JP6766874B2 - 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、弾性波共振子を有する弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。

従来、櫛歯容量と弾性波共振子とを有する弾性波フィルタ装置において、櫛歯容量における複数の電極指のピッチを弾性波共振子における複数の電極指のピッチより狭くする構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。この構成によれば、限られたレイアウト面積で櫛歯容量の電極指の対数を増やすことができるため、櫛歯容量の容量を大きくすることができる。

特開平１−６８１１４号公報

櫛歯容量と弾性波共振子とを有する弾性波フィルタ装置では、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性（いわゆる「通過帯域端のキレ」）を向上するために、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）の双方を確保することが求められる。

ここで、櫛歯容量において、Ｑ値が局所的に低下する自己共振周波数は、当該櫛歯容量における電極指のピッチを狭くすることにより高域側にシフトする。このため、上記従来の構成のように、複数の電極指のピッチを弾性波共振子における複数の電極指のピッチより狭くすることにより、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）の双方を確保できることが期待される。

しかしながら、実際には、上記従来の構成において、櫛歯容量における電極指の膜厚と弾性波共振子における電極指の膜厚とが同じ、または、櫛歯容量における電極指の膜厚が弾性波共振子における電極指の膜厚より厚い場合、次のような問題がある。

第１の問題として、一般的に、電極指の最小ピッチは、製造上の理由から当該電極指の膜厚によって制限されるため、櫛歯容量の電極指のピッチを狭くして自己共振周波数を高域側へシフトすることには限界がある。そのため、弾性波共振子及び櫛歯容量を含む回路によって形成されるフィルタの通過帯域内における櫛歯容量のＱ値が悪化してしまう。

第２の問題として、櫛歯容量の電極指ピッチを狭くすることで自己共振周波数をフィルタ特性に影響がない範囲まで高域側にシフトさせるには、櫛歯容量における電極指の膜厚を薄く設計することが必要になる。しかしながら、弾性波共振子における電極指の膜厚が櫛歯容量における電極指の膜厚と同じ場合、または、櫛歯容量における電極指の膜厚が弾性波共振子における電極指の膜厚より厚い場合、弾性波共振子のＱ値を十分に確保することが難しい。

したがって、この場合、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保することが難しく、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上することが困難である。

そこで、本発明は、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上することができる弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する第１弾性波共振子と、前記第１弾性波共振子に接続される、複数の電極指からなる櫛歯容量と、を備えた弾性波フィルタ装置であって、前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチは、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチより狭く、前記櫛歯容量における複数の電極指の膜厚は、前記第１弾性波共振子における複数の電極指の膜厚より薄く、前記櫛歯容量の自己共振周波数は、前記弾性波フィルタ装置の通過帯域より高域側に形成されている。

ここで、櫛歯容量は、電極指のピッチが狭いほど、当該櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する自己共振周波数が高域側にシフトする。このため、櫛歯容量の電極指のピッチを第１弾性波共振子の電極指のピッチより狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を弾性波フィルタ装置の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。また、櫛歯容量の自己共振周波数が第１弾性波共振子の共振周波数または反共振周波数と一致した場合、当該第１弾性波共振子は、自身に接続される櫛歯容量のＱ値の低下によって、第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性で得られる共振周波数または反共振周波数のＱ値が低下してしまう。このため、電極指のピッチを狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を第１弾性波共振子の共振周波数及び反共振周波数より高域側に追いやることにより、第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。ただし、製造上の理由から、電極指のピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量における電極指の膜厚を第１弾性波共振子における電極指の膜厚より薄くすることによって、櫛歯容量における電極指のピッチをより狭くできるので、弾性波共振子（第１弾性波共振子）のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保しやすくなる。したがって、本態様に係る弾性波フィルタ装置によれば、弾性波共振子（第１弾性波共振子）のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上することができる。

また、前記櫛歯容量は、他の弾性波共振子を介することなく、前記第１弾性波共振子に接続されることにしてもよい。

このような第１弾性波共振子は、櫛歯容量との合成特性において、当該櫛歯容量のＱ値の影響を特に受けやすい。よって、当該第１弾性波共振子及び当該櫛歯容量の電極指のピッチ及び膜厚を上述の関係とすることは、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上するために、特に有用である。

また、前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比は、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比より大きいことにしてもよい。

これにより、櫛歯容量の単位面積当たりの容量値を大きくすることができる。このため、小型化及び省スペース化が図られる。

また、前記第１弾性波共振子及び前記櫛歯容量は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ第１経路、及び、当該第１経路上のノードとグランドとを結ぶ第２経路の一方に設けられた第１共振回路を構成し、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、第２共振回路を備え、前記第２共振回路は、１以上の第２弾性波共振子を含み、かつ、前記第１経路及び前記第２経路の他方に設けられ、前記第１共振回路とともに通過帯域を形成することにしてもよい。

これにより、第１弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方が確保された第１共振回路を用いてバンドパスフィルタが形成されるため、フィルタ特性に優れたバンドパスフィルタを実現できる。また、第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性では、弾性波共振子（第１弾性波共振子）のみで構成する特性に対し、共振周波数と反共振周波数の差を小さくできるため、急峻な（高選択度の）減衰特性を得ることができる。

また、前記第１共振回路は、前記第２経路に設けられ、前記第２共振回路は、前記第１経路に設けられ、前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と並列接続され、当該櫛歯容量とともに前記第１弾性波共振子の周波数を可変させる周波数可変回路を構成し、前記周波数可変回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子と直列接続されていることにしてもよい。

これにより、スイッチ素子のオン及びオフに応じて通過帯域の低域側及び高域側の少なくとも一方の減衰極の周波数をシフトすることができるため、通過帯域を切り替えるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、前記第３弾性波共振子は、前記第１弾性波共振子と前記周波数可変回路とが直列接続された回路に並列接続され、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なっていることにしてもよい。

これにより、通過帯域低域側の減衰極及び通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方の周波数をシフトできるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも低く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域高域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも高く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域低域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域両側の減衰極の周波数を共に高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子と、前記第３弾性波共振子に直列接続された他の周波数可変回路を有し、前記第３弾性波共振子と前記他の周波数可変回路とが直列接続された回路は、前記第１弾性波共振子と前記周波数可変回路とが直列接続された回路に並列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側及び通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記周波数可変回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記櫛歯容量に対して並列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域の周波数可変幅の広いチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記第１共振回路は、前記第１経路に設けられ、前記第２共振回路は、前記第２経路に設けられ、前記第１弾性波共振子と前記櫛歯容量とは、並列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域内のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上する（急峻性を向上する）ことができる。

また、前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と直列接続され、当該櫛歯容量とともに周波数可変回路を構成し、前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子に対して並列接続されていることにしてもよい。

これにより、通過帯域高域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記櫛歯容量における複数の電極指の膜厚は、当該櫛歯容量における複数の電極指のピッチの４０％以下であることにしてもよい。

ここで、電極指の膜厚は、製造上の理由から、電極指のピッチによって上限が制限される。このため、櫛歯容量における複数の電極指の膜厚を適正範囲に収めることで、Ｑ値を確保できる櫛歯容量を作製することができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチは、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチの８０％以下であることにしてもよい。

ここで、櫛歯容量における複数の電極指のピッチが大きくなって第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチに近づくと、次のような問題が生じ得る。すなわち、櫛歯容量の自己共振周波数が第１弾性波共振子の反共振周波数に近づくことにより、当該自己共振周波数における容量Ｑの低下によって第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性で得られる反共振周波数のＱ値が低下し得る。よって、櫛歯容量における複数の電極指のピッチを適正範囲に収めることで、第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性で得られるＱ値をより確実に確保することができる。

また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、請求項１２に記載の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された第１フィルタと、一方の入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された１以上の第２フィルタと、を備え、前記１以上の第２フィルタの通過帯域の中心周波数は、それぞれ、前記第１フィルタの通過帯域の中心周波数よりも高く、前記第１フィルタは、前記第１経路に設けられた、前記第１共振回路を含む１以上の共振回路を備え、前記第１共振回路は、前記第１フィルタにおいて他の共振回路を介することなく前記第１入出力端子に接続されている。

これによれば、弾性波共振子は反共振周波数の高周波数側でバルク波損失を有し、このバルク波損失によって該周波数帯での容量成分のＱ値を悪化させる性質があるが、直列腕共振子である第１弾性波共振子に対して櫛歯容量が並列接続されていることにより、入力された信号が第１弾性波共振子と櫛歯容量とで信号分配（電力分配）される。このため、直列腕共振回路である第１共振回路全体として見たときのバルク波損失が低減される。そして、第１フィルタにおいて第１共振回路が他の共振回路を介することなく第１入出力端子に接続されていること、すなわち第１共振回路が第１入出力端子に最も近く接続されていることにより、第２フィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。

また、本発明の他の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、請求項１３に記載の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された第１フィルタと、一方の入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された１以上の第２フィルタと、を備え、前記１以上の第２フィルタの通過帯域の中心周波数は、それぞれ、前記第１フィルタの通過帯域の中心周波数よりも高く、前記第１フィルタは、前記第１経路に設けられた、前記第１共振回路を含む１以上の共振回路を備え、前記第１共振回路は、前記第１フィルタにおいて他の共振回路を介することなく前記第１入出力端子に接続されている。

これによれば、スイッチ素子の導通状態及び非導通状態を切り替えることにより、第１フィルタについて、通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することができる。

また、さらに、スイッチ共通端子、第１選択端子及び第２選択端子を有し、前記第１選択端子が前記第２入出力端子に接続され、前記第２選択端子が前記第２フィルタの他方の入出力端子に接続され、前記スイッチ共通端子と前記第１選択端子との接続、及び、前記スイッチ共通端子と前記第２選択端子との接続を切り替えるスイッチ回路を備え、前記スイッチ共通端子と前記第２選択端子とが接続されている場合、前記スイッチ素子は導通状態となっていることにしてもよい。

これによれば、スイッチ共通端子と第２選択端子とが接続されている場合、すなわちスイッチ回路によって第２フィルタが選択されている場合に、第１フィルタによるバルク波損失を低減することができる。よって、第２フィルタが選択されているときの第２フィルタの通過帯域内のロスを改善することができる。

また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかの弾性波フィルタ装置と、前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える。

これにより、低ロス化と高選択度化を図ることができる高周波フロントエンド回路を提供できる。

また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

これにより、低ロス化と高選択度化を図ることができる通信装置を提供できる。

本発明に係る弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置によれば、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保することにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上することができる。

図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図２は、実施の形態１に係るフィルタの電極構造を模式的に表す図である。 図３Ａは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造の断面図である。 図３Ｂは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造の他の一例の断面図である。 図３Ｃは、実施の形態１における電極膜及びその周囲の構造のさらに他の一例の断面図である。 図４Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量値との関連を表すグラフである。 図４Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図５Ａは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量値との関連を表すグラフである。 図５Ｂは、典型例において、櫛歯容量の膜厚と容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図６Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量値との関連を表すグラフである。 図６Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量Ｑとの関連を表すグラフである。 図７Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。 図７Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図８Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。 図８Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図９Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタの回路構成図である。 図９Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図１０Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタの回路構成図である。 図１０Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図１１Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタの回路構成図である。 図１１Ｂは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図１２Ａは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタの回路構成図である。 図１２Ｂは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図１３Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１３Ｂは、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１３Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。 図１４Ａは、実施の形態２に係るフィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態２に係るフィルタのフィルタ特性を表すグラフである。 図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタの回路構成図である。 図１５Ｂは、実施の形態３に係るフィルタの電極構造を模式的に表す図である。 図１６は、実施の形態３において、櫛歯容量の容量値とフィルタの各種特性との関係を示すグラフである。 図１７Ａは、実施の形態３において、櫛歯容量の容量値と直列腕共振回路の共振周波数、反共振周波数、及び、比帯域幅との関係を示すグラフである。 図１７Ｂは、実施の形態３において、櫛歯容量の容量値と直列腕共振回路の共振周波数のＱ値及び反共振周波数のＱ値との関係を示すグラフである。 図１８は、実施の形態３の実施例及びその比較例について説明する図である。 図１９Ａは、実施の形態３の実施例とその比較例の構成を示す図である。 図１９Ｂは、実施の形態３の実施例とその比較例のフィルタ特性を示すグラフである。 図２０Ａは、実施の形態３において、櫛歯容量の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、直列腕共振回路のインピーダンス、及びフィルタ特性との関係を表すグラフである。 図２０Ｂは、図２０Ａの（ｃ）中の波線枠内付近を拡大して示すグラフである。 図２１は、櫛歯容量の容量値と直列腕共振回路の反射特性との関係を示すグラフである。 図２２Ａは、実施の形態３の変形例１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２２Ｂは、実施の形態３の変形例１の比較例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２３は、実施の形態３の変形例１の実施例に係るフィルタ単体、及び、その比較例に係るフィルタ単体の通過特性及び反射特性を比較したグラフである。 図２４は、当該実施例に係るマルチプレクサ、及び、その比較例に係るマルチプレクサの通過特性及び反射特性を比較したグラフである。 図２５Ａは、実施の形態３の変形例２に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２５Ｂは、実施の形態３の変形例２に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２６Ａは、実施の形態３の変形例３に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２６Ｂは、実施の形態３の変形例３に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２７は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。

以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下において、各スイッチは、オフ（すなわち非導通状態）の場合に容量成分がない状態（すなわちインピーダンスが無限大）となり、オン（すなわち導通状態）の場合に抵抗成分がゼロ（すなわちインピーダンスがゼロ）となる理想的なスイッチとして扱う。

（実施の形態１）
［１．回路構成］
図１Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。

フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えば３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応の携帯電話に内蔵され、所定の帯域（Ｂａｎｄ）の高周波信号を選択的に通過させるバンドパスフィルタである。このフィルタ１０は、弾性波を用いて高周波信号を選択的に通過させる弾性波フィルタ装置である。

同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１と、櫛歯容量Ｃ１及びスイッチＳＷと、を備える。

直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続されている。つまり、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上に設けられた共振回路（第２共振回路）である。なお、当該経路には、直列腕共振子ｓ１に限らず、１以上の弾性波共振子からなる直列腕共振回路が設けられていればよい。本実施の形態では、当該直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕共振回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕共振回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

並列腕共振子ｐ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されている第１並列腕共振子である。つまり、並列腕共振子ｐ１は、上記経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ経路上に設けられた共振子である。

