WO2019078157A1 - 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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comb
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浩司 野阪
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter, a multiplexer, a high frequency front end circuit and a communication device.
  • the attenuation amount of the elastic wave filter such as the surface acoustic wave filter is deteriorated.
  • the amount of attenuation of the elastic wave filter and the insertion loss in the passband are in a trade-off relationship in which one improves the other and the other deteriorates.
  • the attenuation can not be improved while maintaining the insertion loss in the pass band of the elastic wave filter.
  • an object of the present invention is to provide an elastic wave filter, a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device whose attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • an elastic wave filter concerning one mode of the present invention is an elastic wave filter provided with the 1st input-output terminal and the 2nd input-output terminal, and the 1st input-output terminal and the 2nd
  • the one or more parallel arm circuits and the one or more parallel arm circuits provided on a path connecting input / output terminals, and one or more parallel arm circuits connected to a node on the path and a ground
  • At least one of the one or more series arm circuits includes a first elastic wave resonator, and a first comb-teeth capacitive element connected in parallel or in series with the first elastic wave resonator,
  • the first comb capacitor has a comb electrode including a plurality of electrode fingers, and the frequency at which the impedance of the first comb capacitor is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers is the electrode finger pitch If the ratio of the width of the plurality of electrode fingers to the added value of the width of the plurality of electrode fingers and the distance between the plurality of electrode fingers is defined as the electrode finger duty ratio, the comb electrode is And / or 2) at least one of at least two different electrode finger pitches and (2) at least two different electrode finger duty ratios.
  • the impedance of the first comb capacitor element is maximized because the comb electrodes of the first comb capacitor element constituting the parallel arm circuit have at least two different electrode finger pitches or at least two different duty ratios.
  • the impedance value (maximum value of the impedance) at the frequency where the frequency is lower (the frequency at which the impedance is maximized can be dispersed).
  • the frequency at which the impedance of the first comb capacitor element is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter.
  • the frequency at which the impedance of the comb capacitor is minimized by the comb electrodes of the comb capacitor constituting the series arm circuit having at least two different electrode finger pitches or at least two different duty ratios.
  • the impedance value (minimum value of the impedance) at can be increased (dispersion of the frequency at which the impedance is minimized). Further, the frequency at which the impedance of the comb capacitor element is minimized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter.
  • the at least one parallel arm circuit further includes a first switch element connected in parallel to the first comb-tooth capacitor element, and the first comb-tooth capacitor element and the first switch element are connected in parallel.
  • the first switch circuit connected to may be connected in series with the first elastic wave resonator.
  • the resonance frequency of the parallel arm circuit can be switched by switching between conduction and non-conduction of the first switch element, so that the frequency of the attenuation pole on the lower passband side can be switched (variable) Type elastic wave filter can be provided. Furthermore, when the first switch element is nonconductive, the amount of attenuation can be improved while maintaining the insertion loss in the passband.
  • the at least one parallel arm circuit further includes a second elastic wave resonator, and the second elastic wave resonator is configured such that the first elastic wave resonator and the first switch circuit are connected in series.
  • the second elastic wave resonator has a resonant frequency different from that of the first elastic wave resonator, and an antiresonant frequency of the second elastic wave resonator is the first elastic wave. It may be different from the antiresonant frequency of the wave resonator.
  • the resonance frequency of the second elastic wave resonator is higher than the resonance frequency of the first elastic wave resonator
  • the antiresonance frequency of the second elastic wave resonator is higher than the antiresonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the resonant frequency of the second elastic wave resonator is lower than the resonant frequency of the first elastic wave resonator
  • the antiresonance frequency of the second elastic wave resonator is lower than the antiresonance frequency of the first elastic wave resonator.
  • the at least one parallel arm circuit further includes a second switch circuit connected in series to the second elastic wave resonator, and the second elastic wave resonator and the second switch circuit are in series.
  • the connected circuit and the circuit in which the first elastic wave resonator and the first switch circuit are connected in series are connected in parallel, and the second switch circuit includes a second comb capacitance element, and
  • the second switch element connected in parallel to the second comb capacitor element and the frequency at which the impedance of the second comb capacitor element is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter,
  • the two-comb capacitive element has a comb electrode composed of a plurality of electrode fingers, and the comb electrode comprises (1) at least two different electrode finger pitches, and (2) at least two different electrode finger duty ratios , At least Who may have.
  • the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm circuit and the anti-resonance side on the low frequency side of the two antiresonance frequencies of the parallel arm circuit The resonant frequency can be switched together.
  • the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm circuit and the antiresonance on the low frequency side of the two antiresonance frequencies of the parallel arm circuit The frequency can be switched together.
  • the frequency at which the passband width and the attenuation bandwidth can be varied by independently controlling the switching between the conduction and non-conduction of the first switch element and the switching between the conduction and non-conduction of the second switch element.
  • a variable elastic wave filter can be provided. Furthermore, when at least one of the first switch element and the second switch element is nonconductive, the amount of attenuation can be improved.
  • the at least one series arm circuit further includes a first switch element connected in series to the first comb-tooth capacitor element, and the first comb-tooth capacitor element and the first switch element are in series.
  • the circuit connected to may be connected in parallel with the first elastic wave resonator.
  • the resonance frequency of the series arm circuit forms a pass band of the elastic wave filter
  • the antiresonance frequency of the series arm circuit forms an attenuation pole on the high band side of the pass band of the elastic wave filter. Therefore, it is possible to realize a variable-frequency elastic wave filter capable of switching (varying) the frequency of the attenuation pole on the higher side of the pass band by switching between conduction and non-conduction of the switch element.
  • the at least one parallel arm circuit further includes a second switch element connected in parallel to the first comb-tooth capacitor element, and the first comb-tooth capacitor element and the second switch element are in parallel.
  • the first switch circuit may be configured by the connected circuit, and the first switch circuit may be connected in series to the first elastic wave resonator.
  • the resonance frequency of the series arm circuit can be switched by switching between conduction and non-conduction of the second switch element, so that the frequency variable type elasticity can switch (change) the frequency at the high end of the pass band.
  • the second switch element is nonconductive, the amount of attenuation can be improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • the first elastic wave resonator and the first comb-tooth capacitive element are connected in parallel, and the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a pitch of the first electrode finger.
  • the pitch difference obtained by dividing the difference between the first electrode finger pitch and the second electrode finger pitch by the first electrode finger pitch is 0.2% or more. It may be.
  • the number of electrode fingers arranged at the first electrode finger pitch may be 10% or more and 80% or less of the number of the plurality of electrode fingers.
  • the number of electrode fingers arranged at the first electrode finger pitch may be 20% or more and 50% or less with respect to the number of the plurality of electrode fingers.
  • the first elastic wave resonator and the first comb-tooth capacitive element are connected in series, and the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a first electrode finger pitch
  • a pitch difference obtained by dividing the difference between the first electrode finger pitch and the second electrode finger pitch by the second electrode finger pitch is 0.2% or more. It may be 6.3% or less.
  • the first elastic wave resonator and the first comb-tooth capacitive element are connected in series, and the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a first electrode finger pitch
  • the number of the electrode fingers having a large second electrode finger pitch and arranged at the first electrode finger pitch may be 10% or more and 65% or less with respect to the number of the plurality of electrode fingers.
  • the first elastic wave resonator and the first comb-tooth capacitive element are connected in series, and the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a first electrode finger pitch
  • the pitch difference obtained by dividing the difference between the first electrode finger pitch and the second electrode finger pitch by the first electrode finger pitch is 0.2% or more. It may be.
  • the first elastic wave resonator and the first comb-tooth capacitive element are connected in series, and the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a first electrode finger pitch
  • the number of electrode fingers having a large second electrode finger pitch and arranged at the first electrode finger pitch may be 10% or more and 90% or less with respect to the number of the plurality of electrode fingers.
  • the comb-tooth electrode has a first electrode finger pitch and a second electrode finger pitch larger than the first electrode finger pitch, and the first electrode finger pitch of the plurality of electrode fingers.
  • the film thickness of the electrode finger arranged in the step may be smaller than the film thickness of the electrode finger arranged at the second electrode finger pitch among the plurality of electrode fingers.
  • the first elastic wave resonator has an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having a piezoelectric property, the comb electrode is formed on the substrate, and the comb electrode is formed.
  • the plurality of electrode finger pitches constituting the may be smaller than the electrode finger pitches constituting the IDT electrode.
  • the capacitance Q value of the first comb capacitance element can be increased.
  • the capacitance value per unit area is large, the first comb-tooth capacitive element can be miniaturized. Therefore, while being able to reduce the insertion loss in the pass band of an elastic wave filter, an elastic wave filter can be made small.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers constituting the comb electrode may be smaller than the film thickness of the plurality of electrode fingers constituting the first elastic wave resonator.
  • the electrode finger pitch can be reduced, and hence the capacitance Q value of the first comb capacitor can be increased. Therefore, while being able to reduce the insertion loss in the pass band of an elastic wave filter, an elastic wave filter can be made small.
  • the duty ratio of the plurality of electrode fingers constituting the comb electrode may be larger than the duty ratio of the plurality of electrode fingers constituting the IDT electrode.
  • the capacitance value per unit area increases, so that the comb-teeth capacitive element can be miniaturized, and the elastic wave filter can be miniaturized.
  • a multiplexer includes a plurality of filters including the elastic wave filter described in any of the above, and one of two input / output terminals of each of the plurality of filters is directly connected to a common terminal. Or indirectly connected.
  • a high frequency front end circuit is connected to the elastic wave filter according to any one of the above or the multiplexer described above and the elastic wave filter or the multiplexer directly or indirectly. And an amplification circuit.
  • the amount of attenuation can be improved while maintaining the insertion loss in the pass band of the elastic wave filter or multiplexer. Therefore, it is possible to improve the communication quality with respect to the disturbance wave while maintaining the gain in the high frequency front end circuit.
  • a communication apparatus includes: an RF signal processing circuit processing high frequency signals transmitted and received by an antenna element; and transmitting the high frequency signal between the antenna element and the RF signal processing circuit. And the described high frequency front end circuit.
  • the amount of attenuation can be improved while maintaining the insertion loss in the pass band of the elastic wave filter or multiplexer. Therefore, it is possible to provide a communication device in which the communication quality with respect to disturbance waves is improved while maintaining the gain in the high frequency front end circuit.
  • an elastic wave filter it is possible to provide an elastic wave filter, a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device with improved attenuation while maintaining insertion loss in the passband.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a first embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a parallel arm circuit.
  • FIG. 1B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 1C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 1D is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch difference and the attenuation on the lower pass band side when the electrode finger pitch of the capacitor is changed in the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 1E shows the relationship between the ratio of the number of electrode fingers and the amount of attenuation on the lower pass band side when the ratio of the number of electrode fingers having different electrode finger pitches is changed in the elastic wave filter according to Example 1;
  • FIG. FIG. 2A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a second embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a series arm circuit.
  • FIG. 2B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 2C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 3A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a third embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a parallel arm circuit.
  • FIG. 3B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment.
  • FIG. 3C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a fourth embodiment and a schematic view of a comb capacitor in a parallel arm circuit.
  • FIG. 4B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • FIG. 4C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • FIG. 4D is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the fourth embodiment and the first embodiment.
  • FIG. 5A is a view schematically showing an electrode structure of a resonant circuit of the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 5B is a view schematically showing an electrode structure of a resonant circuit of an elastic wave filter according to a comparative example.
  • FIG. 6A is a graph showing, in a typical example, a relationship between an electrode finger pitch of a comb tooth capacitance, a capacitance value, an impedance, and a capacitance Q value.
  • FIG. 6B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb tooth capacity and the capacity per unit area, the capacity Q value, and the self resonance frequency in a typical example.
  • FIG. 6C is a graph showing, in a typical example, the relationship between the film thickness of the comb tooth capacitor with respect to the electrode finger pitch, the capacitance per unit area, the capacitance Q value, and the self resonance frequency.
  • FIG. 6D is a graph showing the relationship between the duty ratio of the comb tooth capacitance and the capacitance per unit area, the capacitance Q value, and the self resonant frequency in a typical example.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a fifth embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a parallel arm circuit.
  • FIG. 7B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • FIG. 7C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • FIG. 7D is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the fifth embodiment, the fourth embodiment, and the first embodiment.
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a sixth embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a series arm circuit.
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a sixth embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a series arm circuit.
  • FIG. 8B is a graph showing the passage characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter according to the sixth embodiment.
  • FIG. 8C is a graph showing the comb tooth capacitance characteristic of the elastic wave filter according to the sixth embodiment.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a seventh embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a parallel arm circuit.
  • FIG. 9B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • FIG. 9C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to an eighth embodiment and a schematic view of a comb capacitor in a parallel arm circuit.
  • FIG. 10B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • FIG. 10C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the seventh embodiment and the eighth embodiment.
  • FIG. 12A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a ninth embodiment.
  • FIG. 12B is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to a tenth embodiment.
  • FIG. 13A is a graph showing the passage characteristic and the impedance characteristic of an elastic wave filter according to a ninth example.
  • FIG. 13B is a graph showing the passage characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter according to the tenth embodiment.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 1 of the embodiment.
  • FIG. 14B is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 2 of the embodiment.
  • FIG. 14C is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 3 of the embodiment.
  • FIG. 14D is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 4 of the embodiment.
  • FIG. 14E is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 5 of the embodiment.
  • FIG. 14A is a graph showing the passage characteristic and the impedance characteristic of an elastic wave filter according to a ninth example.
  • FIG. 13B is a graph showing the passage characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter according to the
  • FIG. 14F is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 6 of the embodiment.
  • FIG. 15A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to an eleventh embodiment and a schematic view of a comb capacitor element in a series arm circuit.
  • FIG. 15B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • FIG. 15C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of an elastic wave filter according to a twelfth embodiment.
  • FIG. 17 is a graph showing the pass characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 18 is a graph showing the relationship between the pitch difference of the comb capacitance and the impedance in a typical example.
  • FIG. 19 is a graph showing the relationship between the ratio of the number of comb capacitors and the impedance in a typical example.
  • FIG. 20A is a configuration diagram of a communication device according to Embodiment 2.
  • FIG. 20B is a block diagram of a communication device according to a modification of the second embodiment.
  • passband lower end means “the lowest frequency in the passband”.
  • pass band high end means “the highest frequency in the pass band”.
  • low pass band side means “outside of pass band and lower frequency side than pass band”.
  • high pass side of pass band means “outside of pass band and higher frequency side than pass band”.
  • the “low frequency side” may be referred to as the “low frequency side”
  • the “high frequency side” may be referred to as the “high frequency side”.
  • the resonant frequency in the resonator or circuit is a resonant frequency for forming an attenuation pole in the pass band or near the pass band of the resonator or the filter including the circuit, and the resonator Alternatively, it is the frequency of the “resonance point” which is a singular point at which the impedance of the circuit becomes minimum (ideally, the point at which the impedance is 0).
  • the antiresonance frequency in the resonator or the circuit is an antiresonance frequency for forming an attenuation pole in the pass band or near the pass band of the resonator or the filter including the circuit, unless otherwise specified. It is the frequency of the "anti-resonance point" which is a singular point at which the impedance of the resonator or the circuit concerned is maximal (ideally, the point at which the impedance is infinite).
  • the series arm circuit and the parallel arm circuit are defined as follows.
  • the parallel arm circuit is a circuit disposed between one node on a path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal and the ground.
  • a circuit disposed between the first input / output terminal or the second input / output terminal and a node on the above path to which the parallel arm circuit is connected, or one parallel arm circuit is connected.
  • the circuit is disposed between one node on the path and another node on the path to which another parallel arm circuit is connected.
  • FIG. 1A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10A according to a first embodiment and a schematic view of a capacitor Cp1 in a parallel arm circuit 11p.
  • the elastic wave filter 10A shown in the figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 11p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 11p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp1.
  • the parallel arm circuit 11p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp1.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to the capacitor Cp1.
  • the capacitor Cp1 is a first comb-teeth capacitive element connected in parallel to the parallel arm resonator p1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cp1 has a comb-like electrode including a plurality of electrode fingers.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Cp1 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Cp1 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 > Pc1.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cp1 is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10A.
  • Table 1 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment and the elastic wave filter according to the first comparative example.
  • the elastic wave filter according to the first comparative example is different from the elastic wave filter 10A according to the first embodiment only in the configuration of the capacitor of the parallel arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cp1 is 3.00 ⁇ m
  • the electrode finger pitch Pc2 is 3.05 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 40
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 81.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 3.00 ⁇ m, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 121.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 350 nm
  • the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m, and the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the IDT electrode The film thickness is 350 nm.
  • the electrode finger pitch of the comb capacitor element is the repetition pitch of a plurality of electrode fingers constituting the comb electrode (the distance between the centers of adjacent electrode fingers).
  • the electrode finger duty ratio of the comb-tooth capacitive element is a line width occupancy rate of a plurality of electrode fingers, and is defined as a ratio of the line width to an added value of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers. Ru.
  • a plurality of electrode fingers connected to one bus bar electrode is defined as a comb-like electrode, and the comb-like electrode is configured of a pair of comb-like electrodes mutually inserted.
  • the overlapping electrode finger lengths when viewed from a direction perpendicular to the electrode fingers that configure one of the comb-like electrodes and the electrode fingers that configure the other comb-like electrode.
  • the first region (right side region of the comb-tooth electrode in FIG. 1A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 are formed and the electrode finger pitch Pc2
  • the second region in which the electrode finger is formed (the left region of the comb electrode in FIG. 1A) is divided into two.
  • the above two regions are not limited to being divided into two, and may be subdivided into three or more.
  • the first area and the second area may be alternately arranged.
  • the comb-tooth electrode constituting the capacitor Cp1 may have three or more different electrode finger pitches.
  • the capacitance of the parallel arm circuit 11p of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment is 7.49 pF
  • the capacitance of the parallel arm circuit of the elastic wave filter according to the comparative example 1 is Is 7.47 pF, and both are almost the same value.
  • FIG. 1B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • the comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 1 and the comparative example 1 is shown by (a) of the figure. Further, in (b) of the same drawing, comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1 is shown. Further, in (c) of the same drawing, comparison of the pass characteristic in the pass band of the elastic wave filter according to the example 1 and the comparative example 1 is shown. Further, (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 1C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the circuit and resonator which concern on Example 1 and the comparative example 1 is shown by (a) of the figure.
  • comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 1 and Comparative Example 1 is shown.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the capacitor concerning Example 1 and the comparative example 1 is shown by (c) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 1 and the comparative example 1 is shown by (d) of the figure.
  • the comparison of the electrostatic capacitance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 1 and the comparative example 1 is shown by (e) of the figure.
  • In (f) of the figure comparison of the capacitance Q value of the narrow band (near the pass band) of the capacitors according to Example 1 and Comparative Example 1 is shown.
  • the antiresonance frequency Fap of the parallel arm circuit is the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1. Shift to the low frequency side with respect to fap.
  • the vicinity of the resonance frequency Frp in which the impedance of the parallel arm circuit approaches 0 is the low frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm circuit becomes high at the antiresonance frequency Fap, and the impedance of the series arm resonator s1 approaches zero near the resonance frequency frs.
  • the signal passband is in the signal path (serial arm) from the input / output terminal T1 to the input / output terminal T2.
  • the impedance of the series arm resonator s1 becomes high and it becomes the high frequency side stop band.
  • the passband is defined by the antiresonance frequency Fap and the resonance frequency frs
  • the pole (attenuation pole) on the low passband side is defined by the resonance frequency Frp.
  • the frequency f1max (710 MHz) at which the impedance of the capacitor Cp1 according to the first embodiment is maximized is the passband of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment. It is placed in the lower attenuation band.
  • the frequency f2max (720 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 1 is maximized is disposed in the attenuation band on the low pass side of the passband of the elastic wave filter according to Comparative Example 1.
  • the maximum value (56.06 dB from Table 1) of the impedance of the capacitor Cp1 according to the first embodiment at the frequency f1max is the frequency f2max of the capacitor according to the first comparative example. It is smaller than the maximum value of impedance (56.94 dB from Table 1).
  • the elastic wave filter 10A according to the first embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cp1 is made to be different.
  • the maximum impedance value of the parallel arm circuit 11p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so the high frequency signal at f1max is passed to the parallel arm circuit 11p.
  • the amount can be increased. That is, it is possible to solve the problem that the attenuation amount of the elastic wave filter 10A is deteriorated in the attenuation band which is the frequency region in which the impedance peak (maximum point of impedance) is located.
  • the elastic wave filter 10A in which the attenuation amount in the attenuation band on the lower side of the pass band is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • a ladder circuit in which one series arm circuit and one parallel arm circuit are arranged is exemplified, but one or more series arm circuits and one parallel arm circuit may be arranged.
  • at least one parallel arm circuit of the plurality of parallel arm circuits may have the configuration of the parallel arm circuit 11p according to the first embodiment. That is, the at least one parallel arm circuit includes a parallel arm resonator and a comb capacitor element connected in parallel to each other, and the comb electrodes of the comb capacitor element have different electrode finger pitches, The frequency at which the impedance of the capacitive element is maximized may be disposed outside the pass band of the elastic wave filter.
  • FIG. 1D is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch difference and the attenuation in the lower pass band side when the electrode finger pitches Pc1 and Pc2 of the capacitor Cp1 are changed in the elastic wave filter 10A according to the first embodiment. is there. More specifically, in the elastic wave filter 10A according to the first embodiment, the electrode finger pitch Pc1 is fixed at 3.000 ⁇ m and the electrode finger pitch Pc2 is set on the vertical axes of (a) and (b) in FIG. 1D. The amount of attenuation in the lower attenuation band (DC-800 MHz) of the pass band when stepwise changing from 2.750 to 3.000 ⁇ m is shown. In (c) and (d) of FIG.
  • the electrode finger pitch Pc1 is fixed at 3.000 ⁇ m, and the electrode finger pitch Pc2 is stepped from 3.000 to 3.250 ⁇ m.
  • the amount of attenuation in the attenuation band (DC-800 MHz) on the lower side of the pass band in the case where the values are varied is shown.
  • an electrode having a value obtained by dividing the difference between the electrode finger pitch Pc1 and the electrode finger pitch Pc2 by the smaller one of the electrode finger pitches Pc1 and Pc2 The finger pitch difference ⁇ Pc (%) is shown.
  • electrode finger duty ratio (0.60), the number of electrode fingers (electrode finger pitch Pc 1: 40, electrode finger pitch Pc 2: 81), electrode finger film thickness (350 nm), and crossover width (20 ⁇ m) are shown in Table 1 It is supposed to be the same as shown in.
  • FIG. 1E is a graph showing the ratio of the number of electrode fingers to the amount of attenuation on the lower side of the pass band in the elastic wave filter 10A according to the first embodiment when the ratio of the number of electrode fingers different in electrode finger pitch of the capacitor Cp1 is changed. It is a graph which shows a relation. More specifically, in the elastic wave filter 10A according to the first embodiment, the number of electrode fingers having the electrode finger pitch Pc1 is changed stepwise from 0 to 121 in the vertical axis in FIG. 1E. The attenuation in the lower passband attenuation band (DC-800 MHz) is shown. Further, on the horizontal axis of FIG.
  • the ratio (%) of the number of electrode fingers having the electrode finger pitch Pc1 to the total number of electrode fingers is shown.
  • the elastic wave filter having the number ratio of 0% and 100% is not included in the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the electrode finger pitches Pc1 (3.0000 ⁇ m) and Pc2 (3.050 ⁇ m), the electrode finger duty ratio (0.60), the total number of electrode fingers (121), the electrode finger film thickness (350 nm), the crossing width (20 ⁇ m) Is the same as that shown in Table 1.
  • FIG. 2A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10B according to a second embodiment and a schematic view of a capacitor Cs1 in a series arm circuit 11s.
  • the elastic wave filter 10B shown in the same figure includes a series arm circuit 11s, a parallel arm resonator p1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm circuit 11s is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2, and includes a series arm resonator s1 and a capacitor Cs1.
  • the series arm circuit 11s is a resonant circuit composed of a series arm resonator s1 and a capacitor Cs1.
  • the series arm resonator s1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to the capacitor Cs1.
  • the capacitor Cs1 is a first comb-teeth capacitive element connected in parallel to the series arm resonator s1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cs1 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 2A.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Cs1 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Cs1 have three different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch), Pc2 A second electrode finger pitch), and Pc3.
  • the frequency (the frequency of the conductance peak) at which the impedance of the capacitor Cs1 is minimized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10B.
  • Table 2 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10B according to the second embodiment and the elastic wave filter according to the second comparative example.
  • the elastic wave filter according to Comparative Example 2 differs from the elastic wave filter 10B according to the second embodiment only in the configuration of the capacitor of the series arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc3 of the capacitor Cs1 is 2.95 ⁇ m
  • Pc1 is 3.00 ⁇ m
  • Pc2 is 3.05 ⁇ m
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 is 40
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 41
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 There are 40 books.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 3.00 ⁇ m, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 121.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 350 nm
  • the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the series arm resonator s1 is 2.1 ⁇ m
  • the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5
  • the IDT electrode The film thickness is 350 nm.
  • the third region (the lower region of the comb-tooth electrode in FIG. 2A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 are formed and the electrode finger pitch Pc1
  • the first region center region of the comb-tooth electrode in FIG. 2A) in which the curved electrode fingers are formed and the second region (electrode-top region in the comb-tooth electrode of FIG. 2A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 are formed
  • the above three regions are not limited to being divided into three, and may be divided into two by the electrode finger pitches Pc1 and Pc2, or subdivided into four or more by four or more different electrode finger pitches It may be standardized. Also, for example, the first region, the second region, and the third region may be alternately arranged.
  • the capacitance of the capacitor Cs1 of the elastic wave filter 10B according to the second embodiment is 1.47 pF
  • the capacitance of the capacitor of the elastic wave filter according to the comparative example 2 is also 1.47 pF. It is.
  • FIG. 2B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • the comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 2 and the comparative example 2 is shown by (a) of the figure.
  • (b) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to the second embodiment and the second comparative example.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristic in the pass band of the elastic wave filter according to the second embodiment and the second comparative example.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • the insertion loss in the pass band is not significantly different between Example 2 and Comparative Example 2 (from Table 2, both of 01 dB).
  • the elastic wave filter 10B according to the second embodiment in the attenuation band on the lower side of the pass band (the frequency band of 0.7 GHz or less), the elastic wave filter 10B according to the second embodiment.
  • the amount of attenuation is improved (the minimum value of insertion loss at 0.7 GHz or less is increased) as compared with the elastic wave filter according to Comparative Example 2 (from Table 2, 2.56 dB in Example 2, Comparative Example 2).
