JP2003163575A

JP2003163575A - 複合ｓａｗフィルタ及びｓａｗフィルタ

Info

Publication number: JP2003163575A
Application number: JP2002268233A
Authority: JP
Inventors: Hirohisa Fujii; 裕久藤井; Yuichi Takamine; 裕一高峰
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-09-13
Filing date: 2002-09-13
Publication date: 2003-06-06

Abstract

(57)【要約】【課題】共振周波数と反共振周波数との間の周波数間
隔を狭めることができるＳＡＷ共振子が直列または並列
トラップとして用いられており、通過帯域近傍の急峻性
を高めることができると共に、通過帯域内の挿入損失を
良好なものとし得るＳＡＷフィルタを得る。【解決手段】圧電基板８に、ＳＡＷフィルタ１とＳＡ
Ｗ共振子２とが形成されており、ＳＡＷ共振子２がＳＡ
Ｗフィルタ１の入力端側または出力端側の少なくとも一
方に接続されており、ＳＡＷ共振子２が、第１，第２の
くし歯電極を有するＩＤＴ６を有し、該ＩＤＴ６が間引
き重み付けされており、かつＩＤＴ６の有効電極被電率
が１０〜８０％の範囲にあり、ＳＡＷ共振子２の反共振
周波数がＳＡＷフィルタ１の通過帯域高域側近傍の阻止
域にある、複合ＳＡＷフィルタ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば携帯電話な
どの通信機器において帯域フィルタなどに用いられるＳ
ＡＷフィルタに関し、より詳細には、共振周波数と反共
振周波数との間の周波数間隔を制御し得るＳＡＷ共振子
を用いたＳＡＷフィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＳＡＷフィルタは、携帯電話機などの通
信機器において帯域フィルタとして幅広く用いられてい
る。近年、携帯電話などの通信システムでは、送信周波
数帯域と、受信周波数帯域とが近接している。従って、
ＳＡＷフィルタにおいて、通過帯域ごく近傍の減衰特
性、すなわち減衰特性の急峻化が強く求められている。

【０００３】上記のような要求を満たすものとして、下
記の特許文献１には、複合ＳＡＷフィルタが開示されて
いる。この複合ＳＡＷフィルタでは、ＳＡＷフィルタの
入力端または出力端に、第１のＳＡＷ共振子が並列に接
続されており、第２のＳＡＷ共振子が直列に接続されて
いる。

【０００４】上記先行技術では、直列接続された第１の
ＳＡＷ共振子の反共振周波数近傍における高インピーダ
ンスにより、ＳＡＷフィルタの通過帯域高域側のカット
オフ特性の急峻化が図られると記載されている。また、
並列接続された第２のＳＡＷ共振子の共振周波数近傍に
おける低インピーダンスにより、ＳＡＷフィルタの通過
帯域の低域側におけるカットオフ特性の急峻化が図られ
ていると述べられている。

【０００５】

【特許文献１】特開平７−１３１２９０号公報

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記先行技術に記載の
方法において、ＳＡＷフィルタの通過帯域のごく近傍に
おいて、大きな減衰量を得ようとするには、通過帯域高
域側においては第１のＳＡＷ共振子の反共振周波数を通
過帯域にさらに近づける必要があり、通過帯域低域側に
おいては、第２のＳＡＷ共振子の共振周波数を通過帯域
にさらに近づける必要があった。

【０００７】しかしながら、第１のＳＡＷ共振子の反共
振周波数を通過帯域にさらに近づけると、反共振周波数
近傍の高インピーダンスによる影響が通過帯域の高域側
にも及ぶ。そのため、通過帯域内の高域側において挿入
損失が大きくなる。同様に、第２のＳＡＷ共振子の共振
周波数をＳＡＷフィルタの通過帯域にさらに近づける
と、共振周波数近傍の低インピーダンスの影響が通過帯
域内の低域側に及ぶ。そのため、通過帯域内の低域側に
おける挿入損失が大きくなる。

【０００８】すなわち、上記先行技術に記載の方法で
は、通過帯域ごく近傍の減衰量を大きくしようとする
と、通過帯域における挿入損失が悪化するという問題が
あった。図２５は、ＳＡＷフィルタにＳＡＷ共振子を並
列接続した場合の上記悪影響を説明するための周波数振
幅特性を示す図である。

【０００９】図２５において、破線はＳＡＷフィルタ単
体の周波数振幅特性を示し、実線は図１５に破線で示す
インピーダンス−周波数特性を示すＳＡＷ共振子を、上
記ＳＡＷフィルタに並列に接続した場合の特性を示す。

【００１０】なお、拡大スケールによる図は、縦軸の右
側のスケールによって拡大した特性であることを示す。
また、以下の周波数振幅特性を示す図についても同様に
図示されている。

【００１１】図２５から明らかなように、ＳＡＷ共振子
が並列接続されると、通過帯域低域側近傍、特に減衰量
が１０ｄＢからより大きくなる周波数領域において、減
衰量が増大する。

【００１２】しかしながら、ＳＡＷ共振子の共振周波数
をＳＡＷフィルタの通過帯域に近づけたことにより、Ｓ
ＡＷ共振子の共振周波数近傍における低インピーダンス
の影響により、通過帯域の低域側が影響されている。す
なわち、実線で示されているように、通過帯域低域側の
挿入損失が大きくなっている。その結果、通過帯域低域
側における急峻性を、減衰量が３ｄＢ及び２０ｄＢの位
置の周波数間隔を基準として判断すると、該周波数間隔
はＳＡＷフィルタ単体では３．３ＭＨｚであったのに対
し、ＳＡＷ共振子を並列接続した場合３．６ＭＨｚにと
どまり、結果的に急峻性が向上していないことがわか
る。

【００１３】図２６は、ＳＡＷフィルタにＳＡＷ共振子
を直列接続した場合の上記悪影響を説明するための周波
数振幅特性を示す図である。図２６において、破線はＳ
ＡＷフィルタ単体の特性を示し、実線は該ＳＡＷフィル
タに図１８に破線で示すインピーダンス−周波数特性を
有するＳＡＷ共振子を直列接続した場合の特性を示す。

【００１４】図２６から明らかなように、ＳＡＷ共振子
がＳＡＷフィルタに直列接続されると、通過帯域高域側
近傍、特にＳＡＷ共振子の反共振周波数にあたる９１３
ＭＨｚ付近で減衰量が大きくなることがわかる。しかし
ながら、やはり、ＳＡＷ共振子の反共振周波数近傍の高
インピーダンスの影響が通過帯域の高域側に及び、通過
帯域の高域側が欠けている。従って、周波数振幅特性に
おいて、通過帯域高域側の急峻性を、減衰量レベルが３
ｄＢ及び８ｄＢの位置の周波数間隔を基準として判断す
ると、該周波数間隔は、ＳＡＷフィルタ単体の場合に
２．２ＭＨｚであったのに対し、ＳＡＷ共振子が直列接
続されている場合３．４ＭＨｚであり、結果として、急
峻性が向上していないことがわかる。

【００１５】通過帯域の欠け、すなわち挿入損失の悪化
を防止するには、並列接続の場合にはＳＡＷ共振子の反
共振周波数近傍が通過帯域と一致するようにすればよ
く、また、直列接続の場合にはＳＡＷ共振子の共振周波
数近傍を通過帯域と一致するように構成すればよい。し
かしながら、実際にこのように接続すると、直列接続の
場合には反共振周波数が、並列接続の場合には共振周波
数が通過帯域近傍から遠ざかり、通過帯域の極めて近傍
において大きな減衰量を得ることはできなくなる。すな
わち、ＳＡＷフィルタにＳＡＷ共振子が接続されている
従来法では、通過帯域のごく近傍における大きな減衰量
と、通過帯域における良好な挿入損失とを両立すること
はできなかった。

【００１６】本発明の目的は、共振点と反共振点との間
の周波数間隔を制御することができるＳＡＷ共振子がＳ
ＡＷフィルタに直列及び／または並列に接続されてお
り、従って通過帯域近傍のフィルタ特性の急峻性が高め
られ、かつ通過帯域の挿入損失が良好な複合ＳＡＷフィ
ルタを提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本願の第１の発明に係る
複合ＳＡＷフィルタは、圧電基板及び、前記圧電基板上
に形成されており、互いに間挿し合う１以上の電極指を
有する第１，第２のくし歯電極を含むインターデジタル
トランスデューサを有し、前記インターデジタルトラン
スデューサが間引き重み付けされており、かつインター
デジタルトランスデューサの有効電極率が１０〜８０％
の範囲にあるＳＡＷ共振子と、ＳＡＷフィルタとを備
え、ＳＡＷフィルタの入力端側または出力端側の少なく
とも一方に、少なくとも１個以上の前記ＳＡＷ共振子が
電気的に直列に接続されており、該ＳＡＷ共振子の反共
振周波数が、ＳＡＷフィルタの通過帯域高域側近傍の阻
止帯域にあることを特徴とする。

