WO2019188864A1

WO2019188864A1 - 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

Info

Publication number: WO2019188864A1
Application number: PCT/JP2019/012298
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2018-03-28
Filing date: 2019-03-25
Publication date: 2019-10-03
Also published as: US11394368B2; US20210006232A1

Abstract

フィルタ（１０）は、直列腕共振子（ｓ１）と、並列腕共振子（ｐ１）とを備え、直列腕共振子（ｓ１）および並列腕共振子（ｐ１）のそれぞれは、基板（１０２）上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極（１１１および１２１）と保護膜（１０５）とを有し、並列腕共振子（ｐ１）の保護膜（１０５）の膜厚は、直列腕共振子（ｓ１）の保護膜（１０５）の膜厚よりも薄く、並列腕共振子（ｐ１）における第１比帯域幅（（高次共振周波数－共振周波数）／共振周波数）は、直列腕共振子（ｓ１）における第１比帯域幅より大きく、並列腕共振子（ｐ１）における第２比帯域幅（（高次反共振周波数－反共振周波数）／反共振周波数）は、直列腕共振子（ｓ１）における第２比帯域幅より大きい。

Description

弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

　本発明は、弾性波共振子を有する弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。

　例えば、マルチバンド化に対応する弾性波フィルタとしては、温度特性を改善するために、弾性波共振子を構成するＩＤＴ電極を覆うように保護膜（誘電体）を形成することが特許文献１に示されている。

特開平６－１５２２９９号公報

　しかしながら、特許文献１に記載された弾性波フィルタでは、保護膜の厚みが大きいと、共振周波数および反共振周波数より高周波数において、高次モードによるレスポンスが大きくなり、弾性波フィルタの通過帯域より高周波数側における減衰量が大きくなるという課題がある。

　そこで、本発明は、通過帯域より高周波側の減衰特性が向上した弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、弾性波フィルタであって、高周波信号を入出力する第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ第１経路に設けられた、第１弾性波共振子を有する直列腕共振回路と、前記第１経路のノードとグランドとを結ぶ第２経路に設けられた、第２弾性波共振子を有する並列腕共振回路と、を備え、前記並列腕共振回路は、第２弾性波共振子を有し、前記第１弾性波共振子および前記第２弾性波共振子のそれぞれは、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極と、前記ＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜と、を有し、前記第２弾性波共振子における前記保護膜の膜厚は、前記第１弾性波共振子における前記保護膜の膜厚よりも薄く、前記第１弾性波共振子および前記第２弾性波共振子のそれぞれは、反共振周波数より高周波数に、高次モードによる高次共振周波数および高次反共振周波数を有し、弾性波共振子における高次共振周波数と共振周波数との差を、当該弾性波共振子の共振周波数で除した値を第１比帯域幅と定義し、弾性波共振子における高次反共振周波数と反共振周波数との差を、当該弾性波共振子の反共振周波数で除した値を第２比帯域幅と定義した場合、前記第２弾性波共振子における前記第１比帯域幅は、前記第１弾性波共振子における前記第１比帯域幅より大きく、前記第２弾性波共振子における前記第２比帯域幅は、前記第１弾性波共振子における前記第２比帯域幅より大きい。

　上記構成によれば、第２弾性波共振子における保護膜の膜厚を薄くしているため、第１弾性波共振子における高次反共振周波数と第２弾性波共振子における高次共振周波数との周波数差を小さくすることができる。そのため、高次モードによるレスポンスを小さくすることができ、通過帯域より高周波側の減衰特性を向上することが可能となる。

　また、前記第１弾性波共振子における高次反共振周波数と前記第２弾性波共振子における高次共振周波数との周波数差は、前記第１弾性波共振子における反共振周波数と前記第２弾性波共振子における共振周波数との周波数差より小さくてもよい。

　第１弾性波共振子における高次反共振周波数と第２弾性波共振子における高次共振周波数との周波数差を、第１弾性波共振子における反共振周波数と第２弾性波共振子における共振周波数との周波数差より小さくすることで、高次モードによるレスポンスが発生する周波数領域を狭くすることができる。

　また、前記並列腕共振回路は、さらに、前記第２弾性波共振子に接続され、前記弾性波フィルタの通過帯域を可変するためのインピーダンス回路を有し、前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子に接続された容量素子と、前記第２弾性波共振子とグランドとの間で、前記容量素子と並列接続されたスイッチ素子と、を有してもよい。

　これにより、スイッチ素子のオンおよびオフに応じて通過帯域の低域側の減衰極を周波数シフトすることができるため、通過帯域を切り替える周波数可変型の弾性波フィルタを実現できる。

　また、前記並列腕共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、前記第３弾性波共振子は、前記ノードと前記グランドとの間で、前記第２弾性波共振子および前記インピーダンス回路が直列接続された回路と並列接続され、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数と異なっていてもよい。

　これにより、通過帯域低域側の減衰極および通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方を周波数シフトできるチューナブルフィルタを実現できる。

　また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数よりも低く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第２弾性波共振子のみに直列接続されていてもよい。

　これにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。

　また、前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数よりも高く、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第２弾性波共振子のみに直列接続されていてもよい。

　これにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

　また、前記並列腕共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されていてもよい。

　これにより、通過帯域両側の減衰極を共に高域側にシフトさせることができるチューナブルフィルタを実現できる。

　また、前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち一方のみに直列接続されており、前記並列腕共振回路は、さらに、前記ノードと前記グランドとの間で前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち他方のみに直列接続された他のインピーダンス回路を有してもよい。

　これにより、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側および通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができるチューナブルフィルタを実現できる。

　また、前記インピーダンス回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記容量素子に対して並列接続されていてもよい。

　これにより、通過帯域の周波数可変幅の広いチューナブルフィルタを実現できる。

　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上記いずれかに記載の弾性波フィルタと、前記第１入出力端子に接続された第１フィルタと、を備え、前記第１フィルタにおける通過帯域の周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域の周波数より高く、前記第１弾性波共振子における高次共振周波数、および、前記第２弾性波共振子における高次反共振周波数は、前記第１フィルタの通過帯域高域端の周波数より高い。

　これにより、第１フィルタにおける通過帯域内の挿入損失を低減したマルチプレクサを実現できる。

　また、さらに、前記第１入出力端子に接続された第２フィルタを備え、前記第２フィルタにおける通過帯域の周波数は、前記第１フィルタの通過帯域の周波数より高く、前記第１弾性波共振子における高次共振周波数、および、前記第２弾性波共振子における高次反共振周波数は、前記第２フィルタの通過帯域低域端の周波数より低くてもよい。

　これにより、第１フィルタにおける通過帯域内の挿入損失、および、第２フィルタにおける通過帯域内の挿入損失を低減したマルチプレクサを実現できる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかに記載の弾性波フィルタと、前記弾性波フィルタに接続された増幅回路と、を備える。

　これにより、通過帯域よりも高周波側の減衰特性が向上した弾性波フィルタを有する高周波フロントエンド回路を提供できる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これにより、通過帯域よりも高周波側の減衰特性が向上した弾性波フィルタを有する通信装置を提供できる。

　本発明によれば、通過帯域より高周波側の減衰特性が向上した弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。

図１は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。図２Ａは、フィルタのスイッチのオンオフ動作を表す単位回路図である。図２Ｂは、従来のフィルタの減衰特性を表すグラフである。図２Ｃは、実施の形態に係るフィルタの減衰特性を表すグラフである。図３は、実施の形態１に係るフィルタの電極構成を表す平面図および断面図である。図４Ａは、実施の形態１における電極膜およびその周囲の構造の断面図である。図４Ｂは、実施の形態１における電極膜およびその周囲の構造の他の一例の断面図である。図５Ａは、保護膜の膜厚を変化させたときの弾性表面波共振子の共振特性を示すグラフである。図５Ｂは、保護膜の膜厚を変化させたときの基本モードによる共振周波数、反共振周波数および比帯域幅を示すグラフである。図５Ｃは、保護膜の膜厚を変化させたときの高次モードによる共振周波数、反共振周波数および比帯域幅を示すグラフである。図５Ｄは、保護膜の膜厚を変化させたときの第１比帯域幅および第２比帯域幅を示すグラフである。図６Ａは、実施の形態１（実施例）に係るフィルタのスイッチオン時の通過特性を表すグラフである。図６Ｂは、実施の形態１（実施例）に係るフィルタのスイッチオフ時の通過特性を表すグラフである。図６Ｃは、実施の形態１（実施例）に係るフィルタのスイッチオン時およびオフ時の通過特性を比較したグラフである。図７Ａは、比較例に係るフィルタのスイッチオン時の通過特性を表すグラフである。図７Ｂは、比較例に係るフィルタのスイッチオフ時の通過特性を表すグラフである。図７Ｃは、比較例に係るフィルタのスイッチオン時およびオフ時の通過特性を比較したグラフである。図８Ａは、実施例および比較例に係るフィルタのスイッチオン時の通過特性を比較したグラフである。図８Ｂは、実施例および比較例に係るフィルタのスイッチオフ時の通過特性を比較したグラフである。図９Ａは、実施例に係るフィルタの広帯域における共振特性および通過特性を示すグラフである。図９Ｂは、実施例に係るフィルタの高域側減衰帯域における共振特性および通過特性を示すグラフである。図１０Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの回路構成図である。図１０Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの回路構成図である。図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。図１２Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタの回路構成図である。図１２Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。図１３Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタの回路構成図である。図１３Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタの通過特性を表すグラフである。図１４Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタの回路構成図である。図１４Ｂは、実施の形態１の変形例５に係る可変フィルタの通過特性を表すグラフである。図１５Ａは、実施の形態２に係るマルチプレクサの回路構成図である。図１５Ｂは、実施の形態２に係るマルチプレクサを構成する各フィルタの通過特性および各弾性波共振子のインピーダンス特性の概略波形図である。図１６は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路およびその周辺回路の構成図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。

　（実施の形態１）
　［１．１　フィルタ１０の回路構成］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１０の回路構成図である。フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、高周波フィルタ回路である。フィルタ１０は、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）に対応する携帯電話等のフロントエンド回路に設けられ、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）にて規格されたＢａｎｄ（周波数帯域）の高周波信号を通過させ、通信に影響する不要な高周波信号をフィルタリング（減衰）する。このフィルタ１０は、弾性波共振子を用いて、通過帯域および減衰帯域の周波数を可変する機能を有する弾性波フィルタである。