  • the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 2C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 2 and Comparative Example 2.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the circuit and resonator which concern on Example 2 and the comparative example 2 is shown by (a) of the figure.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 2 and Comparative Example 2 is shown in (b) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wideband of the capacitor concerning Example 2 and comparative example 2 is shown in (c) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 2 and comparative example 2 is shown in (d) of the figure.
  • the comparison of the electrostatic capacitance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 2 and the comparative example 2 is shown by (e) of the figure.
  • comparison of the capacitance Q value of the narrow band (near the pass band) of the capacitors according to Example 2 and Comparative Example 2 is shown.
  • the anti-resonance frequency Fas of the series arm circuit is the anti-resonance frequency of the series arm resonator s1 by connecting a capacitor in parallel to the series arm resonator s1. Shift to the low frequency side with respect to fas.
  • the antiresonance frequency fap of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency Frs of the series arm circuit And close.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedance of the parallel arm resonator p1 approaches 0 becomes a low frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator p1 becomes high at the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm circuit approaches 0 near the resonance frequency Frs.
  • a signal passing region in the signal path (serial arm) from the input / output terminal T1 to the input / output terminal T2 is obtained.
  • the pass band is defined by the anti-resonance frequency fap and the resonance frequency Frs
  • the pole (attenuation pole) on the low pass band side is defined by the resonance frequency frp.
  • the frequency f1 min (674 MHz) at which the impedance of the capacitor Cs1 according to the second embodiment is minimized is the passband of the elastic wave filter 10B according to the second embodiment. It is placed in the lower attenuation band.
  • the frequency f2min (663 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 2 is minimized is disposed in the attenuation band on the lower side of the pass band of the elastic wave filter according to Comparative Example 2.
  • the capacitance and the capacitance Q value of the capacitor in the pass band are not significantly different between Example 2 and Comparative Example 2.
  • the local minimum value (7.80 dB from Table 2) of the impedance of the capacitor Cs1 according to the second embodiment at the frequency f1 min is the frequency f2 min of the capacitor according to the second comparative example. It is larger than the local minimum value (0.09 dB from Table 2) of the impedance.
  • elastic wave filter 10B concerning Example 2 it is mentioned that a part of electrode finger pitch in capacitor Cs1 is changed.
  • the impedance minimum value of the series arm circuit 11s is increased (the frequency at which the impedance is minimized is dispersed), so that the high frequency signal is passed to the series arm circuit 11s at f1 min.
  • the amount can be reduced. That is, it is possible to solve the problem that the attenuation amount of the elastic wave filter 10B is deteriorated in the attenuation band which is a frequency region where the conductance peak (minimum point of impedance) is located.
  • the elastic wave filter 10B in which the attenuation amount in the attenuation band on the low pass band side is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 3A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10C according to a third embodiment and a schematic view of a capacitor Cp2 in the parallel arm circuit 12p.
  • An elastic wave filter 10C shown in the same figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 12p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 12p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp2.
  • the parallel arm circuit 12p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp2.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to the capacitor Cp2.
  • the capacitor Cp2 is a first comb-teeth capacitive element connected in parallel to the parallel arm resonator p1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cp2 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 3A.
  • the comb electrodes of the capacitor Cp2 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • the comb-tooth electrode of the capacitor Cp2 has three different electrode finger duty ratios Duty1, Duty2, and Duty3.
  • the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 have two different electrode finger duty ratios Duty2 and Duty3 and the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 have one electrode finger duty ratio Duty1.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cp2 is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10C.
  • Table 3 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10C according to the third embodiment and the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the elastic wave filter 10C according to the third embodiment is different from the elastic wave filter 10A according to the first embodiment in that the comb-tooth electrode not only has two different electrode finger pitches in the configuration of the capacitor Cp2 of the parallel arm circuit. , Differs in having three different electrode finger duty ratios.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cp1 is 3.00 ⁇ m, and the electrode finger duty ratio is 0.6.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cp2 is 3.00 ⁇ m
  • the electrode finger pitch Pc2 is 3.05 ⁇ m
  • the electrode finger duty ratio Duty1 is 0.
  • the electrode finger duty ratio Duty2 is 0.70
  • the electrode finger duty ratio Duty3 is 0.40.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 40
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 81.
  • the number of electrode fingers arranged with the electrode finger duty ratio Duty1 is 40
  • the number of electrode fingers arranged with the electrode finger duty ratio Duty2 is 41
  • the electrode arranged with the electrode finger duty ratio Duty3 The number of fingers is 40.
  • the thickness of the comb-tooth electrode is 350 nm, and the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m
  • the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5
  • the IDT electrode of the IDT electrode is The film thickness is 350 nm.
  • a first region in which the electrode fingers arranged at the electrode finger duty ratio Duty1 are formed and a second region in which the electrode fingers arranged at the electrode finger duty ratio Duty2 are formed The third region where the electrode fingers arranged at the electrode finger duty ratio Duty3 are formed is divided into three.
  • the above three regions are not limited to being divided into three, but may be divided into two by electrode finger duty ratios Duty1 and Duty2, or four or more by four or more different electrode finger duty ratios. It may be subdivided. Also, for example, the first region, the second region, and the third region may be alternately arranged.
  • FIG. 3B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment.
  • the comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 3 and Example 1 is shown by (a) of the figure. Further, in (b) of the same drawing, comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment is shown. Further, (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristic in the pass band of the elastic wave filter according to the third embodiment and the first embodiment. Further, (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment.
  • the insertion loss in the third embodiment is slightly reduced compared to the first embodiment (see Table 3). 3. From Example 3, 0.91 dB in Example 3, 0.92 dB in Example 1). On the other hand, as shown in (b) and (d) of FIG. 3B, in the attenuation band on the lower side of the pass band (the frequency band of 0.7 GHz or less), the elastic wave filter 10C according to the third embodiment However, the amount of attenuation is improved (the minimum value of insertion loss at 0.7 GHz or less is increased) than the elastic wave filter according to Example 1 (from Table 3, 3.52 dB in Example 3, Example 1 For 3.24 dB). That is, in the elastic wave filter 10C according to the third embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 3C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment.
  • comparison of impedance characteristics of wide bands of the circuit and the resonator according to the third embodiment and the first embodiment is shown.
  • comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to the third embodiment and the first embodiment is shown.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the capacitor concerning Example 3 and Example 1 is shown by (c) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 3 and Example 1 is shown by (d) of the figure.
  • the comparison of the electrostatic capacitance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 3 and Example 1 is shown by (e) of the figure.
  • comparison of the capacitance Q value of the narrow band (near the pass band) of the capacitor according to the third embodiment and the first embodiment is shown.
  • the elastic wave filters according to the third embodiment and the first embodiment pass by the antiresonance frequency Fap of the parallel arm circuit and the resonance frequency frs of the series arm resonator.
  • the band is defined, and the pole (attenuation pole) of the passband lower side is defined by the resonance frequency Frp of the parallel arm circuit, and the pole (attenuation pole) of the passband high side is defined by the antiresonance frequency fas of the series arm resonator. It is a band pass filter specified.
  • the frequency f3max (710 MHz) at which the impedance of the capacitor Cp2 according to the third embodiment is maximized is the passband of the elastic wave filter 10C according to the third embodiment. It is placed in the lower attenuation band.
  • the frequency f1max (710 MHz) at which the impedance of the capacitor according to the first embodiment is maximized is disposed in the attenuation band on the lower side of the passband of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the capacitance and the capacitance Q value of the capacitor in the pass band are not significantly different between the third embodiment and the first embodiment.
  • the maximum value (55.88 dB according to Table 3) of the impedance of the capacitor Cp2 according to the third embodiment at the frequency f3max is the frequency f1max of the capacitor according to the first embodiment. It is smaller than the maximum value of the impedance (56.06 dB according to Table 3).
  • the elastic wave filter 10C according to the third embodiment in addition to the fact that part of the electrode finger pitch in the capacitor Cp2 is made different, part of the electrode finger duty ratio in the capacitor Cp2 is made different. Can be mentioned.
  • the impedance maximum value of the parallel arm circuit 12p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so the parallel arm of the high frequency signal at f1max according to the first embodiment
  • the passing amount to the parallel arm circuit 12p of the high frequency signal at f3max can be larger than the passing amount to the circuit 11p.
  • the attenuation loss in the lower passband of the passband is maintained while maintaining the insertion loss in the passband. It is possible to improve the amount of attenuation in
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10D according to a fourth embodiment and a schematic view of a capacitor Cp3 in the parallel arm circuit 13p.
  • An elastic wave filter 10D shown in the same figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 13p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 13p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp3.
  • the parallel arm circuit 13p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp3.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to the capacitor Cp3.
  • the capacitor Cp3 is a first comb-tooth capacitive element connected in parallel to the parallel arm resonator p1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cp3 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 4A.
  • the comb electrodes of the capacitor Cp3 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cp3 is maximized is disposed outside the passband of the elastic wave filter 10D.
  • the parallel arm resonator p1 has an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity.
  • the capacitor Cp3 is also formed on the substrate.
  • the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp3 are smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • Table 4 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment and the elastic wave filter according to the comparative example 4.
  • the elastic wave filter according to Comparative Example 4 differs from the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment only in the configuration of the capacitor of the parallel arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cp3 is 1.95 ⁇ m
  • the electrode finger pitch Pc2 of the capacitor Cp3 is 2.00 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 40
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 21.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 2.00 ⁇ m, and the number of the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 61.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 350 nm
  • the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • Example 4 the electrode finger pitch of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the film of the IDT electrode is The thickness is 350 nm.
  • the frequency at which the impedance of the comb capacitor (capacitor Cp1) is maximized is arranged on the lower side of the pass band
  • the electrode finger pitch of the comb capacitor (capacitor Cp3) is disposed on the high band side of the pass band.
  • an elastic wave filter 10D according to the present embodiment will not be described the same as the elastic wave filter 10A according to the first embodiment, and differences will be mainly described.
  • FIG. 4B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 4 and comparative example 4 is shown.
  • (b) of the same drawing shows comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristic in the pass band of the elastic wave filter according to the fourth embodiment and the fourth comparative example.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • Example 4 As shown in (a), (b) and (c) of FIG. 4B, there is no significant difference between Example 4 and Comparative Example 4 in the insertion loss in the passband (from Table 4, Example 4). In the second comparative example, and 0.80 dB in the fourth comparative example). On the other hand, as shown in (b) and (d) of FIG. 4B, the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment in the attenuation band (frequency band of 0.8 GHz or more) on the high band side of the pass band.
  • the amount of attenuation is improved (the minimum value of insertion loss at 0.8 GHz or more is increased) as compared with the elastic wave filter according to Comparative Example 4 (from Table 4, 4.90 dB in Example 4, Comparative Example 4 The case is 4.43 dB). That is, in the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 4C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 4 and Comparative Example 4.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the circuit and resonator which concern on Example 4 and the comparative example 4 is shown by (a) of the figure.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 4 and Comparative Example 4 is shown in FIG.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wideband of the capacitor concerning Example 4 and comparative example 4 is shown in (c) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 4 and the comparative example 4 is shown by (d) of the figure.
  • comparison of the capacitance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitors according to Example 4 and Comparative Example 4 is shown.
  • comparison of the capacitance Q value of the narrow band (near the pass band) of the capacitors according to Example 4 and Comparative Example 4 is shown.
  • the resonance characteristics of the parallel arm circuit 13p and the series arm resonator s1 that constitute the pass band of the elastic wave filter 10D are the same as the resonance characteristics of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
  • the frequency f4max (1085 MHz) at which the impedance of the capacitor Cp3 according to the fourth embodiment is maximized is the passband of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment. It is disposed in the high frequency side attenuation band.
  • the frequency f5max (1070 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 4 is maximized is disposed in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter according to Comparative Example 4.
  • the maximum value (57.15 dB from Table 4) of the impedance of the capacitor Cp3 according to the fourth embodiment at the frequency f4max is the frequency f5max of the capacitor according to the fourth comparative example. It is smaller than the maximum value of impedance (57.48 dB from Table 4).
  • the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cp3 is made to be different.
  • the maximum impedance value of the parallel arm circuit 13p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so that the high frequency signal is passed to the parallel arm circuit 13p at f4max.
  • the amount can be increased.
  • FIG. 4D is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the fourth embodiment and the first embodiment.
  • comparison of the passage characteristic near the pass band of elastic wave filter 10D concerning Example 4 and elastic wave filter 10A concerning Example 1 is shown.
  • comparison of the pass characteristics in the pass band of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment and the elastic wave filter 10A according to the first embodiment is shown. As shown in the lower part of FIG.
  • the insertion loss in the passband of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment is reduced compared to the elastic wave filter 10A according to the first embodiment (from Table 4)
  • the insertion loss in the passband is 0.79 dB
  • the insertion loss in the passband is 0.92 dB.
  • FIG. 5A is a view schematically showing an electrode structure of a resonant circuit constituting the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 5A (a) is a plan view of an electrode on the substrate of the parallel arm circuit 11p according to the first embodiment, a cross-sectional view taken along the line AA 'of the plan, and B of the plan. A cross-sectional view taken along the line -B 'is shown, and (b) of FIG. 5A shows an enlarged view of the electrode.
  • the electrode structure shown in FIG. 5A is for explaining a typical structure of a parallel arm resonator p1 constituting the parallel arm circuit 11p and a comb capacitance electrode constituting the capacitor Cp1.
  • the number and length of the electrode fingers constituting the IDT electrode and the comb capacitor electrode of each resonator are not limited to the number and length of the electrode fingers shown in FIG.
  • the electrode structure shown by FIG. 5A is applied not only to Example 1 but to the resonance circuit based on another Example.
  • the parallel arm resonator p1 is configured of an IDT electrode formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the parallel arm resonator p ⁇ b> 1 is configured of an IDT electrode 111, a pair of reflectors 112, and a piezoelectric substrate 102.
  • the IDT electrode 111 and the reflector 112 have a plurality of electrode fingers and a pair of bus bar electrodes arranged to face each other with the plurality of electrode fingers interposed therebetween, and the IDT electrodes 111 are a pair that interleaves each other.
  • the plurality of electrode fingers are formed along a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the propagation direction.
  • the wavelength of the elastic wave to be excited is defined by the design parameters and the like of the IDT electrode 111 and the reflector 112.
  • design parameters of the IDT electrode 111 will be described.
  • electrode parameters of the IDT electrode 111 and the capacitor Cp1 are collectively referred to as P, W1, W2, S, and L.
  • the electrode parameters of the IDT 111 are defined as Pr, W1r, W2r, Sr, and Lr
  • the electrode parameters of the capacitor Cp1 are Pc1 (or Pc2) and W1c1 (or W1c2), respectively. It is defined as W2c1 (or W2c2), Sc1 (or Sc2), Lc.
  • the wavelength of the elastic wave is defined by the repetition period ⁇ r of the electrode fingers connected to one bus bar electrode of the plurality of electrode fingers.
  • the electrode finger pitch (the pitch of a plurality of electrode fingers, that is, the electrode finger period) Pr is 1/2 of the repetition period ⁇ r.
  • a half of the line width of the left electrode finger of adjacent electrode fingers is W1
  • a half of the right electrode finger line width is W2
  • the crossover width Lr of the IDT electrode 111 is the overlapping electrode finger length when the electrode finger connected to one of the pair of bus bar electrodes and the electrode finger connected to the other are viewed from the propagation direction of the elastic wave. It is.
  • the electrode finger duty ratio is defined by the occupied width (W1r + W2r) of the electrode finger in the electrode finger pitch Pr, that is, (W1r + W2r) / (W1r + W2r + Sr). That is, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode 111 is defined by the line width occupancy rate of a plurality of electrode fingers, that is, (W1r + W2r) / Pr.
  • ⁇ 0 is the dielectric constant in vacuum
  • ⁇ r is the dielectric constant of the piezoelectric substrate 102.
  • the capacitor Cp1 is composed of a piezoelectric substrate 102 and a comb-shaped capacitive electrode formed on the piezoelectric substrate 102.
  • the comb-tooth capacitance electrode is configured of a plurality of electrode fingers.
  • the comb-teeth capacitive electrode is formed of an electrode film in the same manner as the IDT electrode 111. That is, the comb-tooth capacitive electrode constituting the capacitor Cp1 is formed on the same piezoelectric substrate 102 as the IDT electrode 111 constituting the parallel arm resonator p1.
  • the comb-tooth capacitance electrode and the IDT electrode 111 may be formed on different piezoelectric substrates.
  • the comb-tooth capacitance electrode has a plurality of electrode fingers and a pair of bus bar electrodes arranged to face each other with the plurality of electrode fingers interposed therebetween, and the plurality of electrode fingers are one and the other of the pair bus bar electrodes Are alternately connected to each other.
  • the plurality of electrode fingers are formed along the propagation direction of the elastic wave, and are periodically formed along the direction orthogonal to the propagation direction.
  • the capacitor Cp1 has two different electrode finger pitches Pc1 and Pc2.
  • Pc2 > Pc1.
  • characteristics such as a capacitance value and a Q value are defined by design parameters and the like of the comb capacitor electrode.
  • design parameters of the comb-tooth capacitor electrode will be described.
  • the electrode finger pitch (the pitch of the electrode fingers, that is, the electrode finger cycle) Pc1 and Pc2 of the comb-tooth capacitance electrode is the line width of the left electrode finger among the adjacent electrode fingers as shown in (b) of FIG. 5A.
  • a half is W1c1 (or W1c2), a half of the electrode finger line width on the right is W2c1 (or (W2c2)), and a space width between the adjacent electrode fingers (electrode finger gap) is Sc1 (or Sc2)
  • Pc1 (W1c1 + W2c1 + Sc1)
  • Pc2 (W1c2 + W2c2 + Sc2)
  • the electrode finger duty ratio means the occupation width (W1c1 + W2c1) of the electrode finger in the electrode finger pitch Pc1 or the electrode finger in the electrode finger pitch Pc2.
  • Occupancy width (W1c2 + W2c2), that is, (W1c1 + W2c1) / (W1c1 + W2c1 + Sc1) Or defined as (W1c2 + W2c2) / (W1c2 + W2c2 + Sc2), that is, the electrode finger duty ratio is defined as the line width occupancy rate of a plurality of electrode fingers, that is, (W1c1 + W2c1) / Pc1 or (W1c2 + W2c2) / Pc2
  • the logarithm is the number of electrode fingers forming a pair, which is approximately half of the total number of electrode fingers
  • the electrode finger pitch is the thickness Tc of the electrode film forming the fingers. Also, the capacitance C x comb capacitor electrode, the electrode finger pitch The capacitance of the electrode fingers having c1 as Cxc1, when the capacitance of the electrode fingers having the electrode finger pitch Pc2 and Cxc2, shown in equation 2 below, the electrode finger pitch does not contribute to the capacitance.
  • the electrode finger pitches Pc1 and Pc2S of the capacitor Cp3 are narrower than the electrode finger pitch Pr at the IDT electrode of the parallel arm resonator p1. According to this, as described above, since the electrode finger pitch does not contribute to the electrostatic capacitance, the electrostatic capacitance per unit area of the capacitor Cp3 is set to the electrostatic capacitance per unit area of the parallel arm resonator p1 (electrostatic capacitance density It is possible to reduce the size of the capacitor Cp3 while making the size larger.
  • FIG. 5B is a view schematically showing an electrode structure of a resonant circuit that constitutes an elastic wave filter according to a comparative example.
  • (A) and (b) of FIG. 5B show an electrode configuration in which the capacitance of the capacitor is equal to the capacitance of the elastic wave filter ((a) of FIG. 5A) according to the first embodiment. It is done.
  • (1) the electrostatic capacitance is equal to that of the elastic wave filter according to the first embodiment ((a) of FIG. 5A); The same as the electrode finger pitch), and (3) crossover width and logarithm are equal.
  • (1) electrostatic capacitance is equal
  • (2) electrode finger pitch is equal (the same as the electrode finger pitch of the resonator), and (3) 2.)
  • the crossover width is large and the logarithm is small (crossover width ⁇ logarithm is equal).
  • FIG. 6A is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb capacitor and the capacitance value, the impedance, and the capacitance Q value in a typical example.
  • FIG. 6B is a graph showing the relationship between the electrode finger pitch of the comb capacitor element, the capacitance per unit area (capacitance density), the capacitance Q value, and the self-resonant frequency in a typical example. From FIG. 6A and FIG. 6B, when the electrode finger pitch is reduced, the following effects can be obtained. (1) The self resonance frequency shifts to the high frequency side ((c) in FIG. 6B). (2) The capacitance Q value is improved ((b) in FIG. 6B). (3) Capacitance per unit area increases ((a) in FIG. 6B). For this reason, the size of the comb capacitance element is reduced.
  • the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp3 are smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • the capacitance Q value of the capacitor Cp3 is improved as compared to the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the insertion loss in the passband is reduced as compared to the elastic wave filter 10A according to the first embodiment (in accordance with the fourth embodiment, insertion loss in the passband in the fourth embodiment). Is 0.79 dB, and according to Table 1, the insertion loss in the pass band is 0.92 dB in Example 1.
  • the capacitor Cp3 according to the fourth embodiment has a larger capacitance per unit area than the capacitor Cp1 according to the first embodiment, so that the elastic wave filter can be miniaturized.
  • the area of the comb electrode portion of the capacitor Cp1 of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment is 7293 ⁇ m 2
  • the area of the comb electrode portion of the capacitor Cp1 of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment Is 2368 ⁇ m 2 and it can be seen that the size is reduced.
  • the self-resonance frequency is set as in the above (1) by making the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp3 smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1. Shift to high frequency side. From this point of view, in the fourth embodiment, it is easy to arrange the frequency at which the impedance of the capacitor Cp3 is maximized in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter 10D.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10E according to a fifth embodiment and a schematic view of a capacitor Cp4 in the parallel arm circuit 14p.
  • the elastic wave filter 10E shown in the figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 14p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 14p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp4.
  • the parallel arm circuit 14p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cp4.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to the capacitor Cp4.
  • the capacitor Cp4 is a first comb-tooth capacitive element connected in parallel to the parallel arm resonator p1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cp4 has a comb-like electrode including a plurality of electrode fingers.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Cp4 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Cp4 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 > Pc1.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cp4 is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10E.
  • the parallel arm resonator p1 has an IDT electrode including a plurality of electrode fingers formed on a substrate having piezoelectricity.
  • the capacitor Cp4 is also formed on the substrate.
  • the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp4 are smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • the film thickness of the plurality of electrode fingers constituting the capacitor Cp4 is smaller than the film thickness of the electrode fingers constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • Table 5 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment and the elastic wave filter according to the comparative example 5.
  • the elastic wave filter according to the comparative example 5 is different from the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment only in the configuration of the capacitor of the parallel arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cp4 is 0.725 ⁇ m, and the electrode finger pitch Pc2 is 0.750 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 40, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 21.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 0.750 ⁇ m.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6, the film thickness of the comb electrode is 150 nm, and the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • Example 5 the electrode finger pitch of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the film of the IDT electrode is The thickness is 350 nm.
  • the film thickness of the capacitor Cp4 of the parallel arm circuit 14p and the electrode finger pitches Pc1 and Pc2 are parallel arm circuit 13p. Only the film thickness of the capacitor Cp3 and the point smaller than the electrode finger pitches Pc1 and Pc2 differ as the configuration.
  • an elastic wave filter 10E according to the present embodiment will not be described the same as the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment, and differences will be mainly described.
  • Example 5 Comparing Example 5 and Example 4 specifically, in Example 4, the film thickness of the capacitor Cp3 and the film thickness of the IDT electrode were both 350 nm, while in Example 5, the film thickness of the capacitor Cp4 was The film thickness (150 nm) is set smaller than the film thickness (350 nm) of the IDT electrode. Accordingly, the electrode finger pitches Pc1 (0.725 ⁇ m) and Pc2 (0.750 ⁇ m) of Example 5 are made smaller than the electrode finger pitches Pc1 (1.950 ⁇ m) and Pc2 (2.000 ⁇ m) of Example 4. ing.
  • FIG. 7B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • the comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 5 and the comparative example 5 is shown by (a) of the figure.
  • (b) of the same drawing shows comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics in the pass band of the elastic wave filters according to the fifth embodiment and the fifth comparative example.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment is more effective in the attenuation band on the higher side of the pass band (frequency band of 2 GHz or more), The amount of attenuation is improved (the minimum value of insertion loss at 2 GHz or more is increased) as compared with the elastic wave filter according to Comparative Example 5 (from Table 5, 8.87 dB in Example 5, 8.54 dB in Comparative Example 5) ). That is, in the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 7C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 5 and Comparative Example 5.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the circuit and resonator which concern on Example 5 and the comparative example 5 is shown by (a) of the figure.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 5 and Comparative Example 5 is shown in FIG.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wideband of the capacitor concerning Example 5 and comparative example 5 is shown in (c) of the figure.
  • the comparison of the impedance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 5 and comparative example 5 is shown in (d) of the figure.
  • the comparison of the electrostatic capacitance characteristic of the narrow band (near the pass band) of the capacitor concerning Example 5 and the comparative example 5 is shown by (e) of the figure.
  • comparison of the capacitance Q value of the narrow band (near the pass band) of the capacitors according to Example 5 and Comparative Example 5 is shown.
  • the resonance characteristics of the parallel arm circuit 14p and the series arm resonator s1 that constitute the pass band of the elastic wave filter 10E are the same as the resonance characteristics of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
  • the frequency f6max (2601 MHz) at which the impedance of the capacitor Cp4 according to the fifth embodiment is maximized is the high frequency side of the passband of the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment. It is arranged in the attenuation band.
  • the frequency f7max (2695 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 5 is maximized is disposed in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter according to Comparative Example 5.
  • the maximum value (52.53 dB from Table 5) of the impedance of the capacitor Cp4 according to the fifth embodiment at the frequency f6max is the frequency f7max of the capacitor according to the fifth comparative example. It is smaller than the maximum value of impedance (57.43 dB from Table 5).
  • the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cp4 is made to be different.
  • the maximum impedance value of the parallel arm circuit 14p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so the high frequency signal is passed to the parallel arm circuit 14p at f6max.
  • the amount can be increased.
  • the impedance of the capacitor Cp3 is maximum at the frequency f6max (2601 MHz) at which the impedance of the capacitor Cp4 is maximum.
  • the frequency is higher than f4max (1085 MHz). Therefore, in the fifth embodiment, the amount of attenuation in the attenuation band on the higher frequency side is improved compared to the fourth embodiment.
  • FIG. 7D is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the fifth embodiment, the fourth embodiment, and the first embodiment.
  • the upper part of the same drawing shows a comparison of the broadband transmission characteristics of the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment, the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment, and the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • comparison of the pass characteristics within the passband of the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment, the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment, and the elastic wave filter 10A according to the first embodiment It is shown.
