WO2005004327A1 - 弾性表面波フィルタとそれを用いたデバイス - Google Patents

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capacitance
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Inventor
Hiroshi Kushitani
Shinobu Nakaya
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a surface acoustic wave filter used for communication equipment and an electronic device using the same.
  • FIG. 15 shows a conventional ladder-type surface acoustic wave (SAW) filter 1001 disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-152173.
  • SAW surface acoustic wave
  • the characteristics of the SAW fill 1001 are shown by the line 202 in FIGS. As shown by the line 202, the SAW filter 1001 has an attenuation band on both sides of the passband. Filters such as the S AW filter 1001 are required to have a characteristic in which the loss in the pass band is small and the band shifts sharply to the attenuation band. Disclosure of the invention
  • the surface acoustic wave (SAW) filter is composed of a first SAW resonator, a second SAW resonator connected in series with the first SAW resonator at a first connection point, and a second SAW resonator.
  • a third SAW resonator connected in series with the S AW resonator at a second connection point, and a third S AW resonator
  • a fourth SAW resonator connected in series with the third node at the third connection point, a fifth SAW resonator oscillated between the first connection point and ground, and a third connection
  • a sixth SAW resonator connected between the point and the ground; and a first capacitance component forming a capacitance, connected between the second connection point and the ground.
  • This S AW filter has a steep attenuation characteristic on the high band side of the pass band, so that the pass band is wide and the loss in the pass band is small.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a surface acoustic wave (S AW) filter according to an embodiment of the present invention.
  • S AW surface acoustic wave
  • FIG. 2 is a frequency characteristic diagram of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a frequency characteristic diagram of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the SAW file according to the embodiment.
  • FIG. 5j Equivalent circuit according to the embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a plan view of the SAW file according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a plan view of a capacitance structure of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 9 is a plan view of another capacitance structure of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 10 is a plan view of still another capacitance structure of the SAW filter according to the embodiment.
  • FIG. 11 is a plan view of another SAW file according to the embodiment.
  • FIG. 12 is a plan view of yet another SAW file according to the embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of still another SAW filter according to the embodiment. .
  • FIG. 14 is a block diagram of a device using the SAW file according to the embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a conventional SAW filter. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a surface acoustic wave (SAW) filter 101 according to an embodiment of the present invention.
  • SAW surface acoustic wave
  • series resonators 3 to 6 are connected in this order from the input terminal 1 to the output terminal 2.
  • One end of the parallel resonator 7 is connected between the series resonator 3 and the series resonator 4.
  • One end of the parallel resonator 8 is connected between the series resonator 5 and the series resonator 6.
  • the other end of the parallel resonator 7 is connected to the ground via an inductance component 9 forming an inductance.
  • the other end of the parallel resonator 8 is connected to Durand via an inductance component 10 forming an inductance.
  • a capacitance structure 11 that forms a capacitance between the series resonator 4 and the series resonator 5 and between the series resonators and the land is connected.
  • the SAW filter 101 according to the embodiment is a conventional SAW filter 1001 (line 202) shown in FIG. 15 in the pass band from 192 GHz to 1.98 GHz. ) Less loss. Further, the filter 101 has greater attenuation on both sides of the passband than the conventional SAW filter 1001 (line 202), and has a steeper attenuation characteristic than the SAW filter 1001 (line 202). Therefore, the SAW filter 101 according to the embodiment has a wider band and lower loss than the conventional SAW filter 101.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the SAW filter 101 according to the embodiment.
  • the inductance components 9 and 10 are formed of wires connected to the piezoelectric substrate 51 on which the resonators 3 to 8 are formed.
  • FIG. 5 is a partial equivalent circuit of the SAW filter 101 shown in FIG.
  • the parallel resonance of the series resonators 3 to 6 itself greatly contributes to the attenuation on the higher side of the pass band of the SAW filter 101.
  • the series resonance of the parallel resonators 7 and 8 itself greatly contributes to the attenuation on the lower side of the pass band of the SAW filter 101.
