WO2015083415A1 - フィルタ装置 - Google Patents

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中橋　憲彦
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a band-pass filter device, and more particularly to a filter device having a ladder-type circuit.
  • Patent Document 1 discloses an example of a ladder type filter device.
  • a series arm resonator and a parallel arm resonator are constituted by surface acoustic wave resonators.
  • a matching inductor is connected between the input terminal and the surface acoustic wave resonator closest to the input terminal.
  • a matching inductor is connected between the output terminal and the series arm resonator closest to the output terminal.
  • a matching inductor is connected to an input terminal and an output terminal.
  • impedance matching can be achieved by connecting the matching inductors when the specific bandwidth is about 4% or less.
  • the insertion loss in the pass band increases and the ripple in the pass band increases.
  • the VSWR characteristic is also degraded.
  • An object of the present invention is to provide a filter device that has a wide band filter characteristic with a specific bandwidth exceeding 4%, is unlikely to cause deterioration of insertion loss and VSWR characteristic, and can suppress ripple in the pass band. is there.
  • the filter device includes an input terminal, an output terminal, and a multi-stage ladder circuit connected between the input terminal and the output terminal.
  • the specific bandwidth of the filter device according to the present invention is 4.3% or more.
  • the ladder circuit of each stage of the plurality of ladder circuits includes a first end, a second end, and a series connecting the first end and the second end.
  • a second inductor connected between the second end and the ground potential.
  • the second inductor of one ladder circuit and the first of the other ladder circuit in the adjacent ladder circuit among the plurality of ladder circuits, the second inductor of one ladder circuit and the first of the other ladder circuit.
  • the common inductor is shared by one common inductor.
  • the filter device includes a plurality of ladder circuits having impedances in a complex conjugate relationship with each other.
  • the ground potential side end of the first inductor and the ground potential side end of the second inductor are commonly connected at a first common connection point.
  • the third inductor is connected between the first common connection point and the ground potential, whereby the first inductor and the second inductor are magnetically coupled.
  • each ladder circuit of the plurality of ladder circuits has a plurality of parallel arms, and each parallel arm is provided with a parallel arm resonator.
  • the ground potential side ends of the parallel arm resonators provided in at least two parallel arms are commonly connected at the second common connection point, and between the second common connection point and the ground potential.
  • a fourth inductor is connected.
  • the frequency of the attenuation pole generated by the magnetic coupling between the first inductor and the second inductor is lower than the center frequency of the passband.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are elastic wave resonators.
  • the specific bandwidth of the pass band is widened to 4.3% or more, but the insertion loss in the pass band can be reduced. Degradation of VSWR characteristics hardly occurs. Furthermore, the ripple in the passband can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the VSWR characteristics of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an impedance Smith chart of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the filter device of Example 2 as an example of the second embodiment and the filter device of the comparative example.
  • FIG. 7 is a graph showing the VSWR characteristics of Example 2 and Comparative Example.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the filter device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a
  • FIG. 8 is a diagram showing impedance Smith charts of Example 2 and Comparative Example.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of Example 3 and the attenuation frequency characteristics of Example 2 as examples of the third embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the filter device 1 has an input terminal 11 and an output terminal 12.
  • a plurality of ladder circuits 101 and 201 are connected in series between the input terminal 11 and the output terminal 12.
  • the first ladder type circuit 101 and the second ladder type circuit 201 are connected.
  • the ladder circuit 101 has a first end 101a connected to the input terminal 11 and a second end 101b opposite to the first end 101a.
  • a plurality of series arm resonators 102 and 103 are arranged on a series arm connecting the first end 101a and the second end 101b.
  • the plurality of series arm resonators 102 and 103 are connected in series with each other.
  • a plurality of parallel arms connecting the series arm and the ground potential are provided. That is, the first parallel arm provided with the parallel arm resonator 104, the second parallel arm provided with the parallel arm resonator 105, and the third parallel provided with the parallel arm resonator 106. Arms are provided.
  • the series arm resonators 102 and 103 and the parallel arm resonators 104 to 106 are surface acoustic wave resonators. However, the series arm resonators 102 and 103 and the parallel arm resonators 104 to 106 may be constituted by other elastic wave resonators such as boundary acoustic wave resonators.
  • the first inductor 301 is connected between the first end 101a and the ground potential.
  • a second inductor 302 is connected between the second end 101b and the ground potential.
  • the ladder circuit 201 is configured in the same manner as the ladder circuit 101. That is, the ladder-type circuit 201 has a first end 201a and a second end 201b opposite to the first end 201a. The first end 201 a is connected to the second end 101 b of the first ladder circuit 101. Series arm resonators 202 and 203 are provided on the series arm connecting the first end 201a and the second end 201b. The second end 201 b is connected to the output terminal 12.
  • the ladder circuit 201 also includes a first parallel arm to which the parallel arm resonator 204 is connected, a second parallel arm having the parallel arm resonator 205, and a third parallel arm having the parallel arm resonator 206. Is provided.
  • the first inductor 303 is connected between the first end 201a and the ground potential, and the second inductor 304 is connected between the second end 201b and the ground potential.
  • the specific bandwidth is 4.3% or more.
  • the specific bandwidth is a ratio obtained by dividing the frequency range of the pass band in the filter device 1 by the center frequency.