  • the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment is inserted in the pass band in comparison with the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment and the elastic wave filter 10A according to the first embodiment. Loss is reduced.
  • the film thickness of the capacitor Cp4 according to the fifth embodiment is smaller than the film thickness of the IDT electrode of the parallel arm resonator p1 and smaller than the film thickness of the capacitor Cp3 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 6C is a graph showing, in a typical example, a relationship between a film thickness of an interdigital transducer element with respect to an electrode finger pitch, a capacitance per unit area (capacitance density), a capacitance Q value and a self resonance frequency. .
  • the electrode finger pitch can be narrowed by reducing the film thickness of the electrode finger.
  • the upper limit of the film thickness of the electrode finger is about 40% of the electrode finger pitch due to manufacturing limitations. Therefore, by reducing the film thickness of the electrode finger, the electrode finger pitch can be further narrowed, and the effect of reducing the electrode finger pitch of the comb capacitor element can be further enhanced.
  • the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp4 are smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1.
  • the capacitance Q value of the capacitor Cp4 is improved.
  • the insertion loss in the pass band is reduced as compared with the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the thickness of the electrode finger of the capacitor Cp4 is made smaller than the thickness of the electrode finger of the IDT electrode of the parallel arm resonator p1. Since the electrode finger pitch of the capacitor Cp4 can be made smaller compared to the elastic wave filter 10D, the capacitance Q value of the capacitor Cp4 is further improved. Thereby, in the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment, the insertion loss in the passband is further reduced as compared to the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment (from Table 5, insertion in the passband in the fifth embodiment) The loss is 0.65 dB, and according to Table 4, the insertion loss in the pass band is 0.79 dB in Example 4.
  • the elastic wave filter can be miniaturized.
  • the area of the comb electrode portion of the capacitor Cp3 of the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment is 2368 ⁇ m 2
  • the area of the comb electrode portion of the capacitor Cp4 of the elastic wave filter 10E according to the fifth embodiment Is 893 ⁇ m 2 and it can be seen that the size is further reduced.
  • the self-resonance frequency is set as in the above (1) by making the plurality of electrode finger pitches Pc1 and Pc2 constituting the capacitor Cp4 smaller than the electrode finger pitch Pp1 constituting the IDT electrode of the parallel arm resonator p1. Shift to high frequency side. From this viewpoint, in the fifth embodiment, the frequency at which the impedance of the capacitor Cp 4 is maximized can be easily disposed in the attenuation band on the higher frequency side as compared with the elastic wave filter 10D according to the fourth embodiment.
  • the electrode finger film thickness of the capacitor Cp4 is made smaller than the electrode finger film thickness of the IDT electrode, and the electrode finger duty ratio of the capacitor Cp4 is the electrode finger duty of the IDT electrode It may be larger than the ratio.
  • FIG. 6D is a graph showing the relationship between the duty ratio of the comb tooth capacitive element, the capacitance per unit area (capacitance density), the capacitance Q value, and the self-resonant frequency in a typical example. As shown in (a) of FIG. 6D, since the capacitance per unit area of the comb capacitor element can be increased, the acoustic wave filter can be further miniaturized.
  • the electrode finger pitch, the film thickness, the duty ratio, etc. are not necessarily uniform, and can not be determined due to variations due to manufacturing processes or the like. It may be uniform or uneven due to adjustment of characteristics and the like. For this reason, in each of the above-described elements, there are cases where a part of the comb-tooth capacitive element and the IDT electrode that configure them do not satisfy the above-mentioned relationships such as the electrode finger pitch, film thickness, and electrode finger duty ratio.
  • the relationship between the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode finger duty ratio in each of the elements should be substantially satisfied, for example, the electrode finger pitch, the film thickness, and the electrode finger duty ratio in the comb capacitance element and the IDT electrode It suffices to hold the average value of
  • FIG. 8A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10F according to a sixth embodiment and a schematic view of the capacitor Cs2 in the series arm circuit 12s.
  • An elastic wave filter 10F shown in the same figure includes a series arm circuit 12s, a parallel arm resonator p1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm circuit 12s is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2, and includes a series arm resonator s1, a capacitor Cs2, and a switch SW1. It is a resonant circuit.
  • the series arm resonator s1 is a first elastic wave resonator connected in parallel to a circuit in which the capacitor Cs2 and the switch SW1 are connected in series.
  • the capacitor Cs2 is a first comb-teeth capacitive element, and a circuit in which the capacitor Cs2 and the switch SW1 are connected in series constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cs2 has a comb-like electrode including a plurality of electrode fingers.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Cs2 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Cs2 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 > Pc1.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cs2 is minimized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10F.
  • Table 6 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10F according to the sixth embodiment.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cs2 is 0.725 ⁇ m, and Pc2 is 0.750 ⁇ m. Further, the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 21, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 40.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6, the film thickness of the comb electrode is 150 nm, and the crossover width Lc is 20 ⁇ m.
  • the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the series arm resonator s1 is 2.1 ⁇ m, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the film thickness of the IDT electrode is 350 nm. That is, the film thickness (150 nm) of the plurality of electrode fingers constituting the capacitor Cs2 is smaller than the film thickness (350 nm) of the electrode fingers constituting the IDT electrode of the series arm resonator s1.
  • variable-frequency type in which the frequency of the attenuation pole on the high band side in the pass band formed by the antiresonance frequency of the series arm circuit 12s is switched by switching conduction and non-conduction of the switch SW1.
  • the elastic wave filter 10F can be realized.
  • FIG. 8B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filter 10F according to the sixth embodiment.
  • the broad band pass characteristic of the elastic wave filter 10F according to the sixth embodiment is shown in (a) of the same figure, and in (b) of the same figure, comparison of the narrow band (near the pass band) pass characteristic is shown.
  • (c) of the figure shows the impedance characteristics of the wide band of the circuit and the resonator
  • the impedance of the narrow band (near the passband) of the circuit and the resonator The characteristics are shown.
  • a capacitor Cs2 is added to the series arm resonator s1 when the switch SW1 is conductive (ON).
  • the antiresonance frequency Fason of the series arm circuit 12s when the switch SW1 is on is shifted to a lower side than the antiresonance frequency fas of the series arm resonator s1.
  • the elastic wave filter 10F may shift the attenuation pole on the high frequency side of the pass band to the high frequency side by switching the switch SW1 from the conductive state to the non-conductive state. it can.
  • FIG. 8C is a graph showing the comb tooth capacitance characteristic of the elastic wave filter 10F according to the sixth embodiment.
  • the wide band impedance characteristic of the capacitor Cs2 is shown in (a) of the figure, and the narrow band impedance characteristic of the capacitor Cs2 is shown in (b) of the same figure. Shows a wide band electrostatic capacity characteristic of the capacitor Cs2, and (d) of the same drawing shows a narrow band electrostatic capacity characteristic of the capacitor Cs2, and (e) of the same drawing.
  • the characteristic Q value characteristic of the wide band of the capacitor Cs2 is shown in FIG. 6, and the characteristic value Q characteristic of the narrow band of the capacitor Cs2 is shown in (f) of the same drawing.
  • the frequency (2554 MHz) at which the impedance of the capacitor Cs2 is minimized is disposed in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter 10F according to the sixth embodiment.
  • the local minimum value (2.39 dB according to Table 6) of the impedance at the frequency at which the impedance of the capacitor Cs 2 becomes local is larger than that of the variable-frequency elastic wave filter in which the electrode finger pitch of the capacitor is uniform. ing.
  • a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cs2 is made to be different.
  • the switch SW1 when the switch SW1 is on, the minimum value of the impedance of the series arm circuit 12s is reduced (the frequency at which the impedance is minimized is dispersed) in the attenuation band on the high band side of the pass band. It is possible to realize the variable-frequency elastic wave filter 10F in which the attenuation amount in the attenuation band on the high band side of the pass band is improved while maintaining it.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10G according to a seventh embodiment and a schematic view of the capacitor Cps1 in the parallel arm circuit 15p.
  • the elastic wave filter 10G shown in the same figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 15p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 15p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cps1.
  • the parallel arm circuit 15p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cps1.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in series with the capacitor Cps1.
  • the capacitor Cps1 is a first comb-tooth capacitive element connected in series with the parallel arm resonator p1, and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cps1 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 9A.
  • the comb electrodes of the capacitor Cps1 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cps1 is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10G.
  • Table 7 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10G according to the seventh example and the elastic wave filter according to the comparative example 6.
  • the elastic wave filter according to the comparative example 6 differs from the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment only in the configuration of the capacitor of the parallel arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc1 of the capacitor Cps1 is 3.00 ⁇ m, and the electrode finger pitch Pc2 is 3.05 ⁇ m. Further, the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 321, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 is 280. On the other hand, in the elastic wave filter according to Comparative Example 6, the electrode finger pitches of the capacitors are all 3.00 ⁇ m, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 601.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 350 nm
  • the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • Example 7 the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the IDT electrode The film thickness is 350 nm.
  • the first region (the right side region of the comb-tooth electrode in FIG. 9A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 are formed and the electrode finger pitch Pc2
  • the second region (the left region of the comb electrode in FIG. 9A) in which the electrode finger is formed is divided into two.
  • the above two regions are not limited to being divided into two, and may be subdivided into three or more.
  • the first area and the second area may be alternately arranged.
  • the comb-tooth electrode constituting the capacitor Cps1 has two different electrode finger pitches, it may have three or more different electrode finger pitches.
  • the capacitance of the parallel arm circuit 15p of the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment is 7.40 pF
  • the capacitance of the parallel arm circuit of the elastic wave filter according to the comparative example 6 is Is 7.33 pF, and both are almost the same value.
  • FIG. 9B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • comparison of the broadband pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 7 and comparative example 6 is shown.
  • comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6 is shown.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics in the pass band of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the lower attenuation band of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • the elastic wave filter according to the seventh embodiment is in the attenuation band on the lower pass band side (frequency band of 0.6 to 0.8 GHz).
  • the amount of attenuation at 10 G is improved (the minimum value of the insertion loss at 0.6 to 0.8 GHz is increased) than the elastic wave filter according to Comparative Example 6 (from Table 7, 2 in Example 7) 90 dB, 2.79 dB in Comparative Example 6). That is, in the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 9C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 7 and Comparative Example 6.
  • (a) of the same figure comparison of the impedance characteristic of the broadband of the circuit concerning Example 7 and comparative example 6 and a resonator is shown.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 7 and Comparative Example 6 is shown in FIG.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wideband of the capacitor concerning Example 7 and comparative example 6 is shown by (c) of the figure.
  • the resonance frequency Frp of the parallel arm circuit is set to the resonance frequency frp of the parallel arm resonator p1. Shift to the high frequency side.
  • the elastic wave filter according to the seventh example and the comparative example 6 in forming a band pass filter by the parallel arm circuit and the series arm resonator s1, the antiresonance frequency Fap of the parallel arm circuit and the resonance frequency frs of the series arm resonator s1. And close.
  • the vicinity of the resonance frequency Frp in which the impedance of the parallel arm circuit approaches 0 is the low frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm circuit becomes high at the antiresonance frequency Fap, and the impedance of the series arm resonator s1 approaches zero near the resonance frequency frs.
  • the signal passband is in the signal path (serial arm) from the input / output terminal T1 to the input / output terminal T2.
  • the impedance of the series arm resonator s1 becomes high and it becomes the high frequency side stop band.
  • the pass band is defined by the antiresonance frequency Fap and the resonance frequency frs
  • the pole (attenuation pole) on the low pass band side is defined by the resonance frequency Frp.
  • the frequency f1max (702 MHz) at which the impedance of the capacitor Cps1 according to the seventh embodiment is maximized is the passband of the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment. It is placed in the lower attenuation band.
  • the frequency f2max (720 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 6 is maximized is disposed in the attenuation band on the lower side of the pass band of the elastic wave filter according to Comparative Example 6.
  • the maximum value (41.10 dB from Table 7) of the impedance of the capacitor Cps1 according to the seventh embodiment at the frequency f1max is the frequency f2max of the capacitor according to the sixth comparative example. It is smaller than the maximum value of impedance (42.33 dB according to Table 7).
  • the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cps1 is made to be different.
  • the maximum impedance value of the parallel arm circuit 15p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so the high frequency signal at f1max is passed to the parallel arm circuit 15p.
  • the amount can be increased. That is, it is possible to solve the problem that the attenuation amount of the elastic wave filter 10G is deteriorated in the attenuation band which is a frequency region in which the impedance peak (maximum point of impedance) is located. As described above, it is possible to realize the elastic wave filter 10G in which the attenuation amount in the attenuation band on the low pass band side is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10H according to an eighth embodiment and a schematic view of a capacitor Cps2 in the parallel arm circuit 16p.
  • the elastic wave filter 10H shown in the figure includes a series arm resonator s1, a parallel arm circuit 16p, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 16p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cps2.
  • the parallel arm circuit 16p is a resonant circuit composed of a parallel arm resonator p1 and a capacitor Cps2.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in series with the capacitor Cps2.
  • the capacitor Cps2 is a first comb-tooth capacitive element connected in series with the parallel arm resonator p1, and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cps2 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 10A.
  • the comb electrodes of the capacitor Cps2 have three different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch), Pc2 ( A second electrode finger pitch), and Pc3.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cps2 is maximized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10H.
  • Table 8 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment and the elastic wave filter according to the comparative example 7.
  • the elastic wave filter according to Comparative Example 7 differs from the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment only in the configuration of the capacitor of the parallel arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc3 of the capacitor Cps2 is 1.48 ⁇ m, Pc1 is 1.50 ⁇ m, and Pc2 is 1.52 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 is 100
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 201
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 There are 100 books.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 1.50 ⁇ m, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 401.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 200 nm
  • the crossover width Lc is 20 ⁇ m.
  • Example 8 and Comparative Example 7 the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the parallel arm resonator p1 is 2.1 ⁇ m, the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the IDT electrode The film thickness is 350 nm.
  • the third region (the right side region of the comb-tooth electrode in FIG. 10A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 are formed and the electrode finger pitch Pc1
  • a first area in which the electrode fingers are formed (the central area of the comb electrode in FIG. 10A) and a second area in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 are formed (the left area in the comb electrode of FIG. 10A) And are divided into three.
  • the above three regions are not limited to being divided into three, and may be divided into two by the electrode finger pitches Pc1 and Pc2, or subdivided into four or more by four or more different electrode finger pitches It may be standardized. Also, for example, the first region, the second region, and the third region may be alternately arranged.
  • the capacitance of the capacitor Cps2 of the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment is 6.49 pF
  • the capacitance of the capacitor of the elastic wave filter according to the comparative example 7 is also 6.49 pF. It is.
  • FIG. 10B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 8 and comparative example 7 is shown.
  • (b) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics in the pass band of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the high-pass side attenuation band of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • the elastic wave filter according to the eighth embodiment is in the attenuation band on the high band side of the pass band (frequency band of 0.9 to 3.0 GHz).
  • the attenuation is improved (the minimum value of the insertion loss at 0.9 to 3.0 GHz is increased) as compared with the elastic wave filter according to Comparative Example 7 (from Table 8, 3 in Example 8). .35 dB, 2.37 dB in Comparative Example 7). That is, in the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 10C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 8 and Comparative Example 7.
  • (a) of the same figure comparison of the impedance characteristic of the broadband of the circuit concerning Example 8 and comparative example 7 and a resonator is shown.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to Example 8 and Comparative Example 7 is shown in FIG.
  • the comparison of the impedance characteristic of the wide band of the capacitor concerning Example 8 and the comparative example 7 is shown by (c) of the figure.
  • the resonance frequency Frs of the parallel arm circuit is set to the resonance frequency frs of the parallel arm resonator p1. Shift to the high frequency side.
  • the vicinity of the resonance frequency Frp in which the impedance of the parallel arm circuit approaches 0 is the low frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm circuit becomes high at the antiresonance frequency Fap, and the impedance of the series arm resonator s1 approaches zero near the resonance frequency frs.
  • the signal passband is in the signal path (serial arm) from the input / output terminal T1 to the input / output terminal T2.
  • the impedance of the series arm resonator s1 becomes high and it becomes the high frequency side stop band.
  • the passband is defined by the antiresonance frequency Fap and the resonance frequency frs
  • the pole (attenuation pole) on the low passband side is defined by the resonance frequency Frp.
  • the frequency f1max (2700 MHz) at which the impedance of the capacitor Cps2 according to the eighth embodiment is maximal is the passband of the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment. It is disposed in the high frequency side attenuation band.
  • the frequency f2max (2695 MHz) at which the impedance of the capacitor according to Comparative Example 7 is maximized is disposed in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter according to Comparative Example 7.
  • the maximum value (37.81 dB from Table 8) of the impedance of the capacitor Cps2 according to the eighth embodiment at the frequency f1max is the frequency f2max of the capacitor according to the comparative example 7. It is smaller than the maximum value of impedance (42.89 dB according to Table 8).
  • the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Cps2 is different.
  • the maximum impedance value of the parallel arm circuit 16p is reduced (the frequency at which the impedance is maximized is dispersed), so the high frequency signal at f1max is passed to the parallel arm circuit 16p.
  • the amount can be increased. That is, it is possible to solve the problem that the attenuation amount of the elastic wave filter 10H is deteriorated in the attenuation band which is the frequency region in which the impedance peak (maximum point of impedance) is located.
  • the elastic wave filter 10H in which the attenuation amount in the attenuation band on the high band side of the pass band is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the seventh embodiment and the eighth embodiment.
  • the comparison of the wide band pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 7 and Example 8 is shown by (a) of the figure.
  • (b) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to the seventh embodiment and the eighth embodiment.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of pass characteristics in the pass band of the elastic wave filters according to the seventh embodiment and the eighth embodiment.
  • the insertion loss in the pass band is slightly reduced in the eighth embodiment than in the seventh embodiment. This is because the capacitance Q value of the capacitor Cps2 according to the eighth embodiment is higher than the capacitance Q value of the capacitor Cps1 according to the seventh embodiment. Further, in the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment, since the frequency f1max at which the impedance of the capacitor Cps2 is maximized is disposed on the high pass side of the pass band, the attenuation on the high pass side (near 2.5 GHz) of the pass band. The amount is large.
  • the frequency f1max at which the impedance of the capacitor Cps1 is maximized is disposed on the lower side of the pass band, so the attenuation amount of the attenuation band on the lower side of the pass band is large. .
  • FIG. 12A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10J according to a ninth embodiment.
  • the elastic wave filter 10J shown in the figure includes a parallel arm circuit 17p, a series arm resonator s1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 17p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1, a capacitor Cps1, and a switch SW2 to form a resonant circuit.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in series to a circuit in which the capacitor Cps1 and the switch SW2 are connected in parallel.
  • the capacitor Cps1 is a first comb-teeth capacitive element, and a circuit in which the capacitor Cps1 and the switch SW2 are connected in parallel constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cps1 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 9A.
  • the switch SW2 is a first switch element connected in parallel to the capacitor Cps1.
  • the comb electrodes of the capacitor Cps1 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cps1 is minimized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10J.
  • the elastic wave filter 10J according to the present embodiment is obtained by adding the switch SW2 to the elastic wave filter 10G according to the seventh embodiment, and a series arm resonator s1, a parallel arm resonator p1, and a capacitor are provided. Each parameter of Cps1 is the same.
  • the switch SW2 is an ideal element (the impedance is 0 ⁇ when the switch is on and the impedance is infinite when the switch is off).
  • FIG. 13A is a graph showing the pass characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter 10J according to the ninth embodiment.
  • (a) of the figure in the elastic wave filter 10J according to the ninth embodiment, comparison of wide band pass characteristics when the switch SW2 is turned on and off is shown. Further, in the elastic wave filter 10J according to the ninth embodiment, comparison of narrow band (near the pass band) pass characteristics in the case where the switch SW2 is turned on and off is shown in (b) of the same figure. Further, (c) of the same drawing shows a comparison of impedance characteristics when the switch SW2 is turned on and off in the elastic wave filter 10J according to the ninth embodiment.
  • the resonance frequency on the low frequency side can be switched among the two resonance frequencies of the parallel arm circuit 17p. Therefore, it is possible to switch (change) the frequency of the attenuation pole on the lower side of the passband, and it is possible to provide the elastic wave filter 10J of variable frequency type in which the attenuation characteristics on the lower side of the passband are improved.
  • the elastic wave filter 10K shown in the figure includes a parallel arm circuit 18p, a series arm resonator s1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm resonator s1 is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2 to form a series arm circuit.
  • the parallel arm circuit 18p is connected to the node x1 on the path and the ground, and includes a parallel arm resonator p1, a capacitor Cps2, and a switch SW3 to form a resonant circuit.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator connected in series to a circuit in which the capacitor Cps3 and the switch SW3 are connected in parallel.
  • the capacitor Cps2 is a first comb-teeth capacitive element, and a circuit in which the capacitor Cps2 and the switch SW3 are connected in parallel constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Cps2 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right side of FIG. 10A.
  • the switch SW3 is a first switch element connected in parallel to the capacitor Cps2.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Cps2 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Cps2 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 > Pc1.
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Cps2 is minimized is disposed outside the passband of the elastic wave filter 10K.
  • the elastic wave filter 10K according to the present embodiment is obtained by adding the switch SW3 to the elastic wave filter 10H according to the eighth embodiment, and a series arm resonator s1, a parallel arm resonator p1, and a capacitor are provided. Each parameter of Cps2 is the same.
  • the switch SW3 is an ideal element (the impedance is 0 ⁇ when the switch is on and the impedance is infinite when the switch is off).
  • FIG. 13B is a graph showing the pass characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter 10K according to the tenth embodiment.
  • (a) of the figure in the elastic wave filter 10K according to the tenth embodiment, comparison of wide band pass characteristics when the switch SW3 is turned on and off is shown. Further, in the elastic wave filter 10K according to the tenth embodiment, comparison of narrow band (near the pass band) pass characteristics in the case where the switch SW3 is turned on and off is shown in (b) of FIG. Further, in (c) of the figure, in the elastic wave filter 10K according to the tenth embodiment, comparison of impedance characteristics when the switch SW3 is turned on and off is shown.
  • the resonance frequency on the low frequency side can be switched among the two resonance frequencies of the parallel arm circuit 18p. Therefore, it is possible to switch (change) the frequency of the attenuation pole on the lower side of the pass band, and it is possible to provide an elastic wave filter 10K of variable frequency type in which the attenuation characteristics on the lower side of the pass band are improved.
  • FIG. 14A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10L according to a first modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10L shown in the same drawing is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit has a parallel arm resonator p1 and an impedance circuit connected in series with each other.
  • the impedance circuit is a first switch circuit having a switch and a capacitor connected in parallel with each other. Switching the switch on and off switches the resonant frequency of the parallel arm circuit.
  • the elastic wave filter 10L according to the present modification 1 is different from the elastic wave filter 10J according to the ninth embodiment in that the series arm resonator s1 is replaced with a series arm circuit 13s.
  • the resonant frequency of the parallel arm circuit can be switched by switching between conduction and non-conduction of the switch. Therefore, it is possible to switch (change) the frequency of the attenuation pole on the lower side of the pass band, and it is possible to provide the elastic wave filter 10L of variable frequency type in which the attenuation characteristics on the lower side of the pass band are improved.
  • FIG. 14B is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10M according to a second modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10M shown in the same drawing is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit includes a parallel arm resonator p1 and a parallel arm resonator p2 and an impedance circuit connected in series with each other.
  • the impedance circuit is a first switch circuit having a switch and a capacitor connected in parallel with each other.
  • the parallel arm resonator p1 is a second elastic wave resonator
  • the parallel arm resonator p2 is a first elastic wave resonator
  • the capacitor is connected in parallel or in series with the parallel arm resonator p2.
  • a comb capacitor element as shown on the right side of FIG. 9A, has a comb electrode composed of a plurality of electrode fingers.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1, and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2 is lower than the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm circuit has two resonant frequencies and two anti-resonant frequencies, and switching between conduction and non-conduction of the switch allows the resonant frequency on the low frequency side of the two resonant frequencies, and Of the two antiresonant frequencies, the antiresonant frequency on the low frequency side is switched together.
  • the frequency of the low pass end of the pass band and the frequency of the attenuation pole on the low pass side of the pass band can be switched (changed) together, and the variable frequency elastic wave filter 10M with small insertion loss can be provided. Furthermore, when the switch is nonconductive, the amount of attenuation can be improved.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1
  • the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2 is the parallel arm resonator p1. It may be higher than the antiresonance frequency.
  • the parallel arm circuit has two resonance frequencies and two anti-resonance frequencies, and by switching between conduction and non-conduction of the switch, the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies, and Of the two antiresonant frequencies, the antiresonant frequency on the low frequency side is switched together.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is different from the resonance frequency of the parallel arm resonator p1
  • the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2 is the parallel arm resonator p1. It may be different from the antiresonance frequency.
  • FIG. 14C is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10N according to a third modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10N shown in the same drawing is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit includes parallel arm resonators p1 and p2, and a first switch circuit and a second switch circuit.
  • the first switch circuit includes a switch SW4 (first switch element) and a first capacitor connected in parallel to each other.
  • the second switch circuit includes a switch SW5 (second switch element) and a second capacitor connected in parallel to each other.
  • the parallel arm resonator p1 is a first elastic wave resonator
  • the parallel arm resonator p2 is a second elastic wave resonator
  • the parallel arm resonator p1 and the first switch circuit are connected in series.
  • the resonator p2 and the second switch circuit are connected in series.
  • the first capacitor is a first comb-teeth capacitive element
  • the second capacitor is a second comb-teeth capacitive element
  • the first capacitor and the second capacitor respectively have a plurality of electrode fingers as shown on the right side of FIG. 9A. And a comb-tooth electrode.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonator p1, and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2 is higher than the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1.
  • the frequency at which the impedance of the second capacitor is maximal is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10N.
  • the comb-tooth electrode has at least one of (1) at least two different electrode finger pitches and (2) at least two different electrode finger duty ratios.
  • the resonance frequency on the low frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm circuit and the antiresonance frequency on the low frequency side of the two antiresonance frequencies of the parallel arm circuit And can be switched together.
  • the resonance frequency on the high frequency side of the two resonance frequencies of the parallel arm circuit and the antiresonance frequency on the low frequency side of the two antiresonance frequencies of the parallel arm circuit Can be switched together.
  • variable-frequency-type elasticity can change the pass bandwidth and the attenuation bandwidth.
  • the wave filter 10N can be provided. Furthermore, when at least one of the switches SW4 and SW5 is nonconductive, the amount of attenuation can be improved.
  • FIG. 14D is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10P according to a fourth modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10P shown in the same drawing is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit has a parallel arm resonator p1 and an impedance circuit connected in series with each other.