【００１８】本願の第２の発明に係る複合ＳＡＷフィル
タは、圧電基板及び、前記圧電基板上に形成されてお
り、互いに間挿し合う１以上の電極指を有する第１，第
２のくし歯電極を含むインターデジタルトランスデュー
サを有し、前記インターデジタルトランスデューサが間
引き重み付けされており、かつインターデジタルトラン
スデューサの有効電極率が１０〜８０％の範囲にあるＳ
ＡＷ共振子と、ＳＡＷフィルタとを備え、ＳＡＷフィル
タの入力端側または出力端側の少なくとも一方に、少な
くとも１個以上の前記ＳＡＷ共振子が電気的に並列接続
されており、前記ＳＡＷ共振子の共振周波数が、前記Ｓ
ＡＷフィルタの通過帯域低域側近傍の阻止帯域にあるこ
とを特徴とする。

【００１９】第１，第２の発明に係る複合ＳＡＷフィル
タにおいては、好ましくは、共振周波数−反共振周波数
の周波数間隔が、同じ電極指対数の正規型ＩＤＴの場合
の共振周波数−反共振周波数の周波数間隔の５〜７５％
の範囲とされている。

【００２０】また、上記ＩＤＴの有効電極率は、より好
ましくは１０〜５０％の範囲とされる。第１，第２の発
明に係る複合ＳＡＷフィルタの特定の局面では、前記Ｓ
ＡＷ共振子の共振周波数−反共振周波数の周波数間隔
が、同じ対数の正規型ＩＤＴの場合の共振周波数−反共
振周波数間隔の５〜３０％の範囲とされている。

【００２１】第１，第２の発明に係る複合ＳＡＷフィル
タの別の特定の局面では、前記ＳＡＷ共振子が、前記イ
ンターデジタルトランスデューサの表面波伝搬方向外側
に設けられた反射器がさらに備えられる。

【００２２】本願の第３の発明によれば、複数のＳＡＷ
共振子が直列腕と並列腕に配置された梯子型回路構成を
有するＳＡＷフィルタにおいて、少なくとも１つのＳＡ
Ｗ共振子が、圧電基板と、前記圧電基板上に形成されて
おり、互いに間挿し合う１以上の電極指を有する第１，
第２のくし歯電極を含むＩＤＴを有し、前記ＩＤＴが間
引き重み付けされており、かつＩＤＴの有効電極率が１
０〜８０％の範囲にあるＳＡＷ共振子であることを特徴
とする、ＳＡＷフィルタが提供される。

【００２３】第３の発明のある特定の局面では、前記Ｓ
ＡＷ共振子の共振周波数−反共振周波数の周波数間隔
が、同じ電極指対数の正規型ＩＤＴの場合の共振周波数
−反共振周波数の周波数間隔の５〜７５％の範囲とされ
ている。

【００２４】第３の発明の特定の局面では、前記ＳＡＷ
共振子の前記ＩＤＴの有効電極率が１０〜５０％の範囲
とされている。第３の発明のさらに別の特定の局面で
は、前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共振周波数の周
波数間隔が、同じ対数の正規型ＩＤＴの場合の共振周波
数−反共振周波数の周波数間隔の５〜３０％の範囲とさ
れている。

【００２５】第４の発明は、複数のＳＡＷ共振子が直列
腕及び並列腕に配置された梯子型の回路構成を有するＳ
ＡＷフィルタにおいて、少なくとも１つのＳＡＷ共振子
のインターデジタルトランスデューサの有効電極率が１
０〜９５％の範囲である。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ本発明に
係るＳＡＷ共振子及び複合ＳＡＷフィルタの詳細を説明
する。

【００２７】（第１の実施例）図１は、本発明の第１の
実施例に係る複合ＳＡＷフィルタを説明するための模式
的平面図である。

【００２８】本実施例の複合ＳＡＷフィルタでは、３６
°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃基板からなる圧電基板８
上に、ＳＡＷフィルタ１とＳＡＷ共振子２とが形成され
ている。ＳＡＷフィルタ１及びＳＡＷ共振子２を構成す
るための電極材料としては、特に限定されないが、アル
ミニウムが用いられている。

【００２９】ＳＡＷフィルタ１は、３個のＩＤＴ３，４
ａ，４ｂを有する３ＩＤＴ構成の縦結合二重モードＳＡ
Ｗフィルタである。また、ＩＤＴ３，４ａ，４ｂが表面
波伝搬方向に並べられている領域の表面波伝搬方向両側
には、反射器５ａ，５ｂが形成されている。

【００３０】ＩＤＴ３，４ａ，４ｂは、それぞれ、一対
のくし歯電極により構成されている。ＩＤＴ４ａ，４ｂ
の一方のくし歯電極が共通接続されており、入力端子Ｉ
Ｎに接続されている。ＩＤＴ４ａ，４ｂの他方のくし歯
電極がアース電位に接続されている。

【００３１】また、ＩＤＴ３の一方のくし歯電極がアー
ス電位に接続されており、他方のくし歯電極が出力端子
ＯＵＴに接続されている。ＩＤＴ３の出力側には、ＳＡ
Ｗフィルタ１に対して並列に一端子対ＳＡＷ共振子２が
接続されている。すなわち、ＩＤＴ３の出力端がＳＡＷ
共振子２のＩＤＴ６の第１のくし歯電極に電気的に接続
されている。また、ＩＤＴ６の第２のくし歯電極がアー
ス電位に接続されている。

【００３２】ＳＡＷ共振子２では、ＩＤＴ６の表面波伝
搬方向両側に反射器７ａ，７ｂが形成されている。な
お、ＳＡＷフィルタ１においては、ＩＤＴ４ａ，４ｂが
入力側ＩＤＴとされており、ＩＤＴ３が出力側ＩＤＴと
されていたが、逆に、ＩＤＴ３を入力端子に接続し、Ｉ
ＤＴ４ａ，４ｂを出力端子に接続してもよい。

【００３３】以下、各ＩＤＴ３，４ａ，４ｂの構成をよ
り具体的な例に基づいて説明するが、本実施例は、以下
の具体的な構成に限定されるものではない。いま、ＳＡ
Ｗフィルタ１のＩＤＴ３の電極指の対数が３６対、ＩＤ
Ｔ４ａ，４ｂの電極指の対数が２２対、反射器５ａ，５
ｂの電極指の本数を１００本、ＩＤＴ３，４ａ，４ｂの
電極指交叉幅を６０μｍとする。なお、これらの条件を
含むＳＡＷフィルタ１の設計条件は、所望のフィルタ特
性に応じて任意に変更し得る。

【００３４】また、ＳＡＷ共振子２のＩＤＴ６の電極指
交叉幅は８０μｍ、電極指の対数は８０対、すなわち電
極指の本数は１６１本とする。ＳＡＷ共振子２の反射器
７ａ，７ｂの電極指の本数は５０本である。ＳＡＷ共振
子２の反射器７ａ，７ｂを省略した場合であっても、Ｉ
ＤＴ６の電極指の本数が１６１本と多く、内部反射が存
在するので、ＳＡＷ共振子２の共振点及び反共振点にお
けるＱ値の低下は大きな問題とはならない。

【００３５】ＳＡＷフィルタ１及びＳＡＷ共振子２にお
けるＩＤＴ及び反射器のそれぞれのピッチ、すなわち電
極指の幅＋電極指間の間隔の幅は、所望の周波数に対し
て励振すべき弾性表面波の波長λの１／２とされてい
る。

【００３６】図１に示すように、ＩＤＴ６は、正規型Ｉ
ＤＴではない。すなわち、正規型ＩＤＴでは、第１のく
し歯電極に接続された電極指と第２のくし歯電極に接続
された電極指とが表面波伝搬方向において交互に配置さ
れている。言い換えれば、ある瞬間に正の電位に接続さ
れる電極指（以下、正電極とする）と、負の電位に接続
される電極指（以下、負電極とする）とは交互に配置さ
れている。

【００３７】これに対して、ＩＤＴ６では、正電極と負
電極とが交互に配置されていない。このＩＤＴ６におけ
る電極指の配列の規則性を、図３（ｄ）の電極配列２０
Ｊとして示す。

【００３８】次に、上述の図２及び図３における各電極
配列の表現方法の定義を、図４（ａ）〜図６（ｃ）を参
照して説明する。図４（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、
第１，第２のくし歯電極１０ａ，１０ｂを有するＩＤＴ
１０の平面図及び該平面図におけるＡ−Ａ線に沿う断面
図である。

【００３９】ＩＤＴ１０では、駆動に際しては、第１，
第２のくし歯電極１０ａ，１０ｂ間に交流電界が印加さ
れるが、くし歯電極１０ａが正の電位に接続されたとき
には、くし歯電極１０ｂは負の電位に接続される。従っ
て、くし歯電極１０ａの電極指を正電極とすると、くし
歯電極１０ｂの電極指が負電極となる。