この並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０の通過帯域より低域側に共振周波数を有し、通過帯域内に反共振周波数を有する。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における反共振周波数よりも低い。

ここで、共振子における共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。また、共振子における反共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子もしくはインピーダンス素子とで構成される回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

また、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１は、１つの弾性波共振子によって構成されている。しかし、並列腕共振子ｐ１は、１つの弾性波共振子が直列分割または並列分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。

櫛歯容量Ｃ１は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ経路上のノード（図１Ａではノードｘ１）とグランド（基準端子）との間に接続されており、後述する櫛歯電極によって構成される。この櫛歯容量Ｃ１は、後述する櫛歯電極によって構成されており、フィルタ１０の通過帯域より高域側にインピーダンスが局所的に増加する（すなわち、容量値が局所的に低下する）自己共振点を有する。この自己共振点の周波数を「自己共振周波数」と称し、当該周波数は櫛歯電極の構造等に依存するが、このことについては後述する。

本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１及び櫛歯容量Ｃ１は直列接続されて、ノードｘ１とグランドとの間に接続されている。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１は、一方の端子がノードｘ１に接続され、他方の端子が櫛歯容量Ｃ１の一方の端子に接続されている。櫛歯容量Ｃ１は、一方の端子が並列腕共振子ｐ１の上記他方の端子に接続され、他方の端子がグランドに接続されている。なお、並列腕共振子ｐ１及び櫛歯容量Ｃ１の接続順序はこれに限らず、上記接続順序と逆であってもかまわない。

スイッチＳＷは、本実施の形態では、櫛歯容量Ｃ１と並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１を構成するスイッチ素子であり、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Radio Frequency Integrated Circuit）等の制御部からの制御信号にしたがってオン（導通）及びオフ（非導通）が切り替えられる。このような周波数可変回路１１は、当該周波数可変回路１１が接続される第１弾性波共振子の周波数（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１の共振周波数）を可変させる。

例えば、スイッチＳＷは、小型化を図るために、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）からなるＦＥＴ（Field Effect Transistor）スイッチ、または、ダイオードスイッチにより構成される。

すなわち、本実施の形態では、周波数可変回路１１は、ノードｘ１とグランドとの間で第１弾性波共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）と直列接続されている。このような周波数可変回路１１が設けられていることにより、フィルタ１０は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域を切り替えることができるチューナブルフィルタを実現できる。

また、これら並列腕共振子ｐ１及び櫛歯容量Ｃ１（本実施の形態ではさらにスイッチＳＷ）は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ第１経路上（直列腕上）のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路（並列腕）に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）を構成する。すなわち、当該並列腕共振回路２１は、直列腕とグランドとを結ぶ１つの並列腕に設けられている。よって、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１（第２共振回路）と並列腕共振回路（第１共振回路）とで構成された１段のラダー型フィルタ構造を有する。

つまり、第２経路に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）は、第１経路に設けられた直列腕共振子ｓ１（第２共振回路）とともにフィルタ１０の通過帯域を形成する。

［２．フィルタ特性］
次に、本実施の形態に係るフィルタ１０のフィルタ特性について、説明する。

図１Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０のフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフであり、スイッチＳＷがオンの場合におけるフィルタ特性が破線で表され、スイッチＳＷがオフの場合におけるフィルタ特性が実線で表されている。なお、このことは、以降の本実施の形態におけるフィルタ特性を表すグラフについても、同様である。

フィルタ１０では、並列腕共振回路２１の反共振周波数と直列腕共振回路（本実施の形態では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本実施の形態では、スイッチＳＷがオフの場合のみ、並列腕共振子ｐ１に対して櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１の共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０の通過帯域低域側の減衰極は、並列腕共振回路２１の共振周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０は、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域低域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせることができる。つまり、フィルタ１０は、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて通過帯域を切り替えることができる。

これに関し、フィルタ１０の通過帯域の周波数可変幅は、櫛歯容量Ｃ１の定数に依存し、例えば櫛歯容量Ｃ１の定数が小さいほど周波数可変幅が広くなる。このため、櫛歯容量Ｃ１の定数（容量値）は、フィルタ１０に要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。

［３．構造］
次に、フィルタ１０の構造について、説明する。

［３−１．全体構造］
図２は、実施の形態１に係るフィルタ１０の電極構造を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＡ−Ａ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＢ−Ｂ’線における断面図である。なお、図２に示された電極構造は、フィルタ１０を構成する各共振子及び櫛歯容量Ｃ１の典型的な構造を説明するためのものである。このため、フィルタ１０の各共振子のＩＤＴ電極及び櫛歯容量Ｃ１を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、同図には、スイッチＳＷについても模式的に図示しているが、スイッチＳＷの配置及び構造については特に限定されず、例えば、スイッチＳＷは各共振子及び櫛歯容量Ｃ１とは別のチップに構成されていてもかまわない。

まず、各共振子の構造について、説明する。

同図に示すように、フィルタ１０を構成する各共振子は、弾性波を用いた弾性波共振子である。これにより、フィルタ１０を、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻性の向上された通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。

直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１は、圧電性を有する基板（本実施の形態では圧電基板）と、ＩＤＴ電極を備える。ＩＤＴ電極は弾性波を励振する。当該ＩＤＴ電極を弾性波の伝搬方向の両側から挟み込むように配置された１組の反射器を有していてもよい。ここで、ＩＤＴ電極は、弾性波の伝搬方向に並んで配置された複数の電極指からなる。具体的には、直列腕共振子ｓ１は、ＩＤＴ電極１１１、及び、１組の反射器１１２によって構成されている。並列腕共振子ｐ１は、複数の電極指１２１ａからなるＩＤＴ電極１２１、及び、１組の反射器１２２によって構成されている。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、及び、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。

以下、フィルタ１０を構成する各共振子の構造について、並列腕共振子ｐ１を用いて、より詳細に説明する。なお、他の共振子については並列腕共振子ｐ１と概ね同じ構造を有するため、詳細な説明を省略する。

同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１は、電極膜１０１によって構成され、当該電極膜１０１は圧電基板１０２上に形成されている。なお、電極膜１０１及び圧電基板１０２等の具体的な構造については、後述する。

ＩＤＴ電極１２１は、複数の電極指１２１ａと、当該複数の電極指１２１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１２１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１２１ａは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。

このように構成された並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１２１の設計パラメータについて説明する。

上記弾性波の波長は、図２に示すＩＤＴ電極１２１を構成する複数の電極指１２１ａのうち１つのバスバー電極に接続された電極指１２１ａの繰り返し周期λｐ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｐ１とは、当該繰り返し周期λｐ１の１／２であり、電極指１２１ａのライン幅をＷｐ１とし、隣り合う電極指１２１ａの間のスペース幅をＳｐ１とした場合、Ｐｐ１＝（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ｌｐ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１２１ａと他方に接続された電極指１２１ａとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１２１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１２１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｐ１／（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指１２１ａのピッチ）に対する複数の電極指１２１ａの幅の比、つまりＷｐ１／Ｐｐ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１２１ａの数であり、電極指１２１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｐ１とし、電極指１２１ａの総数をＭｐ１とすると、Ｍｐ１＝２Ｎｐ１＋１を満たす。また、電極指１２１ａの膜厚とは、電極指１２１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｐ１である。

次いで、櫛歯容量Ｃ１の構造について、説明する。

櫛歯容量Ｃ１は、複数の電極指１３１ａからなる櫛歯電極１３１によって構成されている。

同図の（ａ）及び（ｃ）に示すように、櫛歯電極１３１は、ＩＤＴ電極１２１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、櫛歯容量Ｃ１を構成する櫛歯電極１３１は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯電極１３１とＩＤＴ電極１２１とは、互いに異なる圧電基板上に形成されていてもかまわない。

櫛歯電極１３１は、複数の電極指１３１ａと、当該複数の電極指１３１ａを挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指１３１ａが１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指１３１ａは、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。

このように構成された櫛歯容量Ｃ１では、櫛歯電極１３１の設計パラメータ等によって、容量値及びＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯電極１３１の設計パラメータについて説明する。

電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ１とは、電極指１３１ａのライン幅をＷｃ１とし、隣り合う電極指１３１ａの間のスペース幅をＳｃ１とした場合、Ｐｃ１＝（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）で定義される。また、櫛歯電極１３１の交叉幅Ｌｃ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指１３１ａと他方に接続された電極指１３１ａとを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指１３１ａのライン幅占有率であり、複数の電極指１３１ａのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｃ１／（Ｗｃ１＋Ｓｃ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指１３１ａのピッチに対する複数の電極指１３１ａの幅の比、つまりＷｃ１／Ｐｃ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指１３１ａの数であり、電極指１３１ａの総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｃ１とし、電極指１３１ａの総数をＭｃ１とすると、Ｍｃ１＝２Ｎｃ１＋１を満たす。また、電極指１３１ａの膜厚とは、電極指１３１ａを形成する電極膜１０１の厚みＴｃ１である。

次いで、櫛歯容量Ｃ１を構成する櫛歯電極１３１と、当該櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子のＩＤＴ電極（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１）の設計パラメータについて、比較して説明する。

櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ１＜Ｐｐ１を満たす。ここで、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａのピッチは、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１２１ａのピッチの８０％以下（すなわちＰｃ１≦０．８×Ｐｐ１＝０．４×λｐ１）であることが好ましい。

また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ１＜Ｔｐ１を満たす。ここで、製造上の理由から、櫛歯容量Ｃ１において、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１に対して４０％以下（すなわちＴｃ１≦０．４０×Ｐｃ１）であることが好ましい。また、同様の理由から、並列腕共振子ｐ１において、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１は電極指ピッチＰｐ１に対して４０％以下（すなわちＴｐ１≦０．４０×Ｐｐ１）であることが好ましい。また、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ１≦Ｔｃ１）である。同様に、電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｐ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｐ１≦Ｔｐ１）である。

また、櫛歯容量Ｃ１の電極デューティは、並列腕共振子ｐ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、櫛歯容量Ｃ１及び並列腕共振子ｐ１は、Ｗｃ１／Ｐｃ１＞Ｗｐ１／Ｐｐ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量Ｃ１の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化及び省スペース化が図られる。

なお、各素子（直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、櫛歯容量Ｃ１等）において、電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、櫛歯容量Ｃ１と並列腕共振子ｐ１とは、これらを構成する櫛歯電極１３１及びＩＤＴ電極１２１の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、櫛歯容量Ｃ１と並列腕共振子ｐ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、櫛歯容量Ｃ１の平均値と並列腕共振子ｐ１の平均値との間で成立していればよい。

［３−２．電極指の詳細構造］
次に、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａ及び櫛歯電極１３１の電極指１３１ａの構造について、当該電極指１２１ａ及び当該電極指１３１ａが形成される圧電基板１０２、及び、保護層（後述する）の構成も含めて説明する。なお、本実施の形態では、ＩＤＴ電極の電極指１２１ａと櫛歯電極１３１の電極指１３１ａとは、膜厚が異なる点を除いて共通の電極膜１０１によって構成されているが、これらは構造または組成等が互いに異なる電極膜によって構成されていてもかまわない。

図３Ａは、本実施の形態における、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａ及び櫛歯電極１３１の電極指１３１ａを構成する電極膜１０１及びその周囲の構造の断面図である。

同図に示すように、本実施の形態では、電極膜１０１は、圧電基板１０２側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕからなる金属膜２１４、及び、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。

このとき、圧電基板１０２は、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶からなる。

また、電極膜１０１は、当該電極膜１０１を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする保護層によって覆われている。当該保護層は、本実施の形態では、圧電基板１０２側から順に、ＳｉＯ_２からなる保護層１０３、及び、ＳｉＮからなる保護層１０４が積層されることにより形成されている。

表１に、このときの膜厚の詳細を示す。

なお、電極膜１０１と圧電基板１０２の間には、図３Ｂに示すように電気機械結合係数の調整膜１０３ａが設けられていてもかまわない。電気機械結合係数の調整膜１０３ａは、ＳｉＯ_２からなる。ただし、櫛歯容量Ｃ１では、電極膜１０１と圧電基板１０２の間に電気機械結合係数の調整膜１０３ａが設けられると、櫛歯容量Ｃ１の櫛歯電極１３１の下における圧電基板１０２の誘電率が低下し、単位面積当たりの容量値が低下する。このことは、櫛歯容量Ｃ１の大型化を招くため、小型化の観点から、櫛歯容量Ｃ１においては、電気機械結合係数の調整膜１０３ａが設けられていないことが望ましい。

また、電極膜１０１の構造は、図３Ａ及び図３Ｂの構造に限定されず、図３Ｃの構造であってもかまわない。同図に示す電極膜１０１は、上述した金属膜２１３及び金属膜２１４によって形成されている。

このとき、圧電基板１０２は、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶からなる。また、上述した保護層１０３よりも膜厚の薄い保護層１０３ｂが設けられている。

なお、これらの構成は一例であり、ＩＤＴ電極１２１の電極指１２１ａ及び櫛歯電極１３１の電極指１３１ａを形成する電極膜１０１の構成は、これらに限らない。例えば、電極膜１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜及び各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、積層体で構成された電極膜１０１における金属または合金の積層順は、特に限定されず、例えば上述した積層順と異なっていてもよい。また、圧電基板１０２は、例えば、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなってもかまわない。また、保護層及び電気機械結合係数の調整膜の構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ_２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３及び１０４は、形成されていなくてもよい。

ただし、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａは、Ａｕ、Ｐｔ、Ｔａ、Ｍｏ、Ｗなどの高密度金属を含まないことが望ましく、Ａｌ、Ｃｕ、ＮｉＣｒ、Ｔｉなどの低密度金属から構成されていることが望ましい。具体的には、高密度金属はコンダクタンスが小さいため、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａに高密度金属を用いた場合、櫛歯容量Ｃ１の等価直列抵抗が大きくなり、Ｑ値の悪化を招く。また、この場合、櫛歯容量Ｃ１の自己共振周波数が低周波数側にシフトするため、後述するように櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチを狭くしても、当該自己共振周波数をフィルタ特性に影響がない範囲までシフトすることが困難となる。これらのことから、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａは、高密度金属を含まないことが望ましい。

［４．櫛歯容量の特性］
本実施の形態に係るフィルタ１０は、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）及び櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチ及び膜厚が上述の関係を満たすことにより、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）のＱ値及び櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保するという効果を奏することができる。