  • the impedance circuit is a first switch circuit having a circuit configuration in which a series circuit of a switch and an inductor and a capacitor are connected in parallel with each other. Switching the on and off of the switch switches the resonant frequency of the parallel arm circuit.
  • the frequency of the attenuation pole on the lower side of the passband can be switched (changed), and the attenuation characteristic on the lower side of the passband is improved.
  • the elastic wave filter 10P can be provided.
  • FIG. 14E is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10Q according to a fifth modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10Q shown in the same figure is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit has a parallel arm resonator p1 and an impedance circuit connected in series with each other.
  • the impedance circuit is a first switch circuit having a circuit configuration in which a series circuit of a switch and a capacitor and an inductor are connected in parallel with each other. Switching the on and off of the switch switches the resonant frequency of the parallel arm circuit.
  • the frequency of the attenuation pole on the lower side of the pass band can be switched (varied) by the configuration of the elastic wave filter 10Q according to the present modification, and the frequency variable type in which the attenuation characteristics on the lower side of the pass band is improved.
  • Elastic wave filter 10Q can be provided.
  • FIG. 14F is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10R according to the sixth modification of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10R shown in the same drawing is constituted by a series arm circuit 13s and a parallel arm circuit.
  • the parallel arm circuit has a configuration in which a circuit in which parallel arm resonators p1 and p2 are connected in parallel and an impedance circuit are connected in series.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator p1 is lower than the resonance frequency of the parallel arm resonator p2, and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p1 is set lower than the antiresonance frequency of the parallel arm resonator p2.
  • the impedance circuit comprises switches and capacitors connected in parallel with one another.
  • the parallel arm circuit has two resonant frequencies and two antiresonant frequencies, and switching on and off of the switch switches the two resonant frequencies of the parallel arm circuit. Therefore, it is possible to switch (change) both the frequency of the low pass end of the pass band and the frequency of the attenuation pole on the low pass side of the pass band, and it is possible to provide the variable frequency elastic wave filter 10R with a small insertion loss. Furthermore, when the switch is nonconductive, the amount of attenuation can be improved.
  • FIG. 15A is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 10S according to an eleventh embodiment and a schematic view of a capacitor Css1 in a series arm circuit 14s.
  • the elastic wave filter 10S shown in the figure includes a series arm circuit 14s, a parallel arm resonator p1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm circuit 14s is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2, and includes a series arm resonator s1 and a capacitor Css1.
  • the series arm circuit 14s is a resonant circuit composed of a series arm resonator s1 and a capacitor Css1.
  • the series arm resonator s1 is a first elastic wave resonator connected in series with the capacitor Css1.
  • the capacitor Css1 is a first comb-teeth capacitive element connected in series to the series arm resonator s1 and constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Css1 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right of FIG. 15A.
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers of the capacitor Css1 is defined as an electrode finger pitch
  • the comb electrodes of the capacitor Css1 have three different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch), Pc2 A second electrode finger pitch), and Pc3.
  • the frequency (the frequency of the conductance peak) at which the impedance of the capacitor Css1 is minimized is disposed outside the pass band of the elastic wave filter 10S.
  • Table 9 shows circuit parameters and filter characteristics of the elastic wave filter 10S according to the eleventh example and the elastic wave filter according to the comparative example 8.
  • the elastic wave filter according to Comparative Example 8 differs from the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment only in the configuration of the capacitor of the series arm circuit.
  • the electrode finger pitch Pc3 of the capacitor Css1 is 1.48 ⁇ m
  • Pc1 is 1.50 ⁇ m
  • Pc2 is 1.52 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 is 100
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc1 is 201
  • the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 There are 100 books.
  • the electrode finger pitches of the capacitors are all 1.50 ⁇ m, and the number of electrode fingers arranged at the electrode finger pitch is 401.
  • the electrode finger duty ratio of the capacitor is 0.6
  • the film thickness of the comb electrode is 200 nm
  • the crossing width Lc is 20 ⁇ m.
  • Example 11 and Comparative Example 8 the electrode finger pitch Pr of the IDT electrode constituting the series arm resonator s1 is 2.1 ⁇ m, and the electrode finger duty ratio of the IDT electrode is 0.5, and the IDT electrode The film thickness is 350 nm.
  • the third region (the right side region of the comb-tooth electrode in FIG. 15A) in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc3 are formed and the electrode finger pitch Pc1
  • the first region in which the electrode fingers are formed (the central region of the comb electrode in FIG. 15A) and the second region in which the electrode fingers arranged at the electrode finger pitch Pc2 are formed (the left region in the comb electrode of FIG. 15A) And are divided into three.
  • the above three regions are not limited to being divided into three, and may be divided into two by the electrode finger pitches Pc1 and Pc2, or subdivided into four or more by four or more different electrode finger pitches It may be standardized. Also, for example, the first region, the second region, and the third region may be alternately arranged.
  • the capacitance of the capacitor Css1 of the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment is 6.50 pF
  • the capacitance of the capacitor of the elastic wave filter according to the comparative example 8 is also 6.50 pF. It is.
  • FIG. 15B is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • comparison of the broadband pass characteristic of the elastic wave filter concerning Example 11 and comparative example 8 is shown.
  • comparison of the pass characteristics of the narrow band (near the pass band) of the elastic wave filters according to the example 11 and the comparative example 8 is shown.
  • (c) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics in the pass band of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • (d) of the same drawing shows a comparison of the pass characteristics (attenuation characteristics) in the high-pass side attenuation band of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment is more effective in the attenuation band on the high pass band side (frequency band of 2.5 to 3.0 GHz).
  • the attenuation amount is improved (the minimum value of insertion loss at 2.5 to 3.0 GHz is increased) as compared with the elastic wave filter according to Comparative Example 8 (from Table 9, according to Example 11, 10.58 dB, Comparison 10.49 dB in Example 8). That is, in the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment, the attenuation amount is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 15C is a graph comparing the impedance characteristics and the comb tooth capacitance characteristics of the elastic wave filters according to Example 11 and Comparative Example 8.
  • a comparison of wide band impedance characteristics of the circuit and the resonator according to Example 11 and Comparative Example 8 is shown in (a) of the figure.
  • a comparison of the impedance characteristics of the narrow band (near the pass band) of the circuit and the resonator according to the example 11 and the comparative example 8 is shown in FIG.
  • a comparison of the narrow band impedance characteristics of the circuit and the resonator according to Example 11 and Comparative Example 8 is shown in FIG.
  • In (d) of the same figure comparison of the impedance characteristic of the wide band of the capacitor concerning Example 11 and comparative example 8 is shown.
  • the resonance frequency Frs of the series arm circuit is equal to the resonance frequency frs of the series arm resonator s1. Shift to the high frequency side.
  • the antiresonance frequency fap of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency Frs of the series arm circuit And close.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedance of the parallel arm resonator p1 approaches 0 becomes a low frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator p1 becomes high at the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm circuit approaches 0 near the resonance frequency Frs.
  • a signal passing region in the signal path (serial arm) from the input / output terminal T1 to the input / output terminal T2 is obtained.
  • the impedance of the series arm circuit becomes high and it becomes the high frequency side stop band.
  • the pass band is defined by the anti-resonance frequency fap and the resonance frequency Frs, and the pole (attenuation pole) on the low pass band side is defined by the resonance frequency frp.
  • the pole (attenuation pole) on the high band side of the pass band is defined by the resonance frequency Fas.
  • the local minimum value of the impedance of the capacitor Css1 according to the eleventh example is larger than the local value of the impedance of the capacitor according to the comparative example 8.
  • the frequency f1 min (2553 MHz) at which the impedance of the capacitor Css1 according to the eleventh embodiment is minimized is the passband height of the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment. It is placed in the area-side attenuation band.
  • the frequency f2min (2553 MHz) at which the impedance of the capacitor according to comparative example 8 is minimized is disposed in the attenuation band on the high band side of the pass band of the elastic wave filter according to comparative example 8.
  • the local minimum value of the impedance at the frequency f1 min of the capacitor Css1 according to the example 11 is the frequency f2 min of the capacitor according to the comparative example 8. Is larger than the local minimum value of the impedance at (9) (from Table 9).
  • the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment a part of the electrode finger pitch in the capacitor Css1 is different.
  • the impedance minimum value of the series arm circuit 14s is increased (the frequency at which the impedance is minimized is dispersed), so the high frequency signal is passed to the series arm circuit 14s at f1 min.
  • the amount can be reduced. That is, it is possible to solve the problem that the attenuation amount of the elastic wave filter 10S is deteriorated in the attenuation band which is a frequency region where the conductance peak (minimum point of impedance) is located.
  • the elastic wave filter 10S in which the attenuation amount in the attenuation band on the high band side of the pass band is improved while maintaining the insertion loss in the pass band.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of an elastic wave filter 10T according to a twelfth embodiment.
  • the elastic wave filter 10T shown in the figure includes a series arm circuit 15s, a parallel arm resonator p1, and input / output terminals T1 and T2.
  • the series arm circuit 15s is connected on a path connecting the input / output terminal T1 and the input / output terminal T2, and includes a series arm resonator s1, a capacitor Css1, and a switch SW6 (second switch element); And a resonant circuit.
  • the series arm resonator s1 is a first elastic wave resonator connected in series to a circuit in which the capacitor Css1 and the switch SW6 are connected in parallel.
  • the capacitor Css1 is a first comb-teeth capacitive element, and a circuit in which the capacitor Css1 and the switch SW6 are connected in parallel constitutes an impedance circuit.
  • the capacitor Css1 has a comb-tooth electrode composed of a plurality of electrode fingers, as shown on the right of FIG. 15A.
  • the comb electrodes of the capacitor Cs2 have two different electrode finger pitches Pc1 (first electrode finger pitch) and Pc2 (first electrode finger pitch) A second electrode finger pitch).
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • Pc1 first electrode finger pitch
  • Pc2 first electrode finger pitch
  • the frequency at which the impedance of the capacitor Css1 is minimized is disposed outside the passband of the elastic wave filter 10T.
  • the elastic wave filter 10T according to the present embodiment is obtained by adding the switch SW6 to the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment, and a series arm resonator s1, a parallel arm resonator p1, and a capacitor are provided. Each parameter of Css1 is the same.
  • the switch SW6 is an ideal element (the impedance is 0 ⁇ when the switch is on and the impedance is infinite when the switch is off).
  • the resonance frequency of the series arm circuit 15s can be switched by switching between conduction and non-conduction of the switch SW6.
  • the elastic wave filter 10T can be realized.
  • FIG. 17 is a graph showing the pass characteristic and the impedance characteristic of the elastic wave filter 10T according to the twelfth embodiment.
  • a wide band pass characteristic when the switch SW6 in the elastic wave filter 10T according to the twelfth embodiment is on and off is shown in (a) of the same figure, and in (b) of the same figure, the on of the switch SW6 is on
  • a comparison of narrow band (near pass band) pass characteristics at time and off is shown, and (c) of the figure shows the impedance characteristics of narrow band (near pass band) of the circuit and the resonator ing.
  • the capacitor Css1 is added to the series arm resonator s1 when the switch SW6 is nonconductive (off). Therefore, as shown in (c) of FIG. 17, the resonance frequency Frsoff of the series arm circuit 12s when the switch SW6 is off is shifted to the wider side than the resonance frequency frs of the series arm resonator s1. Therefore, as shown in (b) of FIG. 17, the elastic wave filter 10T can shift the frequency at the high end of the pass band to the high side by switching the switch SW6 from the on state to the off state. .
  • the circuit configuration and the passage characteristic are the same as those of the elastic wave filter 10S according to the eleventh embodiment, and the insertion loss in the passband is maintained.
  • a variable frequency elastic wave filter 10T with improved attenuation can be realized.
  • FIG. 18 is a graph showing the relationship between the pitch difference of the comb capacitance and the impedance in a typical example. More specifically, the electrode finger pitch Pc1 is fixed at 3.000 ⁇ m and the electrode finger pitch Pc2 is stepped stepwise from 1.500 to 6.500 ⁇ m on the vertical axis of (a) and (b) in FIG. The maximum value of the impedance of the comb tooth capacitance is shown when it is changed. In the vertical axis of (c) and (d) of FIG. 18, a comb in the case of fixing the electrode finger pitch Pc1 at 3.000 ⁇ m and changing the electrode finger pitch Pc2 stepwise from 1.500 to 6.500 ⁇ m The minimum value of the impedance of the tooth volume is shown.
  • the electrode finger duty ratio is 0.60, the number of electrode fingers is 201 electrode finger pitches Pc 1: 200, and the electrode finger pitch Pc 2: 200 electrodes finger film thickness is 200 nm, and the crossing width is 20 ⁇ m. It is.
  • the maximum value of the impedance is low when the pitch difference is 0.2% or more and 6.3% or less. According to this, it is preferable to apply a comb capacitance having a pitch difference of 0.2% or more and 6.3% or less as a first comb capacitance element connected in series with the parallel arm resonator p1 of the parallel arm circuit. By this, the improvement effect of the attenuation amount of the elastic wave filter is increased.
  • the minimum value of the impedance is high when the pitch difference is 0.2% or more. According to this, by applying the comb-tooth capacitance having a pitch difference of 0.2% or more as the first comb-tooth capacitance element connected in series with the series arm resonator s1 of the series arm circuit, the elastic wave filter The improvement effect of the attenuation amount becomes large.
  • FIG. 19 is a graph showing the relationship between the ratio of the number of comb capacitors and the impedance in a typical example. More specifically, in the vertical axis of (a) of FIG. 19, the maximum impedance of the comb capacitance when the number of electrode fingers having the electrode finger pitch Pc1 is changed stepwise from 0 to 401 The value is shown. The vertical axis in FIG. 19 (b) shows the minimum value of the impedance of the comb capacitance when the number of electrode fingers having the electrode finger pitch Pc1 is changed stepwise from 0 to 401. ing. In FIG. 19, the elastic wave filters having the number ratio of 0% and 100% are not included in the elastic wave filters according to the above-described embodiments.
  • the electrode finger duty ratio is 0.60, the electrode finger pitch Pc1 is 1.500 ⁇ m, the electrode finger pitch Pc2 is 1.510 ⁇ m, the electrode finger film thickness is 200 nm, and the crossing width is 20 ⁇ m. is there.
  • the maximum value of the impedance is low when the electrode finger number ratio is 10% or more and 65% or less.
  • a comb-tooth capacitance having an electrode finger ratio of 10% or more and 65% or less as a first comb-tooth capacitance element connected in series with the parallel arm resonator p1 of the parallel arm circuit, The improvement effect of the attenuation amount of the elastic wave filter is increased.
  • the minimum value of the impedance is high when the electrode finger number ratio is 10% or more and 90% or less. According to this, by applying a comb-tooth capacitance having an electrode finger ratio of 10% or more and 90% or less as the first comb-tooth capacitance element connected in series with the series arm resonator s1 of the series arm circuit, The improvement effect of the attenuation amount of the elastic wave filter is increased.
  • the elastic wave filter described in the first embodiment can be applied to a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device. Therefore, in the present embodiment, such a high frequency front end circuit and communication apparatus will be described.
  • FIG. 20A is a block diagram of the communication device 6A according to the second embodiment.
  • the communication device 6A includes a high frequency front end circuit 3A, an RF signal processing circuit (RFIC) 4, a baseband signal processing circuit (BBIC) 5, and an antenna element 2.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the high frequency front end circuit 3A includes an elastic wave filter 10A according to the first embodiment, a multiplexer 30A, a reception amplifier circuit 51, and switches 41 and 42.
  • the high frequency front end circuit 3A is a front end circuit of a reception system that divides the high frequency signal received by the antenna element 2.
  • the switch 41 has a common connection terminal and a plurality of selection terminals, the common connection terminal is connected to the antenna element 2, and the elastic wave filter 10A is connected to the first selection terminal of the plurality of selection terminals. Another filter is connected to the second selection terminal of the plurality of selection terminals, and the multiplexer 30A is connected to the third selection terminal of the plurality of selection terminals.
  • the switch 42 has a common connection terminal and a plurality of selection terminals, the common connection terminal is connected to the reception amplification circuit 51, and the elastic wave filter 10A is connected to the first selection terminal among the plurality of selection terminals. And another filter is connected to the second selection terminal of the plurality of selection terminals, and one of the filters constituting the multiplexer 30A is connected to the third selection terminal of the plurality of selection terminals. The other one of the filters constituting the multiplexer 30A is connected to the fourth selection terminal among the plurality of selection terminals.
  • the switch 42 switches between conduction and non-conduction between the acoustic wave filter 10A, the other filter, one filter of the multiplexer 30A, and the other filter of the multiplexer 30A and the reception amplification circuit 51.
  • the multiplexer 30A may include a plurality of filters including any of the elastic wave filters according to the first to twelfth embodiments.
  • An impedance matching circuit, a phase shifter, a circulator, or a switch element capable of selecting two or more filters may be connected to the multiplexer 30A between the common terminal and the two filters.
  • an impedance matching circuit may be disposed before or after the elastic wave filter 10A and the multiplexer 30A.
  • the high frequency front end circuit 3A may not have both of the elastic wave filter 10A and the multiplexer 30A, and may have only one of them.
  • the high frequency front end circuit 3A may have any of the elastic wave filters according to the second to twelfth embodiments in place of the elastic wave filter 10A according to the first embodiment.
  • the reception amplification circuit 51 is a low noise amplifier that power-amplifies the high frequency reception signal of each pass band of the elastic wave filter 10A, the other filter, and the multiplexer 30A.
  • the RF signal processing circuit (RFIC) 4 is a circuit that processes a high frequency signal transmitted and received by the antenna element 2. Specifically, the RF signal processing circuit (RFIC) 4 performs signal processing of a high frequency signal (here, a high frequency received signal) input from the antenna element 2 via the reception side signal path by down conversion or the like, The received signal generated by processing is output to the baseband signal processing circuit (BBIC) 5. Further, the RF signal processing circuit (RFIC) 4 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit (BBIC) 5 by up conversion and the like, and generates a high frequency signal (high frequency in this case) generated by the signal processing. The transmission signal is output to the transmission side signal path (not shown in FIG. 20A).
  • a high frequency signal here, a high frequency received signal
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the size can be reduced while maintaining the insertion loss in the pass band of the elastic wave filter 10A and the multiplexer 30A. Therefore, the gain in the high frequency front end circuit 3A is improved, and the high frequency front end circuit 3A can be miniaturized. In addition, the communication quality of the communication device 6A can be improved and miniaturized.
  • FIG. 20B is a block diagram of a communication device 6B according to a modification of the second embodiment.
  • the communication device 6B includes a high frequency front end circuit 3B, an RF signal processing circuit (RFIC) 4, a baseband signal processing circuit (BBIC) 5, and an antenna element 2.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the high frequency front end circuit 3B includes a multiplexer 30, a transmission amplification circuit 51T, a reception amplification circuit 51R, and switches 43 and 44.
  • the high frequency front end circuit 3 B is a front end circuit of a transmission / reception system that demultiplexes the high frequency signal received by the antenna element 2 and multiplexes the high frequency signal generated by the RFIC 4.
  • the multiplexer 30 has a first duplexer and a second duplexer connected to a common terminal.
  • the first duplexer has a first transmission filter and a first reception filter.
  • the second duplexer also has a second transmission filter and a second reception filter. Any of the elastic wave filters according to the first to sixth embodiments is applied to at least one of the first transmission filter, the first reception filter, the second transmission filter, and the second reception filter. Be done.
  • An impedance matching circuit, a phase shifter, a circulator, or a switch element capable of selecting two or more filters may be connected to.
  • an impedance matching circuit may be disposed before or after the multiplexer 30.
  • the multiplexer 30 may not be configured by a duplexer, and may be configured by a single transmission filter and a single reception filter.
  • the switch 43 has a common connection terminal and a plurality of selection terminals, the common connection terminal is connected to the transmission amplification circuit 51T, and the first selection terminal of the plurality of selection terminals is used for the first transmission.
  • a filter is connected, and a second transmission filter is connected to a second selection terminal of the plurality of selection terminals.
  • the switch 44 has a common connection terminal and a plurality of selection terminals, the common connection terminal is connected to the reception amplification circuit 51R, and a first selection terminal of the plurality of selection terminals is used for the first reception.
  • a filter is connected, and a second reception filter is connected to a second selection terminal of the plurality of selection terminals.
  • the transmission amplifier circuit 51T is a power amplifier that amplifies the power of the high frequency transmission signal in each pass band of the first transmission filter and the second transmission filter.
  • the reception amplification circuit 51R is a low noise amplifier that power-amplifies high frequency reception signals in respective pass bands of the first reception filter and the second reception filter.
  • the insertion loss in the pass band of the multiplexer 30 can be reduced, and the multiplexer 30 can be miniaturized. Therefore, the gain in the high frequency front end circuit 3B is improved, and the high frequency front end circuit 3B can be miniaturized. Also, the communication quality of the communication device 6B can be improved, and the size can be reduced.
  • Each of the series arm resonator and the parallel arm resonator constituting each filter is not limited to one resonator, and may be constituted by a plurality of divided resonators in which one resonator is divided.
  • the duplexer in the second embodiment does not refer to only a multiplexer in which the transmission signal flows to one filter in the FDD system and the reception signal flows to the other filter, but the transmission signal flows to one filter in the TDD system. The same applies to a multiplexer in which the received signal flows to the other filter.
  • a control unit that switches on and off of switches such as switches 42 and 43 of the high frequency front end circuit 3B may be provided in the RFIC 4.
  • it may be provided outside the RFIC 4 and may be provided, for example, in any of the high frequency front end circuits 3A and 3B. That is, the high frequency front end circuits 3A and 3B are not limited to the configuration described above, and include the elastic wave filter according to the first embodiment, and a control unit that controls on and off of switches included in the elastic wave filter. It does not matter.
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by wiring connecting the components.
  • the switch SW1 of the sixth embodiment, the switch SW2 of the ninth embodiment, the switch SW3 of the tenth embodiment, the switches of the first to sixth modifications, and the switch SW6 of the twelfth embodiment are SPST (Single Pole Single Throw) type switches.
  • the element is, for example, a field effect transistor (FET) switch made of GaAs or complementary metal oxide semiconductor (CMOS), or a diode switch, and is configured as a switch IC (Integrated Circuit).
  • FET field effect transistor
  • CMOS complementary metal oxide semiconductor
  • CMOS complementary metal oxide semiconductor
  • the switch element is not limited to a semiconductor switch, and may be a mechanical switch configured by MEMS (Micro Electro Mechanical Systems). Since such a switch is compact, the filter device according to the first embodiment can be miniaturized.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator provided in the elastic wave filter according to the first embodiment are elastic wave resonators using elastic waves, and for example, use surface acoustic waves (SAW).
  • SAW surface acoustic waves
  • BAW bulk acoustic wave
  • FBAR film bulk acoustic resonator
  • SMR solidly mounted resonator
  • the surface acoustic wave refers to propagation of an elastic wave to the surface of a piezoelectric body or an interface of a plurality of materials, and refers to various types of elastic waves configured using an IDT electrode.
  • the surface acoustic waves include, for example, surface waves, love waves, leaky waves, Rayleigh waves, boundary waves, leaked SAWs, pseudo SAWs, and plate waves.