  • the characteristics of the SAW filter 101 in the pass band The series resonance of the series resonators 3 to 6 itself and the parallel resonance of the parallel resonators 7 and 8 themselves greatly contribute. Conventionally, attenuation characteristics are designed by adjusting these resonators. The ratio between the series resonance and the parallel resonance of these resonators is almost determined by the conditions of the piezoelectric substrate on which these resonators are formed.
  • Fig. 6 shows the equivalent circuit of the equivalent circuit shown in the figure at frequencies near the high-frequency attenuation pole of the SAW filter 101.
  • the series resonators 4 and 5 become parallel resonance circuits 12 and 13, respectively, and the parallel resonators 7 and 8 become capacitors 14 and 15, respectively. Therefore, the equivalent circuit shown in FIG. 6 including the capacitance construct 11 can be approximated to an elliptic function bandpass filter at frequencies near the high-frequency attenuation pole.
  • a sharp attenuation characteristic is obtained while maintaining the high-frequency attenuation, so that the S AW filter 101 has a low-loss filter with a wide pass band as shown by the line 201 in FIG. Become.
  • the capacitance structure 11 can be formed on a piezoelectric substrate in the same manner as the series resonators 3 to 6 and the parallel resonators 7 and 8. Hereinafter, the method will be described.
  • FIG. 7 is a plan view of the SAW filter 101 according to the embodiment.
  • an input terminal 1 On a piezoelectric substrate 51, an input terminal 1, an output terminal 2, series resonators 3 to 6, parallel resonators 7, 8, ground electrodes 16 to 18, and a capacitance component 11 are formed.
  • the capacitance component 11 is formed by an interdigital electrode 141, which protrudes from the connection point 52 of the series resonator 4 and the series resonator 5 and the ground electrode 18 and faces each other. .
  • FIG. 8 to 10 are plan views of other capacitance components 11 1 to 11 13.
  • the portions 11 1 C and 11 ID protruding from the long sides are opposed to each other.
  • lines 112C and 112D protruding from electrodes 112A and 112B extending from the connection point 52 between the series resonator 4 and the series resonator 5 and the ground electrode 18 are parallel to each other. And are opposed to each other.
  • the concave and convex portions 113C and 113C are provided at opposing portions of the electrodes 113A and 113B extending from the connection point 52 between the series resonators 4 and 5 and the ground electrode 18, respectively.
  • 113D is provided.
  • FIG. 11 is a plan view of another SAW filter 102 according to the embodiment.
  • the orientation of the interdigital electrodes 142 forming the capacitance structure 11 is different from the interdigital electrode 11 forming the capacitance structure 11 shown in FIG. 10, and the series resonators 3, 4, 5 , 6 and the parallel resonators 7, 8 'are rotated 90 degrees.
  • the index and interval of the digital electrodes 141 and 12 are set by their capacitance.
  • the direction of the in-digital electrode 142 shown in FIG. 11 is different from the direction of the inter-digital electrode of each resonator by 90 °. The vibration of each resonator does not affect the capacitance component 11 regardless of the capacitance of the capacitance component 11.
  • FIG. 12 is a plan view of still another SAW file 103 according to the embodiment.
  • Ground electrodes 16 to 18 and a ground electrode 40 surrounding each element of the SAW filter 103 are connected on a piezoelectric substrate 51.
  • the ground electrode 40 functions as a force when dividing a piezoelectric substrate wafer on which a plurality of SAW filters are formed into individual SAW filters. Has been removed and does not affect the characteristics of SAW Phil 40.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the SAW filter 104 according to the embodiment.
  • the capacitance structure 19 Is provided between the connection point 61 between the series resonators 3 and 4 and the ground.
  • a capacitance structure 20 is provided between a connection point 62 between the series resonator 5 and the series resonator 6 and the ground.
  • the capacitance components 19 and 20 can be formed with the same structure as the capacitance component 11 shown in FIGS. FIG.
  • FIG. 14 is a block diagram of a device including the SAW filters 101 to 104 according to the embodiment and other elements such as the antenna 41 and the amplifiers 43 and 44.
  • a duplexer 42 using a SAW filter connected to an antenna 41 is connected to a power amplifier 43 on the transmitting side and an amplifier 44 on the receiving side.
