JPH1013187A

JPH1013187A - はしご型フィルタ

Info

Publication number: JPH1013187A
Application number: JP15859496A
Authority: JP
Inventors: Hokuhoa Uu; ホクホアウー
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1996-06-19
Filing date: 1996-06-19
Publication date: 1998-01-16

Abstract

(57)【要約】【課題】多段はしご型フィルタの伝送特性を改善す
る。【解決手段】例えば１段はしご型回路５１，５２，５
３，５４が縦続接続されて４段のはしご型フィルタが構
成される。各１段はしご型回路５１〜５４では、並列ア
ーム共振子５１ｐ〜５４ｐと直列アーム共振子５１ｓ〜
５４ｓとがそれぞれ結合され、該各１段はしご型回路５
１〜５４でそれぞれ帯域フィルタになっている。これら
１段はしご型回路５１〜５４の段間に、各接続箇所にお
けるフィルタ回路間の不整合損失を抑制する素子６１，
６２，６３が並列に接続されている。これら素子６１〜
６３により、多段はしご型フィルタの段数増加に伴う通
過帯域の低域側における挿入損失の増加が抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、弾性表面波（Surf
ace Acoustic Wave 、以下、ＳＡＷという）共振子等を
用いて構成したはしご型フィルタに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般的に、弾性表面波装置はＳＡＷを励
振するためのすだれ状トランスデューサ（Interdigital
Transducer 、以下、ＩＤＴという）を有している。そ
のＩＤＴを加工することにより、弾性表面波装置にいろ
いろな特性及び機能を持たせることができる。従来、弾
性表面波装置といえば主にＳＡＷフィルタを指すことが
多く、そのＳＡＷフィルタの中では多電極型ＳＡＷフィ
ルタが主役であった。しかるに、近年では、多電極型Ｓ
ＡＷフィルタの他に、共振器型ＳＡＷフィルタの研究開
発も盛んになっており、ＳＡＷフィルタと言えば必ずし
も多電極型ＳＡＷフィルタを意味しなくなってきてい
る。本発明はその共振器型ＳＡＷフィルタに関するもの
である。共振器型ＳＡＷフィルタは、古典的な電気フィ
ルタの設計方法に基づいて、ＳＡＷ共振子を用いて構成
したフィルタである。ＳＡＷ共振子の本体はＩＤＴであ
り、場合によっては、左右に反射器を有している。反射
器もＩＤＴと同様にすだれ状の電極指で構成され、その
全電極指は電気的に短絡されている場合もあれば、開放
されている場合もある。反射器は主にＩＤＴから左右に
漏洩するＳＡＷを音響的に反射するための装置であるの
で、全電極指の電気的短絡または開放とほとんど無関係
である。ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性はＬＣ共
振器のインピーダンス特性にきわめて類似している。そ
のため、電気フィルタの設計方法が適用できるわけであ
る。

【０００３】図２は、従来のＳＡＷ共振子を示す平面図
である。例えば水晶基板、ＬｉＴａ０₃基板、或いはＬ
ｉＮｂ０₃で構成された圧電基板１の上に、ＩＤＴ２と
２つの反射器３ａ，３ｂとが形成されている。ＩＤＴ２
では、入力端子４に接続されたすだれ状の電極指２ａと
出力端子５に接続された電極指２ｂとが交互に配置され
ている。なお、反射器３ａ，３ｂが不要の場合には、こ
れらは除かれる。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図２
中の反射器３ａ，３ｂを説明する図であり、同図（ａ）
は略図、同図（ｂ）は全電極指が電気的に短絡された反
射器、及び同図（ｃ）は全電極指が開放された反射器を
それぞれ示している。各反射器３ａ，３ｂの電極指の本
数は、５０〜１００本程度が適当である。図２中の反射
器３ａ，３ｂは、一般的に図３（ｂ）もしくは図３
（ｃ）のいずれかの形態をとっている。また、反射器３
ａ，３ｂは、所望のインピーダンスを得るために、図２
におけるＩＤＴ２の一番外側の電極指から励振するＳＡ
Ｗの４分の１波長の距離の前後に、それぞれ配置される
のが一般的である。反射器３ａは、ＩＤＴ２と同じ製造
工程で同時に作製されるので、その膜厚及び材質はＩＤ
Ｔ２と同じである。目安としての膜厚は、数百オングス
トロームから数千オングストロームまでであり、材質は
純ＡｌまたはＡｌを主材料とする合金が使用される。ま
た、場合によっては、純Ｔｉ等またはこれを主材料とす
る合金が用いられる場合もある。

【０００４】以上のような構成のＳＡＷ共振子は、ＬＣ
共振器とよく似たリアクタンス特性を示すため、その等
価回路をＬＣ共振器で近似的に表すことが多い。図４
（ａ），（ｂ）は、図２のＳＡＷ共振子の等価回路とリ
アクタンス特性を示す図であり、同図（ａ）が等価回
路、同図（ｂ）がリアクタンス特性をそれぞれ示してい
る。ＳＡＷ共振子の等価回路は、端子間に直列に接続さ
れたインダクタ１０とキャパシタ１１と抵抗１２と、そ
れらと並列に接続されたキャパシタ１３とで近似的に表
される。この等価回路を有したＳＡＷ共振子のリアクタ
ンス特性は、図４（ｂ）に示す共振周波数Ｆｒと反共振
周波数Ｆａとを持っている。このようなリアクタンス特
性の素子で電気フィルタを設計する方法は、古くから知
られている。