  • the ladder filter has attenuation poles at the resonance frequency of the parallel arm resonator and the anti-resonance frequency of the series arm resonator.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator and the resonance frequency of the series arm resonator are located in the passband. In such a configuration, as described above, there is a problem that when the specific bandwidth exceeds 4%, the pass characteristics tend to deteriorate.
  • the value of the resonance frequency of the parallel arm resonator constituting the attenuation pole on the lower side of the pass band of the filter: A and the series arm resonator constituting the attenuation pole on the higher side of the pass band of the filter The value of the anti-resonance frequency: difference from B: B ⁇ A, the intermediate value between the anti-resonance frequency of the series arm resonator and the resonance frequency of the parallel arm resonator is (A + B) / 2. If the ratio of the difference between the intermediate values: 2 (BA) / (A + B) is 6% or more, the characteristic of the insertion loss in the passband tends to deteriorate, and a wider passband cannot be realized. It was.
  • the passband may be in the range of insertion loss from 0 dB to 3.0 dB.
  • 201 is connected.
  • the first inductor 301 and the second inductor 304 have an effect of impedance matching at the input terminal 11 and the output terminal 12, respectively.
  • the second inductor 302 and the first inductor 303 have an end portion 101b and an end portion, respectively. There exists an effect
  • the insertion loss in the passband is reduced despite the wide specific bandwidth. can do.
  • the VSWR characteristics are hardly deteriorated.
  • ripples in the passband can be effectively suppressed. This will be described with reference to FIGS.
  • the filter device of Example 1 As an example of the filter device 1 of the first embodiment, the filter device of Example 1 below was produced.
  • the pass band of the filter device of Example 1 was 2300 to 2690 MHz.
  • the present invention it has a specific bandwidth of 12% or more, which is three times or more of 4% which was the upper limit of the wide specific bandwidth obtained by applying the prior art, A filter device 1 with a small insertion loss can be obtained.
  • the design parameters of the second inductors 302 and 304 are as follows.
  • Fig. 2 shows the attenuation frequency characteristics of the filter device 1 designed as described above. As is apparent from FIG. 2, a pass band of 2300 MHz to 2690 MHz is formed, and the insertion loss in the pass band is sufficiently small as 3 dB or less. It can also be seen that no large ripples appear in the passband.
  • FIG. 3 is a diagram showing reflection characteristics when the first ladder type circuit is viewed from the connection portion of the first and second ladder type circuits in the filter device of the first embodiment as the VSWR characteristics.
  • FIG. 3 shows that the VSWR characteristics are not deteriorated.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an impedance Smith chart on the input terminal side of the filter device according to the first embodiment. As is apparent from FIG. 4, it can be seen that impedance matching is sufficiently achieved. It has been confirmed that sufficient impedance matching is achieved also on the output terminal side.
  • the characteristics are good because the impedance matching between the first ladder type circuit 101 and the second ladder type circuit 201 is good. Conceivable. This point will be described in more detail in a second embodiment described later.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the filter device of the second embodiment.
  • the second inductor 302 having 2.0 nH included in the first ladder circuit 101 in the filter device 1 of the first embodiment, and the filter of the first embodiment
  • the first inductor 303 having 2.0 nH included in the second ladder circuit 201 in the device 1 is shared as a common inductor 300 having a size of 1.0 nH.
  • the combined inductor when a 2.0 nH inductor and a 2.0 nH inductor are connected in parallel is 1.0 nH from the theory of an equivalent circuit.
  • the second inductor of one adjacent ladder-type circuit 101 and the first inductor of the other ladder-type circuit 201 are combined into one common inductor.
  • 300 may be shared. By sharing the common inductor 300, it is not necessary to change the inductance values of the first inductor 301 and the second inductor 304.
  • the second inductor and the first inductor are shared between the first ladder circuit 101 and the second ladder circuit 201. .
  • the second inductor and the first inductor may be shared in at least one portion among the plurality of portions where the ladder type circuits are adjacent to each other as in the present embodiment.
  • the filter device 2 of the present embodiment is the same as the filter device 1 of the first embodiment except that the common inductor 300 that is shared is used. Therefore, as in the first embodiment, the bandwidth is increased. Even in this case, good filter characteristics can be obtained. This will be described more specifically with reference to FIGS.
  • the following filter device of Example 2 was designed.
  • the filter device 2 can obtain a pass characteristic having a wide specific bandwidth of 7.0% or more and a small insertion loss of 3.0 dB or less.
  • Example 2 the series arm resonators 102, 103, 202, 203 and the parallel arm resonators 104 to 106, 204 to 206 were constituted by surface acoustic wave resonators as in Example 1.
  • the design parameters of each surface acoustic wave resonator and the design parameters of the inductors 301, 300, and 304 in Example 2 are shown in Tables 3 and 4 below.
  • a comparative filter device was prepared.
  • the comparative example was the same as Example 2 except that the common inductor 300 was not provided.
  • FIG. 6 shows the attenuation frequency characteristics of the filter devices of Example 2 and the comparative example.
  • FIG. 7 shows the reflection characteristics when the first ladder circuit 101 is viewed from the connection port 902 side as the VSWR characteristics.
  • FIG. 8 shows an impedance Smith chart viewed from the input terminal side.