  • the device shown in FIG. 14 may be a mobile phone having a shared device 42 and a secondary battery 145 that supplies power to the amplifiers 43 and 44.
  • the effect of reducing the loss in the pass band of the SAW filter by 0.1 dB when the battery capacity W of the battery 145 is, for example, 58 OmAh will be described in detail.
  • the voltage of the battery 145 is V (V)
  • the current consumption is I (A)
  • the output power of the radio wave from the antenna 41 is Pout (dBm).
  • the surface acoustic wave (SAW) filter according to the present invention has a steep attenuation at the higher side of the pass band. It has the characteristic that the pass band is widened and the loss in the pass band is small.

Abstract

弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタは、第１のＳＡＷ共振子と、第１のＳＡＷ共振子と第１の接続点で直列に接続された第２のＳＡＷ共振子と、第２のＳＡＷ共振子と第２の接続点で直列に接続された第３のＳＡＷ共振子と、第３のＳＡＷ共振子と第３の接続点で直列に接続された第４のＳＡＷ共振子と、第１の接続点とグランドとの間に接続された第５のＳＡＷ共振子と、第３の接続点とグランドとの間に接続された第６のＳＡＷ共振子と、第２の接続点とグランドとの間に接続された、静電容量を形成する第１のキャパシタンス構成体とを備える。このＳＡＷフィルタは通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を有し、したがって通過帯域を広くかつ通過帯域での損失が少なくなる。

Description

弾性表面波フィルタとそれを用いたデバイス 技術分野
本発明は通信機器に用いられる弾性表面波フィル夕とそれを用いた電子デバィ スに関する。 背景技術
図 1 5に特開平 6— 1 5 2 3 1 7号公報に開示されている従来のラダー型弾性 表面波 （S AW) フィルタ 1 0 0 1を示す。 入力端子 2 1と出力端子 2 2の間に は入力端子 2 1から出力端子 2 2に向って直列に直列共振子 2 3， 2 4， 2 5 , 2 6がこの順で接続されている。 直列共振子 2 3と直列共振子 2 4との間には並 列共振子 2 7 0二端が接続されて る。 .直列共振子 2 5と直列共振子 2 6の間に は並列共振子 2 8の一端が接続されている。 並列共振子 2 7の他端はィンダクタ ンスを形成するィンダクタンス構成体 2 9を介してグランドに接続されている。 並列共振子 2 8の他端はインダク夕ンスを形成するインダクタンス構成体 3 0を 介してグランドに接続されている。
S AWフィル夕 1 0 0 1の特性を図 2、 図 3の線 2 0 2で示す。 線 2 0 2に示 すように、 S AWフィルタ 1 0 0 1は通過帯域の両側に減衰帯域を有する。 S A Wフィルタ 1 0 0 1等のフィルタでは、 通過帯域の損失が少なく、 かつ急峻に減 衰帯域に移行する特性が求められている。 発明の開示
弹性表面波 （S AW) フィル夕は、 第 1の S AW共振子と、 第 1の S AW共振 子と第 1の接続点で直列に接続された第 2の S A W共振子と、 第 2の S AW共振 子と第 2の接続点で直列に接続された第 3の S A W共振子と、 第 3の S AW共振 子と第 3の接続点で直列に接続された第 4の S AW共振子と、 第 1の接続点とグ ランドとの間に揆続された第 5の S A W共振子と、 第 3の接続点とグランドとの 間に接続された第 6の S A W共振子と、 第 2の接続点とグランドとの間に接続さ れた、 静電容量を形成する第 1のキャパシタンス構成体とを備える。
この S AWフィルタは通過帯域の高域側で急峻な減衰特性を有し、 したがって 通過帯域を広くかつ通過帯域での損失が少なくなる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の実施の形態による弾性表面波 （S AW) フィルタの回路図であ る。
図 2は実施の形態による S A Wフィル夕の周波数特性図である。
図 3は実施の形態による S AWフィル夕の周波数特性図である。
図 4は実施の形態による S AWフィル夕の断面図である。
図 5jま—実施の形態によ ¾ S A;Wフィル夕の等価回路 ある。
図 6は実施の形態による S AWフィル夕の等価回路図である。
図 7は実施 形態による S AWフィル夕の平面図である。
図 8は実施の形態による S AWフィルタのキャパシタンス構成体の平面図であ る。
図 9は実施の形態による S AWフィル夕の他のキャパシタンス構成体の平面図 である。
図 1 0は実施の形態による S AWフィル夕のさらに他のキャパシタンス構成体 の平面図である。
図 1 1は実施の形態による他の S AWフィル夕の平面図である。
図 1 2は実施の形態によるさらに他の S AWフィル夕の平面図である。
図 1 3は実施の形態によるさらに他の S AWフィルタの回路図である。.