これは、櫛歯容量Ｃ１の特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、典型例の櫛歯容量を用いて説明する。なお、典型例の櫛歯容量の構成は、設計パラメータの数値範囲が櫛歯容量Ｃ１の数値範囲に限定されない点を除いて、櫛歯容量Ｃ１と同様である。

［４−１．電極指ピッチとの関連］
まず、典型例の櫛歯容量について、電極指ピッチと特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。

図４Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチＰｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図４Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチＰｃ１とＱ値（容量Ｑ）との関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。

図４Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ１を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、櫛歯容量の自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）であり、以下の式１で示される。

なお、ε_０は真空中の誘電率、ε_ｒは圧電基板１０２の誘電率である。

一方、図４Ａに示すように、櫛歯容量は、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、自己共振周波数が高域側にシフトする。このとき、図４Ｂに示すように、櫛歯容量のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振周波数では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数をフィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。

言い換えると、電極指ピッチＰｃ１が広いほど、櫛歯容量の自己共振周波数は低域側にシフトする。このため、当該自己共振周波数が、他の弾性波共振子を介することなく当該櫛歯容量と接続される第１弾性波共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１）の共振周波数または反共振周波数と一致する場合がある。つまり、当該第１弾性波共振子の共振周波数または反共振周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、当該第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性で得られる共振周波数または反共振周波数では、当該櫛歯容量のＱ値の低下によってＱ値が低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を第１弾性波共振子の共振周波数及び反共振周波数より高域側に追いやることにより、当該第１弾性波共振子と櫛歯容量の合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。

例えば、実施の形態１のフィルタ１０（８００ＭＨｚ−９００ＭＨｚ帯のフィルタ）の場合、櫛歯容量Ｃ１と接続される並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１は２．２μｍである。このため、実施の形態１では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を２．２μｍ未満とすることにより、櫛歯容量Ｃ１の自己共振周波数を８００ＭＨｚ帯から十分に高域側に追いやることができる。したがって、並列腕共振子ｐ１のＱ値及び櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保することができる。

また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、当該櫛歯容量を備えるフィルタ等の小型化及び省スペース化が図られる。

［４−２．電極指の膜厚との関連］
次に、典型例の櫛歯容量について、電極指の膜厚と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極指の膜厚以外の設計パラメータは一定であり、電極デューティは０．６０（すなわち、Ｗｃ１／Ｐｃ１＝０．６０）であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍである。

図５Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図５Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極指ピッチＰｃ１に対する膜厚Ｔｃ１の比率を、０．１５、０．２０、０．２５、０．３０とした場合の周波数特性が表されている。

これらの図に示すように、電極指の膜厚Ｔｃ１を変えても容量値及び容量Ｑのいずれについても、目立った変化はない。よって、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の観点から適宜決定されればよい。

これに関して、電極指の膜厚Ｔｃ１は、製造上の理由から、電極指ピッチＰｃ１によって上限が制限され、具体的には電極指ピッチＰｃ１の４０％以下で設計される必要がある。ただし、膜厚Ｔｃ１を厚くし過ぎると電極指のライン幅Ｗｃ１のばらつきが大きくなり、膜厚Ｔｃ１を薄くし過ぎると電極指の抵抗が大きくなるため、膜厚Ｔｃ１は電極指ピッチＰｃ１の２０％前後であることが好ましい。ここで、２０％前後には、２０％に限らず、数％程度の誤差範囲も含まれる。

［４−３．電極デューティとの関連］
次に、典型例の櫛歯容量について、電極デューティ（デューティ比）と特性との関連について説明する。なお、このとき、電極デューティ以外の設計パラメータは一定であり、電極指ピッチＰｃ１は２．５０μｍであり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ１＝０．２０×Ｐｃ１）である。

図６Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指の膜厚Ｔｃ１と容量値との関連を表すグラフである。図６Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極デューティと容量Ｑとの関連を表すグラフである。具体的には、これらの図には、電極デューティを、０．４０、０．５０、０．６０、０．７０とした場合の周波数特性が表されている。

図６Ａに示すように、電極デューティが大きいほど容量値は大きくなる。一方、図６Ｂに示すように、電極デューティを変えても容量Ｑには、目立った変化はない。

よって、櫛歯容量は、電極デューティを大きくすることにより単位面積当たりの容量値を大きくすることができるため、小型化及び省スペース化が図られる。

［５．まとめ］
以上のように、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの電極指ピッチＰｃ１は並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１２１ａの電極指ピッチＰｐ１より狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１より薄い。

ここで、櫛歯容量Ｃ１は、電極指ピッチＰｃ１が狭いほど、当該櫛歯容量Ｃ１のＱ値（容量Ｑ）が局所的に低下する自己共振周波数が高域側にシフトする。このため、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１より狭くして櫛歯容量Ｃ１の自己共振周波数をフィルタ１０の通過帯域より高域側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量Ｃ１のＱ値を高めることができる。また、櫛歯容量Ｃ１の自己共振周波数が並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の共振周波数または反共振周波数と一致した場合、当該並列腕共振子ｐ１は、自身に接続される櫛歯容量Ｃ１の容量Ｑの低下によって、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１の合成特性で得られる共振周波数または反共振周波数でのＱ値が低下してしまう。このため、電極指ピッチＰｃ１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数を並列腕共振子ｐ１の共振周波数及び反共振周波数より高域側に追いやることにより、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１の合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。ただし、製造上の理由から、電極指ピッチは当該電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量Ｃ１における電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１を並列腕共振子ｐ１における電極指１２１ａの膜厚Ｔｐ１より薄くすることによって、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１をより狭くできるので、並列腕共振子ｐ１のＱ値及び櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保しやすくなる。したがって、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振子ｐ１のＱ値及び櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方を確保できることにより通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上することができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１は、他の弾性波共振子を介することなく、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）に接続される。このような並列腕共振子ｐ１は、櫛歯容量Ｃ１との合成特性において、当該櫛歯容量Ｃ１のＱ値の影響を特に受けやすい。よって、並列腕共振子ｐ１及び櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチ及び膜厚を上述の関係（Ｐｃ１＜Ｐｐ１かつＴｃ１＜Ｔｐ１）とすることは、通過帯域内のロスを抑制し、かつ、減衰スロープの急峻性を向上するために、特に有用である。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は、当該櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１（電極指１３１ａのピッチ）の４０％以下である。ここで、電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１は、製造上の理由から、電極指ピッチＰｃ１によって上限が制限される。このため、櫛歯容量Ｃ１の電極指１３１ａの膜厚Ｔｃ１を適正範囲に収めることで、Ｑ値を確保できる櫛歯容量Ｃ１を作製することができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１は、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチＰｐ１の８０％以下である。ここで、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１が大きくなって並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチＰｐ１に近づくと、次のような問題が生じ得る。すなわち、櫛歯容量Ｃ１の自己共振周波数が並列腕共振子ｐ１の反共振周波数に近づくことにより、当該自己共振周波数における容量Ｑの低下によって並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１の合成特性で得られる反共振周波数のＱ値が低下し得る。よって、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチＰｃ１を適正範囲に収めることで、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量の合成特性で得られるＱ値をより確実に確保することができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）及び櫛歯容量Ｃ１は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ第１経路、及び、当該第１経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路の一方（本実施の形態では第２経路）に設けられた並列腕共振回路２１（第１共振回路）を構成する。また、当該第１経路及び当該第２経路の他方（本実施の形態では第１経路）に設けられ、並列腕共振回路２１とともに通過帯域を形成する、１以上の第２弾性波共振子からなる第２共振回路（本実施の形態では１つの直列腕共振子ｓ１からなる直列腕共振回路）を備える。

これにより、並列腕共振子ｐ１のＱ値及び櫛歯容量Ｃ１のＱ値の双方が確保された並列腕共振回路２１を用いてバンドパスフィルタが形成されるため、フィルタ特性に優れたバンドパスフィルタを実現できる。また、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１の合成特性では、並列腕共振子ｐ１のみで構成する特性に対し、共振周波数と反共振周波数の差を小さくできるため、急峻な（高選択度の）減衰特性を得ることができる。

また、本実施の形態に係るフィルタ１０によれば、並列腕共振回路２１（第１共振回路）は、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）とを結ぶ第１経路上のノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路に設けられている。また、フィルタ１０は、櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１を構成するスイッチＳＷ（スイッチ素子）を有し、周波数可変回路１１が並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）と直列接続されている。

これにより、スイッチＳＷのオン及びオフに応じて通過帯域の低域側及び高域側の少なくとも一方の減衰極の周波数をシフトすることができるため、通過帯域を切り替えるチューナブルフィルタを実現できる。具体的には、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）は、通過帯域より低域側に共振周波数を有し、通過帯域内に反共振周波数を有する。このため、スイッチＳＷのオン及びオフに応じて通過帯域の低域側の減衰極の周波数をシフトすることができる。

なお、本実施の形態に係るフィルタ１０の構成は、他のチューナブルフィルタの構成に適用することができる。そこで、以下、本実施の形態の変形例として、他のチューナブルフィルタの構成及びフィルタ特性について説明する。

（実施の形態１の変形例１）
上記実施の形態１では、周波数可変回路１１としてスイッチＳＷと櫛歯容量Ｃ１との並列回路を例に説明した。しかし、周波数可変回路は、このような構成に限らない。

図７Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ａは、図１Ａに示すフィルタ１０に比べて、さらに、スイッチＳＷに直列接続されたインダクタＬを有する。つまり、本変形例では、スイッチＳＷとインダクタＬとが直列接続された回路が櫛歯容量Ｃ１に並列接続されることにより、周波数可変回路１１Ａが構成されている。また、当該周波数可変回路１１Ａが並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）に接続されることにより、並列腕共振回路２１Ａ（第１共振回路）が構成されている。

なお、スイッチＳＷとインダクタＬとの接続順序は特に限定されず、図７Ａの接続順序と逆であってもかまわない。

図７Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ａのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

フィルタ１０Ａでは、並列腕共振回路２１Ａの反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷがオンの場合にはインダクタＬが付加され、スイッチＳＷがオフの場合には櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ａの共振周波数は、スイッチＳＷがオンの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも低域側にシフトし、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。よって、同図に示すように、本変形例に係るフィルタ１０Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０に比べて、通過帯域の周波数可変幅を広げることができる。

これに関し、フィルタ１０Ａの通過帯域の周波数可変幅は、櫛歯容量Ｃ１及びインダクタＬの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタＬの定数は、フィルタ１０Ａに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

なお、このような櫛歯容量Ｃ１とインダクタＬとは逆に設けられていてもかまわない。すなわち、スイッチＳＷと櫛歯容量Ｃ１とが直列接続された回路がインダクタＬに並列接続されていてもかまわない。このような構成によれば、変形例１に係るフィルタ１０Ａに比べて、スイッチＳＷのオン及びオフを切り替えたときの減衰極のシフト方向が反対となる。

（実施の形態１の変形例２）
上記実施の形態１及びその変形例１では、ノードｘ１とグランドとの間には、１つの並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）が設けられていた。しかし、ノードｘ１とグランドとの間には、並列腕共振子ｐ１と異なる並列腕共振子（第３弾性波共振子）が設けられていてもかまわない。

図８Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｂの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ｂは、図１Ａに示すフィルタ１０が備える並列腕共振回路２１（第１共振回路）に代わり、並列腕共振回路２１Ｂ（第１共振回路）を備える。この並列腕共振回路２１Ｂは、並列腕共振回路２１に比べて、さらに、ノードｘ１とグランドとの間で並列腕共振子ｐ１（第１弾性波共振子）と並列接続され、当該並列腕共振子ｐ１とは共振周波数及び反共振周波数が異なる並列腕共振子ｐ２（第３弾性波共振子）を有する。つまり、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕上の１つのノードｘ１に接続されている。言い換えると、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１１とが直列接続された回路に並列接続されている。これにより、フィルタ１０Ｂは、通過帯域低域側の減衰極及び通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方の周波数をシフトすることができる。ここで、「１つのノード」とは、伝送線路上の１点だけでなく、共振子またはインピーダンス素子を介さずに１つの伝送線路上に位置する異なる２点も含まれる。

具体的には、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１よりも共振周波数及び反共振周波数が高く、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されている。つまり、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１１とが直列接続された回路に対して並列接続されている。

このように構成された並列腕共振回路２１Ｂは、並列腕共振子ｐ１及びｐ２それぞれの共振周波数において、インピーダンスが極小となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｂは、２つの共振周波数を有する。また、並列腕共振回路２１Ｂは、当該２つの共振周波数の間の周波数帯域、及び、当該２つの共振周波数よりも高域側の周波数帯域において、インピーダンスが極大となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｂは、２つの反共振周波数を有する。

図８Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｂのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

フィルタ１０Ｂでは、並列腕共振回路２１Ｂの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷがオフの場合のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｂの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合にはスイッチＳＷがオンの場合よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｂの通過帯域低域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域低域側の減衰スロープの急峻性は、並列腕共振回路２１Ｂの低域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｂは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域低域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができる。

（実施の形態１の変形例３）
上記実施の形態１の変形例２では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されていた。しかし、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されていてもかまわない。

つまり、上記実施の形態１ならびに変形例１及び２では、他の弾性波共振子を介することなく櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より低域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ１を例に説明した。これに対し、本変形例では、第１弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より高域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ２を例に説明する。

すなわち、本変形例では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ２（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ２における複数の電極指の膜厚より薄い。

図９Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｃの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ｃは、図８Ａに示すフィルタ１０Ｂの並列腕共振回路２１Ｂ（第１共振回路）に代わり、周波数可変回路１１が並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されている並列腕共振回路２１Ｃ（第１共振回路）を備える。

つまり、本変形例では、並列腕共振子ｐ２（第１弾性波共振子）よりも共振周波数及び反共振周波数が低い並列腕共振子ｐ１が、並列腕共振子ｐ２と並列接続され、当該並列腕共振子ｐ２とは共振周波数及び反共振周波数が異なる第３弾性波共振子に相当する。

図９Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｃのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

フィルタ１０Ｃでは、フィルタ１０Ｂと同様に、並列腕共振回路２１Ｃの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷがオフの場合のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｃの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｃの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合にはスイッチＳＷがオンの場合よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｃの通過帯域高域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｃの高域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性は、並列腕共振回路２１Ｃの高域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｃは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができる。