  • the insertion loss in the passband can be reduced compared to the comparative example. It can also be seen that the ripple in the passband is also suppressed.
  • the impedance is capacitive and impedance matching is not achieved.
  • the impedance matching is good due to the connection of the common inductor 300. Therefore, the insertion loss in the passband is good as described above, the ripple is small, and the VSWR characteristics are improved. It is thought that.
  • impedance matching is sufficiently achieved on the input terminal side according to the second embodiment as compared with the comparative example.
  • impedance matching is sufficiently good on the output end side as compared with the comparative example according to the second embodiment.
  • the filter device 2 of the second embodiment can have sufficiently good filter characteristics even when the passband is widened. .
  • the filter device 2 can be downsized. Furthermore, the number of parts can be reduced. Further, since the number of inductors to be used is reduced, variation in insertion loss due to variation in inductance value can be reduced.
  • the impedance of the first ladder circuit 101 is preferably in a complex conjugate relationship with the impedance of the second ladder circuit 201.
  • a circuit for matching the impedance of the ladder circuit 101 and the impedance of the ladder circuit 201 can be omitted. Therefore, it is possible to further reduce the size.
  • loss due to impedance mismatch can be further reduced, and insertion loss in the passband can be further reduced.
  • the second inductor and the first inductor such as the common inductor 300 of the second embodiment, can be easily shared.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the filter device 3 according to the third embodiment of the present invention.
  • the filter device 3 includes a ladder type circuit 101 and a ladder type circuit 201 as in the case of the filter devices 1 and 2 of the first and second embodiments. Further, the first ladder type circuit 101 and the second ladder type circuit 201 share the common inductor 300. That is, the filter device 3 has a circuit configuration similar to that of the filter device 2. The filter device 3 is different from the filter device 2 in the following points.
  • the ground potential side ends of the plurality of parallel arm resonators 104 to 106 are commonly connected at the second common connection point B.
  • a fourth inductor 306 is connected between the second common connection point B and the ground potential.
  • the ground potential side end of the first inductor 301 and the common inductor 300 that also functions as the second inductor is connected to the first common connection point A.
  • a third inductor 305 is connected between the first common connection point A and the ground potential, and the first inductor 301 and the common inductor 300 are magnetically coupled. Since the filter device 3 is the same as the filter device 2 in other configurations, the same parts are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
  • the filter device 3 of the present embodiment also has a configuration in which the first ladder circuit 101 and the second ladder circuit 201 are connected, the filter devices 1 and 2 of the first and second embodiments. Similarly to the above, even when the pass band is widened, the insertion loss in the pass band can be reduced, the VSWR characteristic can be improved, and the ripple in the pass band is hardly generated.
  • the filter device 3 can increase the amount of attenuation in the attenuation region outside the passband as compared with the filter device 2. This is shown in FIG.
  • the solid line in FIG. 10 indicates the attenuation frequency characteristic of the filter device 3 according to the third embodiment, and the broken line indicates the attenuation frequency characteristic of the second embodiment.
  • the attenuation frequency characteristic of the second embodiment is the attenuation frequency characteristic of the second embodiment indicated by a solid line in FIG.
  • Example 3 a filter device was configured in the same manner as Example 2. However, in this embodiment, the design parameters of the series arm resonator, the parallel arm resonator, and the inductor are as shown in Tables 5 and 6 below.
  • Example 3 the insertion loss in the passband is small and no ripple appears.
  • the attenuation amount in the attenuation range of 1 GHz to 2.2 GHz and the attenuation amount in the WiFi band of 2.4 GHz to 2.5 GHz are larger than those in the second embodiment. Recognize. The reason why such an improvement effect is obtained is considered as follows.
  • the reason why the attenuation in the vicinity of 1 GHz to 2.2 GHz can be increased is that an attenuation pole is newly formed in this vicinity. That is, the value of the third inductor 305 and the magnetic coupling degree of the first inductor 301 and the common inductor 300 are adjusted so that the attenuation pole is formed in the frequency band.
  • the frequency of the attenuation pole is not limited to the above frequency band, but may be lower than the center frequency of the pass band. Thereby, the attenuation amount of the frequency at which the attenuation pole is formed can be increased.
  • the improvement in attenuation in the WiFi band of 2.4 GHz to 2.5 GHz is due to the fact that the resonance frequency of the parallel arm resonators 104 to 106 is shifted to the low frequency side by the fourth inductor 306.
  • the two-stage filter devices 1, 2, and 3 are shown.
  • a ladder type circuit having three or more stages is connected between the input terminal 11 and the output terminal 12. May be.
  • impedance matching can be further improved.
  • the complex conjugate relationship is realized in at least one of the portions between adjacent ladder-type circuits. More preferably, it is desirable that the complex conjugate relationship is realized in all connecting portions between ladder circuits adjacent to each other in three or more stages of ladder circuits.
  • the parallel arm resonators 104 to 106 are commonly connected at the common connection point B.
  • the end portions on the ground potential side may be commonly connected.
  • the out-of-band attenuation can be further increased.
  • the parallel arm resonators 104 to 106 only the parallel arm resonator 104 and the parallel arm resonator 105 may be connected, and may be connected to the fourth inductor 306. That is, it is only necessary that at least two parallel arm resonators among the plurality of parallel arm resonators are commonly connected at the end portion on the ground potential side.