　同図に示すように、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３と、インピーダンス回路１１、１２および１３と、を備える。

　直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３は、それぞれ、入出力端子１１ｍ（第１入出力端子）と入出力端子１１ｎ（第２入出力端子）との間に接続された第１弾性波共振子である。また、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のそれぞれは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ第１経路に設けられた直列腕共振回路を構成している。なお、各直列腕共振回路は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のそれぞれのみで構成されている場合に限らず、１以上の弾性波共振子から構成されていればよい。本実施の形態では、当該各直列腕共振回路は、１つの弾性波共振子によって構成されているが、複数の弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。複数の弾性波共振子によって構成される直列腕共振回路には、例えば、複数の弾性波共振子からなる縦結合共振子、あるいは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子が含まれる。例えば、直列腕共振回路として１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子を用いることにより耐電力性強化が要求されるフィルタ特性に適応させることが可能になり、直列腕共振回路として縦結合共振子を用いることにより、減衰強化等が要求されるフィルタ特性に適応させることが可能となる。

　並列腕共振子ｐ１は、上記第１経路のノードｘ１とグランド（基準端子）との間に接続された第２弾性波共振子である。並列腕共振子ｐ２は、上記第１経路のノードｘ２とグランド（基準端子）との間に接続された第２弾性波共振子である。並列腕共振子ｐ３は、上記第１経路のノードｘ３とグランド（基準端子）との間に接続された第２弾性波共振子である。なお、ノードｘ１は、直列腕共振子ｓ１およびｓ２の接続ノードであり、ノードｘ２は、直列腕共振子ｓ２およびｓ３の接続ノードであり、ノードｘ３は、直列腕共振子ｓ３および入出力端子１１ｎの接続ノードである。

　この並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３は、フィルタ１０の通過帯域より低域側に共振周波数を有し通過帯域内に反共振周波数を有し、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３は、該通過帯域内に共振周波数を有し通過帯域より高域側に反共振周波数を有する。よって、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１，ｓ２およびｓ３における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３における反共振周波数よりも低い。

　ここで、共振子における共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。また、共振子における反共振周波数とは、当該共振子のインピーダンスが極大となる特異点（理想的には無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。なお、以下では、共振子単体に限らず複数の共振子もしくはインピーダンス素子とで構成される回路についても、便宜上、インピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）を「共振点」と称し、その周波数を「共振周波数」と称する。また、インピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）を「反共振点」と称し、その周波数を「反共振周波数」と称する。

　より具体的には、上述した共振子における共振周波数とは、当該共振子における基本モードの共振周波数を示し、上述した共振子における反共振周波数とは、当該共振子における基本モードの反共振周波数を示す。これに対して、高次モードの共振周波数である高次共振周波数とは、基本モードの共振周波数より高周波数において、基本モードの共振周波数におけるインピーダンスの次に高いインピーダンスの極小点であり、その周波数と定義される。また、高次モードの反共振周波数である高次反共振周波数とは、基本モードの反共振周波数より高周波数において、基本モードの反共振周波数におけるインピーダンスの次に低いインピーダンスの極大点であり、その周波数と定義される。

　また、本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のそれぞれは、１つの弾性波共振子によって構成されている。しかし、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のそれぞれは、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。

　上記構成により、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３とは、フィルタ１０の通過帯域を形成する。

　インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１に接続された容量素子Ｃ１と、スイッチＳＷ１とを有し、フィルタ１０の通過帯域および通過帯域より低域側の減衰帯域を可変する。並列腕共振子ｐ１とインピーダンス回路１１とは、ノードｘ１とグランドとを結ぶ第２経路に設けられた並列腕共振回路２１を構成する。インピーダンス回路１２は、並列腕共振子ｐ２に接続された容量素子Ｃ２と、スイッチＳＷ２とを有し、フィルタ１０の通過帯域および通過帯域より低域側の減衰帯域を可変する。並列腕共振子ｐ２とインピーダンス回路１２とは、上記第２経路に設けられた並列腕共振回路２２を構成する。インピーダンス回路１３は、並列腕共振子ｐ３に接続された容量素子Ｃ３と、スイッチＳＷ３とを有し、フィルタ１０の通過帯域および通過帯域より低域側の減衰帯域を可変する。並列腕共振子ｐ３とインピーダンス回路１３とは、上記第２経路に設けられた並列腕共振回路２３を構成する。本実施の形態では、並列腕共振子ｐ１がノードｘ１に接続され、並列腕共振子ｐ２がノードｘ２に接続され、並列腕共振子ｐ３がノードｘ３に接続されており、インピーダンス回路１１、１２および１３は、それぞれ、グランドに接続されているが、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３と、インピーダンス回路１１、１２および１３との接続順序はこれに限らず、上記接続順序と逆であってもかまわない。

　また、以下において、スイッチ素子は、導通（オン）の場合にはインピーダンスがゼロとなり、非導通（オフ）の場合にはインピーダンスが無限大となる理想素子として説明する。実際は、スイッチ素子には、オフの場合の容量成分、オンの場合のインダクタ成分、及び、抵抗成分などの寄生成分があるため、理想素子としてのスイッチ素子を用いた特性とは、若干異なる。

　容量素子Ｃ１は、ノードｘ１とグランド（基準端子）との間に接続されている。容量素子Ｃ２は、ノードｘ２とグランド（基準端子）との間に接続されている。容量素子Ｃ３は、ノードｘ３とグランド（基準端子）との間に接続されている。より具体的には、並列腕共振子ｐ１および容量素子Ｃ１は直列接続されて、ノードｘ１とグランドとの間に接続され、並列腕共振子ｐ２および容量素子Ｃ２は直列接続されて、ノードｘ２とグランドとの間に接続され、並列腕共振子ｐ３および容量素子Ｃ３は直列接続されて、ノードｘ３とグランドとの間に接続されている。つまり、並列腕共振子ｐ１がノードｘ１に接続され、並列腕共振子ｐ２がノードｘ２に接続され、並列腕共振子ｐ３がノードｘ３に接続されており、容量素子Ｃ１、Ｃ２およびＣ３は、それぞれ、グランドに接続されている。

　スイッチＳＷ１は、容量素子Ｃ１と並列接続され、一方の端子が、並列腕共振子ｐ１と容量素子Ｃ１との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続されたスイッチ素子である。スイッチＳＷ２は、容量素子Ｃ２と並列接続され、一方の端子が、並列腕共振子ｐ２と容量素子Ｃ２との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続されたスイッチ素子である。スイッチＳＷ３は、容量素子Ｃ３と並列接続され、一方の端子が、並列腕共振子ｐ３と容量素子Ｃ３との接続ノードに接続され、他方の端子がグランドに接続されたスイッチ素子である。上記接続構成により、スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、例えばＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の制御部からの制御信号にしたがってオン（導通）およびオフ（非導通）する。インピーダンス回路１１、１２および１３は、スイッチＳＷ１～ＳＷ３のオンオフ動作により、並列腕共振回路２１、２２および２３の共振周波数を可変させる。

　スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、例えば、小型化を図るために、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチにより構成される。

　本実施の形態では、インピーダンス回路１１、１２および１３は、それぞれ、第２経路上で第２弾性波共振子（本実施の形態では並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３）と直列接続されている。このようなインピーダンス回路１１～１３が設けられていることにより、フィルタ１０は、スイッチＳＷ１～ＳＷ３のオンおよびオフに応じて通過帯域および通過帯域より低域側の減衰帯域を切り替えることができるチューナブル（周波数可変型）フィルタを実現できる。

　すなわち、フィルタ１０は、直列腕共振子ｓ１（直列腕共振回路）と並列腕共振回路２１とで構成された単位回路、直列腕共振子ｓ２（直列腕共振回路）と並列腕共振回路２２とで構成された単位回路、および直列腕共振子ｓ３（直列腕共振回路）と並列腕共振回路２３とで構成された単位回路が縦続接続された６次のラダー型フィルタ構造を有する。

　上記構成により、フィルタ１０は、スイッチＳＷ１～ＳＷ３のオフ時には、オン時に対して通過帯域低域側の減衰極が高周波側にシフトする。これにより、フィルタ１０は、通過帯域の低域端が可変する周波数可変型のフィルタを構成する。

　本実施の形態に係るフィルタ１０において、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３、ならびに、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のそれぞれは、少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極と、当該ＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜と、を有している。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。また、ＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜は、例えば、ＳｉＯ_２、ＳｉＮなどの誘電体または絶縁体からなり、またこれらの積層体であってもよい。

　ここで、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３の保護膜の膜厚は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の保護膜の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のそれぞれの基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のそれぞれの基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔よりも大きくなる。

　ここで、弾性波共振子における高次共振周波数と共振周波数との差を、当該弾性波共振子の共振周波数で除した値を第１比帯域幅と定義し、弾性波共振子における高次反共振周波数と反共振周波数との差を、当該弾性波共振子の反共振周波数で除した値を第２比帯域幅と定義する。この場合、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における第１比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３における第１比帯域幅より大きく、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における第２比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３における第２比帯域幅より大きい。これにより、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の高次反共振周波数と並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３の高次共振周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　なお、本実施の形態に係るフィルタ１０は、１つの直列腕共振子および１つの並列腕共振子で構成された単位回路が３段縦続接続された６次のラダー型フィルタ回路となっている。しかしながら、本発明に係るフィルタ（弾性波フィルタ）は、上記単位回路を少なくとも１段有していればよい。

　また、本実施の形態に係るフィルタ１０は、インピーダンス回路１１～１３が付加された周波数可変型のフィルタとしているが、本発明に係る弾性波フィルタは、スイッチＳＷ１～ＳＷ３、または、インピーダンス回路１１～１３が無い、周波数可変機能を有さないフィルタであってもよい。なお、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がない場合には、スイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフの場合の特性と等価であり、インピーダンス回路１１～１３が無い場合は、スイッチがオンの場合と等価である。