【００４０】図５（ａ）は、図４（ｂ）と同様にＩＤＴ
の電極指を表面波伝搬方向に沿う面で切断した場合の断
面図である。図５（ａ）のように、正規型ＩＤＴでは、
ある瞬間において、正電極１２ａと負電極１２ｂとが表
面波伝搬方向において交互に配置されている。この場
合、圧電基板を励振させるのは特性の異なる隣合う電極
指間における電界である。従って、図５（ａ）の複数の
破線で示すようにＩＤＴを分割し、隣合う破線間、すな
わち、ピッチ（電極指幅＋電極指間間隔）を１ユニット
として考える。隣合う破線間で挟まれた１ユニットで
は、正電極と負電極の配置方法については、図５（ｂ）
〜（ｅ）に示す４種類の配置態様が考えられる。すなわ
ち、図５（ｂ）に示す配置では、表面波伝搬方向を図５
（ａ）の矢印Ｘ方向とすると、表面波伝搬方向に沿っ
て、正電極及び負電極が配置されている。従って、図５
（ｂ）に示す配置を「正・負」とする。このようにして
符号を定義すると、図５（ｃ）に示す電極配置は「正・
正」となる。同様に、図５（ｄ）に示す配置は「負・
負」となる。さらに、図５（ｅ）に示す配置は、「負・
正」となる。

【００４１】正規型ＩＤＴでは、隣合う電極指は、図５
（ｂ）に示した「正・負」の配置または図５（ｅ）に示
されている「負・正」の配置となる。従って、波長λの
弾性表面波を効率良く励振させることができる。この正
規型ＩＤＴにおける１ユニットを、「正・負」あるいは
「負・正」の如何にかかわらず、符号「１」とする。

【００４２】１ユニットが、「正・正」（図５（ｃ）の
配置）あるいは「負・負」（図５（ａ）の配置）の場合
には、隣合う電極指が同電位となるため、隣合う電極指
間に電界は発生しない。このときユニットの符号を
「０」とする。

【００４３】また、正規型ＩＤＴにおいて、「正・負」
であるユニットを、「負・正」に置き換えたり、逆に、
「負・正」のユニットを「正・負」に置き換えた場合、
すなわち電極反転を施した場合には、隣合う電極指間の
電界が、正規型ＩＤＴにおける相当の電極指間の電界と
反対のベクトルを持つことになる。このときのユニット
の符号を、「−１」とする。

【００４４】すなわち、上記符号「１」は「励振」を意
味し、符号「０」は「無効」を意味し、符号「−１」は
「打消し」を意味する。上記符号「１」、「０」及び
「−１」による表現を用いて、ＩＤＴにおける正電極１
２ａと負電極１２ｂとの配列をコード化することができ
る。

【００４５】例えば、図６（ａ）〜（ｃ）に示す各電極
指配列は、４対周期の周期性を有する電極指配列の１周
期分を抜き出したものである。図６（ａ）の電極指配列
は正規型ＩＤＴの電極指配列であり、正電極１２ａと負
電極１２ｂとが交互に並べられているので、全てのユニ
ットの符号は「１」であり、すなわち、全てのユニット
の電界が励振に寄与している。

【００４６】図６（ｂ）の電極指配列では、図６（ａ）
に示した電極指配列から、４対周期で１対の負電極が間
引かれており、間引かれた電極位置においてダミー電極
として正電極が設けられている。この場合の１周期の符
号の並びは、図６（ｂ）に示すとおり、「１，１，１，
１，０，０，１，１」となる。すなわち、間引きによ
り、励振に寄与しない「０」が現れている。

【００４７】図６（ｃ）に示す電極指配列では、図６
（ａ）に示した正規型ＩＤＴの電極指配列から、４対周
期で１対の正電極と負電極とが反転されている。この反
転を、本明細書においては電極反転ということとする。

【００４８】この場合の電極指配列の符号の並びは、
「１，１，１，０，−１，０，１，１」となる。上記電
極反転により励振がキャンセルされ、符号「−１」が現
れている。通常の間引き重み付けでは現れない符号「−
１」が現れることが、上記電極反転が施されていること
を意味する。

【００４９】上記のようにＩＤＴにおける隣合う電極指
を１ユニットとして符号化することにより、１つのＩＤ
Ｔを各ユニットに分解した場合の各ユニットの符号の総
和が、そのＩＤＴにおいて実際に共振するユニットの数
（以下、有効ユニット数と称する）を表すことになる。
図６の各電極指配列を例にとると、図６（ａ）に示した
正規型ＩＤＴの電極指配列では、１周期あたりの符号の
総和は８となり、有効ユニット数が８であり、８個のユ
ニットの全てが励振に寄与している。図６（ｂ）に示し
た電極指配列では、一対の電極指に間引きが施されてお
り、符号の総和は６、すなわち有効ユニット数は６とな
る。図６（ｃ）に示した電極指配列では、一対の電極指
において電極反転が施されており、有効ユニット数は４
となる。

【００５０】本明細書においては、上記のように、ＩＤ
Ｔの総ユニット数に対する有効ユニット数の割合を、有
効電極率と定義する。この有効電極率により表現する
と、図６（ａ）に示した電極指配列は、有効電極率１０
０％となり、図６（ｂ）に示された電極指配列の有効電
極率は７５％となり、図６（ｃ）に示した電極指配列の
有効電極率は５０％となる。

【００５１】図２（ａ）〜（ｆ）に示す電極指配列２０
Ａ〜２０Ｆ、並びに図３（ａ）〜（ｆ）に示す電極指配
列２０Ｇ〜２０Ｌにおいては、上記符号化に従って算出
される有効電極率を併せて示す。なお、図２及び図３で
は、正電極１２ａと負電極１２ｂはハッチングの向きが
逆方向となるように区別されて図示されている（図２
（ａ）参照）。

【００５２】図１に戻り、第１の実施例に係る複合ＳＡ
ＷフィルタにおけるＩＤＴ６の電極指配列は、図３
（ｄ）に示す電極指配列２０Ｊに相当し、有効電極率は
２５％である。

【００５３】なお、上記符号化の説明においては、正電
極と負電極とのランダムな並び方を定量的に扱い、かつ
本願発明を明確にするために近似を用いている。すなわ
ち、符号「０」のユニットにおいても隣合う電極指間に
幾らかの電界は発生し、幾分かは励振に寄与しており、
他方、符号「−１」のユニットにおける隣合う電極指に
おいても、単純に励振を完全に相殺するものではなく、
複雑な電界分布が発生している。従って、同じ有効電極
率の電極指配列であっても、間引きと電極反転とではＩ
ＤＴの特性は異なることになる。しかしながら、本発明
の構成を明確にし、かつ該構成と本発明により得られる
後述の効果とを説明する上で、上記近似は有効であると
考えられる。

【００５４】次に、ＩＤＴに上述したように間引きや電
極反転を施すことにより、有効電極率を低下させた場合
の作用効果を説明する。前述したように、図２（ａ）〜
（ｆ）及び図３（ａ）〜（ｆ）は、ＩＤＴにおける様々
な電極指配列を示す図である。電極指配列２０Ａは、正
規型ＩＤＴにおける電極指配列であり、有効電極率は１
００％である。図２（ｂ）の電極指配列２０Ｂでは、間
引きが施されて有効電極率が７５％とされており、図２
（ｃ）の電極指配列２０Ｃでは、電極反転が施されて有
効電極率が７５％とされている。同様に、電極指配列２
０Ｄ，２０Ｆ，２０Ｇ，２０Ｉ及び２０Ｋでは、間引き
が施されて有効電極率が低下されている。また、電極指
配列２０Ｅ，２０Ｈ，２０Ｊ，２０Ｌでは、電極反転が
施されて有効電極率が低下されている。

【００５５】図７及び図８は、実際にこれらの電極指配
列のＩＤＴを有する各ＳＡＷ共振子のインピーダンス特
性を示す図である。図７及び図８においては、図２及び
図３との比較を容易とするために、各電極指配列２０Ａ
〜２０ＬのＩＤＴの特性に、それぞれ、２０Ａ〜２０Ｌ
の符号を付して示してある。

【００５６】なお、図７及び図８に示した各インピーダ
ンス特性では、全ての電極指配列において、ＩＤＴの電
極指の対数は８０対、交叉幅は８０μｍとした。図７及
び図８から明らかなように、間引きを施した場合及び電
極反転を施した場合のいずれにおいても、有効電極率を
低下させることにより、反共振周波数が低下するが、共
振周波数はほとんど動かないことがわかる。すなわち、
有効電極率を低下させることにより、共振周波数を移動
させずに、共振周波数と反共振周波数との間の周波数間
隔を狭くし得ることがわかる。よって、間引きあるいは
電極反転を利用することにより有効電極率を調整すれ
ば、共振周波数と反共振周波数との間の周波数間隔を、
共振周波数を移動させずに調整し得ることがわかる。

【００５７】図９は、図７及び図８に示した各インピー
ダンス特性の共振周波数−反共振周波数の周波数間隔の
正規型ＩＤＴにおける共振周波数−反共振周波数間隔に
対する割合を、上記有効電極率に対してプロットした結
果を示す。図９から明らかなように、間引きよりも電極
反転を用いた方が、共振周波数−反共振周波数の周波数
間隔をより効果的に狭くし得ることがわかる。