【０００５】図５（ａ），（ｂ）は、１段はしご型回路
の構成を説明する回路図である。共振子でフィルタを構
成するにあたって、１段はしご型回路で構成されたフィ
ルタ回路がフィルタの基本回路となる。１段はしご型回
路には、二通りの構成が考えられる。図５（ａ）の回路
と図５（ｂ）の回路は対称であり、並列アーム（アーム
は英語のａｒｍからきた外来語）共振子１５と直列アー
ム共振子１６とをそれぞれ備えている。図５（ａ）の回
路の左の端子１７ａ，１７ｂからみたインピーダンス
は、同図（ｂ）の回路の右の端子１７ａ，１７ｂからみ
たインピーダンスに等しく、同図（ａ）の回路の右の端
子１８ａ，１８ｂからみたインピーダンスは、同図
（ｂ）の回路の左の端子１８ａ，１８ｂからみたインピ
ーダンスに等しい。共振子で多段フィルタを構成すると
き、１段はしご型回路間のインピーダンスを考えなが
ら、図５（ａ）または（ｂ）の回路を選択する。並列ア
ーム共振子１５の反共振周波数と直列アーム共振子１６
の共振周波数が非常に接近または一致すれば、系全体の
入力端子と出力端子における整合状態がきわめて良好な
帯域フィルタの特性が得られる。

【０００６】図６（ａ），（ｂ）は、図５の１段はしご
型回路の伝送特性を説明する図であり、同図（ａ）はリ
アクタンス特性、及び同図（ｂ）は挿入損失を示してい
る。図６（ａ）中の特性曲線２１は、図５の並列アーム
共振子１５のリアクタンス特性であり、図６（ａ）中の
特性曲線２２は、直列アーム共振子１６のリアクタンス
特性を示している。各共振子１５，１６の共振周波数と
反共振周波数は図６に示されている通りである。結果的
に、図５（ａ），（ｂ）に示されるｌ段はしご型回路の
挿入損失特性は、図６（ｂ）の挿入損失曲線２３のよう
になる。この挿入損失は、帯域フィルタの伝送特性であ
り、はしご型回路の段数を増やすことにより、通過帯域
の左右の減衰量が増加する。その段数はフィルタの特性
の条件によって決まる。しかし、はしご型フィルタの段
数が増加すると、共振子の数もこれに比例して増加す
る。

【０００７】図７は、４段はしご型回路の共振器型フィ
ルタの例を示す回路図である。この共振器型フィルタ
は、図５（ａ），（ｂ）に示された１段はしご型回路が
４個縦続接続されたものである。各１段はしご型回路３
１，３２，３３，３４は、並列アーム共振子３１ｐ〜３
４ｐと、直列アーム共振子３１ｓ〜３４ｓをそれぞれ有
している。ただし、各段の間の相互反射を考慮して、接
続するときにインピーダンスの等しい端子同士が接続さ
れている。結果的に、直列アームにおいては２組の２個
直列接続ＳＡＷ共振子系が、並列アームにおいてはｌ組
の２個並列接続ＳＡＷ共振子系ができる。各段に２個の
共振子があるので合計８個のＳＡＷ共振子が必要になっ
てくる。ところが、一般的に、直列に接続する２個のＳ
ＡＷ共振子または並列に接続する２個のＳＡＷ共振子
は、１個のＳＡＷ共振子に合成することが可能である。
この合成共振子は２個の共振子系とほぼ同じインピーダ
ンス特性を持っていることが特徴である。例えば、ｌ段
目回路３１の共振子３１ｓ及び２段目回路３２の共振子
３２ｓと、３段目回路３３の共振子３３ｓ及び４段目回
路３４の共振子３４ａとは、それぞれ直列に接続され、
合成可能である。２段目回路３２の共振子３２ｐと３段
目回路３３の共振子３３ｐは、並列に接続され、合成可
能である。これらを共振子合成すると、図８の回路が構
成される。図８は、共振子合成後の４段はしご型フィル
タの構成を示す回路図である。

【０００８】それぞれの共振子系を合成すると、図７の
４段はしご型フィルタの構成は、図８の構成になる。即
ち、図７に示される共振器型フィルタでは、合計８個の
共振子が必要であったが、共振子合成を行なうことによ
って５個の共振子４１，４２，４３，４４，４５で、図
７と同じ伝送特性およびインピーダンス特性を有する共
振器型フィルタが得られる。なお、図８で並列アームに
配置される共振子４１と共振子４５は、図７の各共振子
３１ｐ，３４ｐと同じであり、合成されない共振子であ
る。直列アームの共振子４２は２個の共振子３ｌｓ，３
２ｓの合成共振子、直列アームに配置された共振子４４
は２個の共振子３３ｓ，３４ｓの合成共振子、及び並列
アームに配置された共振子４３は２個の共振子３２ｐ，
３３ｐの合成共振子である。図７を構成する各共振子が
ＳＡＷ共振子であれば、その合成方法は次の図９のよう
に行う。図９（ａ）〜（ｃ）は、ＳＡＷ共振子の合成方
法を説明する図であり、同図（ａ）は単体のＳＡＷ共振
子、同図（ｂ）は直列接続ＳＡＷ共振子とその合成、及
び同図（ｃ）は並列接続ＳＡＷ共振子とその合成を示し
ている。