　図２Ａは、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１０Ｚのスイッチのオンオフ動作を表す単位回路図である。同図に示すように、フィルタ１０Ｚは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕共振子ｐ１と、容量素子Ｃ１とスイッチＳＷ１とを備える。容量素子Ｃ１とスイッチＳＷ１とは、インピーダンス回路を構成し、並列腕共振子ｐ１ととともに並列腕共振回路を構成する。ここで、並列腕共振子ｐ１の保護膜の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１の共振周波数と高次共振周波数との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の共振周波数と高次共振周波数との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、直列腕共振子ｓ１の高次反共振周波数と並列腕共振子ｐ１の高次共振周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　なお、上記単位回路の接続段数により、通過帯域内の挿入損失、通過帯域の急峻性、および減衰帯域の減衰量が変化する。例えば、上記単位回路の接続段数が多いほど、通過帯域内の挿入損失は増加するが、通過帯域の急峻性および減衰帯域の減衰量を確保することが可能となる。つまり、本発明に係るフィルタ（弾性波フィルタ）における上記単位回路の接続段数は、フィルタ特性の要求仕様により適宜設定され得る。

　［１．２　フィルタの減衰特性］
　ここで、フィルタの減衰特性における問題点について、説明する。

　図２Ｂは、比較例のフィルタの減衰特性を表すグラフである。なお、比較例に係るフィルタは、図２Ａに示されたフィルタ１０Ｚと同様の回路構成を有し、並列腕共振子ｐ１および直列腕共振子ｓ１の保護膜の膜厚が等しい。

　図２Ｂの上段の共振特性より、並列腕共振子ｐ１は、フィルタの通過帯域より低域側に基本モードの共振周波数を有し通過帯域内に基本モードの反共振周波数を有する。また、並列腕共振子ｐ１における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における反共振周波数よりも低い。

　比較例に係るフィルタでは、スイッチＳＷ１オンの状態では、並列腕共振回路２１のインピーダンス特性は、容量素子Ｃ１の影響を受けない特性となる。つまり、この状態では、並列腕共振子ｐ１単体でのインピーダンス特性が並列腕共振回路２１のインピーダンス特性となる。一方、スイッチＳＷ１オフの状態では、並列腕共振回路２１のインピーダンス特性は、容量素子Ｃ１の影響を受ける特性となる。つまり、この状態では、並列腕共振子ｐ１と容量素子Ｃ１との合成特性が並列腕共振回路２１のインピーダンス特性となる。

　図２Ｂに示すように、並列腕共振回路２１は、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｎおよびｆｒ１ｏｆｆと、１つの反共振周波数ｆａｐ１とを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆｒ１ｏｆｆを満たす）。ここで、ｆｒ１ｏｎ＜ｆｒ１ｏｆｆとなる理由は、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わることにより、並列腕共振子ｐ１の共振周波数近傍の周波数帯域において、容量素子Ｃ１によるインピーダンスの影響を受けるためである。なお、反共振周波数ｆａｐ１については、スイッチＳＷ１オン時及びオフ時のいずれにおいても、並列腕共振子ｐ１単体での反共振周波数と一致する。

　このように、比較例に係るフィルタでは、スイッチＳＷ１をオンからオフに切り替えると、並列腕共振回路２１において、反共振周波数はシフトせず、共振周波数のみが高域側にシフトする（ｆｒ１ｏｎ→ｆｒ１ｏｆｆ）。

　さらに、弾性波フィルタでは、周波数可変幅を確保するために、弾性波共振子の共振帯域幅（反共振周波数－共振周波数）を広くする必要があるが、このような弾性波共振子を有する並列腕共振回路および直列腕共振子では、通過帯域を構成する共振周波数および反共振周波数に加え、通過帯域より高周波側に高次モードによる高次共振が存在する。図２Ｂに示すように、基本モードの共振周波数および反共振周波数よりも高周波側に、直列腕共振子ｓ１の高次共振周波数（ｆｒｓ２）および高次反共振周波数（ｆａｓ２）、ならびに、並列腕共振回路２１の高次共振周波数（ｆｒ２ｏｎおよびｆｒ２ｏｆｆ）および高次反共振周波数（ｆａｐ２）が発生する。

　上述した共振特性により、比較例に係るフィルタの通過特性は、スイッチＳＷ１の切り替え動作により、図２Ｂの下段に示すような特性となる。通過帯域近傍では、スイッチＳＷ１をオフ状態にすることで、通過帯域低域側の減衰極のみが高域側にシフトし、通過帯域を可変する。

　ここで、比較例に係るフィルタでは、並列腕共振回路２１の基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔は、直列腕共振子ｓ１の基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔と概ね同じとなる。すなわち、並列腕共振回路２１の第１比帯域幅と、直列腕共振子ｓ１の第１比帯域幅とは概ね同じとなる。よって、図２Ｂの下段に示すように、通過帯域よりも高周波側の減衰帯域では、基本モードの共振特性により得られる通過帯域のフィルタ特性と類似した特性が発生し、減衰特性が悪化している。特に、スイッチＳＷ１をオフ状態にすることで、容量素子Ｃ１が付加された並列腕共振回路２１のインピーダンスが上がるため、高次モード発生周波数付近での減衰量が小さく（挿入損失が小さく）なっている。

　上述したように、弾性波共振子を用いたフィルタでは、高次モード共振の発生により、通過帯域よりも高周波側の減衰特性がさらに悪化してしまうという問題がある。

　上記問題に対し、本実施の形態に係るフィルタ１０Ｚでは、並列腕共振回路２１を構成する並列腕共振子ｐ１の保護膜の膜厚が、直列腕共振子ｓ１の保護膜の膜厚よりも薄いことを特徴とする。

　図２Ｃは、実施の形態に係るフィルタ１０Ｚの減衰特性を表すグラフである。図２Ｃの上段に示すように、並列腕共振子ｐ１は、フィルタ１０Ｚの通過帯域より低域側に基本モードの共振周波数を有し通過帯域内に基本モードの反共振周波数を有する。また、並列腕共振子ｐ１における共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における共振周波数よりも低く、並列腕共振子ｐ１における反共振周波数は、直列腕共振子ｓ１における反共振周波数よりも低い。並列腕共振回路２１は、２つの共振周波数ｆｒ１ｏｎおよびｆｒ１ｏｆｆと、１つの反共振周波数ｆａｐ１とを有する（このとき、ｆｒ１ｏｎ＜ｆｒ１ｏｆｆを満たす）。実施の形態に係るフィルタ１０Ｚにおいても、スイッチＳＷ１をオンからオフに切り替えると、並列腕共振回路２１において、反共振周波数はシフトせず、共振周波数のみが高域側にシフトする（ｆｒ１ｏｎ→ｆｒ１ｏｆｆ）。

　上述した共振特性により、実施の形態に係るフィルタ１０Ｚの通過特性は、スイッチＳＷ１の切り替え動作により、図２Ｃの下段に示すような特性となる。通過帯域近傍では、スイッチＳＷ１をオフ状態にすることで、通過帯域低域側の減衰極のみが高域側にシフトし、通過帯域を可変する。

　さらに、フィルタ１０Ｚでは、通過帯域より高周波側に高次モードの共振が存在する。図２Ｃに示すように、基本モードの共振周波数および反共振周波数よりも高周波側に、直列腕共振子ｓ１の高次モード共振周波数（ｆｒｓ２）および反共振周波数（ｆａｓ２）、ならびに、並列腕共振回路２１の高次モード共振周波数（ｆｒｐ２（ｆｒ２ｏｎおよびｆｒ２ｏｆｆを含む））および反共振周波数（ｆａｐ２）が発生する。

　ここで、実施の形態に係るフィルタ１０Ｚでは、並列腕共振回路２１の基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、直列腕共振子ｓ１の高次モードによる高次反共振周波数と並列腕共振回路２１の高次モードによる高次共振周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上させる（挿入損失を大きくする）ことが可能となる。

　［１．３　フィルタ１０の電極構成］
　図３は、実施の形態１に係るフィルタ１０の電極構成を表す平面図および断面図である。図３の左側には、フィルタ１０の電極構成の平面図が表されており、図３の右側上段には、フィルタ１０の直列腕共振子ｓ１のＡ－Ａ’断面図が表されており、図３の右側下段には、フィルタ１０の並列腕共振子ｐ１のＢ－Ｂ’断面図が表されている。

　図３の左側に示すように、基板１０２の表面上の外周部には、入出力端子１１ｍおよび１１ｎが配置されている。また、基板１０２の表面上には、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極１１１および反射器１１２、直列腕共振子ｓ２を構成するＩＤＴ電極１１３および反射器１１４、ならびに、直列腕共振子ｓ３を構成するＩＤＴ電極１１５および反射器１１６が形成されている。また、基板１０２の表面上には、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１および反射器１２２、並列腕共振子ｐ２を構成するＩＤＴ電極１２３および反射器１２４、ならびに、並列腕共振子ｐ３を構成するＩＤＴ電極１２５および反射器１２６が形成されている。さらに、基板１０２の表面上に、櫛歯容量電極１３１、１３２および１３３が形成されている。また、詳細表示していないが、基板１０２の表面上に、入出力端子１１ｍおよび１１ｎ、ＩＤＴ電極１１１、１１３、１１５、１２１、１２３および１２５、ならびに櫛歯容量電極１３１、１３２および１３３を接続する各配線が形成されている。

　基板１０２は、少なくとも一部に圧電性を有する基板である。例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、基板１０２は、基板全体に圧電性を有していても良い。この場合、基板１０２は、圧電体層一層からなる圧電基板である。

　ＩＤＴ電極１１１および反射器１１２は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、直列腕共振子ｓ１を構成する。ＩＤＴ電極１１３および反射器１１４は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、直列腕共振子ｓ２を構成する。ＩＤＴ電極１１５および反射器１１６は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、直列腕共振子ｓ３を構成する。ＩＤＴ電極１２１および反射器１２２は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、並列腕共振子ｐ１を構成する。ＩＤＴ電極１２３および反射器１２４は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、並列腕共振子ｐ２を構成する。ＩＤＴ電極１２５および反射器１２６は、複数の電極指からなり、基板１０２とともに、並列腕共振子ｐ３を構成する。ここで、ＩＤＴ電極１１１、１１３および１１５の電極指の延伸方向とＩＤＴ電極１２１、１２３および１２５の電極指の延伸方向とは、略一致しており、当該延伸方向は、基板１０２の伝搬方向に対して垂直方向となっている。これにより、直列腕共振子ｓ１～ｓ３および並列腕共振子ｐ１～ｐ３は、同一の伝搬方向に弾性波を励振する。