【００５８】図１０は、図７及び図８に示した各インピ
ーダンス特性の反共振点におけるインピーダンスと、有
効電極率との関係を示す図である。図１０から明らかな
ように、間引きを施した場合には、反共振点におけるイ
ンピーダンスはほぼ変らないが、電極反転を施した場合
には有効電極率が低下するほど反共振点のインピーダン
スが大きく低下することがわかる。

【００５９】図１１は、図７及び図８の各インピーダン
ス特性の共振点におけるインピーダンスと、有効電極率
との関係を示す図である。図１１から明らかなように、
共振点におけるインピーダンスは、間引き及び電極反転
のいずれの場合にも同じであり、有効電極率が低下する
ほど共振点におけるインピーダンスが増大していること
がわかる。

【００６０】図７に示した電極指配列２０Ｂ，２０Ｄ，
２０Ｆ及び２０Ｋの各インピーダンス特性は、図２及び
図３から明らかなように、正電極を間引き、間引かれた
部分にダミー電極として負電極が設けられている配列で
ある。すなわち、符号「０」のユニットは、全て「負・
負」である。

【００６１】他方、電極指配列２０Ｇにおける間引きで
は、符号「０」のユニットには、「負・負」と、「正・
正」の両方が混在している。すなわち、電極指配列２０
Ｇの有効電極率は３３％であり、電極指配列２０Ｆと有
効電極率が等しく、ユニットの符号も同じように「１」
及び「０」の組み合わせで構成されているものの、符号
「０」のユニットの内容において異なっている。

【００６２】上記電極指配列２０Ｇの場合のインピーダ
ンス特性では、電極指配列２０Ｆのインピーダンス特性
に比べて、共振周波数−反共振周波数間隔が狭くなり、
反共振点におけるインピーダンスが低下している。従っ
て、電極指配列２０Ｇの場合の特性は、電極反転を用い
て有効電極率が３３％とされている電極指配列２０Ｈの
特性に近づいている。このように、電極反転を用いず、
間引きだけを用いて同じ有効電極率を達成したとして
も、ユニットの符号の配列によって特性は変化する。

【００６３】しかしながら、上述した例でも説明したよ
うに、このような変化は大きなものではなく、本発明お
ける共振周波数−反共振周波数間隔を狭くする作用にお
いては、本質的に変わりない。

【００６４】これまでの説明では、理解を容易とするた
めに、ＩＤＴにおける正電極と負電極の電極指配列とし
ては、図２（ａ）〜（ｆ）及び図３（ａ）〜（ｆ）に示
したように、間引きあるいは電極反転のそれぞれについ
て周期的な規則性を有するものを用いた。しかしなが
ら、有効電極率の低下による共振周波数−反共振周波数
間の周波数間隔を狭くする作用は、間引きのみ、電極反
転のみに限定されず、しかも周期的な規則性を有する場
合に限定されない。例えば、間引きと電極反転が混在し
ていてもよい。このときの特性は、図９に示した間引き
が施された電極指配列の特性と、電極反転が施された電
極指配列の場合の特性との中間の特性となる。

【００６５】さらに、正電極と負電極との配列は周期的
である必要が必ずしもなく、共振周波数−反共振周波数
の周波数間隔は、あくまでも総ユニットあたりの有効ユ
ニット数、すなわち有効電極率に依存する。例えば、Ｉ
ＤＴにおける電極指配列の符号の並びを「１，１，０，
−１，−１，０，１，１，１，０，０，１，０，０，
１，０，−１，−１，０………」と全く不規則となって
いる場合であっても、共振周波数−反共振周波数間の周
波数間隔は上記有効電極率にほぼ比例して狭くなる。

【００６６】また、全く異なる電極指配列を１つのＩＤ
Ｔ内に組み合わせても問題はない。例えば、ＩＤＴ中央
部の電極指配列を図２（ｂ）に示した電極指配列２０Ｂ
（有効電極率７５％）とし、その外側のＩＤＴ部分を電
極指配列２０Ｈ（有効電極率３３％）とした場合であっ
ても、共振周波数−反共振周波数間の周波数間隔は全体
での有効電極率に比例して狭くなる。

【００６７】図１２は、ＩＤＴ中央部の電極指配列を前
述した電極指配列２０Ｇ（図３（ａ）、有効電極率３３
％）とし、その外側のＩＤＴ部分を正規型ＩＤＴ（有効
電極率１００％）の電極指配列とした場合の共振周波数
と反共振周波数との周波数間隔と、電極指配列２０Ｇが
設けられている部分の割合との関係を示す図である。な
お、電極指配列２０Ｇが設けられている割合とは、ＩＤ
Ｔ全体における電極指配列２０Ｇに従って構成されてい
る部分の割合であり、図１２の横軸の０％は、全体が正
規型ＩＤＴであることを示し、１００％は、ＩＤＴ全体
が電極指配列２０Ｇで構成されていることを意味する。

【００６８】図１２から明らかなように、電極指配列２
０Ｇの割合により、共振周波数−反共振周波数の周波数
間隔が変化し、特に、電極指配列２０Ｇの割合が大きく
なるにつれて、周波数間隔が狭くなることがわかる。

【００６９】また、以上の説明においては、間引きが施
されている場合には、間引かれた部分に、ダミー電極と
して、間引かれた電極指と反対の極性の電極指が設けら
れていた。もし、単純に間引かれた電極指を削除しただ
けの場合には、間引かれた位置で弾性表面波の音速が変
化し、弾性表面波の位相にズレが生じる。ダミー電極は
このような位相のズレによる悪影響を防止するために設
けられたものであり、この方法は既に周知である。

【００７０】もっとも、図１３（ａ）に示すように、間
引かれた位置にダミー電極１８を設けてもよく、図１３
（ｂ）に示すようにダミー電極１８を設けずに間引かれ
た部分を図１８（ｂ）に示すように電極指が存在しない
状態としてもよく、図１３（ｃ）に示すように、間引き
部分をメタライズし、幅の太い電極指１８Ａを形成して
もよい。また、上記のような共振周波数−反共振周波数
間の周波数間隔を狭める作用は、間引きに際してのダミ
ー電極の使用の有無にかかわらず得られるものであり、
従って、上述した各種間引き方法を用いた場合であって
も、有効電極率を低下させることにより、同様に共振周
波数−反共振周波数間の周波数間隔を狭めることができ
る。

【００７１】また、本実施例では、３６°ＹカットＸ伝
搬ＬｉＴａＯ₃基板を圧電基板８として用いているが、
他の圧電基板を用いた場合であっても、上記と同様に有
効電極率を低下させることにより共振周波数と反共振周
波数との間の周波数間隔を狭めることができる。

【００７２】次に、第１の実施例に係る複合ＳＡＷフィ
ルタの特性につき説明する。図１４に、第１の実施例に
係る複合ＳＡＷフィルタの周波数特性を実線で示す。比
較のために、第１の実施例で用いられているＳＡＷフィ
ルタ１単体の特性を破線Ｙ１で示す。さらに、第１の従
来例として従来の複合ＳＡＷフィルタ（図２５に示した
特性）の特性を破線Ｙ２で示す。なお、拡大スケールに
よる図は、縦軸の右側のスケールによって拡大したもの
である。

【００７３】また、図１５に、ＳＡＷ共振子２のインピ
ーダンス−周波数特性（実線）と、図２５に示した第１
の従来例のＳＡＷフィルタにおいて用いられている正規
型ＩＤＴからなるＳＡＷ共振子のインピーダンス−周波
数特性（破線）を示す。

【００７４】図２５に示した第１の従来例では、前述し
たように、通過帯域低域側近傍の減衰量を大きくするた
めに、図１５に破線で示した特性のＳＡＷ共振子が、Ｓ
ＡＷフィルタに電気的に並列に接続されている。この場
合、図１４の破線Ｙ２で示したフィルタ特性が得られて
いる。しかしながら、前述したように、通過帯域低域側
において、減衰量が１０ｄＢである位置から低周波数側
で減衰量が大きくなっているものの、ＳＡＷ共振子の共
振周波数における低インピーダンスの影響により通過帯
域の低域側が欠けてしまっていた。

【００７５】これに対して、本実施例の複合ＳＡＷフィ
ルタでは、図１５に実線で示したインピーダンス特性を
有するＳＡＷ共振子２が、ＳＡＷフィルタ１に並列に接
続されている。この場合、通過帯域低域側近傍の減衰量
については、従来のＳＡＷフィルタと同様に、通過帯域
低域側の極めて近傍にＳＡＷ共振子２の共振周波数を合
わせることにより、図１４の実線で示されているよう
に、従来のＳＡＷフィルタと同様に、通過帯域低域側に
おける減衰量が１０ｄＢの位置から低周波数側での減衰
量が高められている。加えて、本実施例では、第１の従
来例の欠点であった通過帯域低域側の欠けが改善され、
ＳＡＷフィルタ１単体による特性に近い通過帯域低域側
の特性が得られている。これは、ＳＡＷ共振子２の有効
電極率が低下され、通過帯域低域側にＳＡＷ共振子の反
共振周波数が合わせられることにより、従来のＳＡＷ共
振子を用いた場合に比べて、通過帯域低域側の周波数に
おけるＳＡＷ共振子２のインピーダンスが大幅に増大さ
れ、それによってＳＡＷ共振子２のフィルタの通過帯域
低域側に与える影響が低減されていることによる。