図 1 4は実施の形態による S A Wフィル夕を用いたデバィスのブロック図であ る。 図 15は従来の SAWフィル夕の回路図である。 発明を実施するための最良の形態
図 1は本発明の実施の形態による弾性表面波 （SAW) フィルタ 101の回路 図である。 入力端子 1と出力端子 2の間には入力端子 1から出力端子 2に向けて 直列に直列共振子 3〜 6がこの順で接続されている。 直列共振子 3と直列共振子 4の間には並列共振子 7の一端が接続されている。 直列共振子 5と直列共振子 6 の間には並列共振子 8の一端が接続されている。 並列共振子 7の他端はィンダク タンスを形成するインダクタンス構成体 9を介してグランドに接続されている。 並列共振子 8の他端はインダク夕ンスを形成するインダクタンス構成体 10を介 してダランドに接続されている。 直列共振子 4と直列共振子 5の間とダランドと の間に静電容量を形成するキャパシタンス構成体 11が接続されている。
図 2と図 3は実施の形態による SAWフィルタ 101の周波数特性図である。 実施—の形態による S AWフィル夕 101は図 2の線 201で示すように、 1. 9 2 GHzから 1. 98 GHzまでの通過帯域では図 15に示す従来の SAWフィ ル夕 1001 (線 202) より損失が少ない。 さらにフィルタ 101は通過帯域 の両側において大きな従来の SAWフィルタ 1001 (線 202 ) より減衰が大 きく、 さらに S AWフィル夕 1001 (線 202 ) より急峻な減衰特性を有する。 したがって、 実施の形態による SAWフィル夕 101は従来の SAWフィル夕 1 001より広帯域で低損失である。
図 4は実施の形態による SAWフィルタ 101の断面図である。 インダクタン ス構成体 9、 10は共振子 3〜 8がその上に形成された圧電基板 51に接続され たワイヤで形成されている。 図 5は図 1に示す SAWフィルタ 101の一部の等 価回路である。 一般に SAWフィル夕 101の通過帯域の高域側における減衰量 には直列共振子 3〜 6自体の並列共振が大きく寄与する。 また、 一般に SAWフ ィル夕 101の通過帯域の低域側における減衰量には並列共振子 7、 8自体の直 列共振が大きく寄与する。 一般に SAWフィルタ 101の通過帯域での特性には 直列共振子 3〜 6自体の直列共振と並列共振子 7、 8自体の並列共振とが大きく 寄与する。 従来ではこれらの共振子を調整して減衰特性を設計している。 これら の共振子の直列共振と並列共振の比率はこれらの共振子が形成される圧電基板の 条件によりほぼ決定される。
図 に示す等価回路の S AWフィルタ 1 0 1の高域側減衰極近傍の周波数にお ける等価回路を図 6に示す。 この等価回路では、 直列共振子 4、 5はそれぞれ並 列共振回路 1 2、 1 3となり、 並列共振子 7、 8はそれぞれコンデンサ 1 4、 1 5となる。 したがってキャパシタンス構成体 1 1を含めた図 6に示す等価回路は 高域側減衰極近傍の周波数において楕円関数型帯域通過フィル夕に近似できる。 この結果、 高域側減衰量を維持して急峻な減衰特性が得られるので、 S AWフ ィルタ 1 0 1図 3の線 2 0 1に示すように広い通過帯域を有する低損失なフィル 夕となる。
例えば、 キャパシタンス構成体 1 1の静電容量を 0 . l p Fとして直列共振子 3〜 6および並列共振子 7、 8を設計すると、— 1__3」；： H に 丄 9 2 _GH zから 1 . 9 8 GH zまでの通過帯域で損失が— 0 . 9 d B (線 2 Q 2 ) から一 0 . 8 d B (線 2 0 1 ) に低減できた。