　櫛歯容量電極１３１、１３２および１３３は、それぞれ、複数の電極指からなり、基板１０２上に形成されている。ここで、櫛歯容量電極１３１～１３３の電極指の延伸方向と、上記ＩＤＴ電極の電極指の延伸方向とは、交差している。櫛歯容量電極１３１は、基板１０２とともに、櫛歯容量である容量素子Ｃ１（キャパシタ）を構成する。櫛歯容量電極１３２は、基板１０２とともに、櫛歯容量である容量素子Ｃ２（キャパシタ）を構成する。櫛歯容量電極１３３は、基板１０２とともに、櫛歯容量である容量素子Ｃ３（キャパシタ）を構成する。

　上記電極構成により、フィルタ１０を構成する直列腕共振子、並列腕共振子、および容量素子を同一の基板１０２上に形成できるので、フィルタ１０を小型化することが可能となる。また、櫛歯容量電極１３１～１３３を構成する電極指ピッチ、対数、交叉幅などを調整することにより、周波数可変幅に応じて容量値を設定することが可能となる。

　スイッチＳＷ１、ＳＷ２およびＳＷ３は、基板１０２の外部に配置され、それぞれ、櫛歯容量電極１３１、１３２および１３３と接続されている。なお、省面積化を図るべく、スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、基板１０２上に配置されていてもよい。

　ここで、図３の右側に示すように、フィルタ１０は、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜１０５を有し、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜１０５を有する。さらに、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。つまり、ＩＤＴ電極１２１、１２３および１２５を覆う保護膜１０５の膜厚（Ｔｇｐ１）は、ＩＤＴ電極１１１、１１３および１１５を覆う保護膜１０５の膜厚（Ｔｇｓ１）よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３のそれぞれの基本モードによる共振周波数と高次モードによる高次共振周波数との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のそれぞれの基本モードによる共振周波数と高次モードによる共振周波数との周波数間隔よりも大きくなる。つまり、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における第１比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３における第１比帯域幅より大きく、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３における第２比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３における第２比帯域幅より大きくなる。

　これにより、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の高次モード反共振周波数と並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３の高次モード共振周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　なお、上述したＩＤＴ電極、反射器、および櫛歯容量電極を構成する複数の電極指は、単層の金属膜で構成されていてもよいし、以下に示すように複数の金属膜の積層体で構成されていてもよい。また、上述した保護膜は、単層の誘電体または絶縁体で構成されていてもよいし、複数の誘電体または絶縁体の積層体で構成されていてもよい。

　上述した直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３ならびに並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３では、ＩＤＴ電極の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、並列腕共振子ｐ１を例示してＩＤＴ電極の設計パラメータについて説明する。

　弾性波の波長は、複数の電極指のうち１つのバスバー電極に接続された電極指の繰り返し周期λｐ１で規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｐ１とは、当該繰り返し周期λｐ１の１／２であり、電極指のライン幅をＷｐ１とし、隣り合う電極指の間のスペース幅をＳｐ１とした場合、Ｐｐ１＝（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極１２１の交叉幅Ｌｐ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指と他方に接続された電極指とを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指のライン幅占有率であり、複数の電極指のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷｐ１／（Ｗｐ１＋Ｓｐ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、電極指ピッチ（複数の電極指のピッチ）に対する複数の電極指の幅の比、つまりＷｐ１／Ｐｐ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｐ１とし、電極指の総数をＭｐ１とすると、Ｍｐ１＝２Ｎｐ１＋１を満たす。また、電極指の膜厚とは、電極指を形成する電極膜１０１の膜厚Ｔｐ１である。

　次いで、櫛歯容量電極１３１～１３３の構造について、櫛歯容量電極１３１を例示して説明する。

　櫛歯容量電極１３１は、複数の電極指で構成されている。図３に示すように、櫛歯容量電極１３１は、ＩＤＴ電極１２１と同様に電極膜１０１によって構成されている。つまり、容量素子Ｃ１を構成する櫛歯容量電極１３１は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１２１と同一の基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極１３１とＩＤＴ電極１２１とは、互いに異なる基板上に形成されていてもかまわない。

　櫛歯容量電極１３１は、複数の電極指と、当該複数の電極指を挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指が１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指は、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。

　このように構成された容量素子Ｃ１では、櫛歯容量電極１３１の設計パラメータ等によって、容量値およびＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極１３１の設計パラメータについて説明する。

　電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）ＰＣ１とは、電極指のライン幅をＷＣ１とし、隣り合う電極指の間のスペース幅をＳＣ１とした場合、ＰＣ１＝（ＷＣ１＋ＳＣ１）で定義される。また、櫛歯容量電極１３１の交叉幅ＬＣ１とは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指と他方に接続された電極指とを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極デューティ（デューティ比）とは、複数の電極指のライン幅占有率であり、複数の電極指のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合、つまりＷＣ１／（ＷＣ１＋ＳＣ１）で定義される。すなわち、電極デューティは、複数の電極指のピッチに対する複数の電極指の幅の比、つまりＷＣ１／ＰＣ１で定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮＣ１とし、電極指の総数をＭＣ１とすると、ＭＣ１＝２ＮＣ１＋１を満たす。また、電極指の膜厚とは、電極指を形成する電極膜１０１の膜厚ＴＣ１である。

　次いで、容量素子Ｃ１～Ｃ３を構成する櫛歯容量電極１３１～１３３と、容量素子Ｃ１～Ｃ３と接続される並列腕共振子ｐ１～ｐ３のＩＤＴ電極１２１、１２３、および１２５の設計パラメータについて、比較して説明する。なお、以下では、容量素子Ｃ１～Ｃ３のうち容量素子Ｃ１と並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１２１との関係について説明する。この関係については、容量素子Ｃ２と並列腕共振子ｐ２のＩＤＴ電極１２３との関係、および、容量素子Ｃ３と並列腕共振子ｐ３のＩＤＴ電極１２５との関係についても適用される。

　容量素子Ｃ１の電極指ピッチは、並列腕共振子ｐ１（第２弾性波共振子）の電極指ピッチより狭い。つまり、ＰＣ１＜Ｐｐ１を満たす。ここで、容量素子Ｃ１における複数の電極指のピッチは、並列腕共振子ｐ１（第２弾性波共振子）における複数の電極指のピッチの８０パーセント以下（すなわちＰＣ１≦０．８×Ｐｐ１＝０．４×λｐ１）であることが好ましい。

　また、容量素子Ｃ１における複数の電極指の膜厚は、並列腕共振子ｐ１における複数の電極指の膜厚より薄い。つまり、ＴＣ１＜Ｔｐ１を満たす。ここで、製造上の理由から、容量素子Ｃ１において、電極指の膜厚ＴＣ１は電極指ピッチＰＣ１に対して４０％以下（すなわちＴＣ１≦０．４０×ＰＣ１）であることが好ましい。また、同様の理由から、並列腕共振子ｐ１において、電極指の膜厚Ｔｐ１は電極指ピッチＰｐ１に対して４０％以下（すなわちＴｐ１≦０．４０×Ｐｐ１）であることが好ましい。また、電極指の膜厚ＴＣ１の下限については特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰＣ１の１５％以上（すなわち０．１５×ＰＣ１≦ＴＣ１）である。同様に、電極指の膜厚Ｔｐ１の下限についても特に限定されないが、例えば、電極指ピッチＰｐ１の１５％以上（すなわち０．１５×Ｐｐ１≦Ｔｐ１）である。

　また、容量素子Ｃ１の電極デューティは、並列腕共振子ｐ１の電極デューティより大きいことが好ましい。つまり、容量素子Ｃ１および並列腕共振子ｐ１は、ＷＣ１／ＰＣ１＞Ｗｐ１／Ｐｐ１を満たすことが好ましい。このような構成にすることにより、容量素子Ｃ１の単位面積当たりの容量値を大きくすることができるので、小型化および省スペース化が図られる。

　なお、各素子（直列腕共振子ｓ１～ｓ３、並列腕共振子ｐ１～ｐ３、容量素子Ｃ１～Ｃ３等）において、電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、容量素子Ｃ１と並列腕共振子ｐ１とは、これらを構成する櫛歯容量電極１３１およびＩＤＴ電極１２１の一部が上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティ等の関係を満たさない場合もある。つまり、容量素子Ｃ１と並列腕共振子ｐ１との間の上述した電極指ピッチ、膜厚および電極デューティの関係は、概ね成立していればよく、例えば、容量素子Ｃ１の平均値と並列腕共振子ｐ１の平均値との間で成立していればよい。

　［１．４　電極指の詳細構造］
　ここでは、ＩＤＴ電極、反射器、および櫛歯容量電極を構成する複数の電極指が、複数の金属膜の積層体で構成されている場合について説明する。なお、以下の説明では、各ＩＤＴ電極および各櫛歯容量電極は、膜厚が異なる点を除いて共通の電極膜１０１によって構成されているとしているが、構造または組成等が互いに異なる電極膜によって構成されていてもよい。

　図４Ａは、実施の形態１におけるＩＤＴ電極の電極指および櫛歯容量電極の電極指を構成する電極膜１０１およびその周囲の構造の断面図である。また、図４Ｂは、実施の形態１におけるＩＤＴ電極の電極指および櫛歯容量電極の電極指を構成する電極膜１０１およびその周囲の構造の他の一例の断面図である。

　図４Ａに示すように、電極膜１０１は、基板１０２側から順に、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、ＡｌＣｕからなる金属膜２１４、および、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。このとき、基板１０２は、例えば、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶からなる。

　また、電極膜１０１は、当該電極膜１０１を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする保護膜によって覆われている。当該保護膜は、本実施の形態では、基板１０２側から順に、ＳｉＯ_２からなる保護膜１０３、および、ＳｉＮからなる保護膜１０４が積層されることにより形成されている。