【００７６】図１４において、通過帯域低域側の急峻性
を減衰量レベル３ｄＢと２０ｄＢの位置の周波数間隔で
判断した場合、ＳＡＷフィルタ１単体では３．３ＭＨｚ
であり、従来のＳＡＷフィルタでは３．６ＭＨｚであっ
たのに対し、本実施例では２．５ＭＨｚとなり、急峻性
が大幅に向上していることがわかる。

【００７７】従って、有効電極率を低下させた本発明に
係るＳＡＷ共振子を、ＳＡＷフィルタに電気的に並列接
続することにより、従来のＳＡＷフィルタでは不可能で
あった点、通過帯域低域側の極めて近傍の高減衰量と、
通過帯域の良好な挿入損失の両方が達成され、通過帯域
低域側におけるフィルタ特性の急峻性を効果的に高め得
ることがわかる。

【００７８】第１の実施例は、上述したＳＡＷ共振子２
の有効電極率の低下によるＳＡＷ共振子２の共振周波数
−反共振周波数間隔減少効果を利用したものである。こ
の効果は、共振周波数−反共振周波数間隔が、正規型Ｉ
ＤＴの場合の共振周波数−反共振周波数間隔の３０％以
下であるときに特に大きい。

【００７９】しかしながら、共振周波数−反共振周波数
間隔が５％未満になると、共振点と反共振点におけるイ
ンピーダンスの差が小さくなりすぎ、通過帯域近傍で十
分な高減衰量を得ることができず、通過帯域への影響も
大きくなることがある。従って、第１の実施例において
は、ＳＡＷ共振子２の共振周波数−反共振周波数間隔
は、正規型ＩＤＴの場合の共振周波数−反共振周波数間
隔の５〜３０％の範囲とすることが好ましい。また、図
９から、上記共振周波数−反共振周波数間隔を５〜３０
％の範囲とするには、有効電極率を１０〜５０％とすれ
ばよいことがわかる。従って、有効電極率は、１０〜５
０％の範囲とすることが望ましい。

【００８０】（第２の実施例）図１６は、本発明の第２
の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタの電極構造を示す概
略構成図である。第２の実施例では、３６°ＹカットＸ
伝搬ＬｉＴａＯ₃基板からなる圧電基板８上に、ＳＡＷ
フィルタ２１及びＳＡＷ共振子２２の電極構造がＡｌを
用いて形成されている。ＳＡＷフィルタ２１は、第１の
実施例のＳＡＷフィルタ１と全く同様に構成されてい
る。

【００８１】ＳＡＷ共振子２２についても、第１の実施
例で用いたＳＡＷ共振子２と基本的には同じように構成
されている。もっとも、ＳＡＷ共振子２２は、ＩＤＴの
交叉幅、ＩＤＴ及び反射器のピッチにおいて、ＳＡＷ共
振子２とは異なっている。

【００８２】ＳＡＷフィルタ２１の出力端には、ＳＡＷ
共振子２２が直列に接続されている。なお、本実施例に
おいても、ＳＡＷフィルタ２１の入力端と出力端とを入
れ換えてもよい。

【００８３】また、第１の実施例と同様に、ＳＡＷフィ
ルタ２１の設計条件は、所望とするフィルタ特性が得ら
れるように任意に変更することができる。ＳＡＷ共振子
２２のＩＤＴの交叉幅は１８０μｍとされており、ＳＡ
Ｗ共振子２に比べて低インピーダンス特性を有するよう
に構成されている。ＳＡＷ共振子２２におけるＩＤＴ２
３及び反射器２４ａ，２４ｂの各ピッチ（電極指幅＋電
極指間間隔）は、所望の周波数で励振される弾性表面波
の波長λの１／２の長さとされている。

【００８４】また、ＳＡＷ共振子２２では、第１の実施
例の場合と同様に、そのＩＤＴ２３が、間引きあるいは
電極反転によりその有効電極率が低下されている。図１
７に、第２の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタの周波数
振幅特性（実線）と、ＳＡＷフィルタ２１単体の周波数
振幅特性（破線Ｙ３）と、図２６に示した特性を有する
第２の従来例の複合ＳＡＷフィルタの周波数振幅特性
（破線Ｙ４）を示す。

【００８５】また、図１８に、実線で第２の実施例で用
いられたＳＡＷ共振子２２のインピーダンス特性を、破
線で第２の従来例で用いられた正規型ＩＤＴからなるＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス特性を示す。

【００８６】図１７に示したように、第２の従来例の複
合ＳＡＷフィルタでは、通過帯域高域側近傍における減
衰量を向上させるために、図１８に示した破線の特性の
ＳＡＷ共振子がＳＡＷフィルタに電気的に直列に接続さ
れている。この場合、図１７から明らかなように、通過
帯域高域側の９１３ＭＨｚ付近の減衰量が向上してい
る。しかしながら、図１８に破線で示された特性を有す
るＳＡＷ共振子を用いているので、該ＳＡＷ共振子の反
共振周波数の高インピーダンスの影響がフィルタ特性の
通過帯域の高域側に及んでおり、通過帯域の高域側が大
きく欠けている。

【００８７】これに対して、第２の実施例に係る複合Ｓ
ＡＷフィルタでは、上記ＳＡＷ共振子２２が、ＳＡＷフ
ィルタ２１に電気的に直列に接続されている。通過帯域
高域側近傍の減衰量については、通過帯域高域側の極め
て近傍にＳＡＷ共振子２２の反共振周波数を合わせるこ
とにより、図１７に実線で示されているように、第２の
従来例には及ばないが、ＳＡＷフィルタ２１単体におけ
る特性に比べて、通過帯域高域側における９１３ＭＨｚ
付近の減衰量が向上している。

【００８８】加えて、第２の実施例では、通過帯域高域
側の欠けが改善される。すなわち、ＳＡＷフィルタ２１
単体の特性に近い通過帯域高域側のフィルタ特性が得ら
れる。これは、有効電極率が低いＳＡＷ共振子２２の共
振周波数をフィルタ特性の通過帯域高域側に合わせるこ
とにより、ＳＡＷ共振子２２の通過帯域高域側の周波数
におけるインピーダンスが大幅に低下され、ＳＡＷ共振
子２２によるフィルタ特性の通過帯域高域側に与える影
響が小さくされていることによる。従って、図１７から
明らかなように、第２の実施例の複合ＳＡＷフィルタで
は、通過帯域高域側の急峻性が向上していることがわか
る。

【００８９】以上のように、本発明に係るＳＡＷ共振子
をＳＡＷフィルタに電気的に直列に接続させることによ
り、従来のＳＡＷ共振子を直列に接続させる方法では不
可能であった、通過帯域高域側の極めて近傍の高減衰量
及び通過帯域における良好な挿入損失の両方を達成する
ことができ、通過帯域高域側における急峻性を高めるこ
とができる。

【００９０】なお、第２の実施例においても、第１の実
施例の場合と同様に、共振周波数−反共振周波数間隔が
正規型ＩＤＴの場合の共振周波数−反共振周波数間隔の
５〜３０％とすることが、通過帯域近傍における十分大
きな減衰量の実現及び通過帯域への悪影響の低減を図る
上で望ましく、従って、ＳＡＷ共振子２２の有効電極率
については１０〜５０％の範囲とすることが望ましい。

【００９１】（第３の実施例）第３の実施例に係る複合
ＳＡＷフィルタは、第１の実施例に係る複合ＳＡＷフィ
ルタにおいて、ＳＡＷ共振子２のＩＤＴの電極指配列、
電極指交叉幅及びピッチを異ならせたことを除いては、
第１の実施例のＳＡＷフィルタと同様である。従って、
異なる点のみを説明し、同じ点については第１の実施例
の説明を援用することにより省略する。以下、第３の実
施例におけるＳＡＷ共振子を、ＳＡＷ共振子Ｚとする。

【００９２】ＳＡＷ共振子Ｚの電極指配列の規則性は、
図２（ａ）に示した電極指配列２０Ｅ（有効電極率５０
％）とされている。また、ＳＡＷ共振子Ｚにおける電極
指交叉幅は６０μｍであり、ピッチは弾性表面波の波長
λの１／２とされている。

【００９３】本実施例においても、ＳＡＷ共振子Ｚが、
上記のように有効電極率５０％と低められているので、
第１の実施例のＳＡＷ共振子２の場合と同様に、通過帯
域よりも低域側における減衰量の増大及び挿入損失の改
善を図ることができる。これを、具体的な特性を参照し
て説明する。

