WO2018047862A1 - 弾性波フィルタ装置及び複合フィルタ装置 - Google Patents

弾性波フィルタ装置及び複合フィルタ装置 Download PDF

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WO2018047862A1
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潤平 安田
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter device and a composite filter device having an elastic wave filter having a ladder type circuit.
  • Patent Document 1 discloses an acoustic wave filter device in which one end of first and second band-pass filters including first and second acoustic wave filters is connected to an antenna terminal.
  • the first and second band-pass filters are ladder filters having a series arm resonator and a parallel arm resonator.
  • one filter characteristic of the first and second band-pass filters is affected by the other filter characteristic. For example, it is assumed that the reflection loss seen from the antenna terminal side of the first band-pass filter is large in the pass band of the second band-pass filter. In this case, there is a problem that the insertion loss in the pass band of the second band pass filter increases.
  • the first and second band-pass filters are connected to the antenna terminal on one end side, not only the band of one band-pass filter is widened, but also the above-described band-pass filter on the other side.
  • the design must also take into account the impact on the environment. That is, when the above-described inductor is used to widen the band, the reflection loss outside the pass band increases, and the insertion loss in the pass band of the other band pass filter may be deteriorated.
  • An object of the present invention is an elastic wave filter device having a plurality of elastic wave filters whose one ends are commonly connected, and capable of improving the bandwidth and improving the insertion loss in the pass band of the counterpart filter. It is to provide.
  • Another object of the present invention is to provide a composite filter device capable of improving the insertion loss of a bundled band-pass filter while achieving a wide band.
  • the acoustic wave filter device includes a ladder-type circuit including at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator, and the series arm resonator and the parallel arm resonator include A ladder-type circuit including at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator connected to the first filter unit, the first filter unit comprising an acoustic wave resonator;
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are provided with a second filter unit made of an acoustic wave resonator, and a ratio band of the second filter unit is a ratio of the first filter unit.
  • the first filter part has or does not have an inductor connected between the parallel arm resonator and a reference potential
  • the second filter part has at least one Said parallel arm
  • An inductor having an inductor connected between a pendulum and a reference potential, and an inductor having the largest inductance value among the inductors connected between the parallel arm resonator and the reference potential is the second filter.
  • an attenuation amount in a predetermined attenuation region adjacent to the pass band is adjacent to the pass band in the first filter unit. It is larger than the attenuation in the attenuation region.
  • each of the first filter unit and the second filter unit is connected between at least one parallel arm resonator and a reference potential.
  • the inductors having an inductor and connected between the parallel arm resonator and the reference potential in the first and second filter units the inductor having the largest inductance value is used as the second filter. Part has.
  • any inductance value of the inductor provided in the second filter unit is the inductor provided in the first filter unit. It is larger than any inductance value.
  • the inductors provided in the second filter unit the inductors provided on the side farthest from the first filter unit.
  • the inductor value is the largest.
  • the second filter unit in the first and second filter units, has an elastic wave resonator having a smallest specific band.
  • the first filter unit which is an LC filter having at least one inductor and at least one capacitor, is connected to the first filter unit.
  • a second filter unit having a ladder-type circuit including at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator, wherein the series arm resonator and the parallel arm resonator are composed of acoustic wave resonators; And the specific band of the second filter unit is smaller than the specific band of the first filter unit.
  • an attenuation amount in a predetermined attenuation region adjacent to the pass band is adjacent to the pass band in the first filter unit. It is larger than the attenuation in the attenuation range.
  • a first filter unit having a ladder-type circuit, connected to the first filter unit, at least one series arm resonator and at least one
  • a second circuit unit including a ladder-type circuit including two parallel arm resonators, wherein the series arm resonator and the parallel arm resonator are formed of elastic wave resonators, and the second filter
  • the device further includes an inductor connected between the series arm and the reference potential.
  • an attenuation amount in a predetermined attenuation region adjacent to the pass band in the second filter unit is adjacent to the pass band in the first filter unit. It is larger than the amount of attenuation in the attenuation range.
  • the first filter unit includes the ladder-type circuit including an elastic wave resonator.
  • the second filter unit in the first and second filter units, has an elastic wave resonator having a smallest specific band.
  • the first filter section does not have an inductor connected between a series arm and the reference potential.
  • the first filter unit includes an inductor connected between the series arm and the reference potential without any other element.
  • the first filter unit includes an inductor having the largest inductance value among inductors connected between the series arm and the reference potential.
  • any inductor connected between the series arm and the reference potential without any other element in the first filter unit, any inductor connected between the series arm and the reference potential without any other element.
  • the inductance value is larger than the inductance value of any inductor connected between the series arm and the reference potential without any other element.
  • the first filter unit is an LC filter having at least one inductor and at least one capacitor.