　なお、電極膜１０１と基板１０２の間には、図４Ｂに示すように電気機械結合係数の調整膜１０３ａが設けられていてもかまわない。電気機械結合係数の調整膜１０３ａは、ＳｉＯ_２からなる。

　なお、図４Ａおよび図４Ｂでは、保護膜１０３と保護膜１０４とを、まとめて保護膜１０５（既に図３に図示）としている。

　Ｐｔからなる金属膜２１２は、積層体を構成する複数の金属膜２１１～２１５のうち最も高密度の金属膜である。また、金属膜２１１、２１３、２１４および２１５は、最も高密度の金属膜２１２以外の金属膜を構成する。

　上記実施の形態１に係るフィルタ１０は、ＩＤＴ電極および櫛歯容量電極を構成する複数の電極指が単層の金属膜で構成されているものとして、並列腕共振子ｐ１、ｐ２およびｐ３の保護膜１０５の膜厚が、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の保護膜１０５の膜厚よりも薄いという特徴を有するものとしている。

　なお、図４Ａおよび図４Ｂに示された電極膜１０１の構成は一例であり、これらに限らない。前述したように、電極膜１０１は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜および各保護膜を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、電極膜１０１は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、基板１０２は、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＫＮｂＯ_３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなってもかまわない。また、保護膜１０３、１０４、１０３ｂ、および電気機械結合係数の調整膜１０３ａの構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ_２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護膜１０３および１０４のいずれか一方は、形成されていなくてもよい。

　［１．５　フィルタの共振特性］
　次に、弾性波共振子を構成する保護膜の膜厚を変化させた場合の共振特性について説明する。

　図５Ａは、保護膜の膜厚を変化させたときの弾性表面波共振子の共振特性を示すグラフである。また、図５Ｂは、保護膜の膜厚を変化させたときの基本モードによる共振周波数、反共振周波数および比帯域幅を示すグラフである。また、図５Ｃは、保護膜の膜厚を変化させたときの高次モードによる高次共振周波数、高次反共振周波数および比帯域幅を示すグラフである。また、図５Ｄは、保護膜の膜厚を変化させたときの第１比帯域幅および第２比帯域幅を示すグラフである。

　図５Ａには、－１０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶を用いた基板１０２と、図４Ａに示された電極膜１０１と、保護膜１０５とで構成されたＩＤＴ電極を有する弾性表面波共振子において、保護膜１０５の膜厚を変化させた場合の共振特性が示されている。

　図５Ａに示すように、保護膜１０５を厚くするほど、基本モードの比帯域幅は狭くなる。また、保護膜１０５を厚くするほど、高次モードによる高次共振周波数および高次反共振周波数が低周波側にシフトするとともに、高次モードのレスポンス（高次モード共振周波数ｆｒ２のインピーダンスと高次モード反共振周波数ｆａ２のインピーダンスとの差）が大きくなることが分かる。

　図５Ｂに示すように、保護膜１０５の膜厚を厚くするほど、基本モードの共振周波数（ｆｒ１）は高周波側にシフトし、基本モードの反共振周波数（ｆａ１）は低周波側にシフトし、基本モードの比帯域幅は小さくなる。

　また、図５Ｃに示すように、保護膜１０５の膜厚を厚くするほど、高次モードの高次共振周波数（ｆｒ２）および高次反共振周波数（ｆａ２）は低周波側にシフトするとともに、高次モードの比帯域幅は大きくなる。

　また、図５Ｄに示すように、保護膜１０５の膜厚を厚くするほど、第１比帯域幅および第２比帯域幅は小さくなる。

　図５Ａ～図５Ｄの結果より、保護膜１０５の膜厚を変化させた場合、基本モードの比帯域幅、第１比帯域幅および第２比帯域幅が変化する。

　これにより、本実施の形態に係るフィルタ１０では、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の基本モードの反共振周波数をフィルタ１０の通過帯域内に配置する。さらに、フィルタ１０の周波数可変幅を大きく確保するために、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の基本モードの比帯域幅を大きくすることが必要になるため、並列腕共振子ｐ１～ｐ３のＩＤＴ電極１２１、１２３および１２５に形成される保護膜１０５の膜厚は薄いほうが望ましい。また、保護膜１０５の膜厚が薄いほうが、高次モードの比帯域幅が小さくなり高次モードのレスポンスが小さくなるとともに、第１比帯域幅および第２比帯域幅が大きくなる。

　一方、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の基本モードの共振周波数をフィルタ１０の通過帯域内に配置する。ただし、直列腕共振子ｓ１～ｓ３は周波数可変の機能を付加しないため、基本モードの比帯域幅を小さくして通過帯域近傍の急峻性を高めることが必要になる。そのため、保護膜１０５の膜厚は厚いほうが望ましい。

　以上より、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜１０５の膜厚を直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜１０５の膜厚より薄くすることで、周波数可変幅を大きくするとともに、通過帯域近傍の急峻性を高めることができる。さらに、並列腕共振子ｐ１～ｐ３における第１比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１～ｓ３における第１比帯域幅より大きく、並列腕共振子ｐ１～ｐ３における第２比帯域幅は、直列腕共振子ｓ１～ｓ３における第２比帯域幅より大きくすることができる。このため、直列腕共振子ｓ１～ｓ３における高次反共振周波数と並列腕共振子における高次共振周波数との周波数差を小さくできるので、減衰量が大きくなり、フィルタ１０の通過帯域より高周波側の減衰特性が向上する。

　［１．６　フィルタの通過特性］
　ここでは、実施の形態１（実施例）に係るフィルタ１０の通過特性について、比較例に係るフィルタの通過特性と比較しながら説明する。

　本実施例に係るフィルタ１０において、基板１０２は、－１０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶を用いた。

　また、本実施例に係るフィルタ１０は、ＬＴＥ通信規格のＢａｎｄ１１の受信帯域（１４７５．９－１４９５．９ＭＨｚ）とＢａｎｄ２１の受信帯域（１４９５．９－１５１０．９ＭＨｚ）とを可変するフィルタである。

　本実施例に係るフィルタ１０では、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜１０５の膜厚を、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜１０５の膜厚より薄くしている。具体的には、並列腕共振子ｐ１～ｐ３および直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜として、ＳｉＯ_２を用い、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜の膜厚を６５０ｎｍとし、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜の膜厚を７５０ｎｍとしている。

　一方、比較例に係るフィルタでは、実施例に係るフィルタ１０と比較して、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜の膜厚（ＳｉＯ_２膜厚：７５０ｎｍ）が直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜の膜厚（ＳｉＯ_２膜厚：７５０ｎｍ）と同じである点が異なる。なお、上述したように、比較例に係るフィルタにおける並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜の膜厚は、実施例に係るフィルタ１０における並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜の膜厚と異なっている。この膜厚の差異のみによれば、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の共振周波数および反共振周波数は、実施例に係るフィルタ１０と比較例に係るフィルタとで異なってしまう。しかしながら、これについては、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の波長λを調整することにより、実施例に係るフィルタ１０と比較例に係るフィルタとの間で、基本モードの共振点および反共振点の周波数関係を同条件としている。

　図６Ａは、実施例に係るフィルタ１０のスイッチオン時の通過特性（Ｂａｎｄ１１－Ｒｘ）を表すグラフである。また、図６Ｂは、実施例に係るフィルタ１０のスイッチオフ時の通過特性（Ｂａｎｄ２１－Ｒｘ）を表すグラフである。また、図６Ｃは、実施例に係るフィルタ１０のスイッチオン時およびオフ時の通過特性を比較したグラフである。

　一方、図７Ａは、比較例に係るフィルタのスイッチオン時の通過特性（Ｂａｎｄ１１－Ｒｘ）を表すグラフである。また、図７Ｂは、比較例に係るフィルタのスイッチオフ時の通過特性（Ｂａｎｄ２１－Ｒｘ）を表すグラフである。また、図７Ｃは、比較例に係るフィルタのスイッチオン時およびオフ時の通過特性を比較したグラフである。

　さらに、図８Ａは、実施例および比較例に係るフィルタのスイッチオン時の通過特性（Ｂａｎｄ１１－Ｒｘ）を比較したグラフである。また、図８Ｂは、実施例および比較例に係るフィルタのスイッチオフ時の通過特性（Ｂａｎｄ２１－Ｒｘ）を比較したグラフである。

　図６Ａと図７Ａとを比較して、実施例と比較例とで通過帯域内の挿入損失（図中マーカｍ１およびマーカｍ２）はほぼ同じであり、通過帯域近傍の低域減衰帯域の減衰量（図中マーカｍ３およびマーカｍ４）もほぼ同じである。また、図６Ｂと図７Ｂとを比較して、実施例と比較例とで通過帯域内の挿入損失（図中マーカｍ１およびマーカｍ２）はほぼ同じであり、通過帯域近傍の低域減衰帯域の減衰量（図中マーカｍ３およびマーカｍ４）もほぼ同じである。

　これに対して、図８Ａおよび図８Ｂに示すように、通過帯域よりも高周波側の高次モード共振周波数付近（図中破線内）では、比較例よりも実施例のほうが、減衰量が大きくなっている。なお、この高次モード共振は、ＳＨ波の高次モードを主体とするものである。つまり、実施例に係るフィルタ１０は、比較例に係るフィルタと比較して、通過帯域挿入損失およびその近傍における減衰量を維持しつつ、通過帯域よりも高周波側の減衰特性を向上させている。この要因について、図９Ａおよび図９Ｂを用いて説明する。

　図９Ａは、実施例に係るフィルタ１０の広帯域（１．３ＧＨｚ～２．０ＧＨｚ）における共振特性および通過特性を示すグラフである。また、図９Ｂは、実施例に係るフィルタ１０の高域側減衰帯域（１．８ＧＨｚ～１．９ＧＨｚ）における共振特性および通過特性を示すグラフである。

