２経路の他方に設けられ、前記第１共振回路とともに通過帯域を形成する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  10. 　前記櫛歯容量は、他の弾性波共振子を介することなく、前記第１弾性波共振子に接続される、
    　請求項９に記載の弾性波装置。
  11. 　前記第１共振回路は、前記第２経路に設けられ、
    　前記第２共振回路は、前記第１経路に設けられ、
    　前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、
    　前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と並列接続され、当該櫛歯容量とともに前記第１弾性波共振子の周波数を可変させる周波数可変回路を構成し、
    　前記周波数可変回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子と直列接続されている、
    　請求項９または１０に記載の弾性波装置。
  12. 　前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
    　前記第３弾性波共振子は、前記ノードと前記グランドとの間で、前記第１弾性波共振子および前記周波数可変回路が直列接続された回路と並列接続され、
    　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なっている、
    　請求項１１に記載の弾性波装置。
  13. 　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも低く、
    　前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、
    　前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されている、
    　請求項１２に記載の弾性波装置。
  14. 　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも高く、
    　前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、
    　前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されている、
    　請求項１２に記載の弾性波装置。
  15. 　前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
    　前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されている、
    　請求項１１に記載の弾性波装置。
  16. 　前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち一方のみに直列接続されており、
    　前記第１共振回路は、さらに、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち他方のみに直列接続された他の周波数可変回路を有する、
    　請求項１２に記載の弾性波装置。
  17. 　前記周波数可変回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、
    　前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記櫛歯容量に対して並列接続されている、
    　請求項１１に記載の弾性波装置。
  18. 　前記第１共振回路は、前記第１経路に設けられ、
    　前記第２共振回路は、前記第２経路に設けられ、
    　前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、
    　前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と直列接続され、当該櫛歯容量とともに周波数可変回路を構成し、
    　前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子に対して並列接続されている、
    　請求項９に記載の弾性波装置。
  19. 　請求項１～１８のいずれか１項に記載の弾性波装置と、
    　前記弾性波装置に接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  20. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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