  • the first inductor 301 and the common inductor 300 are magnetically coupled.
  • the common inductor 300 and the second inductor 304 may be magnetically coupled.

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Abstract

　広帯域化を図ることができ、しかも通過帯域内における挿入損失が小さく、ＶＳＷＲ特性が良好であり、通過帯域内におけるリップルを抑圧し得る、フィルタ装置を提供する。　複数段のラダー型回路１０１，２０１が、入力端子１１と出力端子１２との間に接続されており、比帯域幅が４．３％以上であり、各段のラダー型回路１０１，２０１が、直列腕共振子１０２，１０３，２０２，２０３と、並列腕共振子１０４～１０６，２０４～２０６と、第１の端部１０１ａ，２０１ａとグラウンド電位との間に接続された第１のインダクタ３０１，３０３と、第２の端部１０１ｂ，２０１ｂとグラウンド電位との間に接続された第２のインダクタ３０２，３０４とを有する、フィルタ装置１。

Description

フィルタ装置
　本発明は、帯域通過型のフィルタ装置に関し、より詳細には、ラダー型回路を有するフィルタ装置に関する。
　帯域通過型フィルタとして、ラダー型フィルタが広く用いられている。例えば下記の特許文献１には、ラダー型のフィルタ装置の一例が開示されている。特許文献１では、弾性表面波共振子により、直列腕共振子及び並列腕共振子が構成されている。入力端子と入力端子に最も近い弾性表面波共振子との間に整合インダクタが接続されている。出力端子と出力端子に最も近い直列腕共振子との間に、整合インダクタが接続されている。
特開平１１－４６１２６号公報
　ラダー型のフィルタ装置において、広帯域化を図るには、並列腕共振子の共振周波数と、直列腕共振子の反共振周波数との周波数間隔を広げる必要がある。しかしながら、周波数間隔を広げすぎると、入出力端子におけるインピーダンス整合がとりにくくなる。
　特許文献１では、入力端子及び出力端子に、整合インダクタが接続されている。しかしながら、上記整合インダクタの接続により、インピーダンス整合を図り得るのは、比帯域幅が４％程度以下の場合であった。より一層の広帯域化を図った場合には、通過帯域内における挿入損失が大きくなり、通過帯域内におけるリップルが大きくなる。さらにＶＳＷＲ特性も劣化するという問題があった。
　本発明の目的は、比帯域幅が４％を超える広帯域のフィルタ特性を有し、挿入損失やＶＳＷＲ特性の劣化が生じ難く、通過帯域内におけるリップルを抑圧し得る、フィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係るフィルタ装置は、入力端子と、出力端子と、上記入力端子と上記出力端子との間に接続された複数段のラダー型回路とを備える。本発明に係るフィルタ装置の比帯域幅は４．３％以上である。本発明においては、前記複数段のラダー型回路の各段のラダー型回路が、第１の端部と、第２の端部と、第１の端部と第２の端部とを結ぶ直列腕に設けられた直列腕共振子と、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に設けられた並列腕共振子と、上記第１の端部とグラウンド電位との間に接続されている第１のインダクタと、上記第２の端部とグラウンド電位との間に接続されている第２のインダクタとを有する。
　本発明に係るフィルタ装置のある特定の局面では、前記複数段のラダー型回路の内、隣り合うラダー型回路において、一方のラダー型回路の第２のインダクタと、他方のラダー型回路の第１のインダクタとが１つの共通インダクタに共通化されている。
　本発明に係るフィルタ装置の他の特定の局面では、インピーダンスが互いに複素共役の関係にある複数段のラダー型回路を有する。
　本発明に係るフィルタ装置の別の特定の局面では、上記第１のインダクタのグラウンド電位側端部と、上記第２のインダクタのグラウンド電位側端部とが、第１の共通接続点において共通接続されており、該第１の共通接続点とグラウンド電位との間に第３のインダクタが接続されており、それによって、第１のインダクタと第２のインダクタとが磁気結合されている。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに他の特定の局面では、複数段のラダー型回路の各段のラダー型回路が複数の並列腕を有し、各並列腕に並列腕共振子が設けられており、少なくとも２個の並列腕に設けられている並列腕共振子のグラウンド電位側端部同士が第２の共通接続点において共通接続されており、該第２の共通接続点とグラウンド電位との間に第４のインダクタが接続されている。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに他の特定の局面では、上記第１のインダクタと、上記第２のインダクタとで磁気結合により生じた減衰極の周波数が、通過帯域の中心周波数よりも低い。
　本発明に係るフィルタ装置の別の特定の局面では、上記直列腕共振子及び上記並列腕共振子が弾性波共振子からなる。