（実施の形態１の変形例４）
上記実施の形態１の変形例２では、フィルタ１０Ｂは、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された周波数可変回路１１を備えた。また、上記実施の形態１の変形例３では、フィルタ１０Ｃは、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された周波数可変回路１１を備えた。しかし、フィルタは、このような周波数可変回路１１の双方を備えてもかまわない。

図１０Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｄの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ｄは、図８Ａに示すフィルタ１０Ｂが備える周波数可変回路１１に相当する周波数可変回路１１ａ、及び、図９Ａに示すフィルタ１０Ｃが備える周波数可変回路１１に相当する周波数可変回路１１ｂ、の双方を備える。つまり、本変形例における並列腕共振回路２１Ｄ（第１共振回路）は、並列腕共振子ｐ１及びｐ２（第１弾性波共振子及び第３弾性波共振子）のうち一方のみに直列接続された周波数可変回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１及びｐ２（第１弾性波共振子及び第３弾性波共振子）のうち他方のみに直列接続された周波数可変回路１１ｂと、を備える。言い換えると、本変形例における並列腕共振回路２１Ｄは、上記の変形例２における並列腕共振回路２１Ｂに相当する構成に加えて、さらに、並列腕共振子ｐ２に直列接続された他の周波数可変回路１１ｂを有する。ここで、並列腕共振子ｐ２と周波数可変回路１１ｂとが直列接続された回路は、並列腕共振子ｐ１と周波数可変回路１１ａとが直列接続された回路に並列接続されている。

図１０Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｄのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンの場合及び共にオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷ１がオフの場合のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。また、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷ２がオフの場合のみ、櫛歯容量Ｃ２が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｄの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷ１がオフの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｄの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷ２がオフの場合に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｄの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の少なくとも一方がオフの場合にスイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンの場合よりも高域側にシフトすることになる。

よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｄは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側及び通過帯域低域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側及び通過帯域低域端における挿入損失の増大を抑制しながら通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、フィルタ１０Ｄは、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

なお、フィルタ特性の観点からは、周波数可変回路１１ａ及び１１ｂが櫛歯容量Ｃ１及びＣ２を有することが好ましい。ただし、フィルタ１０Ｄに要求されるフィルタ特性及びサイズ等を勘案して、周波数可変回路１１ａ及び１１ｂの一方は、櫛歯容量に代わり、例えば圧電基板１０２上に積層されて構成された容量、あるいは、バリギャップ及びＤＴＣ（Digital Tunable Capacitor）等の可変キャパシタを有してもかまわない。

また、フィルタ１０Ｄにおいて、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフは、共に切り替えられなくてもよく、個別に切り替えられてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが共に切り替えられる場合、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ１０Ｄの構成の簡素化が図られる。

一方、スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン及びオフが個別に切り替えられる場合、フィルタ１０Ｄによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

具体的には、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオン及びオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオン及びオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

したがって、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端の周波数及び高域端の周波数を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端の周波数及び高域端の周波数の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１及びＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオン及びオフすることにより、通過帯域の低域端の周波数及び高域端の周波数の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

このように、フィルタ１０Ｄは、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された周波数可変回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された周波数可変回路１１ｂと、を備えることにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

（実施の形態１の変形例５）
上記実施の形態１の変形例２では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された。また、上記実施の形態１の変形例３では、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１及び並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された。しかし、周波数可変回路１１は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されてもかまわない。

図１１Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｅの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ｅは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されている周波数可変回路１１を有する並列腕共振回路２１Ｅ（第１共振回路）を備える。

本変形例では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１の電極指ピッチより狭く、かつ、並列腕共振子ｐ２の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指１２１ａの膜厚より薄く、かつ、並列腕共振子ｐ２における複数の電極指の膜厚より薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１及びｐ２のいずれについても、Ｑ値を確保することができる。

なお、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の一方の並列腕共振子の電極指ピッチより小さく、他方の並列腕共振子の電極指ピッチより大きくてもかまわない。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、当該一方の並列腕共振子における複数の膜厚より薄く、他方の並列腕共振子における複数の電極指の膜厚より厚くてもかまわない。

図１１Ｂは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｅのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

フィルタ１０Ｅでは、フィルタ１０Ｂと同様に、並列腕共振回路２１Ｅの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１及びｐ２の双方に対して、スイッチＳＷがオフの場合のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｅの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｅの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷがオフの場合に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。ただし、並列腕共振回路２１Ｅの低域側の反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して周波数可変回路１１が直列接続されていることにより、スイッチＳＷがオフの場合にはシフトしない。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｅは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域両側の減衰極の周波数を共に高域側にシフトさせることができる。

（実施の形態１の変形例６）
ここまで、周波数可変回路が並列腕共振回路に設けられているフィルタ（チューナブルフィルタ）の構成について説明した。つまり、ここまで、他の弾性波共振子を介することなく櫛歯容量Ｃ１と接続される第１弾性波共振子として、並列腕共振子を例に説明した。また、第１弾性波共振子及び櫛歯容量Ｃ１で構成される第１共振回路として並列腕共振回路を例に説明した。また、当該第１共振回路とともに通過帯域を形成する、１以上の第２弾性波共振子からなる第２共振回路として、直列腕共振回路を例に説明した。

しかし、周波数可変回路は直列腕共振回路に設けられていてもかまわない。そこで、本変形例では、第１弾性波共振子として直列腕共振子ｓ１を例に説明し、第１共振回路として直列腕共振回路を例に説明し、第２共振回路として並列腕共振回路（本変形例では並列腕共振子ｐ１）を例に説明する。

すなわち、本変形例では、櫛歯容量Ｃ１の電極指ピッチは、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ１における複数の電極指１３１ａの膜厚は、直列腕共振子ｓ１における複数の電極指の膜厚より薄い。

図１２Ａは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０Ｆの回路構成図である。

同図に示すフィルタ１０Ｆでは、スイッチＳＷは、櫛歯容量Ｃ１と直列接続され、当該櫛歯容量Ｃ１とともに周波数可変回路１１Ｆを構成する。また、この周波数可変回路１１Ｆは、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）に対して並列接続されている。つまり、フィルタ１０Ｆは、図１Ａに示したフィルタ１０に比べ、櫛歯容量Ｃ１とスイッチＳＷとが直列接続されることで構成された周波数可変回路１１Ｆが、直列腕共振子ｓ１に対して並列接続されている。

図１２Ｂは、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０Ｆのフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷがオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。

フィルタ１０Ｆでは、フィルタ１０と同様に、並列腕共振回路（本変形例では並列腕共振子ｐ１）の反共振周波数と直列腕共振回路２１Ｆの共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

このとき、本変形例では、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷがオンの場合のみ、櫛歯容量Ｃ１が付加される。このため、直列腕共振回路２１Ｆの反共振周波数は、スイッチＳＷがオンの場合に直列腕共振子ｓ１の反共振周波数よりも低域側にシフトすることになる。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｆは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極の周波数を高域側にシフトさせることができる。

（実施の形態１及びその変形例に関する共振解析）
ここで、上述のような共振周波数及び反共振周波数が得られる原理について、共振子の等価回路モデルを用いたインピーダンス特性（共振特性）の解析（共振解析）により説明しておく。

まず、共振子単体の共振特性について説明する。

図１３Ａは、１つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０が並列に接続した回路で表すことができる。

上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路で規定され、上記等価回路のインピーダンスが０となる周波数であることから、式２を解くことにより、式３で示される。

また、共振子の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式４を解くことにより、式５で示される。

上記式３及び式５より、図１３Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側（高域側）に出現する。

つまり、共振子は、１つの共振周波数と、当該共振周波数よりも高周波数側に位置する１つの反共振周波数と、を持つ。

［共振子にインピーダンス素子を直列接続］
次に、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

図１３Ｂは、共振子にインピーダンス素子Ｘ_１が直列接続された場合の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図に示すように、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０を並列に接続した回路で表される共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ_１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。

まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合、インピーダンス素子Ｘ_１は短絡となるため、共振周波数ｆｒ＿ｏｎ及び反共振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図１３Ａにおける共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａと同じとなり、式６及び式７で表される。

次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣ_ｔである場合、及び、（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬ_ｔである場合、に分けて説明する。

（１）インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣ_ｔである場合
スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式８を解くことにより、式９で示される。

一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１０で表される。

式６、式７、式９、及び式１０より、インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣ_ｔである場合、図１３Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷがオンの場合（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷがオフの場合（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。

（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬ_ｔである場合
スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１１を解くことにより、式１２で示される。

式１２において、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＬはスイッチＳＷがオフの場合の低周波数側（低域側）の共振周波数であり、ｆｒ＿ｏｆｆ２ＨはスイッチＳＷがオフの場合の高周波数側の共振周波数である。

一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１３で表される。

式６、式７、式１２、及び式１３より、インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬ_ｔである場合、図１３Ｂの右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎ及びｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷがオンの場合（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷがオフの場合（ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｌ）には、低周波数側へシフトするとともに、共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２Ｈが追加されることが解る。

［共振子にインピーダンス素子を並列接続］
次に、共振子にインピーダンス素子が並列接続された場合の共振特性について、説明しておく。なお、ここでは、インピーダンス素子がキャパシタＣ_ｔである場合について説明し、インピーダンス素子がインダクタである場合については、説明を省略する。また、この場合の等価回路モデルは、図１３Ａに示した共振子の等価回路モデルに対してキャパシタＣ_ｔを並列接続するに過ぎないため、簡略化して説明する。

インピーダンス素子Ｘ_１がキャパシタＣ_ｔである場合には、図１３Ａに示した等価回路モデルにおいてキャパシタＣ_０にキャパシタＣ_ｔが並列接続される構成となる。したがってこの場合の共振周波数は、共振子単体の共振周波数と一致することが解る。また、式７から、この場合の反共振周波数は、共振子単体の反共振周波数に比べ、低周波数側へシフトすることが解る。

［２つの共振子が並列接続］
次に、２つの共振子が並列接続された場合の特性について、等価回路モデルを用いて説明しておく。

図１３Ｃは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデル及びその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２が並列に接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０１を並列に接続した回路で表わされ、共振子ｒｅｓ２は、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２とを直列に接続した回路に対してキャパシタＣ_０２を並列に接続した回路で表すことができる。ここで、キャパシタＣ_０１及びＣ_０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２の静電容量である。これらの共振子ｒｅｓ１と共振子ｒｅｓ２とを並列に接続した回路は、図１３Ｃ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振子ｒｅｓ１とｒｅｓ２とを並列に接続した回路は、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２とを直列に接続した回路と、キャパシタＣ_０（＝Ｃ_０１＋Ｃ_０２）とを並列に接続した回路で表わされる。

上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路で規定され、式３で示される。

上記等価回路において、２つの共振周波数が規定され、共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、キャパシタＣ_１とインダクタＬ_１とを直列に接続した回路、及び、キャパシタＣ_２とインダクタＬ_２とを直列に接続した回路で規定され、式１４で示される。

つまり、上記等価回路で表される２つの共振周波数ｆｒ１、ｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ１及び共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ＿ｒｅｓ２と等しい。

また、上記等価回路の反共振周波数は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式１５を解くことにより、式１６のように２つの反共振周波数（ｆａ１、ｆａ２）を有することが解る。

上記式１５により得られる反共振周波数ｆａ１、ｆａ２は、式４により得られる共振子単体の反共振周波数（図１３Ｃのグラフではｆａ＿ｒｅｓ１、ｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。具体的には、式１５から導出される反共振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、反共振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。

さらに、共振子ｒｅｓ１及びｒｅｓ２にキャパシタが直列接続されたモデルについて解析する。

まず、共振子ｒｅｓ２にキャパシタＣｘが直列接続された構成、つまり、共振子ｒｅｓ１と共振子ｒｅｓ２及びキャパシタＣｘの直列回路とが並列接続された回路（回路Ａ）を想定する。

（ｉ）共振子ｒｅｓ１の共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ１＜共振子ｒｅｓ２の共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ２の場合、回路Ａの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）及びＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ａのインピーダンスが０となる周波数であることから、式１７及び式１８を解くことにより、式１９及び式２０で示される。

（ｉｉ）共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ１＞共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ２の場合、回路Ａの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）及びＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ａのインピーダンスが０となる周波数であることから、式２１及び式２２を解くことにより、式２３及び式２４で示される。

（ｉｉｉ）また、回路Ａの２つの反共振周波数ＦａＬ（低周波数側）及びＦａＨ（高周波数側）は、回路ＡのアドミッタンスＹａが０となる周波数であることから、式２５を解くことにより、式２６で示される。

次に、共振子ｒｅｓ２にキャパシタＣｘが直列接続され、共振子ｒｅｓ１にキャパシタＣｙが直列接続された構成、つまり、共振子ｒｅｓ１及びキャパシタＣｙの直列回路と、共振子ｒｅｓ２及びキャパシタＣｘの直列回路とが並列接続された回路（回路Ｂ）を想定する。

（ｉｖ）共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ１＜共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ２の場合、回路Ｂの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）及びＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ｂのインピーダンスが０となる周波数であることから、式２７及び式２８を解くことにより、式２９及び式３０で示される。

（ｖ）共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ１＞共振周波数ｆｒ_ｒｅｓ２の場合、回路Ｂの２つの共振周波数ＦｒＬ（低周波数側）及びＦｒＨ（高周波数側）は、回路Ｂのインピーダンスが０となる周波数であることから、式３１及び式３２を解くことにより、式３３及び式３４で示される。

（ｖｉ）また、回路Ｂの２つの反共振周波数ＦａＬ（低周波数側）及びＦａＨ（高周波数側）は、回路ＢのアドミッタンスＹａが０となる周波数であることから、式３５を解くことにより、式３６で示される。

このような共振解析に基づき、実施の形態１及びその変形例に係る高周波フィルタにおいて、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて直列腕共振回路または並列腕共振回路の共振周波数または反共振周波数がシフトすることが説明される。

すなわち、例えば、実施の形態１において、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振回路２１は、並列腕共振子ｐ１のみで構成される回路から、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１とが直列に接続された回路に切り替わる。このため、このとき、並列腕共振回路２１の共振周波数は、上記の式３で表される周波数から上記の式９で表される周波数へとシフトする。よって、このとき、通過帯域低域側の減衰極が高域側にシフトする。