  • ground in the first and second embodiments refers to a reference electrode, and is, for example, an electrode having a potential serving as a reference in the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as elastic wave filters, multiplexers, front end circuits and communication devices miniaturized while maintaining filter characteristics.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC Baseband Signal Processing Circuit

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Abstract

弾性波フィルタ（１０Ａ）は、入出力端子を結ぶ経路上に設けられた直列腕共振子（ｓ１）と、当該経路上のノードとグランドに接続された並列腕回路（１１ｐ）とを備え、並列腕回路（１１ｐ）は、互いに並列接続された並列腕共振子（ｐ１）およびキャパシタ（Ｃｐ１）を有し、キャパシタ（Ｃｐ１）は、複数の電極指からなる櫛歯電極を有し、キャパシタ（Ｃｐ１）のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ（１０Ａ）の通過帯域外に配置され、上記櫛歯電極は、少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、または、少なくとも２つの異なる電極指デューティ比を有する。

Description

弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　弾性波共振子からなる直列腕共振子と、弾性波共振子からなる並列腕共振子とを有するラダー型回路を有する弾性波フィルタにおいて、少なくとも１つの直列腕共振子と櫛歯電極からなる容量素子（櫛歯容量素子）とが並列に構成されることが知られている。このような技術としては特許文献１が挙げられる。
特開２００５－２６０８３３号公報
　しかしながら、上記従来の構成では、櫛歯容量素子を構成する櫛歯電極の電極指のピッチを全て同じにすると、弾性表面波フィルタ等の弾性波フィルタの減衰量が悪化してしまう。また、一般的には、弾性波フィルタの減衰量と通過帯域内の挿入損失とは、一方を改善すると他方が悪化してしまう、というトレードオフの関係にある。
　したがって、櫛歯容量素子を構成する櫛歯電極の電極指のピッチを全て同じにした場合、弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量を改善することが出来ないという問題がある。
　そこで、本発明は、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上した弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、第１入出力端子と第２入出力端子を備える弾性波フィルタであって、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子を結ぶ経路上に設けられた１以上の直列腕回路と、前記経路上のノードとグランドに接続された１以上の並列腕回路と、を備え、前記１以上の並列腕回路および前記１以上の直列腕回路のうちの少なくとも１つの回路は、第１弾性波共振子と、前記第１弾性波共振子と並列接続または直列接続された第１櫛歯容量素子と、を有し、前記第１櫛歯容量素子は、複数の電極指からなる櫛歯電極を有し、前記第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大となる周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域外に配置され、前記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義し、前記複数の電極指の幅と前記複数の電極指の間隔との加算値に対する前記複数の電極指の幅の割合を電極指デューティ比と定義した場合、前記櫛歯電極は、（１）少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、および、（２）少なくとも２つの異なる電極指デューティ比、の少なくとも一方を有する。
　並列腕回路を構成する第１櫛歯容量素子の櫛歯電極が、少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、または、少なくとも２つの異なるデューティ比を有することで、第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大になる周波数におけるインピーダンス値（インピーダンスの最大値）を下げる（インピーダンスが極大になる周波数を分散させる）ことができる。また、第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大になる周波数は、弾性波フィルタの通過帯域外に配置されている。または、直列腕回路を構成する櫛歯容量素子の櫛歯電極が、少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、または、少なくとも２つの異なるデューティ比を有することで、櫛歯容量素子のインピーダンスが極小になる周波数におけるインピーダンス値（インピーダンスの最小値）を上げる（インピーダンスが極小になる周波数を分散させる）ことができる。また、櫛歯容量素子のインピーダンスが極小になる周波数は、弾性波フィルタの通過帯域外に配置されている。
　このため、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量が向上した弾性波フィルタを実現できる。
　また、前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、前記第１櫛歯容量素子に並列に接続された第１スイッチ素子を有し、前記第１櫛歯容量素子と前記第１スイッチ素子とが並列に接続された第１スイッチ回路は、前記第１弾性波共振子と直列に接続されていてもよい。
　これにより、第１スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の共振周波数を切り替えることができるため、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができる周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、第１スイッチ素子が非導通の場合において、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量を向上することができる。
　また、前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、第２弾性波共振子を有し、前記第２弾性波共振子は、前記第１弾性波共振子と前記第１スイッチ回路とが直列接続された回路に並列に接続され、前記第２弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なり、前記第２弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なってもよい。
　これにより、第２弾性波共振子の共振周波数が、第１弾性波共振子の共振周波数より高く、第２弾性波共振子の反共振周波数が、第１弾性波共振子の反共振周波数より高い場合には、第１スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。そのため、通過帯域低域端の周波数と、通過帯域低域側の減衰極の周波数とを共に切り替える（可変する）ことができ、挿入損失の小さい周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、第１スイッチ素子が非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　また、第２弾性波共振子の共振周波数が、第１弾性波共振子の共振周波数より低く、第２弾性波共振子の反共振周波数が、第１弾性波共振子の反共振周波数より低い場合には、第１スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。そのため、通過帯域高域端の周波数と、通過帯域高域側の減衰極の周波数とを共に切り替える（可変する）ことができ、挿入損失の小さい周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、第１スイッチ素子が非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　また、前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、前記第２弾性波共振子に直列に接続された第２スイッチ回路を有し、前記第２弾性波共振子および前記第２スイッチ回路が直列に接続された回路と、前記第１弾性波共振子および前記第１スイッチ回路が直列に接続された回路とは、並列に接続され、前記第２スイッチ回路は、第２櫛歯容量素子と、前記第２櫛歯容量素子に並列接続された第２スイッチ素子と、を有し前記第２櫛歯容量素子のインピーダンスが極大となる周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域外に配置され、前記第２櫛歯容量素子は、複数の電極指からなる櫛歯電極を有し、前記櫛歯電極は、（１）少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、および、（２）少なくとも２つの異なる電極指デューティ比、の少なくとも一方を有してもよい。
　これにより、第１スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。また、第２スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。そのため、第１スイッチ素子の導通および非導通の切り替え、および、第２スイッチ素子の導通および非導通の切り替えとを、それぞれ独立して制御することで、通過帯域幅と減衰帯域幅を可変できる周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子の少なくとも一方が非導通の場合において、減衰量を向上することができる。 
　また、前記少なくとも１つの直列腕回路は、さらに、前記第１櫛歯容量素子に直列に接続された第１スイッチ素子を有し、前記第１櫛歯容量素子と前記第１スイッチ素子とが直列に接続された回路は、前記第１弾性波共振子と並列に接続されていてもよい。
　スイッチ素子の導通および非導通の切り替えにより、当該直列腕回路の反共振周波数を切り替えることができる。当該直列腕回路の共振周波数は、弾性波フィルタの通過帯域を形成し、当該直列腕回路の反共振周波数は、弾性波フィルタの通過帯域高域側の減衰極を形成する。そのため、スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、通過帯域高域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができる周波数可変型の弾性波フィルタが実現できる。
　また、前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、前記第１櫛歯容量素子に並列に接続された第２スイッチ素子を有し、前記第１櫛歯容量素子と第２スイッチ素子とが並列に接続された回路によって第１スイッチ回路を構成し、前記第１スイッチ回路は、前記第１弾性波共振子と直列に接続されていてもよい。
　これにより、第２スイッチ素子の導通および非導通の切り替えによって、直列腕回路の共振周波数を切り替えることができるため、通過帯域高域端の周波数を切り替える（可変する）ことができる周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、第２スイッチ素子が非導通の場合において、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量を向上することができる。
　また、前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、並列接続されており、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第１の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ８０％以下であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して２０％以上かつ５０％以下であってもよい。
　これにより、減衰量を最適化できる。
　また、前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第２の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上かつ６．３％以下であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ６５％以下であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第１の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ９０％以下であってもよい。
　これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチより大きい第２の電極指ピッチを有し、前記複数の電極指のうち前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の膜厚は、前記複数の電極指のうち前記第２の電極指ピッチで配置された電極指の膜厚よりも小さくてもよい。
　これにより、ピッチを小さくする電極指の膜厚を小さくするので、電極指ピッチの製造ばらつきを抑制できる。
　また、前記第１弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、前記櫛歯電極は、前記基板上に形成され、前記櫛歯電極を構成する複数の電極指ピッチは、前記ＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチより小さくてもよい。
　これにより、第１櫛歯容量素子の容量Ｑ値を上げることができる。また、単位面積当たりの容量値が大きくなるため、第１櫛歯容量素子を小型にすることができる。そのため、弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を低減するとともに、弾性波フィルタを小型にすることができる。
　また、前記櫛歯電極を構成する複数の電極指の膜厚は、前記第１弾性波共振子を構成する複数の電極指の膜厚より小さくてもよい。
　これにより、電極指ピッチを小さくすることができるため、第１櫛歯容量素子の容量Ｑ値を上げることができる。そのため、弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を低減するとともに、弾性波フィルタを小型にすることができる。
　また、前記櫛歯電極を構成する複数の電極指のデューティ比は、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のデューティ比より大きくてもよい。
　これにより、単位面積当たりの容量値が大きくなるため、櫛歯容量素子を小型にすることができ、弾性波フィルタを小型にすることができる。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上記いずれかに記載の弾性波フィルタを含む複数のフィルタを備え、前記複数のフィルタのそれぞれが有する２つの入出力端子の一方は、共通端子に直接的または間接的に接続されている。
　これにより、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量が向上したマルチプレクサを提供できる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかに記載の弾性波フィルタ、または、上記記載のマルチプレクサと、前記弾性波フィルタまたは前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、弾性波フィルタまたはマルチプレクサの通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量を向上できる。そのため、高周波フロントエンド回路における利得を維持しつつ、妨害波に対する通信品質を向上できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、弾性波フィルタまたはマルチプレクサの通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、減衰量を向上できる。そのため、高周波フロントエンド回路における利得を維持しつつ、妨害波に対する通信品質が向上した通信装置を提供できる。
　本発明によれば、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上した弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することが可能となる。
図１Ａは、実施例１に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図１Ｂは、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１Ｃは、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図１Ｄは、実施例１に係る弾性波フィルタにおいて、キャパシタの電極指ピッチを変化させた場合の電極指ピッチ差と通過帯域低域側の減衰量との関係を示すグラフである。 図１Ｅは、実施例１に係る弾性波フィルタにおいて、キャパシタの電極指ピッチの異なる電極指の本数比率を変化させた場合の、電極指本数比率と通過帯域低域側の減衰量との関係を示すグラフである。 図２Ａは、実施例２に係る弾性波フィルタの回路構成図および直列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図２Ｂは、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図２Ｃは、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図３Ａは、実施例３に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図３Ｂは、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図３Ｃは、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図４Ａは、実施例４に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図４Ｂは、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図４Ｃは、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図４Ｄは、実施例４および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図５Ａは、実施の形態１に係る弾性波フィルタの共振回路の電極構造を模式的に表す図である。 図５Ｂは、比較例に係る弾性波フィルタの共振回路の電極構造を模式的に表す図である。 図６Ａは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと、容量値、インピーダンスおよび容量Ｑ値との関係を表すグラフである。 図６Ｂは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチと、単位面積当たりの容量、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。 図６Ｃは、典型例において、櫛歯容量の電極指ピッチに対する膜厚と、単位面積当たりの容量、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。 図６Ｄは、典型例において、櫛歯容量のデューティ比と、単位面積当たりの容量、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。 図７Ａは、実施例５に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図７Ｂは、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図７Ｃは、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図７Ｄは、実施例５、実施例４および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図８Ａは、実施例６に係る弾性波フィルタの回路構成図および直列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図８Ｂは、実施例６に係る弾性波フィルタの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。 図８Ｃは、実施例６に係る弾性波フィルタの櫛歯容量特性を示すグラフである。 図９Ａは、実施例７に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図９Ｂは、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図９Ｃは、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図１０Ａは、実施例８に係る弾性波フィルタの回路構成図および並列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図１０Ｂは、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１０Ｃは、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図１１は、実施例７および実施例８に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１２Ａは、実施例９に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１２Ｂは、実施例１０に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１３Ａは、実施例９に係る弾性波フィルタの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。 図１３Ｂは、実施例１０に係る弾性波フィルタの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。 図１４Ａは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態の変形例２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１４Ｃは、実施の形態の変形例３に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１４Ｄは、実施の形態の変形例４に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１４Ｅは、実施の形態の変形例５に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１４Ｆは、実施の形態の変形例６に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１５Ａは、実施例１１に係る弾性波フィルタの回路構成図および直列腕回路における櫛歯容量素子の模式図である。 図１５Ｂは、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１５Ｃは、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。 図１６は、実施例１２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１７は、実施例１２に係る弾性波フィルタの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。 図１８は、典型例において、櫛歯容量のピッチ差と、インピーダンスとの関係を表すグラフである。 図１９は、典型例において、櫛歯容量の本数比率と、インピーダンスとの関係を表すグラフである。 図２０Ａは、実施の形態２に係る通信装置の構成図である。 図２０Ｂは、実施の形態２の変形例に係る通信装置の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　また、以下において、「通過帯域低域端」は、「通過帯域内の最も低い周波数」を意味する。また、「通過帯域高域端」は、「通過帯域内の最も高い周波数」を意味する。また、以下において、「通過帯域低域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より低周波数側」を意味する。また「通過帯域高域側」は、「通過帯域外かつ通過帯域より高周波数側」を意味する。また、以下では、「低周波数側」を「低域側」と称し、「高周波数側」を「高域側」と称する場合がある。
　また、共振子または回路における共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極小となる特異点（理想的にはインピーダンスが０となる点）である「共振点」の周波数である。
　また、共振子または回路における反共振周波数とは、特に断りの無い限り、当該共振子または当該回路を含むフィルタの通過帯域または通過帯域近傍の減衰極を形成するための反共振周波数であり、当該共振子または当該回路のインピーダンスが極大となる特異点（理想的にはインピーダンスが無限大となる点）である「反共振点」の周波数である。
　なお、以下の実施の形態において、直列腕回路および並列腕回路は、以下のように定義される。
　並列腕回路は、第１入出力端子および第２入出力端子を結ぶ経路上の一のノードと、グランドと、の間に配置された回路である。
　直列腕回路は、第１入出力端子または第２入出力端子と、並列腕回路が接続される上記経路上のノードと、の間に配置された回路、または、一の並列腕回路が接続される上記経路上の一のノードと、他の並列腕回路が接続される上記経路上の他のノードと、の間に配置された回路である。
　（実施の形態１）
　［１．１　実施例１に係る弾性波フィルタ］
　図１Ａは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの回路構成図および並列腕回路１１ｐにおけるキャパシタＣｐ１の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ａは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１１ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１１ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ１とを有している。並列腕回路１１ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ１とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐ１と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐ１は、並列腕共振子ｐ１と並列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐ１は、図１Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐ１の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐ１のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ａの通過帯域外に配置されている。
　表１に、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａおよび比較例１に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　なお、表１において、｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　比較例１に係る弾性波フィルタは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、並列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表１に示すように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａでは、キャパシタＣｐ１の電極指ピッチＰｃ１は３．００μｍであり、電極指ピッチＰｃ２は３．０５μｍである。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は８１本である。これに対して、比較例１に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは全て３．００μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は１２１本である。
　また、実施例１および比較例１の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は３５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例１および比較例１において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　なお、弾性波フィルタの電極パラメータについては、図５Ａおよび図５Ｂにて詳細に説明するが、ここで、表１に示された電極パラメータについて簡単に説明しておく。櫛歯容量素子の電極指ピッチとは、櫛歯電極を構成する複数の電極指の繰り返しピッチ（隣り合う電極指の中心同士の距離）である。また、櫛歯容量素子の電極指デューティ比とは、複数の電極指のライン幅占有率であり、当該複数の電極指のライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合で定義される。また、交叉幅とは、１つのバスバー電極に接続された複数の電極指を櫛歯状電極と定義し、櫛歯電極が、互いに間挿し合う１対の櫛歯状電極で構成されているとした場合、一方の櫛歯状電極を構成する電極指と他方の櫛歯状電極を構成する電極指とを、当該電極指に垂直な方向から見た場合の重複する電極指長さである。
　本実施例では、図１Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指が形成された第１領域（図１Ａの櫛歯電極における右側領域）と、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指が形成された第２領域（図１Ａの櫛歯電極における左側領域）とは、２分割されている。
　なお、上記２つの領域は、２分割されていることに限定されるものではなく、３分割以上に細分化されていてもよい。例えば、第１領域と第２領域とが交互に配列されていてもよい。
　また、上記実施例では、キャパシタＣｐ１を構成する櫛歯電極が、２つの異なる電極指ピッチを有するものとしたが、３つ以上の異なる電極指ピッチを有していてもよい。
　なお、表１に示すように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの並列腕回路１１ｐの静電容量は７．４９ｐＦであり、比較例１に係る弾性波フィルタの並列腕回路の静電容量は７．４７ｐＦであり、両者はほぼ同じ値である。
　図１Ｂは、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図１Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例１と比較例１とで大きな差異はない（表１より、ともに０．９２ｄＢ）。これに対して、図１Ｂの（ｂ）および（ｄ）に示すように、通過帯域低域側の減衰帯域（０．７ＧＨｚ以下の周波数帯域）において、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの方が、比較例１に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．７ＧＨｚ以下における挿入損失の最小値が増加）している（表１より、実施例１では３．２４ｄＢ、比較例１では２．１６ｄＢ）。つまり、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図１Ｃを用いて説明する。
　図１Ｃは、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例１および比較例１に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例１および比較例１に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例１および比較例１に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例１および比較例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例１および比較例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例１および比較例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図１Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１にキャパシタが並列接続されることにより、並列腕回路の反共振周波数Ｆａｐは並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐに対して低周波側へシフトする。実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタにおいて、並列腕回路および直列腕共振子ｓ１によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路の反共振周波数Ｆａｐと直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。並列腕回路のインピーダンスが０に近づく共振周波数Ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数Ｆａｐで並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子Ｔ１から入出力端子Ｔ２への信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタは、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数Ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図１Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例１に係るキャパシタＣｐ１のインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘ（７１０ＭＨｚ）は、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例１に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ２ｍａｘ（７２０ＭＨｚ）は、比較例１に係る弾性波フィルタの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図１Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例１と比較例１との間で大きな差異はない。
　ここで、図１Ｃの（ｄ）に示すように、実施例１に係るキャパシタＣｐ１の周波数ｆ１ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表１より、５６．０６ｄＢ）は、比較例１に係るキャパシタの周波数ｆ２ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表１より、５６．９４ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａでは、キャパシタＣｐ１における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域において、並列腕回路１１ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、ｆ１ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１１ｐへの通過量を大きくできる。つまり、インピーダンスピーク（インピーダンスの極大点）が位置する周波数領域である減衰帯域で、弾性波フィルタ１０Ａの減衰量が悪化するという課題を解決できる。以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ａを実現できる。
　なお、本実施例では、直列腕回路および並列腕回路が各１つ配置されたラダー型回路を例示したが、直列腕回路および並列腕回路は、それぞれ１以上配置されていればよい。複数の並列腕回路が配置されている場合には、当該複数の並列腕回路のうちの少なくとも１つの並列腕回路が、実施例１に係る並列腕回路１１ｐの構成を有していればよい。つまり、上記少なくとも１つの並列腕回路が、互いに並列接続された並列腕共振子および櫛歯容量素子を有し、当該櫛歯容量素子の櫛歯電極が異なる電極指ピッチを有し、当該櫛歯容量素子のインピーダンスが極大となる周波数が、弾性波フィルタの通過帯域外に配置されていればよい。
　［１．２　櫛歯容量電極のピッチ差および電極指本数比率］
　櫛歯容量素子であるキャパシタＣｐ１の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２の有為的な差について説明する。
　図１Ｄは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、キャパシタＣｐ１の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を変化させた場合の電極指ピッチ差と通過帯域低域側の減衰量との関係を示すグラフである。より具体的には、図１Ｄの（ａ）および（ｂ）の縦軸には、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、電極指ピッチＰｃ１を３．０００μｍと固定し、電極指ピッチＰｃ２を２．７５０～３．０００μｍまで段階的に変化させた場合の通過帯域低域側の減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量が示されている。図１Ｄの（ｃ）および（ｄ）には、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、電極指ピッチＰｃ１を３．０００μｍと固定し、電極指ピッチＰｃ２を３．０００～３．２５０μｍまで段階的に変化させた場合の通過帯域低域側の減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量が示されている。また、図１Ｄの（ａ）～（ｄ）の横軸には、電極指ピッチＰｃ１と電極指ピッチＰｃ２との差分を、電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２のうちの小さい方で除した値である電極指ピッチ差ΔＰｃ（％）が示されている。
　なお、電極指デューティ比（０．６０）、電極指本数（電極指ピッチＰｃ１：４０本、電極指ピッチＰｃ２：８１本）、電極指膜厚（３５０ｎｍ）、交叉幅（２０μｍ）は、表１に示されたものと同じとしている。
　図１Ｄの（ｂ）および（ｄ）より、電極指ピッチ差ΔＰｃが０．２％以上で、比較例１に対して、減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量に有為的な差異が見られる。これより、電極指ピッチ差ΔＰｃは、０．２％以上（図１Ｄの（ｂ）における範囲Ａ、および、図１Ｄの（ｄ）における範囲Ｂ）であることが望ましい。これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。
　次に、櫛歯容量素子であるキャパシタＣｐ１の電極指ピッチＰｃ１を有する電極指およびＰｃ２を有する電極指の有為的な本数比率について説明する。
　図１Ｅは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、キャパシタＣｐ１の電極指ピッチの異なる電極指の本数比率を変化させた場合の、電極指本数比率と通過帯域低域側の減衰量との関係を示すグラフである。より具体的には、図１Ｅの縦軸には、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａにおいて、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数を０本～１２１本まで段階的に変化させた場合の通過帯域低域側の減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量が示されている。また、図１Ｅの横軸には、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の、電極指総数に対する本数比率（％）が示されている。なお、図１Ｅにおいて、本数比率が０％および１００％を有する弾性波フィルタは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａには含まれない。
　なお、電極指ピッチＰｃ１（３．０００μｍ）およびＰｃ２（３．０５０μｍ）、電極指デューティ比（０．６０）、電極指総数（１２１本）、電極指膜厚（３５０ｎｍ）、交叉幅（２０μｍ）は、表１に示されたものと同じとしている。
　図１Ｅより、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数比率が１０％以上かつ８０％以下（図１Ｅにおける範囲Ｃ）の場合に、比較例１に対して、減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量に有為的な差異が見られる。これより、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数比率は、１０％以上かつ８０％以下であることが望ましい。これにより、減衰量の改善効果が大きくなる。さらに、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数比率が２０％以上かつ５０％以下（図１Ｅにおける範囲Ｄ）の場合に、減衰帯域（ＤＣ－８００ＭＨｚ）における減衰量を最適化（最大化）できる。
　［１．３　実施例２に係る弾性波フィルタ］
　図２Ａは、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂの回路構成図および直列腕回路１１ｓにおけるキャパシタＣｓ１の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｂは、直列腕回路１１ｓと、並列腕共振子ｐ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕回路１１ｓは、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣｓ１とを有している。直列腕回路１１ｓは、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣｓ１とで構成された共振回路となっている。直列腕共振子ｓ１は、キャパシタＣｓ１と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｓ１は、直列腕共振子ｓ１と並列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｓ１は、図２Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｓ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｓ１の櫛歯電極は、３つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）、Ｐｃ２（第２の電極指ピッチ）、およびＰｃ３を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１＞Ｐｃ３となっている。
　さらに、キャパシタＣｓ１のインピーダンスが極小となる周波数（コンダクタンスピークの周波数）は、弾性波フィルタ１０Ｂの通過帯域外に配置されている。
　表２に、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂおよび比較例２に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　なお、表２において、｜Ｚ｜ｍｉｎは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極小値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍｉｎは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極小値となる周波数である。
　比較例２に係る弾性波フィルタは、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂと比較して、直列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表２に示すように、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂでは、キャパシタＣｓ１の電極指ピッチＰｃ３は２．９５μｍであり、Ｐｃ１は３．００μｍであり、Ｐｃ２は３．０５μｍである。また、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は４１本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は４０本である。これに対して、比較例２に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは全て３．００μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は１２１本である。
　また、実施例２および比較例２の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は３５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例２および比較例２において、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　本実施例では、図２Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指が形成された第３領域（図２Ａの櫛歯電極における下側領域）と、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指が形成された第１領域（図２Ａの櫛歯電極における中央領域）と、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指が形成された第２領域（図２Ａの櫛歯電極における上側領域）とは、３分割されている。
　なお、上記３つの領域は、３分割されていることに限定されるものではなく、電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２による２分割でもよく、あるいは、４つ以上の異なる電極指ピッチによる４分割以上に細分化されていてもよい。また、例えば、第１領域、第２領域、および第３領域が交互に配列されていてもよい。