キャパシタンス構成体 1 1は直列共振子 3〜 6および並列共振子 7、 8と同じ ように圧電基板上に作製できる。 以下、 その方法について説明する。
図 7は実施の形態による S AWフィルタ 1 0 1の平面図である。 圧電基板 5 1 上に入力端子 1、 出力端子 2、 直列共振子 3〜6、 並列共振子 7、 8、 グランド 電極 1 6〜1 8、 およびキャパシタンス構成体 1 1が形成されている。 キャパシ 夕ンス構成体 1 1は直列共振子 4と直列共振子 5の接続点 5 2とグランド電極 1 8とからそれぞれ突出し互いに対向するィンタ一ディジタル型電極 1 4 1によつ て形成されている。
図 8〜図 1 0は他のキャパシタンス構成体 1 1 1〜1 1 3の平面図である。 図 8に示すキャパシタンス構成体 1 1 1では、 直列共振子 4と直列共振子 5との接 続点 5 2とグランド電極 1 8とからそれぞれ突出する電極 1 1 1 A、 1 1 1 Bの 長辺からそれぞれ突出した部分 11 1 C、 1 1 IDが対向している。 図 9に示す キャパシタンス構成体 112では、 直列共振子 4と直列共振子 5との接続点 52 とグランド電極 18とから延びた電極 112A、 112 Bからそれぞれ突出する 線路 112 C、 112 Dが互いに平行に延びて対向している。 図 10に示すキヤ パシタンス構成体 113では、 直列共振子 4と直列共振子 5との接続点 52とグ ランド電極 18とからそれぞれ延びた電極 113 A、 113 Bの対向する部分に 凹凸部 113C、 113Dが設けられている。
図 11は実施の形態による他の SAWフィルタ 102の平面図である。 キャパ シタンス構成体 11を構成するィンターディジタル電極 142の向きは、 図 10 に示すキャパシタンス構成体 1 1を構成するインタ一ディジ夕ル型電極 1 1と異 なり、 直列共振子 3, 4, 5， 6および並列共振子 7， 8'の向きから 90度回転 している。 ィン夕一ディジタル型電極 141、 1 2の指数や間隔はその静電容 量により設定される。 図 11に示すイン夕一ディジタル型電極 142の向きは、 各共振子のインターディジタル型電極の向きと 90° 異なっているので、 各共 振子の表面波によりインターディジタル型電極 142が共振せず、 キャパシ夕ン ス構成体 11の静電容量に関係なく、 各共振子の振動がキャパシタンス構成体 1 1に影響しない。
図 12は実施の形態によるさらに他の SAWフィル夕 103の平面図である。 圧電基板 51上にグランド電極 16〜18と SAWフィルタ 103の各要素を囲 むグランド電極 40とが接続されている。 この構造により、 圧電基板 51上に各 要素を形成する際に圧電基板 51に電荷が蓄積し電極間が短絡することによる電 極の破壊を防止できる。 また、 グランド電極 40は、 複数の SAWフィルタが形 成された圧電基板のウェハを個々の S AWフィルタに分割する際のマ一力として 機能し、 個々の SAWフィル夕に分割後にはグランド電極 40は削除され、 SA Wフィル夕 40の特性に影響を与えない。
図 13は実施の形態による SAWフィルタ 104の回路図である。 直列共振子 3と直列共振子 4との接続点 61とグランドとの間にキャパシタンス構成体 19 が設けられている。 また、 直列共振子 5と直列共振子 6との接続点 62とグラン ドとの間にキャパシタンス構成体 20が設けられる。 SAWフィル夕 104では、 高域側減衰帯域における等価的な楕円関数型帯域通過フィルタを構成する並列共 振子 7、 8の設計自由度を向上できる。 キャパシタンス構成体 19、 20は図 7 〜図 12に示すキャパシタンス構成体 11と同様の構造で形成することができる。 図 14は実施の形態による SAWフィルタ 101〜104—とアンテナ 41、 増 幅器 43、 44等の他の素子とを有するデバイスのブロック図である。 アンテナ 41に接続された SAWフィルタを用いた共用器 42は送信側の電力増幅器 43 と受信側の増幅器 44に接続されている。 図 14に示すデバイスは共用器 42と 増幅器 43、 44に電力を供給する 2次電池 145を有する携帯電話でもよい。 電池 145の電池容量 Wが例えば 58 OmAhでの SAWフィル夕の通過帯域で の損失が 0. 1 dB低減した効果を詳述する。