また、例えば、実施の形態１の変形例１において、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振回路２１Ａは、並列腕共振子ｐ１に対して櫛歯容量Ｃ１とインダクタＬとが並列に接続された回路から、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１とが直列に接続された回路に切り替わる。このため、このとき、並列腕共振回路２１Ａの共振周波数は、後述する式３８で表される周波数から上記の式９で表される周波数へとシフトする。よって、このとき、通過帯域低域側の減衰極の周波数が高域側に大きくシフトする。

ここで、スイッチＳＷがオンの場合の並列腕共振回路２１Ａの共振特性について、等価回路モデルを用いて説明する。

共振子に対してキャパシタＣ_ｔとインダクタＬ_ｔとが並列に接続された回路が直列に接続された場合の等価回路モデルは、図１３Ａに示した共振子の等価回路モデルに対してキャパシタＣ_ｔとインダクタＬ_ｔとが並列に接続された回路となる。

この等価回路の共振周波数ｆ_ｒｍＬ（低周波数側）及びｆ_ｒｍＨ（高周波数側）は、当該等価回路のインピーダンスＺ_ｒｍが０となる周波数であることから、式３７を解くことにより、式３８で示される。

また、この等価回路の低周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＬは、当該等価回路の低周波数側のアドミッタンスＹ_ａｍＬが０となる周波数であることから、式３９を解くことにより、式４０で示される。また、この等価回路の高周波数側の反共振周波数ｆ_ａｍＨは、当該等価回路の高周波数側のアドミッタンスＹ_ａｍＨが０となる周波数であることから、式４１を解くことにより、式４２で示される。

また、例えば、実施の形態１の変形例２及び変形例３において、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振回路は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列に接続された回路から、一方の並列腕共振子（例えば、実施の形態１の変形例２では並列腕共振子ｐ１）と櫛歯容量Ｃ１とが直列接続された回路に他方の並列腕共振子（例えば、実施の形態１の変形例２では並列腕共振子ｐ２）が並列に接続された回路に切り替わる。このため、このとき、並列腕共振回路の共振周波数及び反共振周波数は、上記の式１４及び式１６で表される周波数から上記の式２３、式２４及び式２６で表される周波数へとシフトする。よって、このとき、減衰極の周波数及び通過帯域が高域側にシフトする。

また、例えば、実施の形態１の変形例４において、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振回路２１Ｄは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列に接続された回路から、並列腕共振子ｐ１と櫛歯容量Ｃ１とが直列接続された回路に並列腕共振子ｐ２と櫛歯容量Ｃ２とが直列接続された回路が並列に接続された回路に切り替わる。このため、このとき、並列腕共振回路２１Ｄの共振周波数及び反共振周波数は、上記の式１４及び式１６で表される周波数から上記の式２９、式３０（あるいは式３３、式３４）及び式３６で表される周波数へとシフトする。よって、このとき、通過帯域両側の減衰極の周波数及び通過帯域が高域側にシフトする。

また、例えば、実施の形態１の変形例５において、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振回路２１Ｅは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列に接続された回路から、当該回路に対して１つのキャパシタが直列に接続されたに切り替わる。このため、このとき、並列腕共振回路２１Ｅの共振周波数は、上記の式１４で表される周波数からシフトするので、通過帯域両側の減衰極の周波数が共に高域側にシフトする。

これに関し、スイッチＳＷがオフの場合の並列腕共振回路２１Ｅの共振周波数及び反共振周波数について、共振解析による導出は示していないが、スイッチＳＷがオフの場合の並列腕共振回路２１Ｅの等価回路モデルを用いて導出することができる。具体的には、当該共振周波数及び当該反共振周波数は、２つの共振子を並列に接続した回路に対して１つのキャパシタが直列に接続された等価回路モデルを用いて説明され、当該等価回路モデル（等価回路）のインピーダンスが０となる各周波数が共振周波数となり、アドミッタンスが０となる各周波数が反共振周波数となる。

また、例えば、実施の形態１の変形例６において、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、直列腕共振回路２１Ｆは、直列腕共振子ｓ１のみで構成される回路から、直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ１とが並列に接続された回路に切り替わる。このため、このとき、直列腕共振回路２１Ｆの反共振周波数は、上記の式５で表される周波数から、上記式７においてＣ_０を櫛歯容量Ｃ１との合成容量に置換することで表される周波数へとシフトする。よって、このとき、通過帯域高域側の減衰極の周波数が高域側にシフトする。

（実施の形態２）
以上説明した櫛歯容量を有するフィルタの構成は、１段のラダー型フィルタ構造に限らず、複数段のラダー型フィルタ構造に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような複数段のラダー型フィルタ構造を有するフィルタについて、チューナブルフィルタを例に説明する。

図１４Ａは、実施の形態２に係るフィルタ２０の回路構成図である。

同図に示すフィルタ２０は、例えば、アンテナ素子２（図２７参照）からＡＮＴ端子（第１入出力端子）に入力された高周波信号を、所定の通過帯域で選択的に通過させて、ローノイズアンプ（図２７参照）に接続されるＬＮＡ端子（第２入出力端子）から出力する。このとき、フィルタ２０は、所定の通過帯域を、ＲＦＩＣ３（図２７参照）等の制御部から制御端子ＣＴＬ１〜ＣＴＬ５に入力される制御信号に応じて切り替える。

具体的には、フィルタ２０は、直列腕共振子ｓ２２〜ｓ２５と、並列腕共振子ｐ２１ａ〜ｐ２５ａと、並列腕共振子ｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂと、を備えるラダー型フィルタ構造からなる弾性波フィルタ装置である。また、フィルタ２０は、さらに、並列腕共振子ｐ２２ａ〜ｐ２４ａにそれぞれ個別に直列接続された櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａと、並列腕共振子ｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂにそれぞれ個別に直列接続された櫛歯容量Ｃ２２ｂ〜Ｃ２４ｂと、を備える。また、フィルタ２０は、さらに、櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａとそれぞれ個別に並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａとともに周波数可変回路を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、櫛歯容量Ｃ２２ｂ〜Ｃ２４ｂとそれぞれ個別に並列接続され、当該櫛歯容量Ｃ２２ｂ〜Ｃ２４ｂとともに周波数可変回路を構成するスイッチＳＷ４〜ＳＷ６と、を備える。また、フィルタ２０は、さらに、ＬＮＡ端子とグランドとを接続する、インダクタＬ２５とスイッチＳＷ７とが直列接続された回路を備える。

ここで、スイッチＳＷ１は、制御端子ＣＴＬ１に入力される制御信号によってオン及びオフが切り替えられる。また、スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、制御端子ＣＴＬ２に入力される制御信号によってオン及びオフが切り替えられる。また、スイッチＳＷ４は、制御端子ＣＴＬ３に入力される制御信号によってオン及びオフが切り替えられる。また、スイッチＳＷ５及びＳＷ６は、制御端子ＣＴＬ４に入力される制御信号によってオン及びオフが切り替えられる。また、スイッチＳＷ７は、制御端子ＣＴＬ５に入力される制御信号によってオン及びオフが切り替えられる。

表２に、本実施の形態に係るフィルタ２０を構成する各共振子の設計パラメータ（弾性波の波長、電極指ピッチ、対数、交叉幅）の詳細を示す。なお、共振子における電極指の構造及び膜厚については、図３Ａを用いて実施の形態１で説明したとおりである（表１参照）。また、共振子における電極指ピッチに対する膜厚の比率は１３．２％以上１５．２％以下である。また、共振子の電極デューティは、０．５０である。

表３に、本実施の形態に係るフィルタ２０を構成する櫛歯容量の設計パラメータ（電極指ピッチ、対数、交叉幅）の詳細を示す。なお、当該櫛歯容量における電極指の構造及び膜厚については、図３Ａを用いて実施の形態１で説明したとおりである（表１参照）。また、当該櫛歯容量における電極指ピッチに対する膜厚の比率は１６．９％である。また、当該櫛歯容量の電極デューティは、０．５５である。

表２及び表３に示すように、櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａ及びＣ２２ｂ〜Ｃ２４ｂそれぞれに電極指ピッチは、当該櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａ及びＣ２２ｂ〜Ｃ２４ｂと他の弾性波共振子を介することなく接続される並列腕共振子ｐ２２ａ〜ｐ２４ａ及びｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂ（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。また、櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａ及びＣ２２ｂ〜Ｃ２４ｂそれぞれにおける電極指の膜厚は、並列腕共振子ｐ２２ａ〜ｐ２４ａ及びｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂにおける電極指の膜厚より薄い（表１参照）。

よって、フィルタ２０によれば、並列腕共振子ｐ２２ａ〜ｐ２４ａ及びｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂ（第１弾性波共振子）のＱ値、及び、櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａ及びＣ２２ｂ〜Ｃ２４ｂのＱ値のいずれも確保することができる。つまり、フィルタ２０は、複数段のラダー型フィルタ構造のうち２段以上（本実施の形態では３段）において、弾性波共振子のＱ値及び櫛歯容量のＱ値の双方を確保することができるので、減衰帯域における減衰量を大きくしつつ通過帯域内のロスを抑制することができる。

図１４Ｂは、実施の形態２に係るフィルタ２０のフィルタ特性（通過特性）を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ７がオンの場合及びオフの場合におけるフィルタ特性を比較して表すグラフである。なお、同図には、フィルタ特性を表すグラフの上側に、各フィルタ特性に対応する通過帯域、及び、このときのスイッチＳＷ１〜ＳＷ７の状態が示されている。

同図に示すように、フィルタ２０は、制御端子ＣＴＬ１〜ＣＴＬ５に入力される制御信号にしたがってスイッチＳＷ１〜ＳＷ７のオン及びオフが切り替えられることにより、通過帯域を、以下の（i）〜（iv）に示すＢａｎｄに割り当てられた周波数帯域のうち任意の１つに切り替えることができる。

なお、以下の各Ｂａｎｄに割り当てられた周波数帯域は３ＧＰＰによって定められており、詳細な説明については省略する。また、以下の（i）〜（iv）には、複数のＢａｎｄを同時に送信または受信するＣＡ（キャリアアグリゲーション）時における当該複数のＢａｎｄの組み合わせも含まれる。このときのフィルタ２０の通過帯域は、ＣＡの対象となる複数のＢａｎｄに割り当てられた複数の周波数帯域を包含する周波数帯域である。

（i）Ｂａｎｄ６８（あるいは、Ｂａｎｄ６８とＢａｎｄ２８ａとのＣＡ）
（ii）Ｂａｎｄ２８ａ
（iii）Ｂａｎｄ２８ｂ（あるいは、Ｂａｎｄ２８ｂとＢａｎｄ１９とのＣＡ）
（iv）Ｂａｎｄ２８ａとＢａｎｄ２０とのＣＡ（あるいは、Ｂａｎｄ２０）

このように、本実施の形態に係るフィルタ２０によれば、複数段のラダー型フィルタ構造のうち２段以上（本実施の形態では３段）に周波数可変回路が設けられていることにより、フィルタ２０全体の通過特性をより細かく調整することが可能となる。このため、スイッチＳＷ１〜ＳＷ７のオン及びオフが適宜切り替えられることにより、適切な帯域に切り替えることができる。また、複数段のフィルタ構造を有することにより、減衰帯域における減衰量を大きくすることができる。

（実施の形態３）
ここまで、共振子に接続された櫛歯容量を備えるフィルタとして、当該櫛歯容量とともに周波数可変回路を構成するスイッチ素子を備える周波数可変型のフィルタ（チューナブルフィルタ）を例に説明した。しかし、共振子に接続された櫛歯容量を備えるフィルタは、このようなスイッチ素子を備えなくてもかまわない。そこで、本実施の形態では、このように構成されたフィルタ（弾性波フィルタ装置）について説明する。

図１５Ａは、実施の形態３に係るフィルタ３０の回路構成図である。

同図に示すように、フィルタ３０は、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）及び櫛歯容量Ｃ３１で構成される直列腕共振回路３１（第１共振回路）と、並列腕共振子ｐ１（第２弾性波共振子）で構成される並列腕共振回路３２（第２共振回路）と、を備える。本実施の形態において、直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ３１とは、並列接続されている。つまり、本実施の形態に係るフィルタ３０は、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０ＦからスイッチＳＷを取り除いた構成に相当する。

櫛歯容量Ｃ３１は、実施の形態１の変形例６における櫛歯容量Ｃ１に相当する。このため、以下では、櫛歯容量Ｃ３１について、櫛歯容量Ｃ１と同様の点については説明を省略し、異なる点について詳細に説明する。

図１５Ｂは、実施の形態３に係るフィルタ３０の電極構造を模式的に表す図である。具体的には、同図の（ａ）は平面図であり、同図の（ｂ）は同図の（ａ）のＣ−Ｃ’線における断面図であり、同図の（ｃ）は同図の（ａ）のＤ−Ｄ’線における断面図である。なお、図１５Ｂに示された電極構造は、図２に示された電極構造と同様に、典型的な構造を説明するためのものである。

以下、櫛歯容量Ｃ３１を構成する櫛歯電極１３１Ａと、当該櫛歯容量Ｃ３１と接続される第１弾性波共振子のＩＤＴ電極（本実施の形態では直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極１１１）の設計パラメータについて、比較して説明する。

図１５Ｂに示すように、本実施の形態において、櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチは、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。つまり、Ｐｃ３１＜Ｐｓ１を満たす。ここで、櫛歯容量Ｃ３１における複数の電極指１３１Ａａのピッチは、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１１１ａのピッチの８０％以下（すなわちＰｃ３１≦０．８×Ｐｓ１＝０．４×λｓ１）であることが好ましい。

また、櫛歯容量Ｃ３１における複数の電極指１３１Ａａの膜厚は、直列腕共振子ｓ１における複数の電極指１１１ａの膜厚より薄い。つまり、Ｔｃ３１＜Ｔｓ１を満たす。ここで、製造上の理由から、櫛歯容量Ｃ３１において、電極指１３１Ａａの膜厚Ｔｃ３１は電極指ピッチＰｃ３１に対して４０％以下（すなわちＴｃ３１≦０．４０×Ｐｃ３１）であることが好ましい。また、同様の理由から、直列腕共振子ｓ１において、電極指１１１ａの膜厚Ｔｓ１は電極指ピッチＰｓ１に対して４０％以下（すなわちＴｓ１≦０．４０×Ｐｓ１）であることが好ましい。また、電極指１３１Ａａの膜厚Ｔｃ３１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｃ３１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｃ３１≦Ｔｃ３１）である。同様に、電極指１１１ａの膜厚Ｔｓ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｓ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｓ１≦Ｔｓ１）である。