【００９４】図１９に、第３の実施例に係る複合ＳＡＷ
フィルタの周波数振幅特性を実線で、ＳＡＷフィルタ１
単体の周波数振幅特性を破線Ｙ５で、正規型ＩＤＴから
なる従来のＳＡＷ共振子を用いたことを除いては同様に
構成された第３の従来例のＳＡＷフィルタの周波数振幅
特性を破線Ｙ６で示す。また、図２０に、第３の実施例
で用いたＳＡＷ共振子Ｚのインピーダンス特性（実線）
と、第３の従来例に用いたＳＡＷ共振子のインピーダン
ス特性（破線）を示す。

【００９５】図１９から明らかなように、ＳＡＷフィル
タ１の単体では、８８４〜８８７ＭＨｚの周波数帯域に
スプリアスが存在している。第３の実施例では、この周
波数帯域における減衰量レベルの向上が図られる。

【００９６】図１９に示すように、第３の従来例では、
上記周波数帯域の減衰量を高めるために、図２０に示し
た破線の特性のＳＡＷ共振子がＳＡＷフィルタ１に電気
的に並列接続されている。従って、図１９に示すよう
に、所望の周波数帯域における減衰量は向上しているも
のの、第１の従来例と同様に、ＳＡＷ共振子の共振周波
数の低インピーダンスによる影響が、通過帯域の低域側
に及び、通過帯域の低域側が欠けている。これに対し
て、第３の実施例では、図２０に示したインピーダンス
特性を有するＳＡＷ共振子ＺがＳＡＷフィルタ１に並列
に接続されている。従って、８８４〜８８７ＭＨｚの周
波数帯域の減衰量は、ＳＡＷ共振子Ｚの共振周波数を該
周波数帯域に合わせることにより、図１９に示されてい
るように、第３の従来例と同様の高い減衰量が得られて
いる。

【００９７】加えて、第３の実施例では、第３の従来例
の複合ＳＡＷフィルタの欠点であった通過帯域低域側の
欠けが改善され、ＳＡＷフィルタ１単体の特性に近い通
過帯域低域側のフィルタ特性が得られている。これは、
ＳＡＷ共振子Ｚの有効電極率が５０％と低下されて、通
過帯域低域側にＳＡＷ共振子Ｚの共振周波数を合わせる
ことにより、従来のＳＡＷ共振子に比べて、通過帯域低
域側の周波数におけるＳＡＷ共振子Ｚのインピーダンス
が大幅に増大され、それによってＳＡＷ共振子Ｚが通過
帯域低域側に与える影響が低減されていることによる。

【００９８】従って、第１，第２の実施例に示したよう
に通過帯域の極めて近傍の領域において大きな減衰量と
通過帯域の良好な挿入損失を実現し得るだけでなく、第
３の実施例に示したように、通過帯域から少し離れた帯
域における減衰量を大きくする場合にも、従来例に比べ
て良好な通過帯域内特性を確保し得ることがわかる。

【００９９】大きな減衰量を得たい周波数と、通過帯域
との周波数間隔が、正規型ＩＤＴの共振周波数−反共振
周波数間隔の７５％を超えると、その周波数間隔に応じ
た共振周波数−反共振周波数間隔を有するＳＡＷ共振子
Ｚを用いた場合と、正規型ＩＤＴを用いた場合とで、通
過帯域に与える影響の差は問題とならない程度であるた
め、ほとんど改善されない。従って、第３の実施例の効
果は、共振周波数−反共振周波数間隔が正規型ＩＤＴの
場合の共振周波数−反共振周波数間隔の７５％以下であ
るときに特に大きい。

【０１００】また、減衰量を得たい周波数と通過帯域と
の周波数間隔が正規型ＩＤＴの共振周波数−反共振周波
数間隔の３０％未満になると、通過帯域から少し離れた
帯域における減衰量を大きくする効果よりも、第１の実
施例のように通過帯域近傍の減衰量を大きくする効果が
大きくなる。第１の実施例も第３の実施例に含まれると
考えると、第３の実施例においては、ＳＡＷ共振子Ｚの
共振周波数−反共振周波数間隔が、正規型ＩＤＴの場合
の共振周波数−反共振周波数間隔の５〜７５％の範囲で
ある場合に、特に効果が大きく望ましい。また、図９か
ら、上記共振周波数−反共振周波数間隔を得るための有
効電極率は、１０〜８０％とすればよく、この範囲が望
ましいことがわかる。

【０１０１】第３の実施例では、ＳＡＷ共振子Ｚが、Ｓ
ＡＷフィルタ１に並列に接続されて、通過帯域よりも低
周波数側における減衰量の増大を図ったが、第２の実施
例と同様に、ＳＡＷ共振子をＳＡＷフィルタに直列接続
し、通過帯域より少し離れた高周波数側における減衰量
を増大させてもよい。

【０１０２】（第３の実施例の変形）第３の実施例にお
いて、ＳＡＷ共振子Ｚとして、ＩＤＴの電極指の対数が
８０対、電極指の本数が１６１本、交叉幅が８０μｍで
あり、電極指配列の規則性が図２（ｅ）に示した電極指
配列２０Ｅ（有効電極率５０％）のものを用いた。その
他の点については第３の実施例と同様にして、複合ＳＡ
Ｗフィルタを構成した。

【０１０３】本変形例で用いられるＳＡＷ共振子Ｚの電
極指配列は、前述した電極指配列２０Ｅ（図２（ｅ）参
照）であり、電極反転を用いて有効電極率が５０％とさ
れている。図９から、このＳＡＷ共振子Ｚの共振周波数
−反共振周波数間隔は、正規型ＩＤＴの場合の間隔の約
３０％である。

【０１０４】このＳＡＷ共振子Ｚと同じ共振周波数−反
共振周波数間隔を間引きを施して得ようとした場合に
は、電極指配列は図９から電極指配列２０Ｆとすればよ
いことがわかる。電極指配列２０Ｆの有効電極率は３３
％である。

【０１０５】次に、図１０及び図１１から明らかなよう
に、電極指配列２０Ｅと電極指配列２０Ｆにおける共振
点及び反共振点におけるインピーダンスを比較すると、
電極指配列２０Ｆの場合の方が、電極指配列２０Ｅの場
合に比べて共振点及び反共振点のいずれにおいてもイン
ピーダンスが大きくなることがわかる。

【０１０６】図２１に、ＳＡＷ共振子Ｚのインピーダン
ス特性（電極指配列２０Ｅ、交叉幅８０μｍ）を実線
で、上記電極指配列２０ＦのＩＤＴを有するＳＡＷ共振
子のインピーダンス特性を破線で示す。

【０１０７】電極指配列２０ＦのＩＤＴを有するＳＡＷ
共振子については、上記ＳＡＷ共振子と同様に、電極指
の対数は８０対、交叉幅はＳＡＷ共振子Ｚの２倍の１６
０μｍとした。この交叉幅の違いは、上記インピーダン
スの差を補正するためである。

【０１０８】ＳＡＷ共振子のインピーダンスを変化させ
るには、交叉幅の他に、電極指の対数を変化させてもよ
い。例えば、上記電極指配列２０Ｆの場合、交叉幅は８
０μｍのままとし、電極指の対数を１６０対としても、
ほぼ同様の特性を得ることができる。交叉幅及び電極指
の対数を変化させても、共振周波数−反共振周波数間隔
にはほとんど影響はない。

【０１０９】上記のように、間引きを施して電極指配列
２０Ｆを構成して、電極反転を施した場合と同じ特性を
得ようとすると、ＳＡＷ共振子のＩＤＴ部分の総面積を
２倍に大きくする必要がある。言い換えれば、有効電極
率の低下を、間引きの代わりに電極反転を用いれば、Ｓ
ＡＷ共振子のＩＤＴ部分の面積を半分にまで小さくする
ことができる。この効果は、間引きされている部分を全
て電極反転に代えるまでもなく、一部の間引き電極を電
極反転に代えるだけで得られる。

【０１１０】ＳＡＷ共振子の大きさは、使用する圧電基
板の大きさに直接反映する。そして、圧電基板の大きさ
によって、圧電基板を収めるパッケージが制限される。
従って、圧電基板のサイズは非常に重要である。圧電基
板のサイズが０．１ｍｍ大きいだけで、用意したパッケ
ージに収納することができず、ひと回り大きなパッケー
ジを用いなければならないことも多い。携帯電話用の帯
域フィルタでは、特に電子部品の小型化が強く求められ
ており、圧電基板のサイズの縮小は重要な課題である。
従って、この変形例から明らかなように、電極反転を用
いたＩＤＴ部分の面積の縮小は、このような要求に応え
る上で特に効果が大きい。

【０１１１】（第４の実施例）図２２（ａ）及び（ｂ）
は、本発明の第４の実施例としての梯子型回路構成を有
するＳＡＷフィルタを説明するための回路図及びＳＡＷ
共振子の構成を示す模式的平面図である。

【０１１２】本実施例では、４１°ＹカットＸ伝搬Ｌｉ
ＮｂＯ₃基板上に、複数の直列腕ＳＡＷ共振子５２ａ〜
５２ｄと、複数の並列腕ＳＡＷ共振子５３ａ〜５３ｃが
Ａｌにより形成されている。