【０００９】図９（ａ）は従来の単体のＳＡＷ共振子で
あり、ここでは反射器を省略するが、反射器があっても
差しつかえない。また、ここではＳＡＷ共振子のＩＤＴ
合成を説明するためなので、圧電基板を図示していない
が、すべてのＳＡＷ共振子は圧電基板上に作製されてい
る。図９（ａ）〜（ｃ）中のＷは対向する電極指の交差
長である。また、λは励振するＳＡＷの波長であり、電
極指幅の４倍に等しい。図９（ｂ）に示すように、例え
ば、２個の直列接続ＳＡＷ共振子を１個のＳＡＷ共振子
に合成すると、後者の交差長は前者の単体の交差長Ｗの
半分になる。図９（ｃ）のように、２個の並列接続ＳＡ
Ｗ共振子を１個のＳＡＷ共振子に合成すると、後者の交
差長は前者の単体の交差長Ｗの２倍になる。それぞれの
場合の合成後のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性は、
合成前の直列接続ＳＡＷ共振子系または並列接続ＳＡＷ
共振子系のインピーダンス特性とほぼ同じである。この
ようにして、共振器型フィルタの共振子が合成されてい
く。例えば、４段はしご型回路で構成される共振器型Ｓ
ＡＷフィルタの場合では８個のＳＡＷ共振子を必要とす
るところ、５個のＳＡＷ共振子で同じ伝送特性とインピ
ーダンス特性を有する共振器型ＳＡＷフィルタの構成が
可能である。即ち、用いられるＳＡＷ共振子の数は、ほ
ぼ段数と同じとなる。また、減衰量はほぼ段数に比例し
て増加するので、所望のフィルタの特性が決まれば、そ
の段数もほぼ決まる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
共振器型ＳＡＷフィルタでは、次のような課題があっ
た。フィルタを構成するＳＡＷ共振子の数を減じるため
に、一般的に直列接続する２個の共振子及び並列に接続
する２個の共振子は、それぞれ１個の共振子に合成され
るが、そのインピーダンス特性は、２個直列接続の共振
子及び２個並列の共振子とほぼ同じである。図９の
（ｂ）のように、直列接続の２個のＳＡＷ共振子を合成
した後得たＳＡＷ共振子の交差長は、合成前の単体ＳＡ
Ｗ共振子の交差長の半分になる。図９の（ｃ）のよう
に、並列接続の２個のＳＡＷ共振子を合成した後得たＳ
ＡＷ共振子の交差長は、合成前の単体ＳＡＷ共振子の交
差長の２倍になる。図１０は、従来の課題を説明する図
８の共振器型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性図である。

【００１１】共振子合成された例えば４段はしご型回路
における通過帯域の挿入損失は、図１０に示したＡ１の
部分のように、低域側に傾く。フィルタの挿入損失を評
価して値で示す場合、通過帯域内での損失のおきい値が
その評価値になる。つまり、通過帯域の高域側では損失
が小さくても、低域側の損失が大きければ、評価は悪く
なる。従って、通過帯域での挿入損失特性は、変動が少
なければ少ないほど望ましいわけである。はしご型回路
がｌ段のとき、フィルタの挿入損失特性はほぼ全体的に
対称であるが、段数が２段以上になると通過帯域の特性
が低域の方に傾き始め、段数が多くなるとその勾配も急
になる。したがって、通過帯域が低域に傾く原因は、段
間の接続と考えられる。―般的に、任意の二端子対電気
回路網を接続するときに段間反射及び伝送損失を抑制す
るためには、接続する端子からみたそれぞれの電気回路
網のインピーダンスが互いに共役でなければならない。
しかし、従来から、共振器型ＳＡＷフィルタ等を構成す
るはしご型回路を接続させるとき、その点を配慮してい
ないのが現状である。本発明は以上のような欠点を除去
し、低損失かつ高減衰量の共振器型ＳＡＷフィルタを提
供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、第１の発明は、共振子を用いたフィルタ回路が多段
に接続されて構成され、各フィルタ回路で設定される帯
域の信号を通過させるはしご型フィルタにおいて、次の
ような容量性素子または誘導性素子を設けている。前記
容量性素子または誘導性素子は、各段間に並列にそれぞ
れ接続され、該各接続箇所におけるフィルタ回路間の不
整合損失を抑制するものである。第２の発明は、共振子
を用いたフィルタ回路が多段に接続されて構成され、各
フィルタ回路で設定される帯域の信号を通過させるはし
ご型フィルタにおいて、次のような容量性素子または誘
導性素子を設けている。前記容量性素子または誘導性素
子は、各段間に直列にそれぞれ接続され、該各接続箇所
におけるフィルタ回路間の不整合損失を抑制するもので
ある。以上のように構成された第１の発明のはしご型フ
ィルタの作用を、図１１（ａ）〜（ｃ）を参照しつつ、
説明する。