　本発明に係るフィルタ装置によれば、通過帯域の比帯域幅が４．３％以上と広げられているが、通過帯域内の挿入損失を小さくすることができる。ＶＳＷＲ特性の劣化が生じ難い。さらに、通過帯域内リップルを小さくすることができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図２は、第１の実施形態のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態のフィルタ装置のＶＳＷＲ特性を示す図である。 図４は、第１の実施形態のフィルタ装置のインピーダンススミスチャートを示す図である。 図５は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図６は、第２の実施形態の実施例としての実施例２のフィルタ装置と比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を示す図である。 図７は、実施例２及び比較例のＶＳＷＲ特性を示す図である。 図８は、実施例２及び比較例のインピーダンススミスチャートを示す図である。 図９は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。 図１０は、第３の実施形態の実施例としての実施例３の減衰量周波数特性と、実施例２の減衰量周波数特性を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置の回路図である。フィルタ装置１は、入力端子１１と、出力端子１２とを有する。入力端子１１と出力端子１２との間に、複数段のラダー型回路１０１，２０１が直列に接続されている。
　本実施形態では、第１のラダー型回路１０１と、第２のラダー型回路２０１とが接続されている。
　ラダー型回路１０１は、入力端子１１に接続されている第１の端部１０１ａと、第１の端部１０１ａとは反対側の第２の端部１０１ｂとを有する。第１の端部１０１ａと第２の端部１０１ｂと結ぶ直列腕に複数の直列腕共振子１０２，１０３が配置されている。複数の直列腕共振子１０２，１０３は、互いに直列に接続されている。
　直列腕とグラウンド電位とを結ぶ複数の並列腕が設けられている。すなわち、並列腕共振子１０４が設けられている第１の並列腕と、並列腕共振子１０５が設けられている第２の並列腕と、並列腕共振子１０６が設けられている第３の並列腕とが備えられている。
　上記直列腕共振子１０２，１０３及び並列腕共振子１０４～１０６は弾性表面波共振子からなる。もっとも、直列腕共振子１０２，１０３、並列腕共振子１０４～１０６は、弾性境界波共振子などの他の弾性波共振子により構成されてもよい。
　第１の端部１０１ａとグラウンド電位との間に第１のインダクタ３０１が接続されている。第２の端部１０１ｂとグラウンド電位との間に第２のインダクタ３０２が接続されている。
　ラダー型回路２０１は、ラダー型回路１０１と同様に構成されている。すなわち、ラダー型回路２０１は、第１の端部２０１ａと、第１の端部２０１ａとは反対側の第２の端部２０１ｂとを有する。第１の端部２０１ａが第１のラダー型回路１０１の第２の端部１０１ｂに接続されている。第１の端部２０１ａと第２の端部２０１ｂとを結ぶ直列腕には、直列腕共振子２０２，２０３が設けられている。第２の端部２０１ｂは出力端子１２に接続されている。
　ラダー型回路２０１も、並列腕共振子２０４が接続されている第１の並列腕と、並列腕共振子２０５を有する第２の並列腕と、並列腕共振子２０６を有する第３の並列腕とを備える。また、第１の端部２０１ａとグラウンド電位との間に第１のインダクタ３０３が接続されており、第２の端部２０１ｂとグラウンド電位との間に第２のインダクタ３０４が接続されている。
　本実施形態のフィルタ装置１では、比帯域幅は４．３％以上である。なお、比帯域幅とは、フィルタ装置１における通過帯域の周波数範囲を中心周波数で除算して得られた割合である。周知のように、ラダー型フィルタでは、並列腕共振子の共振周波数と、直列腕共振子の反共振周波数に減衰極を有する。そして、並列腕共振子の反共振周波数と、直列腕共振子の共振周波数が通過帯域内に位置する。このような構成では、前述したように、比帯域幅が４％を超えてくると、通過特性が劣化する傾向が表れるという問題があった。具体的には、フィルタの通過帯域の低域側の減衰極を構成する並列腕共振子の共振周波数の値：Ａと、フィルタの通過帯域の高域側の減衰極を構成する直列腕共振子の反共振周波数の値：Ｂとの差分：Ｂ－Ａとして、直列腕共振子の反共振周波数と並列腕共振子の共振周波数との中間値を（Ａ＋Ｂ）／２とする。中間値の差分に対する比：２（Ｂ－Ａ）／（Ａ＋Ｂ）が６％以上となると、通過帯域内の挿入損失の特性が劣化する傾向が表れて、より広い通過帯域を実現できない問題があった。なお、フィルタの通過帯域を構成する直列腕共振子及び並列腕共振子が複数存在する場合、直列腕共振子の上記反共振周波数及び並列腕共振子の上記共振周波数の値として、それぞれ平均値を用いればよい。通過帯域は挿入損失が０ｄＢから３．０ｄＢまでの範囲とすればよい。
　これに対して、本実施形態のフィルタ装置１では、第１のインダクタ３０１及び第２のインダクタ３０２を有するラダー型回路１０１と、第１のインダクタ３０３と第２のインダクタ３０４とを有するラダー型回路２０１とが接続されている。第１のインダクタ３０１と第２のインダクタ３０４とはそれぞれ入力端子１１及び出力端子１２においてインピーダンス整合をとる作用があり、第２のインダクタ３０２と第１のインダクタ３０３とはそれぞれ端部１０１ｂ、端部２０１ａにおいてインピーダンス整合をとる作用がある。このように入力端子１１および出力端子１２のインピーダンス整合だけでなく、端部１０１ｂおよび端部２０１ａにおいてインピーダンス整合をとる作用により、比帯域幅が広いにもかかわらず、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。加えて、ＶＳＷＲ特性の劣化も生じ難い。さらに、通過帯域内におけるリップルも効果的に抑圧することができる。これを、図２～図４を参照して説明する。