　図９Ａの（ａ）は、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の共振特性を表しており、図９Ａの（ｂ）は、並列腕共振子ｐ１～ｐ３のスイッチオン時の共振特性を表しており、図９Ａの（ｃ）は、並列腕共振子ｐ１～ｐ３のスイッチオフ時の共振特性を表しており、図９Ａの（ｄ）は、フィルタ１０のスイッチオン時およびオフ時の通過特性の比較を表している。これに対して、図９Ｂの（ａ）～（ｄ）は、それぞれ、図９Ａの（ａ）～（ｄ）における高次モード共振発生帯域を拡大したものに対応している。図９Ｂの（ａ）～（ｃ）を比較すると、直列腕共振子ｓ１～ｓ３における高次モードの共振発生点よりも、並列腕共振子ｐ１～ｐ３における高次モードの共振発生点が、高周波側へシフトしていることが解る。

　つまり、実施例に係るフィルタ１０では、並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜１０５の膜厚（ＳｉＯ_２膜厚：６５０ｎｍ）を、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜１０５の膜厚（ＳｉＯ_２膜厚：７５０ｎｍ）よりも薄くしたことにより、並列腕共振子の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなっている。これにより、並列腕共振子の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　なお、フィルタ１０は、スイッチＳＷ１～ＳＷ３を共にオン／オフしなくてもよく、これらを個別にオン／オフしてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１～ＳＷ３を共にオン／オフする場合、スイッチＳＷ１～ＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ１０の構成の簡素化が図られる。

　［１．７　可変フィルタ回路の変形例］
　本実施の形態に係るフィルタ１０および１０Ｚの構成は、他のチューナブルフィルタの構成に適用することができる。そこで、以下、本実施の形態に係るフィルタの変形例として、他のチューナブルフィルタの構成およびフィルタ特性について説明する。

　なお、以下の変形例１～５に示すフィルタの回路構成では、１つの直列腕共振子と１つまたは２つの並列腕共振子とが組み合わされたラダー型回路を例示するが、フィルタ１０および１０Ｚの関係のように、変形例１～５に示すフィルタ回路を複数段有するフィルタも、本発明に係るフィルタに含まれる。

　［１．７．１　フィルタ回路の変形例１］
　上記実施の形態では、インピーダンス回路１１としてスイッチＳＷ１と容量素子Ｃ１との並列接続回路を例に説明した。しかし、インピーダンス回路は、このような構成に限らない。

　図１０Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ｄの回路構成の一部を示す図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｄは、図２Ａに示すフィルタ１０Ｚに比べて、さらに、スイッチＳＷに直列接続されたインダクタＬを有する。つまり、本変形例では、スイッチＳＷとインダクタＬとが直列接続された回路が容量素子Ｃ１に並列接続されることにより、インピーダンス回路１１Ｄが構成されている。また、当該インピーダンス回路１１Ｄが並列腕共振子ｐ１（第２弾性波共振子）に接続されることにより、並列腕共振回路２１Ｄが構成されている。

　なお、スイッチＳＷとインダクタＬとの接続順序は特に限定されず、図１０Ａの接続順序と逆であってもかまわない。

　図１０Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１０Ｄの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。

　フィルタ１０Ｄでは、並列腕共振回路２１Ｄの反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷオン時にはインダクタＬが付加され、スイッチＳＷオフ時には容量素子Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｄの共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも低域側にシフトし、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。よって、同図に示すように、本変形例に係るフィルタ１０Ｄは、実施の形態１に係るフィルタ１０Ｚに比べて、通過帯域の周波数可変幅を広げることができる。

　これに関し、フィルタ１０Ｄの通過帯域の周波数可変幅は、容量素子Ｃ１およびインダクタＬの定数に依存し、例えばインダクタの定数が大きいほど周波数可変幅が広くなる。このため、インダクタＬの定数は、フィルタ１０Ｄに要求される周波数仕様に応じて、適宜決定され得る。また、インダクタは、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）を用いた可変インダクタであってもかまわない。これにより、周波数可変幅を細かく調整することが可能となる。

　上述したフィルタ１０Ｄにおいて、並列腕共振子ｐ１の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、並列腕共振子ｐ１の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子ｓ１の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　なお、容量素子Ｃ１とインダクタＬとは逆に設けられていてもかまわない。すなわち、スイッチＳＷと容量素子Ｃ１とが直列接続された回路がインダクタＬに並列接続されていてもかまわない。このような構成によれば、変形例１に係るフィルタ１０Ｄに比べて、スイッチＳＷをオン／オフしたときの減衰極のシフト方向が反対となる。

　［１．７．２　フィルタ回路の変形例２］
　上記実施の形態１およびその変形例１では、ノードｘ１とグランドとの間には、１つの並列腕共振子ｐ１（第２弾性波共振子）が設けられていた。しかし、ノードｘ１とグランドとの間には、並列腕共振子ｐ１と異なる並列腕共振子（第３弾性波共振子）が設けられていてもかまわない。

　図１１Ａは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｅの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｅは、図２Ａに示すフィルタ１０Ｚが備える並列腕共振回路２１に代わり、並列腕共振回路２１Ｅを備える。この並列腕共振回路２１Ｅは、並列腕共振回路２１に比べて、さらに、ノードｘ１とグランドとの間に接続され、当該並列腕共振子ｐ１とは共振周波数および反共振周波数が異なる並列腕共振子ｐ２（第３弾性波共振子）を有する。つまり、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とは、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｎとを結ぶ直列腕上の１つのノードｘ１に接続されている。これにより、フィルタ１０Ｅは、通過帯域低域側の減衰極および通過帯域高域側の減衰極の少なくとも一方を周波数シフトすることができる。ここで、「１つのノード」とは、伝送線路上の１点だけでなく、共振子またはインピーダンス素子を介さずに１つの伝送線路上に位置する異なる２点も含まれる。

　具体的には、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１よりも共振周波数および反共振周波数が高く、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されている。つまり、並列腕共振子ｐ２は、並列腕共振子ｐ１とインピーダンス回路１１とが直列接続された回路に対して並列接続されている。

　このように構成された並列腕共振回路２１Ｅは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２それぞれの共振周波数において、インピーダンスが極小となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｅは、２つの共振周波数を有する。また、並列腕共振回路２１Ｅは、当該２つの共振周波数の間の周波数帯域、および、当該２つの共振周波数よりも高域側の周波数帯域において、インピーダンスが極大となる。つまり、並列腕共振回路２１Ｅは、２つの反共振周波数を有する。

　図１１Ｂは、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１０Ｅの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。

　フィルタ１０Ｅでは、並列腕共振回路２１Ｅの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、容量素子Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｅの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｅの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷオフ時にスイッチＳＷオン時よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｅの通過帯域低域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｅの低域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域低域側の減衰スロープの急峻度は、並列腕共振回路２１Ｅの低域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｅは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。

　上述したフィルタ１０Ｅにおいて、並列腕共振子ｐ１の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、並列腕共振子ｐ１の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子ｓ１の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　［１．７．３　フィルタ回路の変形例３］
　上記実施の形態１の変形例２では、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されていた。しかし、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されていてもかまわない。

　つまり、上記実施の形態１ならびに変形例１および２では、他の弾性波共振子を介することなく容量素子Ｃ１と接続される第２弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より低域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ１を例に説明した。これに対し、本変形例では、第２弾性波共振子として、フィルタの通過帯域より高域側に共振周波数を有する並列腕共振子ｐ２を例に説明する。

　図１２Ａは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｆの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｆは、図１１Ａに示すフィルタ１０Ｅの並列腕共振回路２１Ｅに代わり、インピーダンス回路１１が並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されている並列腕共振回路２１Ｆを備える。

　つまり、本変形例では、並列腕共振子ｐ２（第２弾性波共振子）よりも共振周波数および反共振周波数が低い並列腕共振子ｐ１が、並列腕共振子ｐ２と並列接続され、当該並列腕共振子ｐ２とは共振周波数および反共振周波数が異なる第３弾性波共振子に相当する。

　図１２Ｂは、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１０Ｆの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。

　フィルタ１０Ｆでは、フィルタ１０Ｅと同様に、並列腕共振回路２１Ｆの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振子ｓ１の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、容量素子Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｆの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｆの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷオフ時にスイッチＳＷオン時よりも高域側にシフトすることになる。ここで、フィルタ１０Ｆの通過帯域高域側の減衰極は、並列腕共振回路２１Ｆの高域側の反共振周波数によって規定される。また、当該通過帯域高域側の減衰スロープの急峻度は、並列腕共振回路２１Ｆの高域側の共振周波数と低域側の反共振周波数との差分周波数によって規定される。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｆは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。

　上述したフィルタ１０Ｆにおいて、並列腕共振子ｐ２の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ２の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、並列腕共振子ｐ２の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子ｓ１の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　［１．７．４　フィルタ回路の変形例４］
　上記実施の形態１の変形例２では、フィルタ１０Ｅは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されたインピーダンス回路１１を備えた。また、上記実施の形態１の変形例３では、フィルタ１０Ｆは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されたインピーダンス回路１１を備えた。しかし、弾性波フィルタは、このようなインピーダンス回路１１の双方を備えてもかまわない。

　図１３Ａは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｇの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｇは、図１１Ａに示すフィルタ１０Ｅが備えるインピーダンス回路１１に相当するインピーダンス回路１１ａ、および、図１２Ａに示すフィルタ１０Ｆが備えるインピーダンス回路１１に相当するインピーダンス回路１１ｂ、の双方を備える。つまり、本変形例における並列腕共振回路２１Ｇは、並列腕共振子ｐ１およびｐ２（第２弾性波共振子および第３弾性波共振子）のうち一方のみに直列接続されたインピーダンス回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１およびｐ２（第２弾性波共振子および第３弾性波共振子）のうち他方のみに直列接続されたインピーダンス回路１１ｂと、を備える。

　図１３Ｂは、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１０Ｇの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２共にオン／共にオフ時の通過特性を比較して表すグラフである。

　本変形例では、並列腕共振子ｐ１に対して、スイッチＳＷ１オフ時のみ、容量素子Ｃ１ａが付加される。また、並列腕共振子ｐ２に対して、スイッチＳＷ２オフ時のみ、容量素子Ｃ１ｂが付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｇの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷ１オフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｇの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷ２オフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｇの低域側の反共振周波数は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の少なくとも一方のオフ時にスイッチＳＷ１およびＳＷ２双方のオン時よりも高域側にシフトすることになる。

　よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｇは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２が共にオンからオフに切り替わることにより、通過帯域高域側および通過帯域低域側の減衰極を高域側にシフトさせつつ、通過帯域高域側および通過帯域低域側の肩を落とすことなく通過帯域を高域側にシフトさせることができる。このため、フィルタ１０Ｇは、例えば、帯域幅を維持しつつ、中心周波数をシフトすることができる。

　なお、フィルタ通過特性の観点からは、インピーダンス回路１１ａおよび１１ｂが容量素子Ｃ１ａおよびＣ１ｂを有することが好ましいが、フィルタ１０Ｇに要求される通過特性およびサイズ等を勘案して、インピーダンス回路１１ａおよび１１ｂの一方は、櫛歯容量に代わり、例えば基板１０２上に積層された構成された容量、あるいは、バリキャップおよびＤＴＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｕｎａｂｌｅ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）等の可変キャパシタを有してもかまわない。

　また、フィルタ１０Ｇは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオン／オフしなくてもよく、これらを個別にオン／オフしてもかまわない。ただし、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオン／オフする場合、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を制御する制御線の本数を削減できるため、フィルタ１０Ｇの構成の簡素化が図られる。

　一方、これらを個別にオン／オフする場合、フィルタ１０Ｇによって切り替え可能な通過帯域のバリエーションを増やすことができる。

　具体的には、並列腕共振子ｐ２に直列接続されたスイッチＳＷ２のオンおよびオフに応じて、通過帯域の高域端を可変することができる。また、並列腕共振子ｐ１に直列接続されたスイッチＳＷ１のオンおよびオフに応じて、通過帯域の低域端を可変することができる。

　したがって、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を共にオンまたは共にオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端を共に低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を低域側または高域側にシフトすることができる。また、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の一方をオンからオフにするとともに他方をオフからオンにすることにより、通過帯域の低域端および高域端の双方をこれらの周波数差が広がるまたは狭まるようにシフトすることができる。すなわち、通過帯域の中心周波数を略一定にしつつ、通過帯域幅を可変することができる。また、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の一方をオンまたはオフとした状態で他方をオンおよびオフすることにより、通過帯域の低域端および高域端の一方を固定した状態で他方を低域側または高域側にシフトすることができる。すなわち、通過帯域の低域端または高域端を可変することができる。

　このように、フィルタ１０Ｇは、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続されたインピーダンス回路１１ａと、並列腕共振子ｐ１および並列腕共振子ｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続されたインピーダンス回路１１ｂと、を備えることにより、通過帯域を可変する自由度を高めることができる。

　上述したフィルタ１０Ｇにおいて、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなる。これにより、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子ｓ１の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　［１．７．５　フィルタ回路の変形例５］
　上記実施の形態１の変形例２では、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２のうち並列腕共振子ｐ１のみに直列接続された。また、上記実施の形態１の変形例３では、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２のうち並列腕共振子ｐ２のみに直列接続された。しかし、インピーダンス回路１１は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されてもかまわない。

　図１４Ａは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｈの回路構成図である。

　同図に示すフィルタ１０Ｈは、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対して直列接続されているインピーダンス回路１１を有する並列腕共振回路２１Ｈを備える。

　図１４Ｂは、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１０Ｈの通過特性を表すグラフである。具体的には、同図は、スイッチＳＷオン／オフ時の通過特性を比較して表すグラフである。

　フィルタ１０Ｈでは、フィルタ１０Ｅと同様に、並列腕共振回路２１Ｈの２つの反共振周波数のうち低域側の反共振周波数と直列腕共振回路（本変形例では直列腕共振子ｓ１）の共振周波数とを近接させて、通過帯域を形成する。

　このとき、本変形例では、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の双方に対して、スイッチＳＷオフ時のみ、容量素子Ｃ１が付加される。このため、並列腕共振回路２１Ｈの２つの共振周波数のうち低域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ１単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。また、並列腕共振回路２１Ｈの２つの共振周波数のうち高域側の共振周波数は、スイッチＳＷオフ時に並列腕共振子ｐ２単体の共振周波数よりも高域側にシフトすることになる。ただし、並列腕共振回路２１Ｈの低域側の反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１と並列腕共振子ｐ２とが並列接続された回路に対してインピーダンス回路１１が直列接続されていることにより、スイッチＳＷオフ時にシフトしない。よって、同図に示すように、フィルタ１０Ｈは、スイッチＳＷがオンからオフに切り替わることにより、通過帯域両側の減衰極を共に高域側にシフトさせることができる。

　上述したフィルタ１０Ｈにおいて、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１の保護膜１０５の膜厚よりも薄い。これにより、並列腕共振子ｐ１およびｐ２の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔が、直列腕共振子ｓ１の基本モード共振点と高次モード共振点との周波数間隔よりも大きくなる。並列腕共振子ｐ１およびｐ２の高次モード共振発生点の周波数と直列腕共振子ｓ１の高次モード共振発生点の周波数とを近付けることができるので、高次モード発生周波数帯域（通過帯域よりも高周波側の減衰帯域）の減衰特性を向上することが可能となる。

　（実施の形態２）
　本実施の形態では、実施の形態１に係るフィルタを有するマルチプレクサについて示す。

　図１５Ａは、実施の形態２に係るマルチプレクサ５の回路構成図である。また、図１５Ｂは、実施の形態２に係るマルチプレクサ５を構成する各フィルタの通過特性および各弾性波共振子のインピーダンス特性の概略波形図である。同図に示すように、本実施の形態に係るマルチプレクサ５は、フィルタ１０と、フィルタ３０と、フィルタ４０と、を備える。

　フィルタ１０は、実施の形態１に係るフィルタ１０である。フィルタ１０の並列腕共振子ｐ１～ｐ３の保護膜１０５の膜厚は、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の保護膜１０５の膜厚より薄い。

　フィルタ３０は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｐとの間に配置された第１フィルタであり、図１５Ｂに示すように、フィルタ３０における通過帯域の周波数は、フィルタ１０の通過帯域の周波数より高い。

　フィルタ４０は、入出力端子１１ｍと入出力端子１１ｑとの間に配置された第２フィルタであり、図１５Ｂに示すように、フィルタ４０における通過帯域の周波数は、フィルタ３０の通過帯域の周波数より高い。

　フィルタ１０、３０、および４０は、入出力端子１１ｍに共通接続されている。

　フィルタ１０は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ１１の受信帯域（１４７５．９－１４９５．９ＭＨｚ）とＢａｎｄ２１の受信帯域（１４９５．９－１５１０．９ＭＨｚ）とを通過帯域として可変するフィルタである。また、フィルタ３０は、例えば、Ｂａｎｄ３の受信帯域（１８０５－１８８０ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタである。また、フィルタ４０は、例えば、Ｂａｎｄ１の受信帯域（２１１０－２１７０ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタである。

　ここで、フィルタ１０の並列腕共振子ｐ１～ｐ３の高次反共振周波数ｆａｐ２、および、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の高次共振周波数ｆｒｓ２は、フィルタ３０の通過帯域高域端の周波数より高くなるように、フィルタ１０の各共振子の波長λ、電極デューティ、電極指膜厚、保護膜の膜厚が設定されている。これにより、フィルタ３０における通過帯域内の挿入損失が低減したマルチプレクサ５を実現できる。

　さらに、フィルタ１０の並列腕共振子ｐ１～ｐ３の高次反共振周波数ｆａｐ２、および、直列腕共振子ｓ１～ｓ３の高次共振周波数ｆｒｓ２は、フィルタ４０の通過帯域低域端の周波数より低くなるように、フィルタ１０の各共振子の波長λ、電極デューティ、電極指膜厚、保護膜の膜厚が設定されている。これにより、フィルタ３０における通過帯域内の挿入損失、および、フィルタ４０における通過帯域内の挿入損失が低減したマルチプレクサ５を実現できる。

　フィルタ１０の保護膜を薄くすると、高次モードの発生周波数を高くすることができる。しかしながら、フィルタ４０の通過帯域（例えばＢａｎｄ１受信帯域（２１１０－２１７０ＭＨｚ））の周波数は、フィルタ１０の通過帯域（例えばＢａｎｄ２１受信帯域（１４９５．９－１５１０．９ＭＨｚ））の周波数から大きく（例えば５００ＭＨｚ以上）離れている。このため、フィルタ１０における上記高次モードの発生周波数を、フィルタ４０の通過帯域の周波数より高くすることは困難である。なぜなら、保護膜を薄くしすぎると、信頼性（耐環境性能）が低下するとともに、温度特性も悪化するからである。

　上記観点から、フィルタ１０の通過帯域の周波数に対して、比較的通過帯域の周波数が近いフィルタ３０（例えばＢａｎｄ３受信帯域（１８０５－１８８０ＭＨｚ））と、通過帯域の周波数が離れているフィルタ４０（例えばＢａｎｄ１受信帯域（２１１０－２１７０ＭＨｚ））との間の周波数に、上記高次モードの発生周波数を合わせることで、フィルタ３０および４０の挿入損失を低減するとともに、フィルタ１０の信頼性および温度特性を維持することができる。

　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ５は、フィルタ１０、３０および４０を有する構成としたが、フィルタ３０および４０のいずれか一方のみと、フィルタ１０とが共通接続された構成であってもよい。この場合であっても、フィルタ３０および４０のいずれか一方における通過帯域内の挿入損失を低減できる。

　また、本実施の形態に係るマルチプレクサ５は、実施の形態１に係るフィルタ１０を有する構成としたが、フィルタ１０に替えて、実施の形態１の適用例であるフィルタ１０Ｄ～１０Ｈ、および１０Ｚのいずれかを備える構成としてもよい。この場合であっても、フィルタ３０および４０における通過帯域内の挿入損失が低減したマルチプレクサ５を実現できる。

　また、マルチプレクサ５には、入出力端子１１ｍと３つのフィルタとの間に、インピーダンス整合回路、移相器、サーキュレータ、および、２以上のフィルタを選択可能なスイッチ素子などが接続されていてもよい。また、フィルタ１０と入出力端子１１ｎとの間、フィルタ３０と入出力端子１１ｐとの間、および、フィルタ４０と入出力端子１１ｑとの間に、インピーダンス整合回路およびスイッチ素子などが配置されていてもよい。