また、櫛歯容量Ｃ３１の電極デューティは、直列腕共振子ｓ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、櫛歯容量Ｃ３１及び直列腕共振子ｓ１は、Ｗｃ３１／Ｐｃ３１＞Ｗｓ１／Ｐｓ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、櫛歯容量Ｃ３１の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化及び省スペース化が図られる。

なお、上述したように、各素子（直列腕共振子ｓ１、櫛歯容量Ｃ３１等）において、電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、櫛歯容量Ｃ３１と直列腕共振子ｓ１とは、これらを構成する櫛歯電極１３１Ａ及びＩＤＴ電極１１１の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、櫛歯容量Ｃ３１と直列腕共振子ｓ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚及び電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、櫛歯容量Ｃ３１の平均値と直列腕共振子ｓ１の平均値との間で成立していればよい。

次に、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１を並列接続したことによる特性への影響について説明する。

図１６は、櫛歯容量Ｃ３１の容量値とフィルタ３０の各種特性との関係を示すグラフである。具体的には、同図には、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１の回路定数を一定とし、櫛歯容量Ｃ３１がない場合、及び、櫛歯容量Ｃ３１の容量値を０．５〜８．０ｐＦで変化させた場合の各種特性が示されており、上段には直列腕共振回路３１（図中では「直列腕回路」）のインピーダンス特性が示され、中段にはフィルタ特性が示され、下段には中段の一部拡大図が示されている。なお、櫛歯容量Ｃ３１の容量値を０．０とは、櫛歯容量Ｃ３１が無い（非接続である）ことに相当する。図１７Ａは、櫛歯容量Ｃ３１の容量値と直列腕共振回路３１の共振周波数（ｆｒ）、反共振周波数（ｆａ）、及び、比帯域幅（ＢＷＲ）との関係を示すグラフである。図１７Ｂは、櫛歯容量Ｃ３１の容量値と直列腕共振回路３１の共振周波数のＱ値（Ｑｒ）及び反共振周波数のＱ値（Ｑａ）との関係を示すグラフである。

ここで、比帯域幅とは、共振回路または共振子の反共振周波数ｆａと共振周波数ｆｒとの周波数差（ｆａ−ｆｒ）を共振周波数ｆｒで除した値（（ｆａ−ｆｒ）／ｆｒ）（またはその百分率）として定義される。

このときのフィルタ３０の設計パラメータを表４及び表５に示す。また、このとき、直列腕共振子ｓ１は、共振周波数（ｆｒ）が７５０ＭＨｚであり、静電容量が３．０ｐＦである。また、並列腕共振子ｐ１は、共振周波数（ｆｒ）が６７０ＭＨｚであり、静電容量が３．０ｐＦである。なお、保護層１０４及び１０３の膜厚についての記載は省略するが、これらはフィルタ３０において一律である。

図１６の上段に示すように、直列腕共振子ｓ１に並列接続された櫛歯容量Ｃ３１の容量値が大きくなると、直列腕共振回路３１において、共振周波数（ｆｒ）は変化せず、反共振周波数（ｆａ）が低域側にシフトする。つまり、図１７Ａに示すように、当該容量値が大きくなると、直列腕共振回路３１の比帯域幅が小さくなる。

これにより、図１６の中段に示すように、当該容量値が大きくなると、直列腕共振回路３１の反共振周波数で形成される通過帯域高域側の減衰極の周波数が低域側にシフトする。このため、通過帯域高域側の急峻性（キレ)が向上する。

このとき、図１７Ｂに示すように、直列腕共振回路３１は、当該容量値が大きくなると、反共振周波数のＱ値（Ｑａ）は大幅に悪化するものの、共振周波数のＱ値（Ｑｒ）は変化しない。直列腕共振回路３１は、共振周波数が通過帯域を構成し、反共振周波数が通過帯域高域側の減衰極を構成するため、反共振周波数のＱ値の悪化は通過帯域内のロスにはほぼ影響しない。このため、図１６の下段に示すように、櫛歯容量Ｃ３１の容量値が大きくなっても通過帯域内のロスは悪化しにくい。

ここまで、１つの直列腕共振子と１つの並列腕共振子とで構成されるラダー型の回路構成を用いて、直列腕共振子に櫛歯容量が並列接続されることによる効果について説明した。しかし、上述した効果は、この構成に限らず、複数の直列腕共振子を有するラダー型の構成についても奏される。そこで、以下、一例として、２つの直列腕共振子を有するラダー型の回路構成において、１つの直列腕共振子に櫛歯容量が並列接続された回路構成及びその効果について、実施例とその比較例１及び比較例２を用いて説明する。

図１８は、本実施の形態の実施例及びその比較例（ここでは比較例１）について説明する図である。具体的には、同図には、実施例及び比較例１の回路構成と、これらのインピーダンス特性（上段のインピーダンス特性が実施例、下段のインピーダンス特性が比較例１）及びフィルタ特性と、が示されている。

同図に示すように、実施例及び比較例１のフィルタは、共振周波数及び反共振周波数が等しい２つの直列腕共振子ｓ１，ｓ２を有し、これらの接続ノード及びグランドに並列腕共振子ｐ１が接続されている。ここで、実施例のフィルタでは、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１が並列接続されており、直列腕共振子ｓ２には櫛歯容量が接続されていない。また、比較例１では、直列腕共振子ｓ１，ｓ２のいずれについても櫛歯容量が接続されていない。

このように、実施例では、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１が並列接続されていることにより、比較例１に比べて、通過帯域内のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上することができる。

また、実施例では、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１が並列接続されていることにより、直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ３１との合成特性（図中の「ｓ１＋Ｃ３１」）における比帯域幅（すなわち直列腕共振子ｓ１及び櫛歯容量Ｃ３１で構成される直列腕共振回路の比帯域幅）が、直列腕共振子ｓ１の比帯域幅よりも小さくなる。このため、当該直列腕共振回路の共振周波数と直列腕共振子ｓ２の共振周波数とが異なるため、通過帯域高域側の減衰極を構成する共振周波数が２つ出現する。したがって、実施例では、比較例１に比べて、通過帯域高域側の減衰帯域を広帯域化することができる。例えば、同図では、７８０ＭＨｚ〜８２０ＭＨｚ程度まで減衰帯域を広帯域化することができ、通過帯域高域側の減衰量の改善が図られている。

また、通常、直列腕共振子に容量を付加する手法として、ＩＤＴ電極の電極指を間引く手法がある。以下、このような手法で構成された比較例２について説明しつつ、本実施例の効果について引き続き説明する。

なお、以下では、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１の共振周波数及び反共振周波数等の設計パラメータが図１６〜図１８を用いて説明した設計パラメータと異なるため、フィルタ特性等は図１６〜図１８を用いて説明したフィルタ特性等と一致しない。しかし、実施例と比較例との間の設計パラメータの相対関係は図１６〜図１８を用いて説明した設計パラメータの相対関係と同様であるため、フィルタ特性等の相対関係も同様となり、これにより奏される効果も同様である。

図１９Ａは、本実施の形態の実施例とその比較例（ここでは比較例１，２）の構成を示す図である。具体的には、同図には、上から順に、実施例、比較例１及び比較例２の構成が示されており、その各々について、左に回路構成が示され、右に一部の電極構造を模式的に表す平面図が示されている。図１９Ｂは、本実施の形態の実施例とその比較例（ここでは比較例１，２）のフィルタ特性を示すグラフである。

図１９Ａの下段に示すように、比較例２は、直列腕共振子ｓ１のＩＤＴ電極を構成する一部の電極指を間引いた（すなわち重み付けした図中のｘ部分）直列腕共振子ｓ９２を用いることにより、直列腕共振子ｓ１に容量Ｃ９１が並列接続された回路構成と等価の構成を有する。

図１９Ｂから明らかなように、ＩＤＴ電極の電極指を間引くことにより直列腕共振子ｓ１に容量Ｃ９１が並列接続された構成には、次のような問題がある。

具体的には、このように電極指を間引くことにより構成された容量Ｃ９１は、大きな容量値を設計することが難しいため、直列腕共振子ｓ１と容量Ｃ９１の合成特性の比帯域幅を小さくするには限界がある。このため、通過帯域高域側の減衰帯域が広がりにくく、減衰量の向上が難しい。

これに対して、実施例によれば、櫛歯容量Ｃ３１について、対数及び交叉幅等の設計パラメータを適宜調整することにより、大きな容量値を設計することができる。このため、図１９Ｂから明らかなように、実施例によれば、比較例１だけでなく比較例２に比べても、通過帯域内のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上することができる。

以上のように、本実施の形態に係るフィルタ３０によれば、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１が並列接続されている。この櫛歯容量Ｃ３１における複数の電極指１３１Ａａの電極指ピッチＰｃ３１は、直列腕共振子ｓ１（第１弾性波共振子）における複数の電極指１１１ａの電極指ピッチＰｓ１より狭い。また、櫛歯容量Ｃ３１における複数の電極指１３１Ａａの膜厚は、直列腕共振子ｓ１における複数の電極指１１１ａの膜厚Ｔｓ１より薄い。また、櫛歯容量Ｃ３１の自己共振周波数は、フィルタ３０（弾性波フィルタ装置）の通過帯域より高域側に形成されている。

これにより、本実施の形態に係るフィルタ３０は、直列腕共振子ｓ１のＱ値ならびに櫛歯容量Ｃ３１のＱ値の双方を確保することができるため、通過帯域内のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上することができる。

これは、櫛歯容量Ｃ３１の特性が設計パラメータに依存することによる。そこで、以下、上記効果が奏される理由について、詳細に説明する。

まず、櫛歯容量Ｃ３１について、電極指ピッチと特性との関連について説明する。

図２０Ａは、櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチと、容量値、容量Ｑ値、直列腕共振回路３１（図中では「直列腕回路」）のインピーダンス、及びフィルタ特性との関係を表すグラフである。具体的には、電極指ピッチＰｃ３１を、０．７５、１．７５、２．５０、４．００（いずれも単位はμｍ）とした場合の周波数特性が表されている。なお、このとき、電極指ピッチ以外の設計パラメータは一定であり、電極指ピッチに対する膜厚の比率は０．２０（すなわち、Ｔｃ３１＝０．２０×Ｐｃ３１）である。また、直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチは、２．１２μｍである。

図２０Ａの（ａ）に示すように、電極指ピッチＰｃ３１を変えても容量値はほとんど変わらない。なお、ここで言う容量値とは、櫛歯容量の自己共振による影響をほぼ無視できる低域の周波数領域における容量値（静電容量値）である。また、櫛歯容量Ｃ３１は、電極指ピッチＰｃ３１が狭いほど、自己共振周波数が高周波数側にシフトする。

一方、図２０Ａの（ｂ）に示すように、櫛歯容量Ｃ３１のＱ値（容量Ｑ）は、概ね周波数が高くなるにつれて低下するものの、自己共振周波数では局所的に低下する。このため、電極指ピッチＰｃ３１を狭くして櫛歯容量の自己共振周波数をフィルタ３０の通過帯域より高周波数側に追いやることにより、当該通過帯域における櫛歯容量のＱ値を高めることができる。

言い換えると、電極指ピッチＰｃ３１が広いほど、櫛歯容量Ｃ３１の自己共振周波数は低域側にシフトする。このため、当該自己共振周波数が、他の弾性波共振子を介することなく櫛歯容量Ｃ３１と接続される直列腕共振子ｓ１の共振周波数または反共振周波数と一致する場合がある。つまり、直列腕共振子ｓ１の共振周波数または反共振周波数と容量Ｑが局所的に低下する周波数とが一致する場合がある。この場合、直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ３１との合成特性で得られる共振周波数または反共振周波数のＱ値は、櫛歯容量Ｃ３１のＱ値の低下によって低下してしまうため、要求されるＱ値の確保が困難となる。このため、電極指ピッチＰｃ３１を狭くして櫛歯容量Ｃ３１の自己共振周波数を直列腕共振子ｓ１の共振周波数及び反共振周波数より高周波数側に追いやることにより、直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ３１との合成特性のＱ値の低下を抑制して要求されるＱ値を確保することができる。

また、当然のことながら、電極指ピッチＰｃ３１が狭いほど容量値を維持したまま櫛歯容量のサイズを小型化できるため、櫛歯容量Ｃ３１を備える高周波フィルタ等の小型化及び省スペース化が図られる。

図２０Ｂは、図２０Ａの（ｃ）中の波線枠内付近を拡大して示すグラフであり、具体的には、直列腕共振回路３１の反共振周波数付近のインピーダンス特性が示されている。

図２０Ａで示したように、櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチが大きくなるほど、自己共振周波数が低域側にシフトし、容量Ｑ値を悪化させる。表６に、このときの櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチＰｃ３１と、直列腕共振回路３１の反共振周波数のＱ値（Ｑａ）との関係を示す。

この表と図２０Ａから明らかなように、櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチが直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチに近づくと、容量Ｑ値の悪化によって直列腕共振回路３１の反共振周波数のＱ値が悪化しやすいため、通過帯域高域端のロス及び減衰特性の悪化を招く（図２０Ａの（ｃ）及び（ｄ）参照）。したがって、櫛歯容量Ｃ３１の電極指ピッチは直列腕共振子ｓ１の電極指ピッチより狭く、櫛歯容量Ｃ３１の膜厚は直列腕共振子ｓ１の膜厚より薄く設定する必要がある。

このように、櫛歯容量Ｃ３１は、電極指のピッチが狭いほど、自己共振周波数が高周波数側にシフトする。このため、本実施の形態では、櫛歯容量Ｃ３１について、電極指のピッチを直列腕共振子ｓ１の電極指１１１ａのピッチより狭くして自己共振周波数をフィルタ３０の通過帯域より高周波数側に追いやることにより、通過帯域内及び通過帯域高域側近傍において櫛歯容量Ｃ３１のＱ値を高めることができる。これにより、通過帯域内のロスの抑制及び通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を向上することができる。

また、製造上の理由から、電極指のピッチは電極指の膜厚によって制限される。このため、櫛歯容量Ｃ３１における電極指の膜厚を直列腕共振子ｓ１における電極指の膜厚より薄くすることによって、櫛歯容量Ｃ３１における電極指のピッチをより狭くできるので、直列腕共振子ｓ１のＱ値及びキャパシタのＱ値の双方を確保しやすくなる。