　なお、表２に示すように、実施例２に係る弾性波フィルタ１０ＢのキャパシタＣｓ１の静電容量は１．４７ｐＦであり、比較例２に係る弾性波フィルタのキャパシタの静電容量も１．４７ｐＦである。
　図２Ｂは、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図２Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例２と比較例２とで大きな差異はない（表２より、ともに１．０１ｄＢ）。これに対して、図２Ｂの（ｂ）および（ｄ）に示すように、通過帯域低域側の減衰帯域（０．７ＧＨｚ以下の周波数帯域）において、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂの方が、比較例２に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．７ＧＨｚ以下における挿入損失の最小値が増加）している（表２より、実施例２では２．５６ｄＢ、比較例２では２．２２ｄＢ）。つまり、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂにおいて、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図２Ｃを用いて説明する。
　図２Ｃは、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例２および比較例２に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例２および比較例２に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例２および比較例２に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例２および比較例２に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例２および比較例２に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例２および比較例２に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図２Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、直列腕共振子ｓ１にキャパシタが並列接続されることにより、直列腕回路の反共振周波数Ｆａｓは直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓに対して低周波側へシフトする。実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタにおいて、直列腕回路および並列腕共振子ｐ１によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐと直列腕回路の共振周波数Ｆｒｓとを近接させる。並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａｐで並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数Ｆｒｓ近傍で直列腕回路のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐおよび共振周波数Ｆｒｓの近傍では、入出力端子Ｔ１から入出力端子Ｔ２への信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕回路の反共振周波数Ｆａｓ近傍になると、直列腕回路のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、実施例２および比較例２に係る弾性波フィルタは、反共振周波数ｆａｐおよび共振周波数Ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数Ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図２Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例２に係るキャパシタＣｓ１のインピーダンスが極小となる周波数ｆ１ｍｉｎ（６７４ＭＨｚ）は、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例２に係るキャパシタのインピーダンスが極小となる周波数ｆ２ｍｉｎ（６６３ＭＨｚ）は、比較例２に係る弾性波フィルタの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図２Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例２と比較例２との間で大きな差異はない。
　ここで、図２Ｃの（ｄ）に示すように、実施例２に係るキャパシタＣｓ１の周波数ｆ１ｍｉｎにおけるインピーダンスの極小値（表２より、７．８０ｄＢ）は、比較例２に係るキャパシタの周波数ｆ２ｍｉｎにおけるインピーダンスの極小値（表２より、０．０９ｄＢ）よりも大きくなっている。この要因として、実施例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂでは、キャパシタＣｓ１における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域において、直列腕回路１１ｓのインピーダンス最小値が増加（インピーダンスが極小になる周波数が分散）しているので、ｆ１ｍｉｎにおける高周波信号の直列腕回路１１ｓへの通過量を小さくできる。つまり、コンダクタンスピーク（インピーダンスの極小点）が位置する周波数領域である減衰帯域で、弾性波フィルタ１０Ｂの減衰量が悪化するという課題を解決できる。
　以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｂを実現できる。
　［１．４　実施例３に係る弾性波フィルタ］
　図３Ａは、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃの回路構成図および並列腕回路１２ｐにおけるキャパシタＣｐ２の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｃは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１２ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１２ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ２とを有している。並列腕回路１２ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ２とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐ２と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐ２は、並列腕共振子ｐ１と並列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐ２は、図３Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐ２が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐ２の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。また、キャパシタＣｐ２の櫛歯電極は、３つの異なる電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１、Ｄｕｔｙ２、およびＤｕｔｙ３を有している。本実施例では、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指は、異なる２つの電極指デューティ比Ｄｕｔｙ２およびＤｕｔｙ３を有し、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指は、１つの電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１を有しており、Ｄｕｔｙ２＞Ｄｕｔｙ１＞Ｄｕｔｙ３となっている。
　さらに、キャパシタＣｐ２のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｃの通過帯域外に配置されている。
　表３に、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃおよび実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　なお、表３において、｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、並列腕回路のキャパシタＣｐ２の構成において、櫛歯電極が２つの異なる電極指ピッチを有するだけでなく、３つの異なる電極指デューティ比を有する点が異なる。
　表３に示すように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａでは、キャパシタＣｐ１の電極指ピッチＰｃ１は３．００μｍであり、電極指デューティ比は０．６である。
　これに対して、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃでは、キャパシタＣｐ２の電極指ピッチＰｃ１は３．００μｍであり、電極指ピッチＰｃ２は３．０５μｍであり、さらに、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１は０．４５であり、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ２は０．７０であり、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ３は０．４０である。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は８１本である。また、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ２で配置された電極指の本数は４１本であり、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ３で配置された電極指の本数は４０本である。
　また、実施例３および実施例１の双方に共通して、櫛歯電極の膜厚は３５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例３および実施例１において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　本実施例では、図３Ａに示すように、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１で配置された電極指が形成された第１領域と、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ２で配置された電極指が形成された第２領域と、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ３で配置された電極指が形成された第３領域とは３分割されている。
　なお、上記３つの領域は、３分割されていることに限定されるものではなく、電極指デューティ比Ｄｕｔｙ１およびＤｕｔｙ２による２分割でもよく、あるいは、４つ以上の異なる電極指デューティ比による４分割以上に細分化されていてもよい。また、例えば、第１領域、第２領域、および第３領域が交互に配列されていてもよい。
　図３Ｂは、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図３Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例３の方が実施例１よりも若干挿入損失が低減されている（表３より、実施例３では０．９１ｄＢ、実施例１では０．９２ｄＢ）。これに対して、図３Ｂの（ｂ）および（ｄ）に示すように、通過帯域低域側の減衰帯域（０．７ＧＨｚ以下の周波数帯域）において、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃの方が、実施例１に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．７ＧＨｚ以下における挿入損失の最小値が増加）している（表３より、実施例３では３．５２ｄＢ、実施例１では３．２４ｄＢ）。つまり、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃにおいて、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図３Ｃを用いて説明する。
　図３Ｃは、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例３および実施例１に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例３および実施例１に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例３および実施例１に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例３および実施例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例３および実施例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例３および実施例１に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図３Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、実施例３および実施例１に係る弾性波フィルタは、並列腕回路の反共振周波数Ｆａｐおよび直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、並列腕回路の共振周波数Ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図３Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例３に係るキャパシタＣｐ２のインピーダンスが極大となる周波数ｆ３ｍａｘ（７１０ＭＨｚ）は、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。同様に、実施例１に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘ（７１０ＭＨｚ）は、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図３Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例３と実施例１との間で大きな差異はない。
　ここで、図３Ｃの（ｄ）に示すように、実施例３に係るキャパシタＣｐ２の周波数ｆ３ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表３より、５５．８８ｄＢ）は、実施例１に係るキャパシタの周波数ｆ１ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表３より、５６．０６ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃでは、キャパシタＣｐ２における電極指ピッチの一部を異ならせていることに加えて、キャパシタＣｐ２における電極指デューティ比の一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域において、並列腕回路１２ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、実施例１に係るｆ１ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１１ｐへの通過量よりも、ｆ３ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１２ｐへの通過量を大きくできる。つまり、弾性波フィルタ１０Ｃを構成する並列腕回路１２ｐのキャパシタＣｐ２の電極指のデューティ比の一部を異ならせることで、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量を向上させることが可能となる。
　［１．５　実施例４に係る弾性波フィルタ］
　図４Ａは、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄの回路構成図および並列腕回路１３ｐにおけるキャパシタＣｐ３の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｄは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１３ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１３ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ３とを有している。並列腕回路１３ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ３とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐ３と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐ３は、並列腕共振子ｐ１と並列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐ３は、図４Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐ３が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐ３の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐ３のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｄの通過帯域外に配置されている。
　また、並列腕共振子ｐ１は、圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する。キャパシタＣｐ３も、上記基板上に形成されている。
　ここで、キャパシタＣｐ３を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さい。
　表４に、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄおよび比較例４に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　なお、表４において、｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　比較例４に係る弾性波フィルタは、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと比較して、並列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表４に示すように、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄでは、キャパシタＣｐ３の電極指ピッチＰｃ１は１．９５μｍであり、キャパシタＣｐ３の電極指ピッチＰｃ２は２．００μｍである。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は２１本である。一方、比較例４に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは、全て２．００μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は６１本である。また、実施例４および比較例４の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は３５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例４および比較例４において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　実施例１では、櫛歯容量素子（キャパシタＣｐ１）のインピーダンスが極大となる周波数を通過帯域低域側に配置したのに対し、実施例４では、櫛歯容量素子（キャパシタＣｐ３）の電極指ピッチを狭くして、櫛歯容量素子（キャパシタＣｐ３）のインピーダンスが極小となる周波数を通過帯域高域側に配置していることが異なる。以下、本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｄについて、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　図４Ｂは、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図４Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例４と比較例４とで大きな差異はない（表４より、実施例４では０．７９ｄＢであり、比較例４では０．８０ｄＢ）。これに対して、図４Ｂの（ｂ）および（ｄ）に示すように、通過帯域高域側の減衰帯域（０．８ＧＨｚ以上の周波数帯域）において、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄの方が、比較例４に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．８ＧＨｚ以上における挿入損失の最小値が増加）している（表４より、実施例４では４．９０ｄＢ、比較例４では４．４３ｄＢ）。つまり、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄにおいて、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図４Ｃを用いて説明する。
　図４Ｃは、実施例４および比較例４に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例４および比較例４に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例４および比較例４に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例４および比較例４に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例４および比較例４に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例４および比較例４に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例４および比較例４に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の容量Ｑ値の比較が示されている。
　弾性波フィルタ１０Ｄの通過帯域内を構成する並列腕回路１３ｐおよび直列腕共振子ｓ１の共振特性については、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの共振特性と同様のため、説明を省略する。
　次に、図４Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例４に係るキャパシタＣｐ３のインピーダンスが極大となる周波数ｆ４ｍａｘ（１０８５ＭＨｚ）は、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例４に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ５ｍａｘ（１０７０ＭＨｚ）は、比較例４に係る弾性波フィルタの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図４Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例４と比較例４との間で大きな差異はない。
　ここで、図４Ｃの（ｄ）に示すように、実施例４に係るキャパシタＣｐ３の周波数ｆ４ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表４より、５７．１５ｄＢ）は、比較例４に係るキャパシタの周波数ｆ５ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表４より、５７．４８ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄでは、キャパシタＣｐ３における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域高域側の減衰帯域において、並列腕回路１３ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、ｆ４ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１３ｐへの通過量を大きくできる。以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｄを実現できる。
　図４Ｄは、実施例４および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の上段には、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄおよび実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの、通過帯域近傍における通過特性の比較が示されている。また、同図の下段には、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄおよび実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの、通過帯域内の通過特性の比較が示されている。図４Ｄの下段に示すように、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄのほうが、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、通過帯域内の挿入損失が低減されている（表４より実施例４では通過帯域内挿入損失は０．７９ｄＢ、表１より実施例１では通過帯域内挿入損失は０．９２ｄＢ）。
　以下、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄにおいて、通過帯域内の挿入損失が低減されることを説明する。
　図５Ａは、実施の形態１に係る弾性波フィルタを構成する共振回路の電極構造を模式的に表す図である。具体的には、図５Ａの（ａ）には、実施例１に係る並列腕回路１１ｐの基板上における電極の平面図、当該平面図のＡ－Ａ’線における断面図、当該平面図のＢ－Ｂ’線における断面図が表され、図５Ａの（ｂ）には、電極の拡大図が示されている。なお、図５Ａに示された電極構造は、並列腕回路１１ｐを構成する並列腕共振子ｐ１およびキャパシタＣｐ１を構成する櫛歯容量電極の典型的な構造を説明するためのものである。このため、各共振子のＩＤＴ電極および櫛歯容量電極を構成する電極指の本数や長さなどは、同図に示す電極指の本数や長さに限定されない。また、実施例１に限らず、その他の実施例に係る共振回路においても、図５Ａに示された電極構造が適用される。
　図５Ａの（ａ）に示すように、並列腕共振子ｐ１は、圧電基板１０２に形成されたＩＤＴ電極により構成される。並列腕共振子ｐ１は、ＩＤＴ電極１１１、１組の反射器１１２、および圧電基板１０２によって構成されている。ＩＤＴ電極１１１および反射器１１２は、複数の電極指と、当該複数の電極指を挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、ＩＤＴ電極１１１は、互いに間挿し合う１対の櫛歯状電極で構成されている。ここで、複数の電極指は、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成され、当該伝搬方向に沿って周期的に形成されている。
　このように構成された並列腕共振子ｐ１では、ＩＤＴ電極１１１および反射器１１２の設計パラメータ等によって、励振される弾性波の波長が規定される。以下、ＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて説明する。
　なお、以下の説明において、図５Ａの（ｂ）を参照する場合、図５Ａの（ｂ）では、ＩＤＴ電極１１１およびキャパシタＣｐ１の電極パラメータを、Ｐ、Ｗ１、Ｗ２、Ｓ、Ｌと総称しているが、以下の説明では、ＩＤＴ１１１の電極パラメータを、それぞれ、Ｐｒ、Ｗ１ｒ、Ｗ２ｒ、Ｓｒ、Ｌｒと定義し、キャパシタＣｐ１の電極パラメータを、それぞれ、Ｐｃ１（またはＰｃ２）、Ｗ１ｃ１（またはＷ１ｃ２）、Ｗ２ｃ１（またはＷ２ｃ２）、Ｓｃ１（またはＳｃ２）、Ｌｃと定義する。
　上記弾性波の波長は、複数の電極指のうち１つのバスバー電極に接続された電極指の繰り返し周期λｒで規定される。また、電極指ピッチ（複数の電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｒとは、当該繰り返し周期λｒの１／２である。図５Ａの（ｂ）に示すように、隣り合う電極指のうち左側の電極指のライン幅の半分をＷ１とし、右側の電極指ライン幅の半分をＷ２とし、当該隣り合う電極指の間のスペース幅（電極指間ギャップ）をＳｒとした場合、Ｐｒ＝（Ｗ１ｒ＋Ｗ２ｒ＋Ｓｒ）で定義される。また、ＩＤＴ電極１１１の交叉幅Ｌｒとは、１組のバスバー電極の一方に接続された電極指と他方に接続された電極指とを弾性波の伝搬方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、電極指デューティ比とは、電極指ピッチＰｒ内における電極指の占有幅（Ｗ１ｒ＋Ｗ２ｒ）、つまり（Ｗ１ｒ＋Ｗ２ｒ）／（Ｗ１ｒ＋Ｗ２ｒ＋Ｓｒ）で定義される。すなわち、ＩＤＴ電極１１１の電極指デューティ比は、複数の電極指のライン幅占有率、つまり（Ｗ１ｒ＋Ｗ２ｒ）／Ｐｒで定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、対数をＮｒとし、電極指の総数をＭｒとすると、Ｍｒ＝２Ｎｒ＋１を満たす。また、ＩＤＴ電極１１１の電極指の膜厚とは、当該電極指を形成する電極膜の厚みＴｒである。また、並列腕共振子ｐ１の静電容量Ｃ０は、以下の式１で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　なお、ε０は真空中の誘電率、εｒは圧電基板１０２の誘電率である。
　次に、キャパシタＣｐ１の構造について、説明する。
　キャパシタＣｐ１は、圧電基板１０２と圧電基板１０２上に形成された櫛歯容量電極とで構成されている。櫛歯容量電極は、複数の電極指で構成されている。図５Ａの（ａ）に示すように、櫛歯容量電極は、ＩＤＴ電極１１１と同様に電極膜によって構成されている。つまり、キャパシタＣｐ１を構成する櫛歯容量電極は、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極１１１と同一の圧電基板１０２上に形成されている。なお、櫛歯容量電極とＩＤＴ電極１１１とは、互いに異なる圧電基板上に形成されていてもかまわない。
　櫛歯容量電極は、複数の電極指と、当該複数の電極指を挟んで対向して配置された１組のバスバー電極とを有し、複数の電極指が１組のバスバー電極の一方と他方に対して交互に接続されることにより構成されている。ここで、複数の電極指は、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されている。
　ここで、キャパシタＣｐ１は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を有している。実施例１では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　このように構成されたキャパシタＣｐ１では、櫛歯容量電極の設計パラメータ等によって、容量値およびＱ値等の特性が規定される。以下、櫛歯容量電極の設計パラメータについて説明する。
　櫛歯容量電極の電極指ピッチ（電極指のピッチ、すなわち電極指周期）Ｐｃ１およびＰｃ２とは、図５Ａの（ｂ）に示すように、隣り合う電極指のうち左側の電極指のライン幅の半分をＷ１ｃ１（またはＷ１ｃ２）とし、右側の電極指ライン幅の半分をＷ２ｃ１（または（Ｗ２ｃ２）とし、当該隣り合う電極指の間のスペース幅（電極指間ギャップ）をＳｃ１（またはＳｃ２）とした場合、Ｐｃ１＝（Ｗ１ｃ１＋Ｗ２ｃ１＋Ｓｃ１）、Ｐｃ２＝（Ｗ１ｃ２＋Ｗ２ｃ２＋Ｓｃ２）で定義される。また、電極指デューティ比とは、電極指ピッチＰｃ１内における電極指の占有幅（Ｗ１ｃ１＋Ｗ２ｃ１）または電極指ピッチＰｃ２内における電極指の占有幅（Ｗ１ｃ２＋Ｗ２ｃ２）、つまり（Ｗ１ｃ１＋Ｗ２ｃ１）／（Ｗ１ｃ１＋Ｗ２ｃ１＋Ｓｃ１）または（Ｗ１ｃ２＋Ｗ２ｃ２）／（Ｗ１ｃ２＋Ｗ２ｃ２＋Ｓｃ２）で定義される。すなわち、電極指デューティ比は、複数の電極指のライン幅占有率、つまり（Ｗ１ｃ１＋Ｗ２ｃ１）／Ｐｃ１または（Ｗ１ｃ２＋Ｗ２ｃ２）／Ｐｃ２で定義される。また、対数とは、対をなす電極指の数であり、電極指の総数の概ね半数である。例えば、電極指ピッチＰｃ１（またはＰｃ２）を有する電極指の対数をＮｃ１（またはＮｃ２）とし、電極指ピッチＰｃ１（またはＰｃ２）を有する電極指の総数をＭｃ１（またはＭｃ２）とすると、Ｍｃ１＝２Ｎｃ１＋１（またはＭｃ２＝２Ｎｃ２＋１）を満たす。また、櫛歯容量電極の電極指の膜厚とは、当該電極指を形成する電極膜の厚みＴｃである。また、櫛歯容量電極の静電容量Ｃｘは、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の静電容量をＣｘｃ１とし、電極指ピッチＰｃ２を有する電極指の静電容量をＣｘｃ２とすると、以下の式２で示され、電極指ピッチは静電容量に寄与しない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次いで、キャパシタＣｐ１を構成する櫛歯容量電極と、キャパシタＣｐ１と並列接続される並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極１１１の設計パラメータについて、比較して説明する。
　本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｄにおいて、キャパシタＣｐ３の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２Ｓは、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極における電極指ピッチＰｒより狭い。これによれば、上記の通り電極指ピッチは静電容量に寄与しないため、キャパシタＣｐ３の単位面積当たりの静電容量を、並列腕共振子ｐ１の単位面積当たりの静電容量（静電容量密度）よりも大きくしつつ、キャパシタＣｐ３のサイズを小さくすることが可能となる。
　図５Ｂは、比較例に係る弾性波フィルタを構成する共振回路の電極構造を模式的に表す図である。図５Ｂの（ａ）および（ｂ）には、キャパシタの静電容量が、実施の形態１に係る弾性波フィルタ（図５Ａの（ａ））の静電容量と等しくなるような電極構成が示されている。図５Ｂの（ａ）では、実施の形態１に係る弾性波フィルタ（図５Ａの（ａ））に対して、（１）静電容量が等しい、（２）電極指ピッチが広い（共振子の電極指ピッチと同じ）、および（３）交叉幅および対数が等しい。また、図５Ｂの（ａ）では、図５Ｂ（ａ）に対して、（１）静電容量が等しい、（２）電極指ピッチが等しい（共振子の電極指ピッチと同じ）、および（３）交叉幅が大きく、対数が少ない（交叉幅×対数が等しい）。
　図５Ｂの（ａ）および（ｂ）によれば、キャパシタの電極指ピッチが、共振子の電極指ピッチと同じ、または、大きい場合、キャパシタのサイズを小さくすることは不可能である。
　図６Ａは、典型例において、櫛歯容量素子の電極指ピッチと、静電容量値、インピーダンスおよび容量Ｑ値との関係を表すグラフである。また、図６Ｂは、典型例において、櫛歯容量素子の電極指ピッチと、単位面積当たりの静電容量（静電容量密度）、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。図６Ａおよび図６Ｂより、電極指ピッチを小さくすると、以下の効果が得られる。
（１）自己共振周波数が高周波数側へシフトする（図６Ｂの（ｃ））。
（２）容量Ｑ値が向上する（図６Ｂの（ｂ））。
（３）単位面積当たりの静電容量が大きくなる（図６Ｂの（ａ））。このため、櫛歯容量素子のサイズが小さくなる。
　実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄのように、キャパシタＣｐ３を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さくすることで、上記（２）のように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較してキャパシタＣｐ３の容量Ｑ値が向上する。これにより、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、通過帯域内の挿入損失が低減する（表４より実施例４では通過帯域内挿入損失は０．７９ｄＢ、表１より実施例１では通過帯域内挿入損失は０．９２ｄＢ）。
　また、上記（３）のように、実施例４に係るキャパシタＣｐ３は、実施例１に係るキャパシタＣｐ１と比較して、単位面積当たりの静電容量が大きくなるため、弾性波フィルタを小型化できる。一例として、実施例１に係る弾性波フィルタ１０ＡのキャパシタＣｐ１の櫛歯電極部の面積が７２９３μｍ２であるのに対し、実施例４に係る弾性波フィルタ１０ＤのキャパシタＣｐ１の櫛歯電極部の面積は、２３６８μｍ２であり、小型化されていることがわかる。
　さらに、キャパシタＣｐ３を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さくすることで、上記（１）のように、自己共振周波数が高周波数側へシフトする。この観点から、実施例４では、キャパシタＣｐ３のインピーダンスが極大となる周波数を、弾性波フィルタ１０Ｄの通過帯域高域側の減衰帯域に配置することが容易となる。
　［１．６　実施例５に係る弾性波フィルタ］
　図７Ａは、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅの回路構成図および並列腕回路１４ｐにおけるキャパシタＣｐ４の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｅは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１４ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１４ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ４とを有している。並列腕回路１４ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐ４とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐ４と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐ４は、並列腕共振子ｐ１と並列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐ４は、図７Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐ４が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐ４の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐ４のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｅの通過帯域外に配置されている。
　また、並列腕共振子ｐ１は、圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有する。キャパシタＣｐ４も、上記基板上に形成されている。
　ここで、キャパシタＣｐ４を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さい。
　さらに、キャパシタＣｐ４を構成する複数の電極指の膜厚は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指の膜厚より小さい。
　表５に、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅおよび比較例５に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　なお、表５において、｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　比較例５に係る弾性波フィルタは、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅと比較して、並列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表５に示すように、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅでは、キャパシタＣｐ４の電極指ピッチＰｃ１は０．７２５μｍであり、電極指ピッチＰｃ２は０．７５０μｍである。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は４０本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は２１本である。一方、比較例４に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは、全て０．７５０μｍである。また、実施例４および比較例４の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は１５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例５および比較例５において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　また、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅは、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと比較して、並列腕回路１４ｐのキャパシタＣｐ４の膜厚ならびに電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２が、並列腕回路１３ｐのキャパシタＣｐ３の膜厚ならびに電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２よりも小さい点のみが構成として異なる。以下、本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｅについて、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　実施例５および実施例４を具体的に比較すると、実施例４では、キャパシタＣｐ３の膜厚およびＩＤＴ電極の膜厚は、ともに３５０ｎｍであったのに対して、実施例５では、キャパシタＣｐ４の膜厚（１５０ｎｍ）をＩＤＴ電極の膜厚（３５０ｎｍ）よりも小さく設定している。これに伴い、実施例５の電極指ピッチＰｃ１（０．７２５μｍ）およびＰｃ２（０．７５０μｍ）を、実施例４の電極指ピッチＰｃ１（１．９５０μｍ）およびＰｃ２（２．０００μｍ）よりも小さくしている。
　図７Ｂは、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図７Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例５と比較例５とで差異はない（表５より、実施例５では０．６５ｄＢであり、比較例５では０．６５ｄＢ）。これに対して、図７Ｂの（ａ）および（ｄ）に示すように、通過帯域高域側の減衰帯域（２ＧＨｚ以上の周波数帯域）において、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅの方が、比較例５に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（２ＧＨｚ以上における挿入損失の最小値が増加）している（表５より、実施例５では８．８７ｄＢ、比較例５では８．５４ｄＢ）。つまり、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅにおいて、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図７Ｃを用いて説明する。
　図７Ｃは、実施例５および比較例５に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例５および比較例５に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例５および比較例５に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例５および比較例５に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例５および比較例５に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例５および比較例５に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例５および比較例５に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）の容量Ｑ値の比較が示されている。
　弾性波フィルタ１０Ｅの通過帯域内を構成する並列腕回路１４ｐおよび直列腕共振子ｓ１の共振特性については、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの共振特性と同様のため、説明を省略する。
　次に、図７Ｃの（ｃ）に示すように、実施例５に係るキャパシタＣｐ４のインピーダンスが極大となる周波数ｆ６ｍａｘ（２６０１ＭＨｚ）は、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例５に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ７ｍａｘ（２６９５ＭＨｚ）は、比較例５に係る弾性波フィルタの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図７Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例５と比較例５との間で大きな差異はない。
　ここで、図７Ｃの（ｃ）に示すように、実施例５に係るキャパシタＣｐ４の周波数ｆ６ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表５より、５２．５３ｄＢ）は、比較例５に係るキャパシタの周波数ｆ７ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表５より、５７．４３ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅでは、キャパシタＣｐ４における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域高域側の減衰帯域において、並列腕回路１４ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、ｆ６ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１４ｐへの通過量を大きくできる。以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｅを実現できる。
　また、実施例５では、実施例４と比較して、キャパシタＣｐ４の電極指ピッチを小さく設定しているため、キャパシタＣｐ４のインピーダンスが極大となる周波数ｆ６ｍａｘ（２６０１ＭＨｚ）は、キャパシタＣｐ３のインピーダンスが極大となる周波数ｆ４ｍａｘ（１０８５ＭＨｚ）よりも高くなっている。このため、実施例５では、実施例４と比較して、より高周波側の減衰帯域における減衰量を改善している。