　第１の実施形態のフィルタ装置１の実施例として以下の実施例１のフィルタ装置を作製した。この実施例１のフィルタ装置の通過帯域は２３００～２６９０ＭＨｚとした。中心周波数は２４９５ＭＨｚとなる。従って、比帯域幅は、（３９０／２４９５）×１００％＝１５．６％となる。本発明を適用することにより、先行技術を適用して得られる広比帯域幅の上限であった４％に対して３倍以上である１２％以上の比帯域幅を有し、かつ通過帯域内における挿入損失が小さなフィルタ装置１を得ることができる。
　上記通過帯域及び比帯域幅を有するフィルタ装置１を作製するために、直列腕共振子１０２，１０３，２０２，２０３、並列腕共振子１０４～１０６，２０４～２０６，第１のインダクタ３０１，３０３、及び第２のインダクタ３０２，３０４の設計パラメータを以下の通りとした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　上記のようにして設計したフィルタ装置１の減衰量周波数特性を図２に示す。図２から明らかなように、２３００ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚの通過帯域が形成されており、しかも通過帯域内における挿入損失が３ｄＢ以下と十分に小さいことがわかる。また、通過帯域内において、大きなリップルも現れていないことがわかる。
　図３は、ＶＳＷＲ特性として、上記実施例１のフィルタ装置において第１，第２のラダー型回路の接続部から第１のラダー型回路をみたときの反射特性を示す図である。図３よりＶＳＷＲ特性も劣化していないことがわかる。図４は、実施例１のフィルタ装置の入力端子側におけるインピーダンススミスチャートを示す図である。図４から明らかなように、インピーダンス整合が十分に図られていることがわかる。なお、出力端子側においても、インピーダンス整合が十分に図られていることが確かめられている。
　第１の実施形態において、広帯域化を図ったとしても、特性が良好であるのは、第１のラダー型回路１０１と第２のラダー型回路２０１との間のインピーダンス整合が良好であるためと考えられる。この点については、後述の第２の実施形態においてより詳しく説明することとする。
　図５は第２の実施形態のフィルタ装置の回路図である。第２の実施形態のフィルタ装置２では、第１の実施形態のフィルタ装置１における第１のラダー型回路１０１に含まれる２．０ｎＨとした第２のインダクタ３０２と、第１の実施形態のフィルタ装置１における第２のラダー型回路２０１に含まれる２．０ｎＨとした第１のインダクタ３０３とが、１．０ｎＨの大きさの共通インダクタ３００として共通化されている。２．０ｎＨのインダクタと２．０ｎＨのインダクタを並列接続したときの合成インダクタは等価回路の理論から１．０ｎＨとなる。第１の実施形態のフィルタ装置１における第１のラダー型回路１０１に含まれる第２のインダクタ３０２と、第１の実施形態のフィルタ装置１における第２のラダー型回路２０１に含まれる第１のインダクタ３０３とが互いに並列接続され、共に直列腕とグラウンド電位とに接続されているため、共通インダクタ３００に共通化することが容易である。その他の点については、フィルタ装置２は第１の実施形態のフィルタ装置１と同様である。従って、同一部分については、同一の参照番号を付することにより、その説明を省略する。
　本実施形態のように、複数段のラダー型回路１０１，２０１において、隣り合う一方のラダー型回路１０１の第２のインダクタと、他方のラダー型回路２０１の第１のインダクタとを１つの共通インダクタ３００に共通化してもよい。共通インダクタ３００による共通化によって、第１のインダクタ３０１及び第２のインダクタ３０４のインダクタンス値を変更する必要はない。
　本実施形態では、２段構成のフィルタ装置２であるため、第１のラダー型回路１０１と第２のラダー型回路２０１との間で第２のインダクタと第１のインダクタが共通化されていた。３段以上のフィルタ装置の場合には、隣り合うラダー型回路間の全ての部分において、第２のインダクタと第１のインダクタが共通化されている必要は必ずしもない。すなわち、ラダー型回路同士が隣り合っている複数の部分のうち少なくとも１つの部分において、本実施形態のように隣り合う第２のインダクタと第１のインダクタとが共通化されていてもよい。インダクタの共通化によって、配線長の短縮による小型化が実現できる。
　本実施形態のフィルタ装置２では、共通化されている共通インダクタ３００を用いたこと以外は第１の実施形態のフィルタ装置１と同様であるため、第１の実施形態の同様に、広帯域化を図った場合においても、良好なフィルタ特性を得ることができる。これを、図６～図８を参照してより具体的に説明する。
　第２の実施形態のフィルタ装置２の実施例として、以下の実施例２のフィルタ装置を設計した。
　ＴＤＤ用Ｂａｎｄ４１の帯域フィルタを設計した。通過帯域は２４９６ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚとした。中心周波数は２５９８ＭＨｚとなる。従って、比帯域幅＝（（２６９０－２４９６）／２５９８）×１００％＝７．５％となる。よって、フィルタ装置２は７．０％以上の広い比帯域幅と、３．０ｄＢ以下の小さな挿入損失を有する通過特性を得ることができる。
　上記実施例２においても、実施例１と同様に各直列腕共振子１０２，１０３，２０２，２０３、並列腕共振子１０４～１０６，２０４～２０６は弾性表面波共振子により構成した。実施例２における各弾性表面波共振子の設計パラメータ及びインダクタ３０１，３００，３０４の設計パラメータを下記の表３及び表４に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　比較のために、比較例のフィルタ装置を用意した。比較例では、共通インダクタ３００を有しないことを除いては上記実施例２と同様とした。