  • the first filter unit includes the ladder-type circuit including an elastic wave resonator, and is provided in the first filter unit. Any of the specific bands of the elastic wave resonator is larger than the specific band of the elastic wave resonator provided in the second filter unit.
  • the first and second filter sections are surface acoustic wave filters.
  • the first filter unit includes the ladder type circuit including an elastic wave resonator, and is used in the first filter unit.
  • the elastic wave mode used in the second filter section are different.
  • the first and second filter sections include a piezoelectric body and an electrode provided on the piezoelectric body, and the material of the electrode The first filter portion and the second filter portion in at least one of the material of the piezoelectric body, the composition ratio of the material of the piezoelectric body, the crystal orientation of the piezoelectric body, and the cut angle of the piezoelectric body Is different.
  • the first and second filter sections are provided so as to cover the piezoelectric body, the electrode provided on the piezoelectric body, and the electrode.
  • the first filter portion and the second filter portion are different in at least one of the thickness of the electrode and the thickness of the dielectric film.
  • a plurality of bandpass filters commonly connected at one end are provided, and the plurality of bandpass filters are configured in accordance with the present invention.
  • a plurality of bandpass filters commonly connected at one end are provided, and the plurality of bandpass filters are elastic waves configured according to the present invention.
  • a first band-pass filter that is a filter device and has a first pass band; and a second band-pass filter that has a second pass band different from the first pass band; The second pass band is located on a lower frequency side than the first pass band.
  • a plurality of bandpass filters commonly connected at one end are provided, and the plurality of bandpass filters are elastic waves configured according to the present invention.
  • a first band-pass filter that is a filter device and has a first pass band; and a second band-pass filter that has a second pass band different from the first pass band.
  • the elastic wave filter device of the present invention it is possible to improve the insertion loss while achieving a wide band. Therefore, when bundled with other bandpass filters, the insertion loss of the other bandpass filters bundled can be improved.
  • the first band-pass filter is composed of the elastic wave filter device according to the present invention, the insertion loss of other band-pass filters that are bundled while achieving a broad band is achieved. Can be improved.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating resonance characteristics of the respective acoustic wave resonators used in the first and second filter units in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating S parameter characteristics of the first filter unit and the second filter unit in the first embodiment.
  • FIG. 4 is an enlarged view showing the S parameter characteristics shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the reflection loss as viewed from the antenna terminals of the first filter unit and the second filter unit in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the filter characteristics of the first and second filter units in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a composite filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a composite filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a composite filter device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the frequency characteristics of the S12 parameter of the first and second filter units in the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing the reflection loss as seen from the antenna terminals of the first filter unit and the second filter unit in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a composite filter device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a composite filter device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a composite filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 1 is a filter device used in the RF stage of a mobile phone.
  • the composite filter device 1 has an antenna terminal 2 connected to an antenna.
  • One end of first to fourth band-pass filters 3 to 6 is connected to the antenna terminal 2.
  • the first to fourth band-pass filters 3 to 6 are bundled on one end side and connected to the antenna terminal 2.
  • the passbands of the first to fourth bandpass filters 3 to 6 are different from each other.
  • the pass band of the first band pass filter 3 is 2300 MHz to 2370 MHz.
  • the pass band of the second band pass filter 4 is 2496 MHz to 2690 MHz.
  • the pass band of the third band pass filter 5 is 2110 MHz to 2200 MHz.
  • the pass band of the fourth band pass filter 6 is 1475.9 MHz to 2025 MHz.
  • the first to fourth band-pass filters 3 to 6 each have a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators. That is, the first to fourth band-pass filters 3 to 6 have ladder type circuits.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are each composed of an acoustic wave resonator.
  • the first band-pass filter 3 corresponds to an embodiment of the elastic wave filter device of the present invention.
  • the first band-pass filter 3 has a first filter unit 3a connected to the antenna terminal 2 and a second filter unit 3b connected to the first filter unit 3a. Both the first and second filter portions 3a and 3b are elastic wave filters.
  • the first band pass filter 3 is connected between the antenna terminal 2 and a terminal 7 as a transmission terminal.
  • the first filter unit 3a includes series arm resonators S1 and S2 and a parallel arm resonator P1.
  • the second filter unit 3b includes series arm resonators S3 to S5 and parallel arm resonators P2 and P3.
  • Inductors L1 and L2 are connected between the parallel arm resonators P2 and P3 and the reference potential, respectively. The connection of the inductors L1 and L2 expands the pass band of the second filter unit 3b. Thereby, the pass band of the first band pass filter 3 is expanded.
  • the second filter unit 3b has an acoustic wave resonator having the smallest specific band.