【０１１３】各ＳＡＷ共振子５２ａ〜５２ｄ，５３ａ〜
５３ｃは、いずれも本発明に係る一端子対ＳＡＷ共振子
により構成されている。すなわち、図２２（ｂ）に示す
ように、一端子対ＳＡＷ共振子は、圧電基板５４上にＩ
ＤＴ５５と、ＩＤＴ５５の表面波伝搬方向両側に反射器
５６，５７を形成した構造を有する。なお、圧電基板５
４は、複数のＳＡＷ共振子５２ａ〜５２ｄ，５３ａ〜５
３ｃで共通とされている。すなわち、一枚の圧電基板上
に、各ＳＡＷ共振子の電極構造を形成することにより、
１つの部品として本実施例のＳＡＷフィルタが構成され
ている。

【０１１４】並列腕共振子５３ａ，５３ｃのＩＤＴの交
叉幅は５０μｍ、電極指の対数は１０５対、並列腕共振
子５３ｂの交叉幅は５７μｍ、電極指の対数は１５０対
とされている。

【０１１５】直列腕共振子５２ａ〜５２ｄは、全て、電
極指交叉幅が８０μｍ、電極指の対数が１２５対、反射
器の電極指の本数が８０本とされている。直列腕共振子
５２ａは、図２（ｂ）に示した電極指配列２０Ｂ（有効
電極率７５％）となるように間引きが施されている。こ
こで、ＩＤＴと反射器との間の間隔は、反射器の電極指
ピッチにより定められる波長λの０．５倍（０．５λ）
とされている。なお、ＩＤＴと反射器との間隔とは、隣
合うＩＤＴの電極指と反射器の反射電極指との中心間距
離をいうものとする。

【０１１６】本実施例では、直列腕共振子５２ａが、本
発明に係るＳＡＷ共振子を用いて構成されている。すな
わち、直列腕共振子５２ａが、第１の実施例で用いられ
たＳＡＷ共振子２と同様に、有効電極率が低められたＳ
ＡＷ共振子により構成されている。

【０１１７】図２３に、本実施例に係る梯子型回路構成
を有するＳＡＷフィルタの周波数振幅特性を実線で、直
列腕共振子５２ａに代えて、通常の正規型ＳＡＷ共振子
を用いたことを除いては同様に構成された比較のための
梯子型回路構成を有するＳＡＷフィルタの特性を破線で
示す。また、図２４に、本実施例で用いた、上記直列腕
共振子５２ａのインピーダンス特性を実線で、間引きが
施されていない正規型ＩＤＴを有する直列腕共振子５２
ｂ〜５２ｄのインピーダンス特性を破線で示す。

【０１１８】図２４のインピーダンス特性を有するＳＡ
Ｗ共振子を直列腕共振子５２ａとして用いた場合、図２
３から明らかなように、比較例に比べて、スルーレベル
から３ｄＢにおける通過帯域の帯域幅はほとんど変化し
ていないにもかかわらず、通過帯域高域側ごく近傍にお
ける急峻性が高められている。すなわち、９１０〜９３
０ＭＨｚ付近の減衰量は、比較例では約８ｄＢであった
のに対し、実施例のＳＡＷフィルタでは約２３ｄＢまで
改善されている。

【０１１９】従って、本実施例のように、梯子型回路構
成を有するＳＡＷフィルタにおいて、直列腕共振子の少
なくとも１つとして、本発明に係る有効電極率が小さい
ＳＡＷ共振子を用いることにより、梯子型回路構成を有
するＳＡＷフィルタの通過帯域高域側におけるフィルタ
特性の急峻性を高め得ることがわかる。

【０１２０】なお、本実施例では、第１〜第３の実施例
とは異なり、有効電極率が９５％以下のときに、正規型
ＩＤＴを有するＳＡＷ共振子に比べて、減衰量を明らか
に改善することができる。また、有効電極率が低くなれ
ばなる程、通過帯域ごく近傍のフィルタ特性の急峻性を
高めることができる。本実施例では、第１の実施例の場
合と同じ理由により、有効電極率の下限は、好ましくは
１０％である。

【０１２１】なお、本実施例では、本発明に係るＳＡＷ
共振子を直列腕共振子５２ａに用いたが、並列腕共振子
に用いることにより、通過帯域低域側ごく近傍のフィル
タ特性の急峻性を高めることもできる。

【０１２２】また、本実施例では、１個のＳＡＷ共振子
のみを本発明に係るＳＡＷ共振子で構成したが、梯子型
回路構成を有するＳＡＷフィルタにおいて、直列腕共振
子の全てを、あるいは並列腕共振子の全てを、また直列
腕共振子及び並列腕共振子の全てを、本発明に係るＳＡ
Ｗ共振子で構成してもよい。

【０１２３】すなわち、梯子型ＳＡＷフィルタの直列腕
共振子及び／または並列腕共振子の少なくとも１つに、
本発明に係るＳＡＷ共振子を用いることにより、通過帯
域ごく近傍におけるフィルタ特性の急峻性を高めること
ができる。

【０１２４】

【発明の効果】第１，第２の発明で用いられているＳＡ
Ｗ共振子においては、ＩＤＴが間引き重み付けされてお
り、ＩＤＴの有効電極率が１０〜８０％の範囲にあるた
め、正規型ＩＤＴを用いた場合に比べて共振周波数−反
共振周波数間隔を狭めることができる。

【０１２５】本願の第１，第２の発明に係る複合ＳＡＷ
フィルタでは、ＳＡＷフィルタの入力端側または出力端
側の少なくとも一方に、上記ＳＡＷ共振子が少なくとも
１個直列及び／または並列に接続されているので、通過
帯域近傍の急峻性を高めることができると共に、通過帯
域における挿入損失を低減することができる。

【０１２６】第１の発明に係る複合ＳＡＷフィルタで
は、ＳＡＷ共振子がＳＡＷフィルタに直列に接続されて
おり、ＳＡＷ共振子の反共振周波数がＳＡＷフィルタの
通過帯域高域側近傍の阻止帯域の周波数とされているの
で、上記ＳＡＷ共振子が直列トラップとして機能し、通
過帯域高域側において通過帯域近傍の減衰量を大きくす
ることができ、かつ通過帯域の良好な挿入損失を実現す
ることができる。

【０１２７】第１の発明に係る複合ＳＡＷフィルタで
は、上記ＳＡＷ共振子がＳＡＷフィルタに並列接続され
ており、ＳＡＷ共振子の共振周波数がＳＡＷフィルタの
通過帯域低域近傍の阻止帯域にあるので、ＳＡＷ共振子
の並列トラップとして機能し、通過帯域低域側における
通過帯域近傍の減衰量を効果的に高めることができると
共に、通過帯域における挿入損失の低減を図ることがで
きる。

【０１２８】第１，第２の発明において、共振周波数−
反共振周波数の周波数間隔が、正規型ＩＤＴの場合の共
振周波数−反共振周波数間隔の５〜７５％とした場合に
は、より一層効果的にフィルタ特性の通過帯域近傍の急
峻性を高めることができ、かつ通過帯域から少し離れた
帯域における減衰量の増大を効果的に図ることができ
る。

【０１２９】第１，第２の発明に係るＳＡＷ共振子にお
いて、有効電極率が１０〜５０％の範囲にある場合に
は、通過帯域低域側または高域側におけるフィルタ特性
の急峻性をより効果的に高めることができ、かつ通過帯
域における良好な挿入損失をより効果的に実現すること
ができる。

【０１３０】第１，第２の発明において、ＳＡＷ共振子
の共振周波数−反共振周波数間隔が、正規型ＩＤＴの共
振周波数−反共振周波数間隔の５〜３０％とした場合に
は、上記有効電極率を１０〜５０％とすることができ、
通過帯域近傍のフィルタ特性の急峻化をより効果的に図
ることができ、かつ通過帯域内における挿入損失を十分
な大きさとすることができる。

【０１３１】本願の第３の発明に係るＳＡＷフィルタで
は、複数のＳＡＷ共振子が直列腕及び並列腕に配置され
ており、少なくとも１つのＳＡＷ共振子が、第１，第２
の発明で用いられている上記ＳＡＷ共振子により構成さ
れているので、通過帯域近傍におけるフィルタ特性の急
峻性を高めることが可能となる。

【０１３２】また、本願第４の発明に係るＳＡＷフィル
タでは、複数のＳＡＷ共振子が直列腕及び並列腕に配置
されて梯子型回路が構成されており、少なくとも１つの
ＳＡＷ共振子のＩＤＴの有効電極率が１０〜９５％の範
囲とされているので、第４の発明の場合と同様に、通過
帯域近傍におけるフィルタ特性の急峻性を効果的に高め
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る複合ＳＡＷフィル
タを説明するための模式的平面図。