【００１３】図ｌｌ（ａ）〜（ｃ）は、段間接続の概要
（その１）を説明する図であり、同図（ａ）は二端子対
電気回路網、同図（ｂ）は従来のはしご型フィルタの段
間接続、及び同図（ｃ）は第１の発明におけるはしご型
フィルタの段間接続を示している。なお、図ｌｌ（ａ）
〜（ｃ）中のＮ，Ｎ１，Ｎ２は二端子対電気回路網をそ
れぞれ示している。また、図ｌｌ（ａ）〜（ｃ）中の端
子Ｔ_aと端子Ｔ_bとは二端子対電気回路網の一方の端子
対であり、端子Ｔ_cと端子Ｔ_dとが他方の端子対であ
る。端子対Ｔ_a，Ｔ_bを入力端子及び端子対Ｔ_c，Ｔ_d
を出力端子とし、図１１（ａ）のように、端子対Ｔ_a，
Ｔ_bが特性インピーダンスＺ₀で終端された任意の二端
子対電気回路網Ｎを端子対Ｔ_c，Ｔ_d側から見たときの
インピーダンスは、一般的にＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）の複素数
で表すことができる。従来では、図１１（ｂ）のように
何の対策も取らず、２個の二端子対電気回路網Ｎ１，Ｎ
２に相当する共振器型ＳＡＷフィルタの端子対Ｔ_c，Ｔ
_dを単に接続していただけである。この場合、端子対Ｔ
_c，Ｔ_dからみた両方の電気回路網Ｎ１，Ｎ２のインピ
ーダンスは同じくＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）である。この接続方
法によれば、両方の電気回路網Ｎ１，Ｎ２間にある端子
対Ｔ_c，Ｔ_dにおいて、不整合損失が発生するのは避け
られない。従来の接続理論によれば、端子対Ｔ_c，Ｔ_d
からみた片側の電気回路網Ｎ１のインピーダンスが例え
ばＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）であれば、反対側の電気回路網Ｎ２
のインピーダンスは、Ｚの共役インピーダンス（＝Ｒ―
ｊＸ）でなければならない。このような条件で接続する
と、それぞれの電気回路網Ｎ１，Ｎ２のインピーダンス
のリアクタンス分が打ち消し合い、不整合損失が最小限
に抑制される。図１１（ｃ）の接続では、図１１（ｂ）
の電気回路網Ｎ１，Ｎ２の接続を、その接続理論の条件
を満たすような接続方法を示している。即ち、第１の発
明では、両方の電気回路網Ｎ１，Ｎ２のインピーダンス
のリアクタンス分を打ち消すために、両方の電気回路網
Ｎ１，Ｎ２の端子対Ｔ_c，Ｔ_d間に、容量性素子または
誘導性素子を導入している。例えば、リアクタンス分し
か持たないインピーダンスがＺ₁（＝―ｊ（Ｒ²＋
Ｘ²）／２Ｘ）の容量性素子または誘導性素子を段間に
並列に接続すると、結果的に接続理論の条件が満たされ
る。よって、電気回路網Ｎ１，Ｎ２回路間における不整
合損失が最小限に抑制されることになる。この場合、フ
ィルタを構成する１段はしご型回路の段数は偶数にな
る。

【００１４】次に、第２の発明のはしご型フィルタの作
用を、図１２を参照しつつ、説明する。図１２は、段間
接続の概要（その２）を説明する図であり、図１１中の
要素と共通する要素には共通の符号を用いている。図１
１（ｃ）では、両側の電気回路網Ｎ１，Ｎ２の端子対Ｔ
_c，Ｔ_d間に、純リアクタンス分のインピーダンスＺ₁
を並列に接続したが、純リアクタンス分のインピーダン
スを直列に接続しても、接続理論を満たすことができ
る。即ち、図１２のように、両方の電気回路網Ｎ１，Ｎ
２のインピーダンスのリアクタンス分を打ち消す、例え
ばインピーダンスＺ₂（＝−２ｊＸ）が直列に段間に接
続されると、両側の電気回路網Ｎ１，Ｎ２の端子対
Ｔ_c，Ｔ_d間における接続理論の条件が満たされ、不整
合損失が最小限に抑制されることになる。従って、前記
課題を解決できるのである。

【００１５】

【発明の実施の形態】第１の実施形態図１は、本発明の第１の実施形態を示す共振器型ＳＡＷ
フィルタの回路図である。この共振器型ＳＡＷフィルタ
は、π型のはしご型フィルタであり、４個の１段はしご
型回路５１，５２，５３，５４を備えている。各１段は
しご型回路５１〜５４は、それぞれＳＡＷ共振子で構成
されたフィルタ回路である。４個の１段はしご型回路５
１，５２，５３，５４が縦続接続され、共振器型ＳＡＷ
フィルタが構成されている。なお、ここでは、１段はし
ご型回路の数を４個にした４段はしご型回路を説明する
が、偶数であればよく、２段、６段あるいは８段の構成
でもよい。各１段はしご型回路５１，５２，５３，５４
の段間には、これらの挿入損失を抑制するために、イン
ピーダンスが純リアクタンス成分のみを持つ誘導性素子
あるいは容量性素子である不整合損失抑制素子６１，６
２，６３が、それぞれ並列に接続されている。不整合損
失抑制素子６１，６２，６３としては、外付けのチップ
コンデンサ、外付けのミアンダ型インダクタ、各ＳＡＷ
共振子と同一基板に形成されたＩＤＴ形状のキャパシ
タ、各ＳＡＷ共振子と同一基板に形成されたスパイラル
型インダクタ及びミアンダ型インダクタ等が考えられ
る。