よって、直列腕共振子ｓ１のＱ値及び櫛歯容量Ｃ３１のＱ値の双方を確保することにより、通過帯域内のロスのさらなる抑制及び通過帯域高域側の減衰スロープの急峻性を向上することができる。

（実施の形態３の変形例１）
ここで、直列腕共振子ｓ１に櫛歯容量Ｃ３１を並列接続したことによる反射特性への影響について説明する。

図２１は、櫛歯容量Ｃ３１の容量値と直列腕共振回路３１（図中では「直列腕回路」）の反射特性との関係を示すグラフである。具体的には、同図には、直列腕共振子ｓ１及び並列腕共振子ｐ１の回路定数を一定とし、櫛歯容量Ｃ３１がない場合、及び、櫛歯容量Ｃ３１の容量値を０．５〜８．０ｐＦで変化させた場合の反射特性が示されている。

同図に示すように、櫛歯容量Ｃ３１の容量値を大きくするにつれ、通過帯域より高周波数側（図２１では８５０ＭＨｚ以上）の周波数帯域では、直列腕共振回路３１の反射損失が小さくなる。すなわち、弾性波共振子は、反共振周波数の高周波数側でバルク波損失を有し、このバルク波損失によって該周波数帯での容量成分のＱ値を悪化させる性質がある。そこで、直列腕共振回路３１では、反共振周波数よりも高域側においてバルク波損失のない櫛歯容量Ｃ３１を直列腕共振子ｓ１に並列接続している。これにより、直列腕共振回路３１では入力高周波信号が直列腕共振子ｓ１と櫛歯容量Ｃ３１とで電力分配されるため、直列腕共振回路３１全体として見たときのバルク波損失が低減されることによる。

よって、複数のフィルタの一方の入出力端子が共通接続されたマルチプレクサにおいて、他の少なくとも１つのフィルタよりも通過帯域の中心周波数が低いフィルタについて、このような直列腕共振回路３１を適用することにより、当該他の少なくとも１つのフィルタの通過帯域内のロスを抑制することができる。

これに関し、中心周波数の低いフィルタのバルク波損失による中心周波数の高いフィルタの通過帯域内のロスの悪化は、中心周波数の低いフィルタにおいて共通端子に最も近く接続された直列腕共振回路のバルク波損失による影響が支配的である。よって、中心周波数の低いフィルタにおいて、直列腕共振回路３１を共通端子に最も近く接続することにより、中心周波数の高いフィルタの通過帯域内のロスの悪化を効果的に抑制することができる。

そこで、本変形例では、このように構成されたマルチプレクサについて説明する。

［実施の形態３の変形例１に係るマルチプレクサの回路構成］
図２２Ａは、実施の形態３の変形例１に係るマルチプレクサ３００の回路構成図である。図２２Ａに示されたマルチプレクサ３００は、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２８Ｒｘ及びＢａｎｄ８Ｒｘに対応する受信用のマルチプレクサであり、フィルタ５０（第１フィルタ）及びフィルタ６０（第２フィルタ）と、整合用インダクタ７０とを備える。

なお、マルチプレクサ３００は、受信用に限らず送信用であってもかまわないし、受信用のフィルタと送信用のフィルタとを備えるデュプレクサ等であってもかまわない。また、整合用インダクタ７０は設けられていなくてもかまわない。また、本変形例では、フィルタ５０とフィルタ６０とは、共通端子３００ｃと直接接続されている。つまり、本変形例では、フィルタ５０の共通端子３００ｃ側の入出力端子（本変形例では入力端子）及びフィルタ６０の共通端子３００ｃ側の入出力端子（本変形例では入力端子）は、共通端子３００ｃと直接接続されている。しかし、これらの入出力端子は、例えば、移相器、フィルタ５０及びフィルタ６０の少なくとも一方を選択するスイッチ、または、サーキュレータ等を介して、共通端子３００ｃと接続されていてもかまわない。つまり、フィルタ５０及びフィルタ６０の各々は、一方の入出力端子が共通端子３００ｃと直接もしくは間接的に接続されていればよい。

フィルタ５０は、Ｂａｎｄ２８Ｒｘ用の受信フィルタであり、入出力端子５０１（第１入出力端子）がマルチプレクサ３００の共通端子３００ｃに接続され、入出力端子５０２（第２入出力端子）がマルチプレクサ３００の入出力端子３０１に接続されている。このフィルタ５０は、直列腕上に設けられた複数の直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振回路３１０ｓならびに３つの直列腕共振子ｓ４２〜ｓ４４の各々のみで構成された回路）、及び、１以上の並列腕共振回路（本実施の形態では３つの並列腕共振子ｐ４１、ｐ４２、ｐ４３の各々のみで構成された回路）によって構成されたラダー型のフィルタ回路である。なお、直列腕共振回路及び並列腕共振回路の数は、上記の数に限定されない。

ここで、直列腕共振回路３１０ｓは、実施の形態３に係るフィルタ３０の直列腕共振回路３１に相当し、直列腕共振回路３１の直列腕共振子ｓ１に相当する直列腕共振子ｓ４１と、直列腕共振回路３１の櫛歯容量Ｃ３１に相当する櫛歯容量Ｃ４１と、を有する。この直列腕共振回路３１０ｓは、フィルタ５０において他の共振回路を介することなく入出力端子５０１に接続されている。つまり、直列腕共振回路３１０ｓは、フィルタ５０の複数の直列腕共振回路（本変形例では４つの直列腕共振回路）のうち最も共通端子３００ｃに近く接続されている。

フィルタ６０は、Ｂａｎｄ８Ｒｘ用の受信フィルタであり、一方の入出力端子がマルチプレクサ３００の共通端子３００ｃに接続され、他方の入出力端子がマルチプレクサ３００の入出力端子３０２に接続されている。つまり、フィルタ６０（第２フィルタ）の通過帯域の中心周波数（本変形例ではＢａｎｄ８Ｒｘの中心周波数）は、フィルタ５０（第１フィルタ）の通過帯域の中心周波数（本変形例ではＢａｎｄ２８Ｒｘの中心周波数）よりも高い。

以下、このように構成されたマルチプレクサ３００によって奏される効果について、本変形例の比較例を用いて説明する。

［比較例に係るマルチプレクサの回路構成］
図２２Ｂは、本変形例の比較例に係るマルチプレクサ９００の回路構成図である。同図に示すように、比較例に係るマルチプレクサ９００は、マルチプレクサ３００におけるフィルタ５０に代わり、櫛歯容量Ｃ４１を有さないフィルタ９５０を備える点のみ異なる。

［マルチプレクサの特性比較］
以下、実施の形態３の変形例１に係るマルチプレクサ３００に関する特性と比較例に係るマルチプレクサ９００に関する特性を比較するために、マルチプレクサ３００の構成を有する実施例（以下、「実施例に係るマルチプレクサ」）を用いて説明する。

実施例に係るマルチプレクサの設計パラメータ及び回路定数を、表７及び表８に示す。具体的には、表７には、直列腕共振子ｓ４１及び櫛歯容量Ｃ４１の設計パラメータ及び回路定数が示され、表８には、直列腕共振子ｓ４１以外の共振子の設計パラメータ及び回路定数が示されている。なお、直列腕共振子ｓ４１以外の共振子において、電極指の構造及び膜厚は、直列腕共振子ｓ４１と同様である。また、整合用インダクタ７０のインダクタンス値は、１２ｎＨである。

また、以下で説明する比較例に係るマルチプレクサ９００の設計パラメータ及び回路定数を、表９に示す。なお、各共振子において電極指の構造及び膜厚は、フィルタ５０の各共振子と同様である。また、整合用インダクタ７０のインダクタンス値は、１１．５ｎＨである。

図２３は、実施例に係るフィルタ５０単体、及び、その比較例に係るフィルタ９５０単体の通過特性及び反射特性を比較したグラフである。具体的には、同図上段にはこれら２つのフィルタの通過特性が示され、同図中段には同図上段に示す通過特性の通過帯域及びその近傍を拡大した通過特性が示され、同図下段にはこれら２つのフィルタ単体の共通端子３００ｃにおける反射特性が示されている。

なお、これらフィルタ単体の特性は、マルチプレクサの構成において当該フィルタ以外のフィルタと共通端子３００ｃとを非接続とし（すなわち、当該フィルタ以外のフィルタを削除し）、非接続としたことによるインピーダンス整合のずれが解消されるようにインピーダンス整合をとることで得られた特性である。

同図上段及び中段に示すように、実施例に係るフィルタ５０は、比較例に係るフィルタ９５０に比べて、通過帯域（Ｂ２８Ｒｘ）内のロスを抑制しつつ、通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上することができる。このことは、上記実施の形態３で説明したように、直列腕共振子（ここでは直列腕共振子ｓ４１）に櫛歯容量（ここでは櫛歯容量Ｃ４１）が並列接続されていることによる。

また、同図下段に示すように、実施例に係るフィルタ５０は、比較例に係るフィルタ９５０に比べて、通過帯域（Ｂ２８Ｒｘ）よりも高域側の周波数帯域において、反射損失が低減されている。つまり、フィルタ５０とともに共通端子３００ｃに接続されたフィルタ６０の通過帯域（Ｂ８Ｒｘ）内において、反射損失が低減されている。このことは、図２１を用いて説明したように、直列腕共振子（ここでは直列腕共振子ｓ４１）に櫛歯容量（ここでは櫛歯容量Ｃ４１）が並列接続されていることにより、共通端子３００ｃからフィルタ５０を見たときのバルク波損失が低減されることによる。特に、当該直列腕共振子と当該櫛歯容量とで構成される直列腕共振回路（ここでは直列腕共振回路３１０ｓ）がフィルタ５０内において最も共通端子３００ｃに近く接続されていることによる。

図２４は、実施例に係るマルチプレクサ３００、及び、その比較例に係るマルチプレクサ９００の通過特性及び反射特性を比較したグラフである。具体的には、同図の（ａ）上段には、Ｂ２８Ｒｘ用のフィルタ（実施例ではフィルタ５０、比較例ではフィルタ９５０）が設けられた経路の挿入損失（すなわち、共通端子３００ｃ及び入出力端子３０１間の挿入損失）が示されている。また、同図の（ａ）下段には当該上段に示す通過特性の通過帯域及びその近傍を拡大した通過特性が示されている。同図の（ｂ）上段には、Ｂ８Ｒｘ用のフィルタ６０が設けられた経路の挿入損失（すなわち、共通端子３００ｃ及び入出力端子３０２間の挿入損失）が示されている。また、同図の（ｂ）中段には当該上段に示す通過特性の通過帯域及びその近傍を拡大した通過特性が示されている。また、同図の（ｂ）下段には当該中段に示す通過特性の通過帯域内を拡大した通過特性が示されている。同図の（ｃ）には共通端子３００ｃにおける反射特性が示されている。

同図の（ａ）に示すように、実施例に係るマルチプレクサ３００は、上述のフィルタ５０を備えることにより、比較例に係るマルチプレクサ９００に比べて、フィルタ５０の通過帯域（Ｂ２８Ｒｘ）内のロスを抑制しつつ、フィルタ５０の通過帯域高域側の急峻性（キレ）を向上することができる。

また、同図の（ｂ）に示すように、実施例に係るマルチプレクサ３００は、上述のフィルタ５０を備えることにより、比較例に係るマルチプレクサ９００に比べて、フィルタ６０の通過帯域（Ｂ８Ｒｘ）内のロスが改善（抑制）されている。

これに関し、同図の（ｃ）に示すように、共通端子３００ｃにおける反射損失は、フィルタ６０の通過帯域内において同等である。このことから、フィルタ５０によるバルク波損失が低減されたことにより、フィルタ６０の通過帯域内のロスが改善されていることがわかる。

（実施の形態３の変形例２）
なお、フィルタ３０の構成に代わり、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１０Ｆの構成をマルチプレクサに適用してもかまわない。

図２５Ａは、実施の形態３の変形例２に係るマルチプレクサ３００Ａの回路構成図である。同図に示すように、本変形例に係るマルチプレクサ３００Ａは、実施の形態３の変形例１に係るマルチプレクサ３００におけるフィルタ５０に代わり、直列腕共振回路３１０ｓが直列腕共振回路３１０Ａｓに置き換えられたフィルタ５０Ａを備える点のみ異なる。

直列腕共振回路３１０Ａｓは、実施の形態１の変形例６における直列腕共振回路２１Ｆに相当する。

つまり、本変形例に係るフィルタ５０Ａは、実施の形態３の変形例１に係るフィルタ５０において、櫛歯容量Ｃ４１とスイッチＳＷの直列回路が直列腕共振子ｓ４１に並列に接続されている構成に相当する。

図２５Ｂは、実施の形態３の変形例２に係るマルチプレクサ３００Ａの通過特性を示すグラフである。具体的には、同図には、Ｂ２８Ｒｘ用のフィルタ（ここではフィルタ５０Ａ）が設けられた経路の挿入損失（すなわち、共通端子３００ｃ及び入出力端子３０１間の挿入損失）が示されている。なお、このときの回路定数は、マルチプレクサ３００と同様である。

同図に示すように、本変形例に係るマルチプレクサ３００Ａによれば、スイッチＳＷのオン及びオフの切り替えに応じて、フィルタ５０Ａの通過帯域高域側の減衰極の周波数を可変することが可能となる。

また、このように構成されたマルチプレクサ３００Ａであっても、スイッチＳＷがオンとなることにより上記のマルチプレクサ３００と同一の回路構成となる。よって、マルチプレクサ３００Ａは、スイッチＳＷがオンの場合には、上記のマルチプレクサ３００と同様の効果を奏することができる。

（実施の形態３の変形例３）
図２６Ａは、実施の形態３の変形例３に係るマルチプレクサ３００Ｂの回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ３００Ｂは、実施の形態３の変形例２に係るマルチプレクサ３００Ａに比べて、さらに、フィルタ５０Ａまたはフィルタ６０を選択するスイッチ回路８０を備える点が異なる。また、この点に関連して、マルチプレクサ３００Ｂでは、マルチプレクサ３００Ａにおいて個別に設けられていた入出力端子３０１及び入出力端子３０２が共通化された入出力端子３０３を備える点が異なる。