　図７Ｄは、実施例５、実施例４および実施例１に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の上段には、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅ、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄ、および実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの、広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の下段には、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅ、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄ、および実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの、通過帯域内の通過特性の比較が示されている。図７Ｄの下段に示すように、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅのほうが、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄおよび実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、通過帯域内の挿入損失が低減されている。
　以下、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅにおいて、通過帯域内の挿入損失が低減されることを説明する。
　実施例５に係るキャパシタＣｐ４の膜厚は、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極の膜厚よりも小さく、また、実施例４に係るキャパシタＣｐ３の膜厚よりも小さい。
　図６Ｃは、典型例において、櫛歯容量素子の電極指ピッチに対する膜厚と、単位面積当たりの静電容量（静電容量密度）、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。同図に示すように、櫛歯容量素子の電極指の膜厚を変化させても、静電容量密度、容量Ｑ値、および自己共振周波数などの容量特性に大きな変化はない。ただし、上記電極指の膜厚を薄くすることで、電極指ピッチを狭くすることが可能となる。製造上の制約より、電極指の膜厚は、電極指ピッチの４０％程度が上限である。そのため、上記電極指の膜厚を薄くすることで、電極指ピッチをより狭くすることができ、櫛歯容量素子の電極指ピッチを小さくする効果がより一層大きくなる。
　実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅのように、キャパシタＣｐ４を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さくすることで、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較してキャパシタＣｐ４の容量Ｑ値が向上する。これにより、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと比較して、通過帯域内の挿入損失が低減する。
　さらに、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅのように、キャパシタＣｐ４の電極指の膜厚を、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極の電極指の膜厚より小さくすることで、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと比較して、キャパシタＣｐ４の電極指ピッチをより小さくできるので、キャパシタＣｐ４の容量Ｑ値がさらに向上する。これにより、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅは、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと比較して、通過帯域内の挿入損失がさらに低減する（表５より実施例５では通過帯域内挿入損失は０．６５ｄＢ、表４より実施例４では通過帯域内挿入損失は０．７９ｄＢ）。
　また、実施例５に係るキャパシタＣｐ４は、実施例４に係るキャパシタＣｐ３と比較して、単位面積当たりの静電容量が大きくなるため、弾性波フィルタを小型化できる。一例として、実施例４に係る弾性波フィルタ１０ＤのキャパシタＣｐ３の櫛歯電極部の面積が２３６８μｍ２であるのに対し、実施例５に係る弾性波フィルタ１０ＥのキャパシタＣｐ４の櫛歯電極部の面積は、８９３μｍ２であり、さらに小型化されていることがわかる。
　さらに、キャパシタＣｐ４を構成する複数の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２を、並列腕共振子ｐ１のＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチＰｐ１より小さくすることで、上記（１）のように、自己共振周波数が高周波数側へシフトする。この観点から、実施例５では、キャパシタＣｐ４のインピーダンスが極大となる周波数を、実施例４に係る弾性波フィルタ１０Ｄと比較して、より高周波側の減衰帯域に配置することが容易となる。
　なお、実施例５に係る弾性波フィルタ１０Ｅのように、キャパシタＣｐ４の電極指膜厚をＩＤＴ電極の電極指膜厚よりも小さくするほか、キャパシタＣｐ４の電極指デューティ比をＩＤＴ電極の電極指デューティ比よりも大きくしてもよい。
　図６Ｄは、典型例において、櫛歯容量素子のデューティ比と、単位面積当たりの静電容量（静電容量密度）、容量Ｑ値および自己共振周波数との関係を表すグラフである。図６Ｄの（ａ）に示すように、櫛歯容量素子の単位面積当たりの静電容量を大きくすることができるので、弾性波フィルタのさらなる小型化が可能となる。
　なお、上記実施の形態に係る各素子（直列腕共振子、並列腕共振子、キャパシタ）において、電極指ピッチ、膜厚およびデューティ比等は、均一とは限らず、製造プロセス等によるばらつきによって不均一となっている、あるいは、特性等の調整のために不均一となっている場合がある。このため、上記各素子では、これらを構成する櫛歯容量素子およびＩＤＴ電極の一部が、上述した電極指ピッチ、膜厚および電極指デューティ比等の関係を満たさない場合もある。しかし、上記各素子における電極指ピッチ、膜厚および電極指デューティ比の関係は、概ね成立していればよく、例えば、櫛歯容量素子およびＩＤＴ電極における電極指ピッチ、膜厚および電極指デューティ比等の平均値で成立していればよい。
　［１．７　実施例６に係る弾性波フィルタ］
　図８Ａは、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの回路構成図および直列腕回路１２ｓにおけるキャパシタＣｓ２の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｆは、直列腕回路１２ｓと、並列腕共振子ｐ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕回路１２ｓは、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕共振子ｓ１と、キャパシタＣｓ２と、スイッチＳＷ１と、を有しており、共振回路となっている。直列腕共振子ｓ１は、キャパシタＣｓ２とスイッチＳＷ１とが直列接続された回路と並列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｓ２は、第１櫛歯容量素子であり、キャパシタＣｓ２とスイッチＳＷ１とが直列接続された回路は、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｓ２は、図８Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｓ２が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｓ２の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｓ２のインピーダンスが極小となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｆの通過帯域外に配置されている。
　表６に、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　なお、表６において、｜Ｚ｜ｍｉｎは、櫛歯容量素子のインピーダンスの極小値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍｉｎは、櫛歯容量素子のインピーダンスが極小値となる周波数である。
　表６に示すように、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆでは、キャパシタＣｓ２の電極指ピッチＰｃ１は０．７２５μｍであり、Ｐｃ２は０．７５０μｍである。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は２１本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は４０本である。また、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は１５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。つまり、キャパシタＣｓ２を構成する複数の電極指の膜厚（１５０ｎｍ）は、直列腕共振子ｓ１のＩＤＴ電極を構成する電極指の膜厚（３５０ｎｍ）より小さくなっている。
　図８Ａに示された回路構成によれば、スイッチＳＷ１の導通および非導通の切り替えにより、直列腕回路１２ｓの反共振周波数によって形成される通過帯域高域側の減衰極の周波数が切り替わる周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｆが実現できる。
　図８Ｂは、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの広帯域通過特性が示されており、同図の（ｂ）には、狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されており、同図の（ｃ）には、回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性が示され、同図の（ｄ）には、回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性が示されている。
　本実施例では、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷ１が導通（オン）時に、キャパシタＣｓ２が付加される。このため、図８Ｂの（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ１オン時の直列腕回路１２ｓの反共振周波数Ｆａｓｏｎは、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓよりも低域側にシフトすることになる。よって、図８Ｂの（ｂ）に示すように、弾性波フィルタ１０Ｆは、スイッチＳＷ１が導通状態から非導通状態に切り替わることにより、通過帯域高域側の減衰極を高域側にシフトさせることができる。
　図８Ｃは、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの櫛歯容量特性を示すグラフである。同図の（ａ）には、キャパシタＣｓ２の広帯域のインピーダンス特性が示されており、同図の（ｂ）には、キャパシタＣｓ２の狭帯域のインピーダンス特性が示されており、同図の（ｃ）には、キャパシタＣｓ２の広帯域の静電容量特性が示されており、同図の（ｄ）には、キャパシタＣｓ２の狭帯域の静電容量特性が示されており、同図の（ｅ）には、キャパシタＣｓ２の広帯域の容量Ｑ値特性が示されており、同図の（ｆ）には、キャパシタＣｓ２の狭帯域の容量Ｑ値特性が示されている。
　図８Ｃの（ａ）および表６に示すように、キャパシタＣｓ２のインピーダンスが極小となる周波数（２５５４ＭＨｚ）は、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。ここで、キャパシタＣｓ２のインピーダンスが極小となる周波数におけるインピーダンスの極小値（表６より、２．３９ｄＢ）は、キャパシタの電極指ピッチが均一である周波数可変型の弾性波フィルタと比較して大きくなっている。この要因として、実施例６に係る弾性波フィルタ１０Ｆでは、キャパシタＣｓ２における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、スイッチＳＷ１導通時に、通過帯域高域側の減衰帯域において、直列腕回路１２ｓのインピーダンス最小値が低減（インピーダンスが極小になる周波数が分散）されているので、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｆを実現できる。
　［１．８　実施例７に係る弾性波フィルタ］
　図９Ａは、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇの回路構成図および並列腕回路１５ｐにおけるキャパシタＣｐｓ１の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｇは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１５ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１５ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐｓ１とを有している。並列腕回路１５ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐｓ１とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐｓ１と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐｓ１は、並列腕共振子ｐ１と直列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐｓ１は、図９Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐｓ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐｓ１の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐｓ１のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｇの通過帯域外に配置されている。
　表７に、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇおよび比較例６に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000009
　なお、表７において、｜Ｚ｜ｍａｘは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　比較例６に係る弾性波フィルタは、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇと比較して、並列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表７に示すように、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇでは、キャパシタＣｐｓ１の電極指ピッチＰｃ１は３．００μｍであり、電極指ピッチＰｃ２は３．０５μｍである。また、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は３２１本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は２８０本である。これに対して、比較例６に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは全て３．００μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は６０１本である。
　また、実施例７および比較例６の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は３５０ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例７および比較例６において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　本実施例では、図９Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指が形成された第１領域（図９Ａの櫛歯電極における右側領域）と、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指が形成された第２領域（図９Ａの櫛歯電極における左側領域）とは、２分割されている。
　なお、上記２つの領域は、２分割されていることに限定されるものではなく、３分割以上に細分化されていてもよい。例えば、第１領域と第２領域とが交互に配列されていてもよい。
　また、上記実施例では、キャパシタＣｐｓ１を構成する櫛歯電極が、２つの異なる電極指ピッチを有するものとしたが、３つ以上の異なる電極指ピッチを有していてもよい。
　なお、表７に示すように、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇの並列腕回路１５ｐの静電容量は７．４０ｐＦであり、比較例６に係る弾性波フィルタの並列腕回路の静電容量は７．３３ｐＦであり、両者はほぼ同じ値である。
　図９Ｂは、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタの低域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図９Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例７と比較例６とで大きな差異はない（表７より、ともに０．４１ｄＢ）。これに対して、図９Ｂの（ｂ）および（ｄ）に示すように、通過帯域低域側の減衰帯域（０．６－０．８ＧＨｚの周波数帯域）において、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇの方が、比較例６に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．６－０．８ＧＨｚにおける挿入損失の最小値が増加）している（表７より、実施例７では２．９０ｄＢ、比較例６では２．７９ｄＢ）。つまり、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇにおいて、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図９Ｃを用いて説明する。
　図９Ｃは、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例７および比較例６に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例７および比較例６に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例７および比較例６に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例７および比較例６に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例７および比較例６に係るキャパシタの広帯域の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例７および比較例６に係るキャパシタの広帯域の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図９Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１にキャパシタが直列接続されることにより、並列腕回路の共振周波数Ｆｒｐは並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｐに対して高周波側へシフトする。実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタにおいて、並列腕回路および直列腕共振子ｓ１によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路の反共振周波数Ｆａｐと直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。並列腕回路のインピーダンスが０に近づく共振周波数Ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数Ｆａｐで並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子Ｔ１から入出力端子Ｔ２への信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、実施例７および比較例６に係る弾性波フィルタは、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数Ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図９Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例７に係るキャパシタＣｐｓ１のインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘ（７０２ＭＨｚ）は、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例６に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ２ｍａｘ（７２０ＭＨｚ）は、比較例６に係る弾性波フィルタの通過帯域低域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図９Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例７と比較例６との間で大きな差異はない。
　ここで、図９Ｃの（ｄ）に示すように、実施例７に係るキャパシタＣｐｓ１の周波数ｆ１ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表７より、４１．１０ｄＢ）は、比較例６に係るキャパシタの周波数ｆ２ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表７より、４２．３３ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇでは、キャパシタＣｐｓ１における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域低域側の減衰帯域において、並列腕回路１５ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、ｆ１ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１５ｐへの通過量を大きくできる。つまり、インピーダンスピーク（インピーダンスの極大点）が位置する周波数領域である減衰帯域で、弾性波フィルタ１０Ｇの減衰量が悪化するという課題を解決できる。以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域低域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｇを実現できる。
　［１．９　実施例８に係る弾性波フィルタ］
　図１０Ａは、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈの回路構成図および並列腕回路１６ｐにおけるキャパシタＣｐｓ２の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｈは、直列腕共振子ｓ１と、並列腕回路１６ｐと、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１６ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐｓ２とを有している。並列腕回路１６ｐは、並列腕共振子ｐ１とキャパシタＣｐｓ２とで構成された共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐｓ２と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐｓ２は、並列腕共振子ｐ１と直列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐｓ２は、図１０Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｐｓ２が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐｓ２の櫛歯電極は、３つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）、Ｐｃ２（第２の電極指ピッチ）、およびＰｃ３を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１＞Ｐｃ３となっている。
　さらに、キャパシタＣｐｓ２のインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｈの通過帯域外に配置されている。
　表８に、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈおよび比較例７に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
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 　なお、表８において、｜Ｚ｜ｍａｘは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスの極大値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍａｘは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大値となる周波数である。
　比較例７に係る弾性波フィルタは、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈと比較して、並列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表８に示すように、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈでは、キャパシタＣｐｓ２の電極指ピッチＰｃ３は１．４８μｍであり、Ｐｃ１は１．５０μｍであり、Ｐｃ２は１．５２μｍである。また、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指の本数は１００本であり、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は２０１本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は１００本である。これに対して、比較例７に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは全て１．５０μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は４０１本である。
　また、実施例８および比較例７の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は２００ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例８および比較例７において、並列腕共振子ｐ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　本実施例では、図１０Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指が形成された第３領域（図１０Ａの櫛歯電極における右側領域）と、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指が形成された第１領域（図１０Ａの櫛歯電極における中央領域）と、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指が形成された第２領域（図１０Ａの櫛歯電極における左側領域）とは、３分割されている。
　なお、上記３つの領域は、３分割されていることに限定されるものではなく、電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２による２分割でもよく、あるいは、４つ以上の異なる電極指ピッチによる４分割以上に細分化されていてもよい。また、例えば、第１領域、第２領域、および第３領域が交互に配列されていてもよい。
　なお、表８に示すように、実施例８に係る弾性波フィルタ１０ＨのキャパシタＣｐｓ２の静電容量は６．４９ｐＦであり、比較例７に係る弾性波フィルタのキャパシタの静電容量も６．４９ｐＦである。
　図１０Ｂは、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタの高域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図１０Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例８と比較例７とで大きな差異はない（表８より、ともに０．４０ｄＢ）。これに対して、図１０Ｂの（ａ）および（ｄ）に示すように、通過帯域高域側の減衰帯域（０．９－３．０ＧＨｚの周波数帯域）において、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈの方が、比較例７に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（０．９－３．０ＧＨｚにおける挿入損失の最小値が増加）している（表８より、実施例８では３．３５ｄＢ、比較例７では２．３７ｄＢ）。つまり、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈにおいて、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図１０Ｃを用いて説明する。
　図１０Ｃは、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例８および比較例７に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例８および比較例７に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例８および比較例７に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例８および比較例７に係るキャパシタの狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例８および比較例７に係るキャパシタの広帯域の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例８および比較例７に係るキャパシタの広帯域の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図１０Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、並列腕共振子ｐ１にキャパシタが直列接続されることにより、並列腕回路の共振周波数Ｆｒｓは並列腕共振子ｐ１の共振周波数ｆｒｓに対して高周波側へシフトする。実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタにおいて、並列腕回路および直列腕共振子ｓ１によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕回路の反共振周波数Ｆａｐと直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。並列腕回路のインピーダンスが０に近づく共振周波数Ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数Ｆａｐで並列腕回路のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子Ｔ１から入出力端子Ｔ２への信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕共振子ｓ１の反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、実施例８および比較例７に係る弾性波フィルタは、反共振周波数Ｆａｐおよび共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数Ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図１０Ｃの（ｃ）および（ｄ）に示すように、実施例８に係るキャパシタＣｐｓ２のインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘ（２７００ＭＨｚ）は、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例７に係るキャパシタのインピーダンスが極大となる周波数ｆ２ｍａｘ（２６９５ＭＨｚ）は、比較例７に係る弾性波フィルタの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図１０Ｃの（ｅ）および（ｆ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例８と比較例７との間で大きな差異はない。
　ここで、図１０Ｃの（ｄ）に示すように、実施例８に係るキャパシタＣｐｓ２の周波数ｆ１ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表８より、３７．８１ｄＢ）は、比較例７に係るキャパシタの周波数ｆ２ｍａｘにおけるインピーダンスの極大値（表８より、４２．８９ｄＢ）よりも小さくなっている。この要因として、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈでは、キャパシタＣｐｓ２における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域高域側の減衰帯域において、並列腕回路１６ｐのインピーダンス最大値が低減（インピーダンスが極大になる周波数が分散）されているので、ｆ１ｍａｘにおける高周波信号の並列腕回路１６ｐへの通過量を大きくできる。つまり、インピーダンスピーク（インピーダンスの極大点）が位置する周波数領域である減衰帯域で、弾性波フィルタ１０Ｈの減衰量が悪化するという課題を解決できる。以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｈを実現できる。
　図１１は、実施例７および実施例８に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例７および実施例８に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例７および実施例８に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例７および実施例８に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。
　図１１の（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例８の方が実施例７よりも若干挿入損失が低減されている。これは、実施例８に係るキャパシタＣｐｓ２の容量Ｑ値が、実施例７に係るキャパシタＣｐｓ１の容量Ｑ値よりも高いことに起因している。また、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈでは、キャパシタＣｐｓ２のインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘは、通過帯域高域側に配置されているため、通過帯域高域側（２．５ＧＨｚ付近）の減衰量が大きい。一方、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇでは、キャパシタＣｐｓ１のインピーダンスが極大となる周波数ｆ１ｍａｘは、通過帯域低域側に配置されているため、通過帯域低域側の減衰帯域の減衰量が大きい。
　［１．１０　実施例９および１０に係る弾性波フィルタ］
　図１２Ａは、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｊは、並列腕回路１７ｐと、直列腕共振子ｓ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１７ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１と、キャパシタＣｐｓ１と、スイッチＳＷ２と、を有しており、共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐｓ１とスイッチＳＷ２とが並列接続された回路と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐｓ１は、第１櫛歯容量素子であり、キャパシタＣｐｓ１とスイッチＳＷ２とが並列接続された回路は、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐｓ１は、図９Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　スイッチＳＷ２は、キャパシタＣｐｓ１に並列に接続された第１スイッチ素子である。
　ここで、キャパシタＣｐｓ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐｓ１の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐｓ１のインピーダンスが極小となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｊの通過帯域外に配置されている。
　なお、本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｊは、実施例７に係る弾性波フィルタ１０Ｇに対して、スイッチＳＷ２が付加されたものであり、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、およびキャパシタＣｐｓ１の各パラメータは同じである。なお、スイッチＳＷ２は、理想素子（オン時にはインピーダンスが０Ωであり、オフ時にはインピーダンスが無限大である）としている。
　図１３Ａは、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。同図の（ａ）には、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊにおいて、スイッチＳＷ２をオンおよびオフとした場合の広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊにおいて、スイッチＳＷ２をオンおよびオフとした場合の狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊにおいて、スイッチＳＷ２をオンおよびオフとした場合のインピーダンス特性の比較が示されている。
　図１３Ａに示すように、スイッチＳＷ２の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路１７ｐの２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数を切り替えることができる。そのため、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができ、通過帯域低域側の減衰特性が向上した周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｊを提供できる。
　図１２Ｂは、実施例１０に係る弾性波フィルタ１０Ｋの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｋは、並列腕回路１８ｐと、直列腕共振子ｓ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕共振子ｓ１は、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕回路を構成している。
　並列腕回路１８ｐは、上記経路上のノードｘ１およびグランドに接続され、並列腕共振子ｐ１と、キャパシタＣｐｓ２と、スイッチＳＷ３と、を有しており、共振回路となっている。並列腕共振子ｐ１は、キャパシタＣｐｓ３とスイッチＳＷ３とが並列接続された回路と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｐｓ２は、第１櫛歯容量素子であり、キャパシタＣｐｓ２とスイッチＳＷ３とが並列接続された回路は、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｐｓ２は、図１０Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　スイッチＳＷ３は、キャパシタＣｐｓ２に並列に接続された第１スイッチ素子である。
　ここで、キャパシタＣｐｓ２が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｐｓ２の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｐｓ２のインピーダンスが極小となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｋの通過帯域外に配置されている。
　なお、本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｋは、実施例８に係る弾性波フィルタ１０Ｈに対して、スイッチＳＷ３が付加されたものであり、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、およびキャパシタＣｐｓ２の各パラメータは同じである。なお、スイッチＳＷ３は、理想素子（オン時にはインピーダンスが０Ωであり、オフ時にはインピーダンスが無限大である）としている。
　図１３Ｂは、実施例１０に係る弾性波フィルタ１０Ｋの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。同図の（ａ）には、実施例１０に係る弾性波フィルタ１０Ｋにおいて、スイッチＳＷ３をオンおよびオフとした場合の広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例１０に係る弾性波フィルタ１０Ｋにおいて、スイッチＳＷ３をオンおよびオフとした場合の狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例１０に係る弾性波フィルタ１０Ｋにおいて、スイッチＳＷ３をオンおよびオフとした場合のインピーダンス特性の比較が示されている。
　図１３Ｂに示すように、スイッチＳＷ３の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路１８ｐの２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数を切り替えることができる。そのため、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができ、通過帯域低域側の減衰特性が向上した周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｋを提供できる。
　図１４Ａは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ｌの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｌは、直列腕回路１３ｓと並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびキャパシタを有する第１スイッチ回路である。スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。本変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ｌは、実施例９に係る弾性波フィルタ１０Ｊと比較して、直列腕共振子ｓ１が直列腕回路１３ｓに置換されている点が異なる。この構成によっても、スイッチの導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の共振周波数を切り替えることができる。そのため、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができ、通過帯域低域側の減衰特性が向上した周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｌを提供できる。
　図１４Ｂは、実施の形態の変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｍの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｍは、直列腕回路１３ｓと、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１と、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ２およびインピーダンス回路とを有する。上記インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびキャパシタを有する第１スイッチ回路である。並列腕共振子ｐ１は、第２弾性波共振子であり、並列腕共振子ｐ２は第１弾性波共振子であり、上記キャパシタは、並列腕共振子ｐ２と並列接続または直列接続された第１櫛歯容量素子であり、図９Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　並列腕共振子ｐ２の共振周波数は並列腕共振子ｐ１の共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数は並列腕共振子ｐ１の反共振周波数より低い。この構成により、並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、上記スイッチの導通および非導通の切り替えにより、上記２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、上記２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とが、ともに切り替わる。そのため、通過帯域低域端の周波数と、通過帯域低域側の減衰極の周波数とを共に切り替える（可変する）ことができ、挿入損失の小さい周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｍを提供できる。さらに、上記スイッチが非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　なお、本変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｍにおいて、並列腕共振子ｐ２の共振周波数が並列腕共振子ｐ１の共振周波数より高く、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数が並列腕共振子ｐ１の反共振周波数より高くてもよい。この構成により、並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、上記スイッチの導通および非導通の切り替えにより、上記２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、上記２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とが、ともに切り替わる。そのため、通過帯域高域端の周波数と、通過帯域高域側の減衰極の周波数とを共に切り替える（可変する）ことができ、挿入損失の小さい周波数可変型の弾性波フィルタを提供できる。さらに、上記スイッチが非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　つまり、本変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｍにおいて、並列腕共振子ｐ２の共振周波数が並列腕共振子ｐ１の共振周波数と異なり、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数が並列腕共振子ｐ１の反共振周波数と異なっていればよい。