【００１６】１段はしご型回路５１は、端子対Ｔ_51a，
Ｔ_51b及び端子対Ｔ_51c，Ｔ_51d間に接続された並列ア
ームＳＡＷ共振子５１ｐと直列アーム共振子５１ｓとで
構成されている。１段はしご型回路５２は、端子対Ｔ
_52c，Ｔ_52d及び端子対Ｔ_52a，Ｔ_52b間に接続された
並列アームＳＡＷ共振子５２ｐと直列アーム共振子５２
ｓとで構成されている。１段はしご型回路５３は、端子
対Ｔ_53a，Ｔ_53b及び端子対Ｔ_53c，Ｔ_53d間に接続さ
れた並列アームＳＡＷ共振子５３ｐと直列アーム共振子
５３ｓとで構成されている。１段はしご型回路５４は、
端子対Ｔ_54c，Ｔ_54d及び端子対Ｔ_54a，Ｔ_54b間に接
続された並列アームＳＡＷ共振子５４ｐと直列アーム共
振子５４ｓとで構成されいる。各並列アーム共振子５１
ｐ〜５４ｐは、まったく同じ素子であり、それらのイン
ピーダンスも等しい。各直列アーム共振子５１ｓ〜５４
ｓも、まったく同じ素子であり、それらのインピーダン
スは等しい。従って、１段目の１段はしご型回路５１と
２段目の１段はしご型回路５２の間に並列に接続された
素子６１と、３段目の１段はしご型回路５３と４段目の
１段はしご型回路５４の間に並列に接続された素子６３
とは、まったく同じ整合用純リアクタンス成分を持つよ
うに設定されている。

【００１７】例えば、１段目の１段はしご型回路５１に
おいて、端子対Ｔ_51a，Ｔ_51b側が特性インピーダンス
Ｚ₀で終端され、該１段はしご型回路５１を端子対Ｔ
_51c，Ｔ_51d側からみたインピーダンスがＺ₃（＝Ｒ₃
＋ｊＸ₃）とする。段間での不整合損失を除去するため
には、両側のインピーダンスが共役関係にあることが必
要である。そのため、素子６１のインピーダンスはＺ₄
（＝−ｊ（Ｒ₃ ²＋Ｘ₃ ²）／２Ｘ₃）に設定されてい
る。素子６３のインピーダンスも同様であり、Ｚ₄（＝
−ｊ（Ｒ₃ ²＋Ｘ₃ ²）／２Ｘ₃）に設定されている。
各素子６１，６３のインピーダンスをＺ₄に設定する
と、１段はしご型回路５１、素子６１及び１段はしご型
回路５２で構成される回路６５と、１段はしご型回路５
３、素子６３及び１段はしご型回路５４で構成される回
路６６とは、まったく同じ回路になる。そこで、例えば
ｌ段目の１段はしご型回路５１において、端子対
Ｔ_51a，Ｔ_51b側が特性インピーダンスＺ₀で終端さ
れ、２段目の１段はしご型回路の端子対Ｔ_52a，Ｔ_52b
からみたインピーダンスがＺ₅（＝Ｒ₅＋ｊＸ₅）とす
ると、回路６５，６６での不整合損失を除去するために
は、素子６２のインピーダンスはＺ₅（＝−ｊ（Ｒ₅ ²
＋Ｘ₅ ²）／２Ｘ₅）にする必要があり、この値に設定
されている。

【００１８】次に、図１の共振器型ＳＡＷフィルタの動
作を説明する。共振器型ＳＡＷフィルタの入力端子対Ｔ
_51a，Ｔ_51bを介して高周波信号が入力されると、フィ
ルタを構成するすべてのＳＡＷ共振子５１ｐ〜５４ｐ，
５１ｓ〜５４ｓにおけるＩＤＴの電極指間に電圧差が生
じ、弾性表面波が励振される。弾性表面波が励振するこ
とによって、これらＳＡＷ共振子が水晶共振子または従
来のＬＣ共振子と同等なインピーダンス特性を表し、Ｓ
ＡＷ共振子系全体が帯域フィルタの特性を表すことにな
る。各１段はしご型回路５１〜５４の段間に挿入接続さ
れた不整合損失抑制素子６１〜６３は、各段間での反射
を抑制し、通過帯域の特性のバランスを整え、リップル
（最大値と最小値の差）の小さい特性にする。結果的
に、この共振器型フィルタの出力端子対、つまり、１段
はしご型回路５４における端子対Ｔ_54a，Ｔ_54bから、
通過帯域に周波数の合う信号だけが安定な強度で出力さ
れる。次に、段間の接続を改善した第１の実施形態の共
振器型ＳＡＷフィルタの効果を説明する。

【００１９】図１３は、図１の挿入損失特性を示す図で
ある。図１の共振器型ＳＡＷフィルタには、段間に不整
合損失抑制素子６１〜６３が設けられているので、段間
の両側のリアクタンス分が消去されて通過帯域における
反射が改善される。そのため、図１３に示したＡ２の部
分のように、共振器型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性の
うちの通過帯域低域側での勾配が、従来に比べて緩やか
になり、結果的にフィルタの低損失化を実現できる。即
ち、挿入損失特性の他の部分が変わらずに、以前大きか
った通過帯域の低域側挿入損失が大きく改善され、フィ
ルタ全体の特性改善になる。また、信号処理の側面から
みれば、一般的にフィルタの通過帯域におけるリップル
は小さい方が望ましいので、この第１の実施形態の共振
器型ＳＡＷフィルタは、通過帯域のリップルの抑制にも
貢献する。さらに、図ｌからわかるように、直列アーム
のＳＡＷ共振子が合成されずに、素子６１〜６３のよう
な純リアクタンス素子が追加されるため、それらの値次
第では、フィルタの挿入損失特性のうち、通過帯域外の
低域における減衰量が通過帯域に比べてかなり増加する
という効果もある（図１３中のＡ３の部分）。