　上記実施例２及び比較例のフィルタ装置の減衰量周波数特性を図６に示す。図７は、ＶＳＷＲ特性として、接続ポート９０２側から第１のラダー型回路１０１を見た場合の反射特性を示す。さらに、入力端子側から見たインピーダンススミスチャートを図８に示す。
　図６から明らかなように、比較例に比べ、実施例２によれば、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができる。また、通過帯域内におけるリップルも抑圧されていることがわかる。
　図７から明らかなように、共通インダクタ３００を有しない比較例では、インピーダンスが容量性となり、インピーダンス整合が取れていないことがわかる。これに対して、実施例２では、共通インダクタ３００の接続によりインピーダンス整合が良好とされており、従って、上記のように通過帯域内における挿入損失が良好となり、リップルが小さく、ＶＳＷＲ特性が改善されていると考えられる。
　また、図７から明らかなように、比較例に比べ実施例２によれば、ＶＳＷＲ特性を飛躍的に改善し得ることがわかる。
　また、図８から明らかなように、比較例に比べ実施例２によれば、入力端子側においてインピーダンス整合が十分に図られていることがわかる。なお、図面は省略するが、出力端側においても、実施例２によれば比較例に比べ、インピーダンス整合が十分良好なものとなっている。
　従って、実施例２の結果からも明らかなように、第２の実施形態のフィルタ装置２においても、通過帯域の広帯域化を図った場合であっても、フィルタ特性を十分良好とし得ることがわかる。
　加えて、第２の実施形態では、第１のラダー型回路１０１の第２のインダクタと、第２のラダー型回路２０１の第１のインダクタとが共通化されている。従って、フィルタ装置２では小型化を進めることができる。さらに、部品点数の削減を図ることができる。また、使用するインダクタの数が少なくなるため、インダクタンス値のばらつきによる挿入損失のばらつきを小さくすることもできる。
　なお、第１のラダー型回路１０１のインピーダンスは、第２のラダー型回路２０１のインピーダンスと互いに複素共役の関係にあることが好ましい。その場合には、ラダー型回路１０１のインピーダンスとラダー型回路２０１のインピーダンスとを整合する回路を省略することができる。よって、小型化をより一層進めることができる。また、インピーダンスの不整合による損失をより一層小さくすることができ、通過帯域内における挿入損失をより一層小さくすることができる。さらに、第２の実施形態の共通インダクタ３００のような第２のインダクタと第１のインダクタとの共通化を容易に行うことができる。
　図９は、本発明の第３の実施形態のフィルタ装置３の回路図である。フィルタ装置３は、第１，第２の実施形態のフィルタ装置１，２と同様に、ラダー型回路１０１とラダー型回路２０１とを有する。また、第１のラダー型回路１０１と第２のラダー型回路２０１とで、共通インダクタ３００が共有されている。すなわち、フィルタ装置３は、フィルタ装置２と類似した回路構成を有する。フィルタ装置３がフィルタ装置２と異なるところは以下の点である。
　第１に、複数の並列腕共振子１０４～１０６のグラウンド電位側端部が第２の共通接続点Ｂで共通接続されている。この第２の共通接続点Ｂとグラウンド電位との間に第４のインダクタ３０６が接続されている。
　また、第１のインダクタ３０１と、第２のインダクタとしても作用する共通インダクタ３００のグラウンド電位側端部が第１の共通接続点Ａに接続されている。第１の共通接続点Ａとグラウンド電位との間に第３のインダクタ３０５が接続され、第１のインダクタ３０１と共通インダクタ３００が磁気結合されている。その他の構成は、フィルタ装置３は、フィルタ装置２と同様であるため、同一部分については同一の参照番号を付することにより説明を省略する。
　本実施形態のフィルタ装置３においても、第１のラダー型回路１０１と第２のラダー型回路２０１とが接続されている構成を有するため、第１，第２の実施形態のフィルタ装置１，２と同様に、通過帯域の広帯域化を図った場合でも、通過帯域内における挿入損失を小さくすることができ、ＶＳＷＲ特性を良好なものとすることができ、しかも通過帯域内におけるリップルも生じ難い。加えて、フィルタ装置３では、フィルタ装置２に比べて、通過帯域外の減衰域における減衰量を大きくすることができる。これを、図１０に示す。図１０の実線がフィルタ装置３の実施例３の減衰量周波数特性を示し、破線が実施例２の減衰量周波数特性を示す。実施例２の減衰量周波数特性は、図６において実線で示した実施例２の減衰量周波数特性である。
　実施例３について、実施例２と同様にしてフィルタ装置を構成した。但し、本実施形態は、直列腕共振子、並列腕共振子及びインダクタの設計パラメータは下記の表５及び表６の通りとした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　図１０から明らかなように、実施例３においても、通過帯域内における挿入損失が小さく、リップルが現れていないことがわかる。加えて、矢印Ｃ及びＤで示すように、実施例２に比べ、１ＧＨｚ～２．２ＧＨｚの減衰域における減衰量並びに２．４ＧＨｚ～２．５ＧＨｚのＷｉＦｉ帯における減衰量も大きくなっていることがわかる。このような改善効果が得られた理由は、以下の通りと考えられる。