　（実施の形態３）
　実施の形態１で説明したフィルタ（弾性波フィルタ）は、高周波フロントエンド回路等に適用することができる。

　そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について説明する。

　図１６は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路１及びその周辺回路の構成図である。同図には、高周波フロントエンド回路１と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１、ＲＦＩＣ３およびアンテナ素子２は、通信装置４を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１、およびＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置４の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置４に内蔵されていなくてもよい。

　ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路（図示せず）に出力する。

　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。本実施の形態では、実施の形態１に係るフィルタが高周波フロントエンド回路１の受信側信号経路に設けられている構成について説明するが、当該フィルタは高周波フロントエンド回路１の送信側信号経路に設けられていてもかまわない。

　高周波フロントエンド回路１は、アンテナ素子２側から順に、複数のスイッチにより構成されるスイッチ群１１０と、複数のフィルタにより構成されるフィルタ群１２０と、スイッチ群１５０と、受信増幅回路群１６０とを備える。

　スイッチ群１１０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、アンテナ素子２と所定のバンドに対応する信号経路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。

　フィルタ群１２０は、１以上のフィルタによって構成され、本実施の形態では、例えば次の複数のフィルタによって構成される。具体的には、当該帯域は、（ｉ）Ｂａｎｄ１１、２１および３２に対応可能なチューナブルフィルタ、（ｉｉ）Ｂａｎｄ３、および、Ｂａｎｄ３と９とのＣＡ（キャリアアグリゲーション）に対応可能なチューナブルフィルタ、（ｉｉｉ）Ｂａｎｄ２５に対応するフィルタ、（ｉｖ）Ｂａｎｄ３４に対応するフィルタ、（ｖ）Ｂａｎｄ１、４、６５および６６に対応するフィルタ、（ｖｉ）Ｂａｎｄ４０に対応するチューナブルフィルタ、（ｖｉｉ）Ｂａｎｄ３０に対応するフィルタ、（ｖｉｉｉ）Ｂａｎｄ４１に対応するフィルタ、ならびに、（ｉｘ）Ｂａｎｄ７、および、Ｂａｎｄ７と３８とのＣＡに対応可能なチューナブルフィルタ、である。

　スイッチ群１５０は、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、所定のバンドに対応する信号経路と、受信増幅回路群１６０のうち当該所定のバンドに対応する受信増幅回路とを接続する１以上のスイッチ（本実施の形態では複数のスイッチ）によって構成される。なお、アンテナ素子２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路１は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。これにより、アンテナ素子２から入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）は、フィルタ群１２０の所定のフィルタを介して、受信増幅回路群１６０の所定の受信増幅回路で増幅されて、ＲＦＩＣ３に出力される。なお、ローバンドに対応するＲＦＩＣとハイバンドに対応するＲＦＩＣとが個別に設けられていてもかまわない。

　受信増幅回路群１６０は、スイッチ群１５０から入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。

　このように構成された高周波フロントエンド回路１は、少なくとも１つのチューナブルフィルタとして、実施の形態１の適用例におけるフィルタ１０、１０Ｄ～１０Ｈ、および１０Ｚのいずれかを備える。これによれば、通過帯域よりも高周波側の減衰特性を向上させることができ、バンドごとにフィルタを設ける場合に比べてフィルタの個数が削減されるので小型化することができる。

　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタ、マルチプレクサ、および高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～３を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ、マルチプレクサ、および高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、上述した高周波フロントエンド回路１とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置４も本発明に含まれる。このような通信装置４によれば、通過帯域よりも高周波側の減衰特性を向上させることができる。

　また、上述したフィルタを備えるデュプレクサ等のマルチプレクサも本発明に含まれる。つまり、複数のフィルタが共通接続されたマルチプレクサにおいて、少なくとも１つのフィルタは上述したいずれかのフィルタであってもかまわない。

　また、フィルタを構成する弾性波共振子のうち、櫛歯容量と他の弾性波共振子を介することなく接続される弾性波共振子（第２弾性波共振子）を除く１以上の弾性波共振子の少なくとも１つは、バルク波または弾性境界波を用いた弾性波共振子によって構成されていてもかまわない。

　また、例えば、上記弾性波フィルタ、高周波フロントエンド回路および通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタなどの回路素子が接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。

　本発明は、高周波側の減衰特性に優れたフィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　高周波フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
　４　　通信装置
　５　　マルチプレクサ
　１０、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ、１０Ｈ、１０Ｚ　　フィルタ（弾性波フィルタ）
　１１、１１ａ、１１ｂ、１１Ｄ、１２、１３　　インピーダンス回路
　１１ｍ、１１ｎ、１１ｐ、１１ｑ　　入出力端子
　２１、２１Ｄ、２１Ｅ、２１Ｆ、２１Ｇ、２１Ｈ、２２、２３　　並列腕共振回路
　３０、４０　　フィルタ
　１０１　　電極膜
　１０２　　基板
　１０３、１０４、１０５　　保護膜
　１０３ａ　　調整膜
　１１０、１５０　　スイッチ群
　１１１、１１３、１１５、１２１、１２３、１２５　　ＩＤＴ電極
　１１２、１１４、１１６、１２２、１２４、１２６　　反射器
　１２０　　フィルタ群
　１３１、１３２、１３３　　櫛歯容量電極
　１６０　　受信増幅回路群
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５　　金属膜
　Ｃ１、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ２、Ｃ３　　容量素子
　Ｌ　　インダクタ
　ｐ１、ｐ２、ｐ３　　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ２、ｓ３　　直列腕共振子
　ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３　　スイッチ（スイッチ素子）

Claims

　弾性波フィルタであって、
　高周波信号を入出力する第１入出力端子および第２入出力端子と、
　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ第１経路に設けられた、第１弾性波共振子を有する直列腕共振回路と、
　前記第１経路のノードとグランドとを結ぶ第２経路に設けられた、第２弾性波共振子を有する並列腕共振回路と、を備え、
　前記並列腕共振回路は、
　第２弾性波共振子を有し、
　前記第１弾性波共振子および前記第２弾性波共振子のそれぞれは、
　少なくとも一部に圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極と、
　前記ＩＤＴ電極を覆うように形成された保護膜と、を有し、
　前記第２弾性波共振子における前記保護膜の膜厚は、前記第１弾性波共振子における前記保護膜の膜厚よりも薄く、
　前記第１弾性波共振子および前記第２弾性波共振子のそれぞれは、反共振周波数より高周波数に、高次モードによる高次共振周波数および高次反共振周波数を有し、
　弾性波共振子における高次共振周波数と共振周波数との差を、当該弾性波共振子の共振周波数で除した値を第１比帯域幅と定義し、弾性波共振子における高次反共振周波数と反共振周波数との差を、当該弾性波共振子の反共振周波数で除した値を第２比帯域幅と定義した場合、
　前記第２弾性波共振子における前記第１比帯域幅は、前記第１弾性波共振子における前記第１比帯域幅より大きく、
　前記第２弾性波共振子における前記第２比帯域幅は、前記第１弾性波共振子における前記第２比帯域幅より大きい、
　弾性波フィルタ。
　前記第１弾性波共振子における高次反共振周波数と前記第２弾性波共振子における高次共振周波数との周波数差は、前記第１弾性波共振子における反共振周波数と前記第２弾性波共振子における共振周波数との周波数差より小さい、
　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
　前記並列腕共振回路は、さらに、
　前記第２弾性波共振子に接続され、前記弾性波フィルタの通過帯域を可変するためのインピーダンス回路を有し、
　前記インピーダンス回路は、
　前記第２弾性波共振子に接続された容量素子と、
　前記第２弾性波共振子とグランドとの間で、前記容量素子と並列接続されたスイッチ素子と、を有する、
　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ。
　前記並列腕共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
　前記第３弾性波共振子は、前記ノードと前記グランドとの間で、前記第２弾性波共振子および前記インピーダンス回路が直列接続された回路と並列接続され、
　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数と異なっており、前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数と異なっている、
　請求項３に記載の弾性波フィルタ。
　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数よりも低く、
　前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数よりも低く、
　前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第２弾性波共振子のみに直列接続されている、
　請求項４に記載の弾性波フィルタ。
　前記第３弾性波共振子の共振周波数は、前記第２弾性波共振子の共振周波数よりも高く、
　前記第３弾性波共振子の反共振周波数は、前記第２弾性波共振子の反共振周波数よりも高く、
　前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち前記第２弾性波共振子のみに直列接続されている、
　請求項４に記載の弾性波フィルタ。
　前記並列腕共振回路は、さらに、第３弾性波共振子を有し、
　前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子が並列接続された回路に対して直列接続されている、
　請求項３に記載の弾性波フィルタ。
　前記インピーダンス回路は、前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち一方のみに直列接続されており、
　前記並列腕共振回路は、さらに、前記ノードと前記グランドとの間で前記第２弾性波共振子および前記第３弾性波共振子のうち他方のみに直列接続された他のインピーダンス回路を有する、
　請求項４に記載の弾性波フィルタ。
　前記インピーダンス回路は、さらに、前記スイッチ素子に直列接続されたインダクタを有し、
　前記スイッチ素子と前記インダクタとが直列接続された回路は、前記容量素子に対して並列接続されている、
　請求項３に記載の弾性波フィルタ。
　請求項１～９のいずれか１項に記載の弾性波フィルタと、
　前記第１入出力端子に接続された第１フィルタと、を備え、
　前記第１フィルタにおける通過帯域の周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域の周波数より高く、
　前記第１弾性波共振子における高次共振周波数、および、前記第２弾性波共振子における高次反共振周波数は、前記第１フィルタの通過帯域高域端の周波数より高い、
　マルチプレクサ。
　さらに、前記第１入出力端子に接続された第２フィルタを備え、
　前記第２フィルタにおける通過帯域の周波数は、前記第１フィルタの通過帯域の周波数より高く、
　前記第１弾性波共振子における高次共振周波数、および、前記第２弾性波共振子における高次反共振周波数は、前記第２フィルタの通過帯域低域端の周波数より低い、
　請求項１０に記載のマルチプレクサ。
　請求項１～９のいずれか１項に記載の弾性波フィルタと、
　前記弾性波フィルタに接続された増幅回路と、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１２に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
　通信装置。