携帯電話の効率 7? ( ) は次式で与えられる。
^=10 。 ut/10)/ (i 000XVX I) X 100
ここで、 電池 145の電圧を V (V) 、 消費電流を I (A) 、 アンテナ 41から の電波の出力電力を P o u t (dBm) とする。
電圧 V= 3 (V) および効率 7? = 40 (%) で一定であり、 P ou tが 33 (dBm) の場合は 33. 1 (dBm) に、 電池 145の消費電流は約 38. 7 3 (mA) だけ少なくなる。 この携帯電話で通常、 電池 145で 120 (分） 通 話できるとすると、 38. 73 (mA) だけ消費電流が減った場合の通話時間 T は次式で表される。
T= 120X (580 + 38. 73) /580 = 128
したがって、 SAWフィル夕の通過帯域での損失が 0. l dB低減すると携帯 電話の通話時間が 8分伸びる。 産業上の利用可能性
本発明による弹性表面波 （SAW) フィルタは通過帯域の高域側で急峻な減衰 特性を有し、 したがつて通過帯域を広くかつ通過帯域での損失が少なくなる。

Claims

請求の範囲
1 . 弾性表面波 （S AW) フィル夕であって、
第 1の S AW共振子と、
前記第 1の S AW共振子と第 1の接続点で直列に接続された第 2の S AW 共振子と、
前記第 2の S AW共振子と第 2の接続点で直列に接続された第 3の S AW 共振子と、
前記第 3の S AW共振子と第 3の接続点で直列に接続された第 4の S AW 共振子と、
前記第 1の接続点とグランドとの間に接続された第 5の S A W共振子と、 前記第 3の接続点とダランドとの間に接続された第 6の S AW共振子と、 前記第 2の接続点とグランドとの間に接続された、 静電容量を形成する第 1のキャパシタンス構成体と、
を備えた S AWフィルタ。
2 . 前記第 1の接続点とグランドとの間に接続された、 静電容量を形成する第 2 のキャパシタンス構成体をさらに備えた、 請求の範囲第 1項に記載の S AWフィ ル夕。 3 . 前記第 3の接続点とグランドとの間に接続された、 静電容量を形成する第 3 のキャパシタンス構成体をさらに備えた、 請求の範囲第 2項に記載の S A Wフィ ル夕。 . 前記第 1から第 6の S AW共振子が設けられた圧電基板をさらに備え、 前記第 1のキャパシタンス構成体は、
前記第 2の接続点から延びて前記圧電基板上に設けられた第 1の 電極と、 前記グランドから延びて前記圧電基板上に設けられた、 前記第 1 の電極に対向する第 2の電極と、
を有する、 請求の範囲第 1項に記載の SAWフィルタ。
5. 前記第 1と第 2の電極は互いに対向する凸凹部をそれぞれ有する、 請求の範 囲第 4項に記載の S AWフィルタ。
6. 前記第 1と第 2の電極はインターディジタル型電極である、 請求の範囲第 5 項に記載の SAWフィル夕。
7. 請求の範囲第 1から 6項のいずれか一つに記載の弾性表面波 （SAW) フ イノレタと、
前記 S A Wフィルタに接続された素子と、
を備えたデバイス。 .
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