　図１４Ｃは、実施の形態の変形例３に係る弾性波フィルタ１０Ｎの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｎは、直列腕回路１３ｓと、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２と、第１スイッチ回路および第２スイッチ回路と、を有する。第１スイッチ回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ４（第１スイッチ素子）および第１キャパシタを有する。第２スイッチ回路は、互いに並列接続されたスイッチＳＷ５（第２スイッチ素子）および第２キャパシタを有する。並列腕共振子ｐ１は第１弾性波共振子であり、並列腕共振子ｐ２は第２弾性波共振子であり、並列腕共振子ｐ１と第１スイッチ回路とは直列接続されており、並列腕共振子ｐ２と第２スイッチ回路とは直列接続されている。第１キャパシタは第１櫛歯容量素子であり、第２キャパシタは第２櫛歯容量素子であり、第１キャパシタおよび第２キャパシタは、それぞれ、図９Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　並列腕共振子ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の共振周波数より高く、並列腕共振子ｐ２の反共振周波数は、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数より高い。
　また、第２キャパシタのインピーダンスが極大となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｎの通過帯域外に配置されている。
　上記構成において、上記櫛歯電極は、（１）少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、および、（２）少なくとも２つの異なる電極指デューティ比、の少なくとも一方を有する。
　これにより、スイッチＳＷ４の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。また、スイッチＳＷ５の導通および非導通の切り替えによって、並列腕回路の２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数と、並列腕回路の２つの反共振周波数のうち低周波数側の反共振周波数とを、ともに切り替えることができる。そのため、スイッチＳＷ４の導通および非導通の切り替え、および、スイッチＳＷ５の導通および非導通の切り替えとを、それぞれ独立して制御することで、通過帯域幅と減衰帯域幅を可変できる周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｎを提供できる。さらに、スイッチＳＷ４およびＳＷ５の少なくとも一方が非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　図１４Ｄは、実施の形態の変形例４に係る弾性波フィルタ１０Ｐの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｐは、直列腕回路１３ｓと並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、スイッチおよびインダクタの直列回路と、キャパシタとが互いに並列接続された回路構成を有する第１スイッチ回路である。上記スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。よって、本変形例に係る弾性波フィルタ１０Ｐの構成によっても、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができ、通過帯域低域側の減衰特性が向上した周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｐを提供できる。
　図１４Ｅは、実施の形態の変形例５に係る弾性波フィルタ１０Ｑの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｑは、直列腕回路１３ｓと並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、互いに直列接続された並列腕共振子ｐ１およびインピーダンス回路を有する。インピーダンス回路は、スイッチおよびキャパシタの直列回路と、インダクタとが互いに並列接続された回路構成を有する第１スイッチ回路である。上記スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の共振周波数が切り替わる。よって、本変形例に係る弾性波フィルタ１０Ｑの構成によっても、通過帯域低域側の減衰極の周波数を切り替える（可変する）ことができ、通過帯域低域側の減衰特性が向上した周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｑを提供できる。
　図１４Ｆは、実施の形態の変形例６に係る弾性波フィルタ１０Ｒの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｒは、直列腕回路１３ｓと、並列腕回路とで構成されている。並列腕回路は、並列腕共振子ｐ１およびｐ２が並列接続された回路と、インピーダンス回路とが直列接続された構成を有する。並列腕共振子ｐ１の共振周波数は並列腕共振子ｐ２の共振周波数より低く、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数は並列腕共振子ｐ２の反共振周波数より低く設定されている。インピーダンス回路は、互いに並列接続されたスイッチおよびキャパシタを有する。並列腕回路は、２つの共振周波数と２つの反共振周波数を有し、スイッチのオンおよびオフの切り替えにより、並列腕回路の２つの共振周波数が切り替わる。そのため、通過帯域低域端の周波数と、通過帯域低域側の減衰極の周波数とを共に切り替える（可変する）ことができ、挿入損失の小さい周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｒを提供できる。さらに、上記スイッチが非導通の場合において、減衰量を向上することができる。
　［１．１１　実施例１１に係る弾性波フィルタ］
　図１５Ａは、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓの回路構成図および直列腕回路１４ｓにおけるキャパシタＣｓｓ１の模式図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｓは、直列腕回路１４ｓと、並列腕共振子ｐ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕回路１４ｓは、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣｓｓ１とを有している。直列腕回路１４ｓは、直列腕共振子ｓ１とキャパシタＣｓｓ１とで構成された共振回路となっている。直列腕共振子ｓ１は、キャパシタＣｓｓ１と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｓｓ１は、直列腕共振子ｓ１と直列接続された第１櫛歯容量素子であり、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｓｓ１は、図１５Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｓｓ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｓｓ１の櫛歯電極は、３つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）、Ｐｃ２（第２の電極指ピッチ）、およびＰｃ３を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１＞Ｐｃ３となっている。
　さらに、キャパシタＣｓｓ１のインピーダンスが極小となる周波数（コンダクタンスピークの周波数）は、弾性波フィルタ１０Ｓの通過帯域外に配置されている。
　表９に、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓおよび比較例８に係る弾性波フィルタの回路パラメータおよびフィルタ特性を示す。
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　なお、表９において、｜Ｚ｜ｍｉｎは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスの極小値であり、ｆ｜Ｚ｜ｍｉｎは、第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極小値となる周波数である。
　比較例８に係る弾性波フィルタは、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓと比較して、直列腕回路のキャパシタの構成のみが異なる。
　表９に示すように、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓでは、キャパシタＣｓｓ１の電極指ピッチＰｃ３は１．４８μｍであり、Ｐｃ１は１．５０μｍであり、Ｐｃ２は１．５２μｍである。また、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指の本数は１００本であり、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指の本数は２０１本であり、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指の本数は１００本である。これに対して、比較例８に係る弾性波フィルタでは、キャパシタの電極指ピッチは全て１．５０μｍであり、当該電極指ピッチで配置された電極指の本数は４０１本である。
　また、実施例１１および比較例８の双方に共通して、キャパシタの電極指デューティ比は０．６であり、櫛歯電極の膜厚は２００ｎｍであり、交叉幅Ｌｃは２０μｍである。
　また、実施例１１および比較例８において、直列腕共振子ｓ１を構成するＩＤＴ電極の電極指ピッチＰｒは２．１μｍ、当該ＩＤＴ電極の電極指デューティ比は０．５であり、当該ＩＤＴ電極の膜厚は３５０ｎｍである。
　本実施例では、図１５Ａに示すように、電極指ピッチＰｃ３で配置された電極指が形成された第３領域（図１５Ａの櫛歯電極における右側領域）と、電極指ピッチＰｃ１で配置された電極指が形成された第１領域（図１５Ａの櫛歯電極における中央領域）と、電極指ピッチＰｃ２で配置された電極指が形成された第２領域（図１５Ａの櫛歯電極における左側領域）とは、３分割されている。
　なお、上記３つの領域は、３分割されていることに限定されるものではなく、電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２による２分割でもよく、あるいは、４つ以上の異なる電極指ピッチによる４分割以上に細分化されていてもよい。また、例えば、第１領域、第２領域、および第３領域が交互に配列されていてもよい。
　なお、表９に示すように、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０ＳのキャパシタＣｓｓ１の静電容量は６．５０ｐＦであり、比較例８に係る弾性波フィルタのキャパシタの静電容量も６．５０ｐＦである。
　図１５Ｂは、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの広帯域通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｂ）には、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｃ）には、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの通過帯域における通過特性の比較が示されている。また、同図の（ｄ）には、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタの高域側減衰帯域における通過特性（減衰特性）の比較が示されている。
　図１５Ｂの（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示すように、通過帯域内での挿入損失については、実施例１１と比較例８とで大きな差異はない（表９より、ともに０．５９ｄＢ）。これに対して、図１５Ｂの（ｄ）に示すように、通過帯域高域側の減衰帯域（２．５－３．０ＧＨｚの周波数帯域）において、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓの方が、比較例８に係る弾性波フィルタよりも、減衰量が向上（２．５－３．０ＧＨｚにおける挿入損失の最小値が増加）している（表９より、実施例１１では１０．５８ｄＢ、比較例８では１０．４９ｄＢ）。つまり、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓでは、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ減衰量が向上している。
　以下、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓにおいて、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した要因を、図１５Ｃを用いて説明する。
　図１５Ｃは、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタのインピーダンス特性および櫛歯容量特性を比較したグラフである。同図の（ａ）には、実施例１１および比較例８に係る回路および共振子の広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｂ）には、実施例１１および比較例８に係る回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｃ）には、実施例１１および比較例８に係る回路および共振子の狭帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｄ）には、実施例１１および比較例８に係るキャパシタの広帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｅ）には、実施例１１および比較例８に係るキャパシタの狭帯域のインピーダンス特性の比較が示されている。同図の（ｆ）には、実施例１１および比較例８に係るキャパシタの広帯域の静電容量特性の比較が示されている。同図の（ｇ）には、実施例１１および比較例８に係るキャパシタの広帯域の容量Ｑ値の比較が示されている。
　まず、図１５Ｃの（ａ）および（ｂ）に示すように、直列腕共振子ｓ１にキャパシタが直列接続されることにより、直列腕回路の共振周波数Ｆｒｓは直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓに対して高周波側へシフトする。実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタにおいて、直列腕回路および並列腕共振子ｐ１によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐと直列腕回路の共振周波数Ｆｒｓとを近接させる。並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａｐで並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数Ｆｒｓ近傍で直列腕回路のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐおよび共振周波数Ｆｒｓの近傍では、入出力端子Ｔ１から入出力端子Ｔ２への信号経路（直列腕）における信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、直列腕回路の反共振周波数Ｆａｓ近傍になると、直列腕回路のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、実施例１１および比較例８に係る弾性波フィルタは、反共振周波数ｆａｐおよび共振周波数Ｆｒｓによって通過帯域が規定され、共振周波数ｆｒｐによって通過帯域低域側の極（減衰極）が規定され、共振周波数Ｆａｓによって通過帯域高域側の極（減衰極）が規定される、バンドパスフィルタとなっている。
　次に、図１５Ｃの（ｃ）に示すように、実施例１１に係るキャパシタＣｓｓ１のインピーダンスの極小値は、比較例８に係るキャパシタのインピーダンスの極小値よりも大きくなる。
　また、図１５Ｃの（ｄ）および（ｅ）に示すように、実施例１１に係るキャパシタＣｓｓ１のインピーダンスが極小となる周波数ｆ１ｍｉｎ（２５５３ＭＨｚ）は、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。同様に、比較例８に係るキャパシタのインピーダンスが極小となる周波数ｆ２ｍｉｎ（２５５３ＭＨｚ）は、比較例８に係る弾性波フィルタの通過帯域高域側の減衰帯域に配置されている。
　なお、図１５Ｃの（ｆ）および（ｇ）に示すように、通過帯域内におけるキャパシタの静電容量および容量Ｑ値は、実施例１１と比較例８との間で大きな差異はない。
　ここで、図１５Ｃの（ｅ）に示すように、実施例１１に係るキャパシタＣｓｓ１の周波数ｆ１ｍｉｎにおけるインピーダンスの極小値（表９より、－１６．２８ｄＢ）は、比較例８に係るキャパシタの周波数ｆ２ｍｉｎにおけるインピーダンスの極小値（表９より、－２２．２８ｄＢ）よりも大きくなっている。この要因として、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓでは、キャパシタＣｓｓ１における電極指ピッチの一部を異ならせていることが挙げられる。これにより、通過帯域高域側の減衰帯域において、直列腕回路１４ｓのインピーダンス最小値が増加（インピーダンスが極小になる周波数が分散）しているので、ｆ１ｍｉｎにおける高周波信号の直列腕回路１４ｓへの通過量を小さくできる。つまり、コンダクタンスピーク（インピーダンスの極小点）が位置する周波数領域である減衰帯域で、弾性波フィルタ１０Ｓの減衰量が悪化するという課題を解決できる。
　以上により、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、弾性波フィルタ１０Ｓを実現できる。
　［１．１２　実施例１２に係る弾性波フィルタ］
　図１６は、実施例１２に係る弾性波フィルタ１０Ｔの回路構成図である。同図に示された弾性波フィルタ１０Ｔは、直列腕回路１５ｓと、並列腕共振子ｐ１と、入出力端子Ｔ１およびＴ２と、を備える。
　本実施例において、直列腕回路１５ｓは、入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ２とを結ぶ経路上に接続され、直列腕共振子ｓ１と、キャパシタＣｓｓ１と、スイッチＳＷ６（第２スイッチ素子）と、を有しており、共振回路となっている。直列腕共振子ｓ１は、キャパシタＣｓｓ１とスイッチＳＷ６とが並列接続された回路と直列接続された第１弾性波共振子である。キャパシタＣｓｓ１は、第１櫛歯容量素子であり、キャパシタＣｓｓ１とスイッチＳＷ６とが並列接続された回路は、インピーダンス回路を構成している。
　キャパシタＣｓｓ１は、図１５Ａの右側に示すように、複数の電極指からなる櫛歯電極を有している。
　ここで、キャパシタＣｓｓ１が有する上記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義した場合、キャパシタＣｓ２の櫛歯電極は、２つの異なる電極指ピッチＰｃ１（第１の電極指ピッチ）およびＰｃ２（第２の電極指ピッチ）を有している。本実施例では、Ｐｃ２＞Ｐｃ１となっている。
　さらに、キャパシタＣｓｓ１のインピーダンスが極小となる周波数は、弾性波フィルタ１０Ｔの通過帯域外に配置されている。
　なお、本実施例に係る弾性波フィルタ１０Ｔは、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓに対して、スイッチＳＷ６が付加されたものであり、直列腕共振子ｓ１、並列腕共振子ｐ１、およびキャパシタＣｓｓ１の各パラメータは同じである。なお、スイッチＳＷ６は、理想素子（オン時にはインピーダンスが０Ωであり、オフ時にはインピーダンスが無限大である）としている。
　図１６に示された回路構成によれば、スイッチＳＷ６の導通および非導通の切り替えにより、直列腕回路１５ｓの共振周波数を切り替えることができるため、通過帯域高域端の周波数が切り替わる周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｔが実現できる。
　図１７は、実施例１２に係る弾性波フィルタ１０Ｔの通過特性およびインピーダンス特性を示すグラフである。同図の（ａ）には、実施例１２に係る弾性波フィルタ１０ＴにおけるスイッチＳＷ６のオン時およびオフ時における広帯域通過特性が示されており、同図の（ｂ）には、スイッチＳＷ６のオン時およびオフ時における狭帯域（通過帯域近傍）の通過特性の比較が示されており、同図の（ｃ）には、回路および共振子の狭帯域（通過帯域近傍）のインピーダンス特性が示されている。
　本実施例では、直列腕共振子ｓ１に対して、スイッチＳＷ６が非導通（オフ）時に、キャパシタＣｓｓ１が付加される。このため、図１７の（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ６オフ時の直列腕回路１２ｓの共振周波数Ｆｒｓｏｆｆは、直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓよりも広域側にシフトすることになる。よって、図１７の（ｂ）に示すように、弾性波フィルタ１０Ｔは、スイッチＳＷ６が導通状態から非導通状態に切り替わることにより、通過帯域高域端の周波数を高域側にシフトさせることができる。
　スイッチＳＷ６を非導通状態とすることにより、実施例１１に係る弾性波フィルタ１０Ｓと同様の回路構成および通過特性となり、通過帯域内の挿入損失を維持しつつ、通過帯域高域側の減衰帯域における減衰量が向上した、周波数可変型の弾性波フィルタ１０Ｔを実現できる。
　［１．１３　櫛歯容量電極のピッチ差および電極指本数比率］
　櫛歯容量素子であるキャパシタＣｓｓ１の電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２の有為的な差について説明する。
　図１８は、典型例において、櫛歯容量のピッチ差とインピーダンスとの関係を表すグラフである。より具体的には、図１８の（ａ）および（ｂ）の縦軸には、電極指ピッチＰｃ１を３．０００μｍと固定し、電極指ピッチＰｃ２を１．５００～６．５００μｍまで段階的に変化させた場合の櫛歯容量のインピーダンスの最大値が示されている。図１８の（ｃ）および（ｄ）の縦軸には、電極指ピッチＰｃ１を３．０００μｍと固定し、電極指ピッチＰｃ２を１．５００～６．５００μｍまで段階的に変化させた場合の櫛歯容量のインピーダンスの最小値が示されている。また、図１８の（ａ）～（ｄ）の横軸には、電極指ピッチＰｃ１と電極指ピッチＰｃ２との差分を、電極指ピッチＰｃ１およびＰｃ２のうちの大きい方で除した値であるピッチ差（％）が示されている。
　なお、電極指デューティ比は、０．６０であり、電極指本数は、電極指ピッチＰｃ１：２０１本、電極指ピッチＰｃ２：２００本であり、電極指膜厚は２００ｎｍであり、交叉幅は２０μｍである。
　図１８の（ｂ）より、ピッチ差が０．２％以上かつ６．３％以下で、インピーダンスの最大値が低くなっている。これによれば、ピッチ差が０．２％以上かつ６．３％以下である櫛歯容量を、並列腕回路の並列腕共振子ｐ１と直列接続される第１櫛歯容量素子として適用することにより、弾性波フィルタの減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、図１８の（ｄ）より、ピッチ差が０．２％以上で、インピーダンスの最小値が高くなっている。これによれば、ピッチ差が０．２％以上である櫛歯容量を、直列腕回路の直列腕共振子ｓ１と直列接続される第１櫛歯容量素子として適用することにより、弾性波フィルタの減衰量の改善効果が大きくなる。
　図１９は、典型例において、櫛歯容量の本数比率と、インピーダンスとの関係を表すグラフである。より具体的には、図１９の（ａ）の縦軸には、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数を０本～４０１本まで段階的に変化させた場合の櫛歯容量のインピーダンスの最大値が示されている。また、図１９の（ｂ）の縦軸には、電極指ピッチＰｃ１を有する電極指の本数を０本～４０１本まで段階的に変化させた場合の櫛歯容量のインピーダンスの最小値が示されている。なお、図１９において、本数比率が０％および１００％を有する弾性波フィルタは、上記実施の形態に係る弾性波フィルタには含まれない。
　なお、電極指デューティ比は、０．６０であり、電極指ピッチＰｃ１は１．５００μｍであり、電極指ピッチＰｃ２は１．５１０μｍであり、電極指膜厚は２００ｎｍであり、交叉幅は２０μｍである。
　図１９の（ａ）より、電極指本数比率が１０％以上かつ６５％以下で、インピーダンスの最大値が低くなっている。これによれば、電極指本数比率が１０％以上かつ６５％以下である櫛歯容量を、並列腕回路の並列腕共振子ｐ１と直列接続される第１櫛歯容量素子として適用することにより、弾性波フィルタの減衰量の改善効果が大きくなる。
　また、図１９の（ｂ）より、電極指本数比率が１０％以上かつ９０％以下で、インピーダンスの最小値が高くなっている。これによれば、電極指本数比率が１０％以上かつ９０％以下である櫛歯容量を、直列腕回路の直列腕共振子ｓ１と直列接続される第１櫛歯容量素子として適用することにより、弾性波フィルタの減衰量の改善効果が大きくなる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１で説明した弾性波フィルタは、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路および通信装置について説明する。
　図２０Ａは、実施の形態２に係る通信装置６Ａの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ａは、高周波フロントエンド回路３Ａと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。
　高周波フロントエンド回路３Ａは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａと、マルチプレクサ３０Ａと、受信増幅回路５１と、スイッチ４１および４２と、を備える。高周波フロントエンド回路３Ａは、アンテナ素子２で受信した高周波信号を分波する受信系のフロントエンド回路である。
　スイッチ４１は、共通接続端子と複数の選択端子とを有し、当該共通接続端子はアンテナ素子２に接続され、当該複数の選択端子のうちの第１の選択端子には弾性波フィルタ１０Ａが接続され、当該複数の選択端子のうちの第２の選択端子には他のフィルタが接続され、当該複数の選択端子のうちの第３の選択端子にはマルチプレクサ３０Ａが接続されている。上記構成により、スイッチ４１は、アンテナ素子２と、弾性波フィルタ１０Ａ、上記他のフィルタ、およびマルチプレクサ３０Ａとの導通および非導通を切り替える。
　スイッチ４２は、共通接続端子と複数の選択端子とを有し、当該共通接続端子は受信増幅回路５１に接続され、当該複数の選択端子のうち第１の選択端子には弾性波フィルタ１０Ａが接続され、当該複数の選択端子のうち第２の選択端子には他のフィルタが接続され、当該複数の選択端子のうち第３の選択端子にはマルチプレクサ３０Ａを構成する一方のフィルタが接続され、当該複数の選択端子のうち第４の選択端子にはマルチプレクサ３０Ａを構成する他方のフィルタが接続されている。上記構成により、スイッチ４２は、弾性波フィルタ１０Ａ、上記他のフィルタ、マルチプレクサ３０Ａの一方のフィルタ、およびマルチプレクサ３０Ａの他方のフィルタと受信増幅回路５１との導通および非導通を切り替える。
　マルチプレクサ３０Ａは、実施例１～１２に係る弾性波フィルタのいずれかを含む複数のフィルタを備えていてもよい。
　なお、マルチプレクサ３０Ａには、共通端子と２つのフィルタとの間に、インピーダンス整合回路、移相器、サーキュレータ、または、２以上のフィルタを選択可能なスイッチ素子などが接続されていてもよい。
　また、弾性波フィルタ１０Ａおよびマルチプレクサ３０Ａの前段または後段に、インピーダンス整合回路が配置されていてもよい。
　また、高周波フロントエンド回路３Ａは、弾性波フィルタ１０Ａおよびマルチプレクサ３０Ａの双方を有していなくてもよく、いずれか一方のみ有していればよい。
　また、高周波フロントエンド回路３Ａは、実施例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの替わりに、実施例２～１２に係る弾性波フィルタのいずれかを有していてもよい。
　受信増幅回路５１は、弾性波フィルタ１０Ａ、上記他のフィルタ、および、マルチプレクサ３０Ａの各通過帯域の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理する回路である。具体的には、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、アンテナ素子２から受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を送信側信号経路（図２０Ａには図示せず）に出力する。
　上記構成によれば、弾性波フィルタ１０Ａおよびマルチプレクサ３０Ａの通過帯域内の挿入損失を維持しつつ小型化できる。よって、高周波フロントエンド回路３Ａにおける利得が向上するとともに、高周波フロントエンド回路３Ａを小型化できる。また、通信装置６Ａの通信品質を向上し、小型化できる。
　図２０Ｂは、実施の形態２の変形例に係る通信装置６Ｂの構成図である。同図に示すように、通信装置６Ｂは、高周波フロントエンド回路３Ｂと、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）５と、アンテナ素子２と、を備える。
　高周波フロントエンド回路３Ｂは、マルチプレクサ３０と、送信増幅回路５１Ｔと、受信増幅回路５１Ｒと、スイッチ４３および４４と、を備える。高周波フロントエンド回路３Ｂは、アンテナ素子２で受信した高周波信号を分波、および、ＲＦＩＣ４で生成された高周波信号を合波する送受信系のフロントエンド回路である。
　マルチプレクサ３０は、第１のデュプレクサおよび第２のデュプレクサが共通端子に接続されている。第１のデュプレクサは、第１の送信用フィルタおよび第１の受信用フィルタを有している。また、第２のデュプレクサは、第２の送信用フィルタおよび第２の受信用フィルタを有している。第１の送信用フィルタ、第１の受信用フィルタ、第２の送信用フィルタ、および第２の受信用フィルタの少なくとも１つには、実施例１～６に係る弾性波フィルタのいずれかが適用される。なお、第１のデュプレクサと第２のデュプレクサとの間、第１の送信用フィルタと第１の受信用フィルタとの間、および、第２の送信用フィルタと第２の受信用フィルタとの間には、インピーダンス整合回路、移相器、サーキュレータ、または、２以上のフィルタを選択可能なスイッチ素子などが接続されていてもよい。
　また、マルチプレクサ３０の前段または後段に、インピーダンス整合回路が配置されていてもよい。
　また、マルチプレクサ３０は、デュプレクサで構成されていなくてもよく、送信用フィルタ単体と受信用フィルタ単体とで構成されていてもよい。
　スイッチ４３は、共通接続端子と複数の選択端子とを有し、当該共通接続端子は送信増幅回路５１Ｔに接続され、当該複数の選択端子のうちの第１の選択端子には第１の送信用フィルタが接続され、当該複数の選択端子のうちの第２の選択端子には第２の送信用フィルタが接続されている。上記構成により、スイッチ４３は、送信増幅回路５１Ｔと、第１の送信用フィルタおよび第２の送信用フィルタとの導通および非導通を切り替える。
　スイッチ４４は、共通接続端子と複数の選択端子とを有し、当該共通接続端子は受信増幅回路５１Ｒに接続され、当該複数の選択端子のうちの第１の選択端子には第１の受信用フィルタが接続され、当該複数の選択端子のうちの第２の選択端子には第２の受信用フィルタが接続されている。上記構成により、スイッチ４４は受信増幅回路５１Ｒと、第１の受信用フィルタおよび第２の受信用フィルタとの導通および非導通を切り替える。
　送信増幅回路５１Ｔは、第１の送信用フィルタおよび第２の送信用フィルタの各通過帯域の高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプである。受信増幅回路５１Ｒは、第１の受信用フィルタおよび第２の受信用フィルタの各通過帯域の高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　上記構成によれば、マルチプレクサ３０の通過帯域内の挿入損失を低減するとともに、マルチプレクサ３０を小型化できる。よって、高周波フロントエンド回路３Ｂにおける利得が向上するとともに、高周波フロントエンド回路３Ｂを小型化できる。また、通信装置６Ｂの通信品質を向上し、サイズを小型化できる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係る弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置について、実施の形態１および２を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、各フィルタを構成する直列腕共振子および並列腕共振子の各々は、１つの共振子に限らず、１つの共振子が分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　また、実施の形態２におけるデュプレクサとは、ＦＤＤ方式において一方のフィルタに送信信号が流れ、他方のフィルタに受信信号が流れるマルチプレクサのみを指すのではなく、ＴＤＤ方式において一方のフィルタに送信信号が流れ、他方のフィルタに受信信号が流れるマルチプレクサにも適用される。
　また、例えば、実施例６のスイッチＳＷ１、実施例９のスイッチＳＷ２、実施例１０のスイッチＳＷ３、変形例１～６の各スイッチ、実施例１２のスイッチＳＷ６、高周波フロントエンド回路３Ａのスイッチ４１、４２、および高周波フロントエンド回路３Ｂのスイッチ４３、４４などのスイッチのオンおよびオフを切り替える制御部は、ＲＦＩＣ４に設けられていてもよい。あるいは、ＲＦＩＣ４の外部に設けられていてもよく、例えば、高周波フロントエンド回路３Ａおよび３Ｂのいずれかに設けられていてもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３Ａおよび３Ｂは、上記説明した構成に限らず、実施の形態１に係る弾性波フィルタと、当該弾性波フィルタが備えるスイッチのオンおよびオフを制御する制御部と、を備えてもかまわない。
　また、例えば、高周波フロントエンド回路３Ａ、３Ｂ、または、通信装置６Ａ、６Ｂにおいて、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　また、実施例６のスイッチＳＷ１、実施例９のスイッチＳＷ２、実施例１０のスイッチＳＷ３、変形例１～６の各スイッチ、実施例１２のスイッチＳＷ６は、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチであり、スイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）として構成される。なお、上記スイッチ素子は、半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。このようなスイッチは小型であるため、実施の形態１に係るフィルタ装置を小型化することができる。
　また、実施の形態１に係る弾性波フィルタが備える直列腕共振子および並列腕共振子は、弾性波を用いた弾性波共振子であり、例えば、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、バルク弾性波（ＢＡＷ：Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）、もしくはＳＭＲ（Ｓｏｌｉｄｌｙ　Ｍｏｕｎｔｅｄ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等である。これにより、選択度が高く、小型の弾性波フィルタを実現できる。なお、弾性表面波は、圧電体の表面、もしくは、複数の材料の界面に弾性波の伝搬を行うことを指し、ＩＤＴ電極を用いて構成される様々な種類の弾性波を指す。弾性表面波には、例えば、表面波、ラブ波、リーキー波、レイリー波、境界波、漏れＳＡＷ、疑似ＳＡＷ、板波も含まれる。
　また、実施の形態１および２における「グランド」とは、基準電極を指し、例えば、実施の形態１に係る弾性波フィルタにおける基準となる電位を有する電極である。
　本発明は、フィルタ特性を維持しつつ小型化された弾性波フィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　２　　アンテナ素子
　３Ａ、３Ｂ　　高周波フロントエンド回路
　４　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　５　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　６Ａ、６Ｂ　　通信装置
　１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ、１０Ｈ、１０Ｊ、１０Ｋ、１０Ｌ、１０Ｍ、１０Ｎ、１０Ｐ、１０Ｑ、１０Ｒ、１０Ｓ、１０Ｔ　　弾性波フィルタ
　１１ｐ、１２ｐ、１３ｐ、１４ｐ、１５ｐ、１６ｐ、１７ｐ、１８ｐ　　並列腕回路
　１１ｓ、１２ｓ、１３ｓ、１４ｓ、１５ｓ　　直列腕回路
　３０、３０Ａ　　マルチプレクサ
　４１、４２、４３、４４、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６　　スイッチ
　５１、５１Ｒ　　受信増幅回路
　５１Ｔ　　送信増幅回路
　１０２　　圧電基板
　１１１　　ＩＤＴ電極
　１１２　　反射器
　Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３、Ｃｐ４、Ｃｐｓ１、Ｃｐｓ２、Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓｓ１　　キャパシタ
　ｐ１、ｐ２　　並列腕共振子
　ｓ１　　直列腕共振子
　Ｔ１、Ｔ２　　入出力端子

Claims (20)

  1. 　第１入出力端子と第２入出力端子を備える弾性波フィルタであって、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子を結ぶ経路上に設けられた１以上の直列腕回路と、
    　前記経路上のノードとグランドに接続された１以上の並列腕回路と、を備え、
    　前記１以上の並列腕回路および前記１以上の直列腕回路のうちの少なくとも１つの回路は、
    　第１弾性波共振子と、
    　前記第１弾性波共振子と並列接続または直列接続された第１櫛歯容量素子と、を有し、
    　前記第１櫛歯容量素子は、複数の電極指からなる櫛歯電極を有し、
    　前記第１櫛歯容量素子のインピーダンスが極大となる周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域外に配置され、
    　前記複数の電極指の繰返しピッチを電極指ピッチと定義し、前記複数の電極指の幅と前記複数の電極指の間隔との加算値に対する前記複数の電極指の幅の割合を電極指デューティ比と定義した場合、
    　前記櫛歯電極は、（１）少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、および、（２）少なくとも２つの異なる電極指デューティ比、の少なくとも一方を有する、
    　弾性波フィルタ。
  2. 　前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、
    　前記第１櫛歯容量素子に並列に接続された第１スイッチ素子を有し、
    　前記第１櫛歯容量素子と前記第１スイッチ素子とが並列に接続された第１スイッチ回路は、前記第１弾性波共振子と直列に接続されている、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  3. 　前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、
    　第２弾性波共振子を有し、
    　前記第２弾性波共振子は、
    　前記第１弾性波共振子と前記第１スイッチ回路とが直列接続された回路に並列に接続され、
    　前記第２弾性波共振子の共振周波数は、前記第１弾性波共振子の共振周波数と異なり、
    　前記第２弾性波共振子の反共振周波数は、前記第１弾性波共振子の反共振周波数と異なる、
    　請求項２に記載の弾性波フィルタ。
  4. 　前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、
    　前記第２弾性波共振子に直列に接続された第２スイッチ回路を有し、
    　前記第２弾性波共振子および前記第２スイッチ回路が直列に接続された回路と、前記第１弾性波共振子および前記第１スイッチ回路が直列に接続された回路とは、並列に接続され、
    　前記第２スイッチ回路は、
    　第２櫛歯容量素子と、
    　前記第２櫛歯容量素子に並列接続された第２スイッチ素子と、を有し
    　前記第２櫛歯容量素子のインピーダンスが極大となる周波数は、前記弾性波フィルタの通過帯域外に配置され、
    　前記第２櫛歯容量素子は、複数の電極指からなる櫛歯電極を有し、
    　前記櫛歯電極は、（１）少なくとも２つの異なる電極指ピッチ、および、（２）少なくとも２つの異なる電極指デューティ比、の少なくとも一方を有する、
    　請求項３に記載の弾性波フィルタ。
  5. 　前記少なくとも１つの直列腕回路は、さらに、
    　前記第１櫛歯容量素子に直列に接続された第１スイッチ素子を有し、
    　前記第１櫛歯容量素子と前記第１スイッチ素子とが直列に接続された回路は、前記第１弾性波共振子と並列に接続されている、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  6. 　前記少なくとも１つの並列腕回路は、さらに、
    　前記第１櫛歯容量素子に並列に接続された第２スイッチ素子を有し、
    　前記第１櫛歯容量素子と第２スイッチ素子とが並列に接続された回路によって第１スイッチ回路を構成し、
    　前記第１スイッチ回路は、前記第１弾性波共振子と直列に接続されている、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  7. 　前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、並列接続されており、
    　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第１の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上である、
    　請求項１または５に記載の弾性波フィルタ。
  8. 　前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ８０％以下である、
    　請求項７に記載の弾性波フィルタ。
  9. 　前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して２０％以上かつ５０％以下である、
    　請求項７に記載の弾性波フィルタ。
  10. 　前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、
    　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第２の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上かつ６．３％以下である、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  11. 　前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、
    　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ６５％以下である、
    　請求項１～４および１０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  12. 　前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、
    　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記第１の電極指ピッチと前記第２の電極指ピッチとの差を前記第１の電極指ピッチで除したピッチ差は、０．２％以上である、
    　請求項１または６に記載の弾性波フィルタ。
  13. 　前記第１弾性波共振子と前記第１櫛歯容量素子とは、直列接続されており、
    　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチよりも大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の本数は、前記複数の電極指の本数に対して１０％以上かつ９０％以下である、
    　請求項１、６および１２のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  14. 　前記櫛歯電極は、第１の電極指ピッチ、および、前記第１の電極指ピッチより大きい第２の電極指ピッチを有し、
    　前記複数の電極指のうち前記第１の電極指ピッチで配置された電極指の膜厚は、前記複数の電極指のうち前記第２の電極指ピッチで配置された電極指の膜厚よりも小さい、
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  15. 　前記第１弾性波共振子は、
    　圧電性を有する基板上に形成された複数の電極指からなるＩＤＴ電極を有し、
    　前記櫛歯電極は、
    　前記基板上に形成され、
    　前記櫛歯電極を構成する複数の電極指ピッチは、前記ＩＤＴ電極を構成する電極指ピッチより小さい、
    　請求項１～１４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  16. 　前記櫛歯電極を構成する複数の電極指の膜厚は、前記第１弾性波共振子を構成する複数の電極指の膜厚より小さい、
    　請求項１５に記載の弾性波フィルタ。
  17. 　前記櫛歯電極を構成する複数の電極指のデューティ比は、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のデューティ比より大きい、
    　請求項１５または１６に記載の弾性波フィルタ。
  18. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタを含む複数のフィルタを備え、
    　前記複数のフィルタのそれぞれが有する２つの入出力端子の一方は、共通端子に直接的または間接的に接続されている、
    　マルチプレクサ。
  19. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ、または、請求項１８に記載のマルチプレクサと、
    　前記弾性波フィルタまたは前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  20. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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