【００２０】このように挿入損失特性が改善された共振
器型ＳＡＷフィルタは、従来のものと比べて利用しやす
く、応用範囲が広くなるはずである。一般的に、共振器
型ＳＡＷフィルタは、例えば自動車・携帯電話等の段間
フィルタとして使われるが、従来では共用器用フィルタ
としてはまだ利用されていない。しかし、図１の共振器
型ＳＡＷフィルタ及びその段数を増した共振器型ＳＡＷ
フィルタは、低損失なだけでなく低リップルなので、共
用器用フィルタとしても十分利用できる。現在の自動車
・携帯電話等の共用器用フィルタを構成するセラミック
フィルタを、この第１の実施形態の共振器型ＳＡＷフィ
ルタに置き換えると、自動車・携帯電話等に使われるフ
ィルタはすべてＳＡＷフィルタでできる。自動車・携帯
電話等に使われるフィルタをすべてＳＡＷフィルタにす
ると、これら自動車・携帯電話の小型化、高性能化およ
び低価格化を飛躍的に推進できる。特に、上述のよう
に、場合によってはフィルタの通過帯域外の低域側の減
衰量がかなり増加することがあるので、現在の一般的な
自動車・携帯電話の周波数帯域からみれば、この第１の
実施形態のフィルタを受信フィルタとして利用すると一
層性能を発揮できる。即ち、受信フィルタの低域側に送
信フィルタの通過帯域があるため、低域側の減衰量が増
加するということは送信回路系とのアイソレーションが
よくなるということであり、回路設計がしやすくなる。

【００２１】第２の実施形態図１４は、本発明の第２の実施形態を示す共振器型ＳＡ
Ｗフィルタの回路図である。この共振器型ＳＡＷフィル
タは、π型のはしご型フィルタであり、４個の１段はし
ご型回路７１，７２，７３，７４を備えている。各１段
はしご型回路７１〜７４は、それぞれＳＡＷ共振子で構
成されたフィルタ回路である。４個の１段はしご型回路
７１〜７４が、第１の実施形態と同様に縦続接続され、
共振器型ＳＡＷフィルタが構成されている。なお、ここ
では、１段はしご型回路の数を４個にした４段はしご型
回路を説明するが、偶数であればよく、２段、６段ある
いは８段の構成でもよい。各１段はしご型回路７１，７
２，７３，７４の段間には、これらの挿入損失を抑制す
るために、インピーダンスが純リアクタンス成分のみを
持つ誘導性素子あるいは容量性素子である不整合損失抑
制素子８１，８２，８３が、それぞれ直列に接続されて
いる。不整合損失抑制素子８１，８２，８３としては、
外付けのチップコンデンサ、外付けのミアンダ型インダ
クタ、各ＳＡＷ共振子と同一基板に形成されたＩＤＴ形
状のキャパシタ、各ＳＡＷ共振子と同一基板に形成され
たスパイラル型インダクタ及びミアンダ型インダクタ等
が考えられる。

【００２２】１段はしご型回路７１は、端子対Ｔ_71a，
Ｔ_71b及び端子対Ｔ_71c，Ｔ_71d間に接続された並列ア
ームＳＡＷ共振子７１ｐと直列アーム共振子７１ｓとで
構成されている。１段はしご型回路７２は、端子対Ｔ
_72c，Ｔ_72d及び端子対Ｔ_72a，Ｔ_72b間に接続された
並列アームＳＡＷ共振子７２ｐと直列アーム共振子７２
ｓとで構成されている。１段はしご型回路７３は、端子
対Ｔ_73a，Ｔ_73b及び端子対Ｔ_73c，Ｔ_73d間に接続さ
れた並列アームＳＡＷ共振子７３ｐと直列アーム共振子
７３ｓとで構成されている。１段はしご型回路７４は、
端子対Ｔ74_c，Ｔ_74d及び端子対Ｔ_74a，Ｔ_74b間に接
続された並列アームＳＡＷ共振子７４ｐと直列アーム共
振子７４ｓとで構成されいる。各並列アーム共振子７１
ｐ〜７４ｐは、まったく同じ素子であり、それらのイン
ピーダンスも等しい。各直列アーム共振子７１ｓ〜７４
ｓも、まったく同じ素子であり、それらのインピーダン
スは等しい。従って、１段目の１段はしご型回路７１と
２段目の１段はしご型回路７２の間に並列に接続された
素子８１と、３段目の１段はしご型回路７３と４段目の
１段はしご型回路７４の間に並列に接続された素子８３
とは、まったく同じ整合用純リアクタンス成分を持つよ
うに設定されている。