　１ＧＨｚ～２．２ＧＨｚ付近における減衰量を大きくし得たのは、この付近に新たに減衰極が形成されているためと考えられる。すなわち、上記周波数帯域に減衰極が形成されるように、第３のインダクタ３０５の値と、第１のインダクタ３０１と共通インダクタ３００の磁気結合度とが調整されていることによる。なお、該減衰極の周波数は上記周波数帯域に限らず、通過帯域の中心周波数よりも低ければよい。それによって、減衰極が形成される周波数の減衰量を大きくし得る。また、２．４ＧＨｚ～２．５ＧＨｚのＷｉＦｉ帯域における減衰量の改善は、第４のインダクタ３０６により並列腕共振子１０４～１０６の共振周波数が低周波数側にシフトされていることによる。
　上述した実施形態では、２段構成のフィルタ装置１，２，３を示したが、本発明においては３段以上の段数のラダー型回路が入力端子１１と出力端子１２との間に接続されていてもよい。そして、好ましくは、前述したように、隣り合う一方のラダー型回路のインピーダンスと他方のラダー型回路のインピーダンスが互いに複素共役の関係にあることが望ましい。その場合には、インピーダンス整合をより一層良好とすることができる。この場合、３段以上のラダー型回路が接続されている場合、隣り合うラダー型回路間の部分のうち少なくとも１か所において、上記複素共役の関係が実現されておればよい。より好ましくは、３段以上のラダー型回路の互いに隣り合うラダー型回路間の全ての接続部分において、上記複素共役の関係が実現されていることが望ましい。上記複素共役の関係の実現する方法として、具体的には、ラダー型回路において、直列腕共振子及び並列腕共振子のインピーダンスとインダクタ値を調整する方法が挙げられる。
　フィルタ装置３では、並列腕共振子１０４～１０６が共通接続点Ｂで共通接続されていた。並列腕共振子２０４～２０６においても、同様にグラウンド電位側端部を共通接続してもよい。それによって、帯域外減衰量をより一層大きくすることができる。また、並列腕共振子１０４～１０６のうち、並列腕共振子１０４と並列腕共振子１０５とだけ接続され、第４のインダクタ３０６に接続されていてもよい。すなわち、複数の並列腕共振子のうち、少なくとも２個の並列腕共振子が、グラウンド電位側端部において共通接続されておればよい。
　また、フィルタ装置３では、第１のインダクタ３０１と共通インダクタ３００とが磁気結合されていたが、共通インダクタ３００と第２のインダクタ３０４とが磁気結合されていてもよい。
１，２，３…フィルタ装置
１１…入力端子
１２…出力端子
１０１，２０１…ラダー型回路
１０１ａ，２０１ａ…第１の端部
１０１ｂ，２０１ｂ…第２の端部
１０２，１０３，２０２，２０３…直列腕共振子
１０４～１０６，２０４～２０６…並列腕共振子
３００…共通インダクタ
３０１，３０３…第１のインダクタ
３０２，３０４…第２のインダクタ
３０５…第３のインダクタ
３０６…第４のインダクタ
９０２…接続ポート

Claims (7)

  1. 　入力端子と、
    　出力端子と、
    　前記入力端子と前記出力端子との間に接続された複数段のラダー型回路とを備え、
    　比帯域幅が４．３％以上であり、
    　前記複数段のラダー型回路の各段のラダー型回路が、第１の端部と、第２の端部と、前記第１の端部と前記第２の端部とを結ぶ直列腕に設けられた直列腕共振子と、前記直列腕とグラウンド電位とを結ぶ並列腕に設けられた並列腕共振子と、前記第１の端部とグラウンド電位との間に接続されている第１のインダクタと、前記第２の端部とグラウンド電位との間に接続されている第２のインダクタとを有する、フィルタ装置。
  2. 　前記複数段のラダー型回路の内、隣り合う前記ラダー型回路において、一方の前記ラダー型回路の前記第２のインダクタと、他方の前記ラダー型回路の前記第１のインダクタとが１つの共通インダクタに共通化されている、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　インピーダンスが互いに複素共役の関係にある前記複数段のラダー型回路を有する、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記第１のインダクタのグラウンド電位側端部と、前記第２のインダクタのグラウンド電位側端部とが、第１の共通接続点において共通接続されており、前記第１の共通接続点とグラウンド電位との間に第３のインダクタが接続されており、それによって、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとが磁気結合されている、請求項１～３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記複数段のラダー型回路の各段のラダー型回路が複数の前記並列腕を有し、各前記並列腕に前記並列腕共振子が設けられており、少なくとも２個の前記並列腕に設けられている前記並列腕共振子のグラウンド電位側端部同士が第２の共通接続点において共通接続されており、前記第２の共通接続点とグラウンド電位との間に第４のインダクタが接続されている、請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記第１のインダクタと、前記第２のインダクタとで磁気結合により生じた減衰極の周波数が、通過帯域の中心周波数よりも低い、請求項４に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子である、請求項１～６のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
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