【図２】（ａ）〜（ｆ）は、ＩＤＴの電極指配列と有効
電極率との関係を示す模式的断面図。

【図３】（ａ）〜（ｆ）は、ＩＤＴにおける電極指配列
と有効電極率との関係を示す模式的断面図。

【図４】（ａ）及び（ｂ）は、ＩＤＴの電極指配列を説
明するための平面図及び（ａ）のＡ−Ａ線に沿う断面
図。

【図５】（ａ）〜（ｅ）は、電極指配列の符号化を説明
するための各模式的断面図。

【図６】（ａ）〜（ｃ）は、ＩＤＴの電極指配列におけ
る符号化を説明するための各模式的断面図。

【図７】間引きにより電極指配列を異ならせた場合のＳ
ＡＷ共振子のインピーダンス−周波数特性を示す図。

【図８】電極反転により電極指配列を異ならせた場合の
ＳＡＷ共振子のインピーダンス−周波数特性を示す図。

【図９】共振周波数−反共振周波数間隔と、有効電極率
との関係を示す図。

【図１０】反共振点におけるインピーダンスと有効電極
率との関係を示す図。

【図１１】共振点のインピーダンスと有効電極率との関
係を示す図。

【図１２】共振周波数−反共振周波数間隔と、ＩＤＴ中
における電極指配列２０Ｇの割合との関係を示す図。

【図１３】（ａ）〜（ｃ）は、間引き法による電極パタ
ーンを説明するための各部分切欠平面図。

【図１４】第１の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタ、Ｓ
ＡＷフィルタ単体及び第１の従来例の複合ＳＡＷフィル
タの周波数振幅特性を示す図。

【図１５】第１の実施例で用いられたＳＡＷ共振子及び
第１の従来例で用いられたＳＡＷ共振子のインピーダン
ス−周波数特性を示す図。

【図１６】第２の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタの電
極構造を示す模式的平面図。

【図１７】第２の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタ、Ｓ
ＡＷフィルタ単体及び第２の従来例の複合ＳＡＷフィル
タの周波数振幅特性を示す図。

【図１８】第２の実施例で用いられているＳＡＷ共振子
及び第２の従来例で用いられているＳＡＷ共振子のイン
ピーダンス−周波数特性を示す図。

【図１９】第３の実施例に係る複合ＳＡＷフィルタ、Ｓ
ＡＷフィルタ単体及び第３の従来例の複合ＳＡＷフィル
タの周波数振幅特性を示す図。

【図２０】第３の実施例で用いられるＳＡＷ共振子及び
第３の従来例で用いられるＳＡＷ共振子のインピーダン
ス−周波数特性を示す図。

【図２１】第３の実施例の変形例に係る複合ＳＡＷフィ
ルタで用いられＳＡＷ共振子及び電極指配列２０ＦのＩ
ＤＴを有するＳＡＷ共振子のインピーダンス−周波数特
性を示す図。

【図２２】（ａ）及び（ｂ）は、第４の実施例に係るＳ
ＡＷフィルタの回路図及び用いられるＳＡＷ共振子の電
極構造を説明するための模式的平面図。

【図２３】第４の実施例に係るＳＡＷフィルタ、及び比
較のために用意したＳＡＷフィルタの周波数振幅特性を
示す図。

【図２４】第４の実施例に係るＳＡＷフィルタにおいて
直列腕共振子の１つとして用いられたＳＡＷ共振子及び
間引きが行われていないＳＡＷ共振子のインピーダンス
−周波数特性を示す図。

【図２５】第１の従来例に係る複合ＳＡＷフィルタの周
波数振幅特性を示す図。

【図２６】第２の従来例の複合ＳＡＷフィルタの周波数
振幅特性を示す図。

【符号の説明】

１…ＳＡＷフィルタ２…ＳＡＷ共振子６…ＩＤＴ７ａ，７ｂ…反射器８…圧電基板１０…ＩＤＴ１０ａ，１０ｂ…第１，第２のくし歯電極１２ａ…正電極１２ｂ…負電極２０Ａ〜２０Ｌ…電極指配列２１…ＳＡＷフィルタ２２…ＳＡＷ共振子２３…ＩＤＴ２４ａ，２４ｂ…反射器５２ａ〜５２ｄ…直列腕共振子５３ａ〜５３ｃ…並列腕ＳＡＷ共振子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０１Ｌ 41/18 １０１Ａ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電基板及び、前記圧電基板上に形成されており、互いに間挿し合う１
以上の電極指を有する第１，第２のくし歯電極を含むイ
ンターデジタルトランスデューサを有し、前記インターデジタルトランスデューサが間引き重み付
けされており、かつインターデジタルトランスデューサ
の有効電極率が１０〜８０％の範囲にあるＳＡＷ共振子
と、ＳＡＷフィルタとを備え、ＳＡＷフィルタの入力端側または出力端側の少なくとも
一方に、少なくとも１個以上の前記ＳＡＷ共振子が電気
的に直列に接続されており、該ＳＡＷ共振子の反共振周
波数が、ＳＡＷフィルタの通過帯域高域側近傍の阻止帯
域にあることを特徴とする、複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項２】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共振
周波数の周波数間隔が、同じ電極指対数の正規型インタ
ーデジタルトランスデューサの場合の共振周波数−反共
振周波数の周波数間隔の５〜７５％の範囲にあることを
特徴とする、請求項１に記載の複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項３】前記ＳＡＷ共振子の前記インターデジタ
ルトランスデューサの有効電極率が１０〜５０％の範囲
にあることを特徴とする、請求項１に記載の複合ＳＡＷ
フィルタ。
【請求項４】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共振
周波数の周波数間隔が、同じ対数の正規型インターデジ
タルトランスデューサの場合の共振周波数−反共振周波
数間隔の５〜３０％の範囲にあることを特徴とする、請
求項１に記載の複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項５】圧電基板及び、前記圧電基板上に形成されており、互いに間挿し合う１
以上の電極指を有する第１，第２のくし歯電極を含むイ
ンターデジタルトランスデューサを有し、前記インターデジタルトランスデューサが間引き重み付
けされており、かつインターデジタルトランスデューサ
の有効電極率が１０〜８０％の範囲にあるＳＡＷ共振子
と、ＳＡＷフィルタとを備え、ＳＡＷフィルタの入力端側または出力端側の少なくとも
一方に、少なくとも１個以上の前記ＳＡＷ共振子が電気
的に並列接続されており、前記ＳＡＷ共振子の共振周波
数が、前記ＳＡＷフィルタの通過帯域低域側近傍の阻止
帯域にあることを特徴とする、複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項６】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共振
周波数の周波数間隔が、同じ電極指対数の正規型インタ
ーデジタルトランスデューサの場合の共振周波数−反共
振周波数の周波数間隔の５〜７５％の範囲にあることを
特徴とする、請求項５に記載の複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項７】前記ＳＡＷ共振子の前記インターデジタ
ルトランスデューサの有効電極率が１０〜５０％の範囲
にあることを特徴とする、請求項５に記載の複合ＳＡＷ
フィルタ。
【請求項８】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共振
周波数の周波数間隔が、同じ電極指対数の正規型インタ
ーデジタルトランスデューサの場合の共振周波数−反共
振周波数の周波数間隔の５〜３０％の範囲にあることを
特徴とする請求項５に記載のＳＡＷ複合フィルタ。
【請求項９】前記ＳＡＷ共振子が、前記インターデジ
タルトランスデューサの表面波伝搬方向外側に設けられ
た反射器をさらに備える、請求項１〜８のいずれかに記
載の複合ＳＡＷフィルタ。
【請求項１０】複数のＳＡＷ共振子が直列腕と並列腕
に配置された梯子型回路構成を有するＳＡＷフィルタに
おいて、少なくとも１つのＳＡＷ共振子が、圧電基板と、前記圧電基板上に形成されており、互いに
間挿し合う１以上の電極指を有する第１，第２のくし歯
電極を含むインターデジタルトランスデューサとを備
え、前記インターデジタルトランスデューサが間引き重
み付けされており、かつインターデジタルトランスデュ
ーサの有効電極率が１０〜８０％の範囲にあるＳＡＷ共
振子であることを特徴とする、ＳＡＷフィルタ。
【請求項１１】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共
振周波数の周波数間隔が、同じ電極指対数の正規型イン
ターデジタルトランスデューサの場合の共振周波数−反
共振周波数の周波数間隔の５〜７５％の範囲にあること
を特徴とする、請求項１０に記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１２】前記ＳＡＷ共振子の前記インターデジ
タルトランスデューサの有効電極率が１０〜５０％の範
囲にあることを特徴とする、請求項１０に記載のＳＡＷ
フィルタ。
【請求項１３】前記ＳＡＷ共振子の共振周波数−反共
振周波数の周波数間隔が、同じ対数の正規型インターデ
ジタルトランスデューサの場合の共振周波数−反共振周
波数の周波数間隔の５〜３０％の範囲にあることを特徴
とする、請求項１０に記載のＳＡＷフィルタ。
【請求項１４】複数のＳＡＷ共振子が直列腕及び並列
腕に配置された梯子型の回路構成を有するＳＡＷフィル
タにおいて、少なくとも１つのＳＡＷ共振子のインターデジタルトラ
ンスデューサの有効電極率が１０〜９５％の範囲にある
ＳＡＷフィルタ。