【００２３】例えば、１段目の１段はしご型回路７１に
おいて、端子対Ｔ_71a，Ｔ_71b側が特性インピーダンス
Ｚ₀で終端され、該１段はしご型回路７１を端子対Ｔ
_71c，Ｔ_71d側からみたインピーダンスがＺ₆（＝Ｒ₆
＋ｊＸ₆）とする。段間での不整合損失を除去するため
には、両側のインピーダンスが共役関係にあることが必
要である。そのため、素子８１のインピーダンスはＺ₇
（＝−ｊ２Ｘ₆）に設定されている。素子８３のインピ
ーダンスも同様であり、Ｚ₇（＝−ｊ２Ｘ₆）に設定さ
れいる。各素子８１，８３のインピーダンスをＺ₇に設
定すると、１段はしご型回路７１、素子８１及び１段は
しご型回路７２で構成される回路８５と、１段はしご型
回路７３、素子８３及び１段はしご型回路７４で構成さ
れる回路８６とは、まったく同じ回路になる。そこで、
例えばｌ段目の１段はしご型回路７１において、端子対
Ｔ_71a，Ｔ_71b側が特性インピーダンスＺ₀で終端さ
れ、２段目の１段はしご型回路７２の端子対Ｔ_72a，Ｔ
_72bからみたインピーダンスがＺ₈（＝Ｒ₈＋ｊＸ₈）
とすると、回路８５，８６での不整合損失を除去するた
めには、素子８２のインピーダンスはＺ₈（＝−ｊ（Ｒ
₈ ²＋Ｘ₈ ²）／２Ｘ₈）にする必要があり、この値に
設定されている。

【００２４】次に、図１４の共振器型ＳＡＷフィルタの
動作を説明する。共振器型ＳＡＷフィルタの入力端子対
Ｔ_71a，Ｔ_71bを介して高周波信号が入力されると、第
１の実施形態と同様に、フィルタを構成するすべてのＳ
ＡＷ共振子７１ｐ〜７４ｐ，７１ｓ〜７４ｓにおけるＩ
ＤＴの電極指間に電圧差が生じ、弾性表面波が励振され
る。弾性表面波が励振することによって、これらＳＡＷ
共振子が水晶共振子または従来のＬＣ共振子と同等なイ
ンピーダンス特性を表し、ＳＡＷ共振子系全体が帯域フ
ィルタの特性を表すことになる。各１段はしご型回路７
１〜７４の段間に、挿入接続された不整合損失抑制素子
８１〜８３は、各段間での反射を抑制し、通過帯域の特
性のバランスを整え、リップル（最大値と最小値の差）
の小さい特性にする。結果的に、この共振器型フィルタ
の出力端子、つまり、１段はしご型回路７４における端
子対Ｔ_74a，Ｔ_74bから、通過帯域に周波数の合う信号
だけが安定な強度で出力される。次に、段間の接続を改
善した第２の実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタの効果
を説明する。図１５は、図１４における挿入損失特性を
示す図である。

【００２５】図１４の共振器型ＳＡＷフィルタには、段
間に不整合損失抑制素子８１〜８３が設けられているの
で、段間の両側のリアクタンス分が消去されて通過帯域
における反射が改善される。そのため、図１５のＡ４で
示された部分のように、共振器型ＳＡＷフィルタの挿入
損失特性のうちの通過帯域低域側での勾配が、従来に比
べて緩やかになり、第１の実施形態と同様に、フィルタ
の低損失化を実現できると共に、通過帯域のリップルの
抑制にも貢献する。さらに、図ｌ４からわかるように、
直列アームのＳＡＷ共振子が合成されずに、素子８１〜
８３のような純リアクタンス素子が追加されるため、そ
れらの値次第では、フィルタの挿入損失特性のうち、通
過帯域外の高域における減衰量が通過帯域に比べてかな
り増加するという効果もある（図１５中のＡ５の部
分）。結果的に、図１４の共振器型ＳＡＷフィルタは、
第１の実施形態と同様に、例えば自動車・携帯電話用フ
ィルタとして有望な共振器型ＳＡＷフィルタになる。た
だし、図１４の共振器型ＳＡＷフィルタは、送信フィル
タとして利用すると一層性能を発揮できる。即ち、送信
フィルタの高域側に受信フィルタの通過帯域があるた
め、高域側の減衰量が増加するということは受信回路系
とのアイソレーションがよくなるということであり、回
路設計がしやすくなる。

【００２６】なお、本発明は、上記の第１の実施形態と
第２の実施形態に限定されず、種々の変形が可能であ
る。その変形列としては、例えば次のようなものがあ
る。（１）第１及び第２の実施形態では、各共振子５１ｐ
〜５４ｐ，５１ｓ〜５４ｓ，７１ｐ〜７４ｐ，７１ｓ〜
７４ｓをＳＡＷ共振子にしているが、これらに水晶共振
子、ＬＣ共振子等を用いた場合の帯域フィルタでも、上
記実施形態と同様に伝送特性を改善できる。（２）上記実施形態では、図１及び図１４に示すπ型
の多段はしごフィルタについて説明しているが、Ｔ型の
多段はしごフィルタの場合でも、第１及び第２の実施形
態と同様の効果が得られる。図１６（ａ），（ｂ）は、
Ｔ型の多段はしご型フィルタを示す図であり、同図
（ａ）は図１に対応するフィルタを示し、同図（ｂ）は
図１４に対応するフィルタである。