スイッチ回路８０は、共通端子８０ｃ（スイッチ共通端子）、選択端子８０ａ（第１選択端子）及び選択端子８０ｂ（第２選択端子）を有し、共通端子８０ｃと選択端子８０ａ及び８０ｂとの接続を切り替えるＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ回路である。ここで、選択端子８０ａがフィルタ５０Ａの入出力端子５０２（第２入出力端子）に接続され、選択端子８０ｂがフィルタ６０の入出力端子（フィルタ６０の２つの入出力端子のうち、共通端子３００ｃに接続されていない入出力端子）に接続され、共通端子８０ｃは、本実施の形態では入出力端子３０３に接続されている。

上記構成において、共通端子８０ｃ（スイッチ共通端子）と選択端子８０ａ（第１選択端子）とが接続されていない（フィルタ５０Ａが選択されていない）場合、スイッチＳＷはオンとなっている。言い換えると、図２６Ａに示すように、共通端子８０ｃと選択端子８０ｂ（第２選択端子）とが接続されている（フィルタ６０が選択されている）場合、スイッチＳＷはオンとなっている。

図２６Ｂは、実施の形態３の変形例３に係るマルチプレクサ３００Ｂの通過特性を示すグラフである。具体的には、同図の上段には、共通端子８０ｃと選択端子８０ｂとが接続されているときのＢ８Ｒｘ用のフィルタ（ここではフィルタ６０）が設けられた経路の挿入損失が示されている。なお、このときの回路定数は、マルチプレクサ３００及び３００Ａと同様である。

同図に示すように、フィルタ６０が選択されているとき、フィルタ５０ＡのスイッチＳＷがオンとされていることにより、スイッチＳＷがオフの場合に比べてフィルタ６０の通過帯域内のロスが改善される。

上記構成によれば、スイッチ回路８０において共通端子８０ｃが選択端子８０ｂと接続されている場合にスイッチＳＷがオンとなっていることにより、フィルタ６０の選択時においてフィルタ５０Ａによるバルク波損失を低減することができる。これにより、フィルタ６０の選択時におけるフィルタ６０の通過帯域内のロスを改善することができる。

（実施の形態４）
以上の実施の形態１〜３ならびにその変形例で説明したフィルタ（弾性波フィルタ装置）は、高周波フロントエンド回路等に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０を備える構成について説明する。

図２７は、実施の形態４に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１及びＲＦＩＣ３は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されていてもかまわない。

ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路（図示せず）に出力する。

高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波送信信号を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波受信信号を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。

高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２側から順に、可変インピーダンス整合回路１００と、スイッチ群１１０と、フィルタ群１２０と、スイッチ群１５０Ａ及び１５０Ｂと、受信増幅回路群１６０とを備える。

スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応するフィルタとを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。

フィルタ群１２０は、１以上のフィルタによって構成され、本実施の形態では、例えば次の第１〜第６フィルタによって構成される。具体的には、第１フィルタは、Ｂａｎｄ２９、ならびに、Ｂａｎｄ１２、６７、１３のＣＡに対応可能なチューナブルフィルタである。第２フィルタは、Ｂａｎｄ６８及び２８ａのＣＡ、Ｂａｎｄ２８ａ及び２８ｂのＣＡ、ならびに、Ｂａｎｄ２８ａ及び２０のＣＡに対応可能なチューナブルフィルタであり、上記実施の形態２に係るフィルタ２０を用いることができる。第３〜第６フィルタは、いずれも通過帯域が固定のフィルタであり、第３フィルタはＢａｎｄ２０に対応し、第４フィルタはＢａｎｄ２７に対応し、第５フィルタはＢａｎｄ２６に対応し、第６フィルタはＢａｎｄ８に対応する。

スイッチ群１５０Ａ及び１５０Ｂは、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、所定のバンドに対応するフィルタと、受信増幅回路群１６０のうち当該所定のバンドに対応する受信増幅回路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、受信増幅回路と接続されるフィルタは１つに限らず、複数であってもかまわない。

受信増幅回路群１６０は、スイッチ群１５０Ａ及び１５０Ｂから入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。

このように構成された高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２から入力された高周波受信信号を、所定のフィルタで選択的に通過させ、かつ、所定のローノイズアンプで増幅して、ＲＦＩＣ３に出力する。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとは、個別に設けられていてもかまわない。

ここで、高周波フロントエンド回路１は、第２フィルタ（チューナブルフィルタ）として、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０を備える。実施の形態２で説明したように、フィルタ２０は、第１弾性波共振子（フィルタ２０では、並列腕共振子ｐ２２ａ〜ｐ２４ａとｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂ）のＱ値、及び、櫛歯容量（フィルタ２０では、櫛歯容量Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａとＣ２２ｂ〜Ｃ２４ｂ）のＱ値の双方が確保されている。よって、フィルタ２０は、通過帯域内のロスが抑制され、かつ、減衰スロープの急峻性が向上されている。このため、このようなフィルタ２０を備える高周波フロントエンド回路１は、低ロス化と高選択度化を図ることができる。

また、高周波フロントエンド回路１は、上記の実施の形態２に係るフィルタ２０（チューナブルフィルタ）を備えることにより、通過帯域が固定のフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数を削減できるため、小型化することができる。

なお、高周波フロントエンド回路１は、第１フィルタ（チューナブルフィルタ）として、上記の実施の形態１及びその変形例のいずれかに相当するフィルタを備えてもかまわない。

なお、本実施の形態では、高周波フロントエンド回路１として、受信側信号経路に複数のフィルタ（受信フィルタ）が設けられた受信ダイバーシチ用の構成について説明した。しかし、高周波フロントエンド回路の構成はこれに限らず、送信側信号経路に複数のフィルタ（送信フィルタ）が設けられた送信ダイバーシチ用の構成であってもかまわない。また、高周波フロントエンド回路は、複数の受信フィルタあるいは複数の送信フィルタを備えるダイバーシチ用の構成に限らず、１つの受信フィルタのみあるいは１つの送信フィルタのみを備える構成であってもかまわないし、少なくとも１つの送信フィルタと少なくとも１つの受信フィルタとを備える送受信用の構成であってもかまわない。

（その他の実施の形態）
以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態１〜４を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

例えば、上述した高周波フロントエンド回路とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、低ロス化と高選択度化を図ることができる。

また、上述したフィルタを備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。つまり、複数のフィルタが共通接続されたマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタは上述したいずれかのフィルタであってもかまわない。

また、フィルタを構成する弾性波共振子のうち、櫛歯容量と他の弾性波共振子を介することなく接続される弾性波共振子（第１弾性波共振子）を除く１以上の弾性波共振子の少なくとも１つは、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。

また、上記説明では、櫛歯容量と第１弾性波共振子とは、他の弾性波共振子を介することなく接続されるとしたが、これに限らず、他の弾性波共振子を介して接続されていてもかまわない。このような構成であっても、上記説明した構成と同様の効果を奏することができる。

また、例えば、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路または通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

本発明は、低ロスのフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１ 高周波フロントエンド回路
２ アンテナ素子
３ ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
４ 通信装置
１０、１０Ａ〜１０Ｆ、２０、３０、５０、５０Ａ、６０、９５０ フィルタ（弾性波フィルタ装置）
１１、１１ａ、１１ｂ、１１Ｆ 周波数可変回路
１１ｍ 入出力端子（第１入出力端子）
１１ｎ 入出力端子（第２入出力端子）
２１、２１Ａ〜２１Ｅ、３２ 並列腕共振回路
２１Ｆ、３１、３１０Ａｓ 直列腕共振回路
７０ 整合用インダクタ
８０ スイッチ回路
８０ａ、８０ｂ 選択端子
８０ｃ、３００ｃ 共通端子
１０１ 電極膜
１０２ 圧電基板
１０３、１０３ｂ、１０４ 保護層
１０３ａ 電気機械結合係数の調整膜
１１０、１５０Ａ、１５０Ｂ スイッチ群
１１１、１２１ ＩＤＴ電極
１１２、１２２ 反射器
１２０ フィルタ群
１２１ａ、１３１ａ、１３１Ａａ 電極指
１３１、１３１Ａ 櫛歯電極
１６０ 受信増幅回路群
２１１〜 ２１５ 金属膜
３００、３００Ａ、３００Ｂ、９００ マルチプレクサ
３０１、３０２、５０１、５０２ 入出力端子
ｐ１、ｐ２、ｐ２１ａ〜ｐ２５ａ、ｐ２２ｂ〜ｐ２４ｂ、ｐ４１〜ｐ４３ 並列腕共振子
ｓ１、ｓ２、ｓ２２〜ｓ２５、ｓ４１〜ｓ４４ 直列腕共振子
ＳＷ、ＳＷ１〜ＳＷ７ スイッチ（スイッチ素子）
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ２２ａ〜Ｃ２４ａ、Ｃ２２ｂ〜Ｃ２４ｂ、Ｃ３１、Ｃ４１ 櫛歯容量
Ｌ インダクタ

Claims (20)

1. 複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する第１弾性波共振子と、
   前記第１弾性波共振子に接続される、複数の電極指からなる櫛歯容量と、を備えた弾性波フィルタ装置であって、
   前記第１弾性波共振子及び前記櫛歯容量は、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ第１経路、及び、当該第１経路上のノードとグランドとを結ぶ第２経路の一方に設けられた第１共振回路を構成し、
   前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチは、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチより狭く、
   前記櫛歯容量における複数の電極指の膜厚は、前記第１弾性波共振子における複数の電極指の膜厚より薄く、
   前記櫛歯容量の自己共振周波数は、前記弾性波フィルタ装置の通過帯域より高域側に形成されている、
   弾性波フィルタ装置。
2. 前記櫛歯容量は、他の弾性波共振子を介することなく、前記第１弾性波共振子に接続される、
   請求項１記載の弾性波フィルタ装置。
3. 前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比は、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比であるデューティ比より大きい、
   請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
4. 前記弾性波フィルタ装置は、さらに、第２共振回路を備え、
   前記第２共振回路は、
   １以上の第２弾性波共振子を含み、かつ、
   前記第１経路及び前記第２経路の他方に設けられ、前記第１共振回路とともに通過帯域を形成する、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
5. 前記第１共振回路は、前記第２経路に設けられ、
   前記第２共振回路は、前記第１経路に設けられ、
   前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、
   前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と並列接続され、当該櫛歯容量とともに前記第１弾性波共振子の周波数を可変させる周波数可変回路を構成し、
   前記周波数可変回路は、前記ノードと前記グランドとの間で前記第１弾性波共振子と直列接続されている、
   請求項４に記載の弾性波フィルタ装置。
6. 前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
   前記第３弾性波共振子は、前記第１弾性波共振子と前記周波数可変回路とが直列接続された回路に並列接続され、
   前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なっている、
   請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
7. 前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも低く、
   前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、
   前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されている、
   請求項６に記載の弾性波フィルタ装置。
8. 前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数よりも高く、
   前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、
   前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子のうち前記第１弾性波共振子のみに直列接続されている、
   請求項６に記載の弾性波フィルタ装置。
9. 前記第１共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
   前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子及び前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されており、
   前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なっている、
   請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
10. 前記第１共振回路は、さらに、
    第３弾性波共振子と、
    前記第３弾性波共振子に直列接続された他の周波数可変回路を有し、
    前記第３弾性波共振子と前記他の周波数可変回路とが直列接続された回路は、前記第１弾性波共振子と前記周波数可変回路とが直列接続された回路に並列接続されている、
    請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
11. 前記周波数可変回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、
    前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記櫛歯容量に対して並列接続されている、
    請求項５に記載の弾性波フィルタ装置。
12. 前記第１共振回路は、前記第１経路に設けられ、
    前記第２共振回路は、前記第２経路に設けられ、
    前記第１弾性波共振子と前記櫛歯容量とは、並列接続されている、
    請求項４に記載の弾性波フィルタ装置。
13. 前記第１共振回路は、さらに、スイッチ素子を有し、
    前記スイッチ素子は、前記櫛歯容量と直列接続され、当該櫛歯容量とともに周波数可変回路を構成し、
    前記周波数可変回路は、前記第１弾性波共振子に対して並列接続されている、
    請求項１２に記載の弾性波フィルタ装置。
14. 前記櫛歯容量における複数の電極指の膜厚は、当該櫛歯容量における複数の電極指のピッチの４０％以下である、
    請求項１〜１３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
15. 前記櫛歯容量における複数の電極指のピッチは、前記第１弾性波共振子における複数の電極指のピッチの８０％以下である、
    請求項１〜１４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
16. 共通端子と、
    請求項１２に記載の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された第１フィルタと、
    一方の入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された１以上の第２フィルタと、を備え、
    前記１以上の第２フィルタの通過帯域の中心周波数は、それぞれ、前記第１フィルタの通過帯域の中心周波数よりも高く、
    前記第１フィルタは、前記第１経路に設けられた、前記第１共振回路を含む１以上の共振回路を備え、
    前記第１共振回路は、前記第１フィルタにおいて他の共振回路を介することなく前記第１入出力端子に接続されている、
    マルチプレクサ。
17. 共通端子と、
    請求項１３に記載の弾性波フィルタ装置であり、前記第１入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された第１フィルタと、
    一方の入出力端子が前記共通端子に直接もしくは間接的に接続された１以上の第２フィルタと、を備え、
    前記１以上の第２フィルタの通過帯域の中心周波数は、それぞれ、前記第１フィルタの通過帯域の中心周波数よりも高く、
    前記第１フィルタは、前記第１経路に設けられた、前記第１共振回路を含む１以上の共振回路を備え、
    前記第１共振回路は、前記第１フィルタにおいて他の共振回路を介することなく前記第１入出力端子に接続されている、
    マルチプレクサ。
18. さらに、スイッチ共通端子、第１選択端子及び第２選択端子を有し、前記第１選択端子が前記第２入出力端子に接続され、前記第２選択端子が前記第２フィルタの他方の入出力端子に接続され、前記スイッチ共通端子と前記第１選択端子との接続、及び、前記スイッチ共通端子と前記第２選択端子との接続を切り替えるスイッチ回路を備え、
    前記スイッチ共通端子と前記第２選択端子とが接続されている場合、前記スイッチ素子は導通状態となっている、
    請求項１７に記載のマルチプレクサ。
19. 請求項１〜１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置と、
    前記弾性波フィルタ装置に接続された増幅回路と、を備える、
    高周波フロントエンド回路。
20. アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    通信装置。

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