【００２７】図１６（ａ）のように、各段の１段はしご
型回路５１〜５４における並列アーム共振子と直列アー
ム共振子の位置を変えて、Ｔ型の多段はしご型フィルタ
を構成した場合でも、第１の実施形態に、純リアクタン
ス分の不整合損失抑制素子６１＊〜６３＊を接続するこ
とで、伝送特性が改善される。なお、この場合の素子６
１＊〜６３＊の値の設定のやり方も、第１の実施形態と
同じであり、第１の実施形態と同様の効果が得られる。
図１６（ｂ）のように、各段の１段はしご型回路７１〜
７４における並列アーム共振子と直列アーム共振子の位
置を変えて、Ｔ型の多段はしご型フィルタを構成した場
合でも、第２の実施形態に、純リアクタンス分の不整合
損失抑制素子８１＊〜８３＊を接続することで、伝送特
性が改善される。なお、この場合の素子８１＊〜８３＊
の値の設定のやり方も、第２の実施形態と同じであり、
第２の実施形態と同様の効果が得られる

【００２８】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、各段間に並列にそれぞれ接続され、該各接続
箇所におけるフィルタ回路間の不整合損失を抑制する容
量性素子または誘導性素子を設けたので、多段はしご型
フィルタの段数増加に伴う通過帯域の低域側における挿
入損失の増加を抑制できる。これによって、共振器型Ｓ
ＡＷフィルタの用途が広くなる。第２の発明によれば、
各段間に直列にそれぞれ接続され、該各接続箇所におけ
るフィルタ回路間の不整合損失を抑制する容量性素子ま
たは誘導性素子を設けたので、多段はしご型フィルタの
段数増加に伴う通過帯域の低域側における挿入損失の増
加を抑制できる。これによって、第１の発明と同様に、
共振器型ＳＡＷフィルタの用途が広くなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す共振器型ＳＡＷ
フィルタの回路図である。

【図２】従来のＳＡＷ共振子を示す平面図である。

【図３】図２中の反射器３ａ，３ｂを説明する図であ
る。

【図４】図２のＳＡＷ共振子の等価回路とリアクタンス
特性を示す図である。

【図５】１段はしご型回路の構成を説明する回路図であ
る。

【図６】図５の１段はしご型回路の伝送特性を説明する
図である。

【図７】４段はしご型回路の共振器型フィルタの例を示
す回路図である。

【図８】共振子合成後の４段はしご型フィルタの構成を
示す回路図である。

【図９】ＳＡＷ共振子の合成方法を説明する図である。

【図１０】従来の課題を説明する図８の共振器型ＳＡＷ
フィルタの挿入損失特性図である。

【図１１】段間接続の概要（その１）を説明する図であ
る。

【図１２】段間接続の概要（その２）を説明する図であ
る。

【図１３】図１の挿入損失特性を示す図である。

【図１４】本発明の第２の実施形態を示す共振器型ＳＡ
Ｗフィルタの回路図である。

【図１５】図１４における挿入損失特性を示す図であ
る。

【図１６】Ｔ型の多段はしご型フィルタを示す図であ
る。

【符号の説明】

５１〜５４，７１〜７４，５１＊〜５４＊，７１＊〜７
４＊１段はしご型回路６１〜６３，８１〜８３，６１＊〜６３＊，８１＊〜８
３＊不整合損失抑制素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】共振子を用いたフィルタ回路が多段に接
続されて構成され、前記各フィルタ回路で設定される帯
域の信号を通過させるはしご型フィルタにおいて、前記各段間に並列にそれぞれ接続され、該各接続箇所に
おける前記フィルタ回路間の不整合損失を抑制する容量
性素子または誘導性素子を設けたことを特徴とするはし
ご型フィルタ。
【請求項２】共振子を用いたフィルタ回路が多段に接
続されて構成され、前記各フィルタ回路で設定される帯
域の信号を通過させるはしご型フィルタにおいて、前記各段間に直列にそれぞれ接続され、該各接続箇所に
おける前記フィルタ回路間の不整合損失を抑制する容量
性素子または誘導性素子を設けたことを特徴とするはし
ご型フィルタ。
【請求項３】請求項１または２記載のはしご型フィル
タにおいて、前記各共振子は、同一の圧電基板上に形成
された弾性表面波共振子で構成したことを特徴とするは
しご型フィルタ。
【請求項４】請求項３記載のはしご型フィルタにおい
て、前記容量性素子または誘導性素子は、前記各弾性表
面波共振子に対して外付けの容量性素子、該各弾性表面
波共振子に対して外付けの誘導性素子、該各弾性表面波
共振子と同一の圧電基板に形成された容量性素子、或い
は該各弾性表面波共振子と同一の圧電基板に形成された
誘導性素子から適宜選択された素子で構成したことを特
徴とするはしご型フィルタ。
【請求項５】請求項４記載における前記各弾性表面波
共振子と同一の圧電基板に形成された容量性素子は、該
各弾性表面波共振子の電極指間隔よりも数倍広いかまた
は狭い電極指間隔を有するすだれ状トランスデューサで
構成したことを特徴とするはしご型フィルタ。
【請求項６】請求項４記載における前記各弾性表面波
共振子と同一の圧電基板に形成された誘導性素子は、ス
パイラル型インダクタまたはミアンダ型インダクタで構
成したことを特徴とするはしご型フィルタ。