  • the ratio band of the acoustic wave resonator is expressed by dividing the frequency difference between the antiresonance frequency and the resonance frequency by the resonance frequency. More specifically, the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonator P1 included in the first filter unit 3a, the series arm resonators S3 to S5 included in the second filter unit 3b, and the parallel arm resonance.
  • the elastic wave resonators constituting the elements P2 and P3 the elastic wave resonator having the smallest specific band is one of the series arm resonators S3 to S5 and the parallel arm resonators P2 and P3. is there.
  • the attenuation in the attenuation region adjacent to the passband is increased in the second filter unit 3b as compared with the first filter unit 3a.
  • the attenuation band means a transmission band in the same communication band, a transmission band in a different communication band, or a transmission band in another system such as WiFi in the reception filter.
  • the attenuation band means a reception band of the same communication band, a reception band of a different communication band, or a reception band in another system such as WiFi.
  • the inductor having the largest inductance value among the inductors connected between the parallel arm resonator and the reference potential is the second filter. It is included in part 3b.
  • inductors L1 and L2 are provided between the parallel arm resonators P2 and P3 and the reference potential, respectively.
  • the parallel arm resonator P1 and the reference potential are provided in the first filter unit 3a. No inductor is connected between the potential.
  • the inductance value between the parallel arm resonator and the reference potential is about 0 nH to several nH.
  • an inductor may be connected between the parallel arm resonator P1 and the reference potential.
  • an inductor connected between the parallel arm resonator and the reference potential may be provided in the second filter unit 3b.
  • the pass band can be widened.
  • the first and second filter portions 3a and 3b are configured as described above, the reflection loss of the first bandpass filter 3 viewed from the antenna terminal 2 can be reduced.
  • the inductor value of the inductor provided farthest from the antenna terminal 2 is the highest. Larger is preferred.
  • the inductance value of the inductor L2 provided on the side farthest from the first filter unit 3a in the second filter unit 3b is larger than the inductor value of the inductor L1. It is preferable. Thereby, the reflection loss of the first band-pass filter 3 viewed from the antenna terminal 2 side can be further reduced.
  • the second band-pass filter 4 is a band-pass filter having a ladder circuit configuration having series arm resonators S11 to S14 and parallel arm resonators P11 to P13.
  • the third band-pass filter 5 is a band-pass filter having a ladder circuit configuration having series arm resonators S21 to S24 and parallel arm resonators P21 to P23.
  • the fourth bandpass filter 6 is also a bandpass filter having a ladder type circuit configuration having a plurality of series arm resonators S31 to S34 and a plurality of parallel arm resonators P31 to P33.
  • the pass band of the first band pass filter 3 is defined as a first pass band
  • the pass band of the second band pass filter 4 is defined as a second pass band
  • the passband can be expanded.
  • the reflection loss in the second pass band of the first band pass filter 3 viewed from the antenna terminal 2 is reduced.
  • the second filter unit 3b has an acoustic wave resonator having the smallest specific band, and the attenuation amount in the attenuation region adjacent to the passband is the first filter unit 3a in the second filter unit 3b. It is because it is larger than the amount of attenuation. This will be described with reference to FIGS.
  • the parallel arm resonator P1 and the resonance characteristics of the parallel arm resonator P2 are shown.
  • the parallel arm resonator P2 of the second filter unit 3b is an acoustic wave resonator having a smaller relative band than the parallel arm resonator P1.
  • the series arm resonators S3, S4, and S5 are elastic wave resonators having a smaller band ratio than the series arm resonators S1 and S2.
  • the parallel arm resonators P2 and P3 have the smallest specific bandwidth
  • the above-described inductors L1 and L2 are connected to the parallel arm resonators P2 and P3, so that the bandwidth is increased.
  • FIG. 3 is a diagram showing the S parameter characteristics of the first filter unit and the second filter unit in the first embodiment
  • FIG. 4 is an enlarged diagram showing the S parameter characteristics shown in FIG. is there.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the reflection loss as viewed from the antenna terminals of the first filter unit and the second filter unit in the first embodiment.
  • the S (1,4) parameter indicated by the solid line in FIGS. 3 and 4 is the frequency characteristic of the resonator of the first filter unit
  • the S (1,2) parameter indicated by the broken line is the second filter unit. This is the frequency characteristic of the resonator.
  • the solid line indicates the reflection loss of the first filter unit
  • the broken line indicates the reflection loss of the second filter unit.
  • the attenuation is very small in the first pass band of 2300 MHz to 2370 MHz.
  • sufficient attenuation is ensured in the attenuation band adjacent to the first pass band, 2402 MHz to 2472 MHz, and in the second pass band, 2496 MHz to 2690 MHz.
  • the reflection loss as viewed from the antenna terminal 2 is small in the second passband.
  • the second pass of the second band-pass filter 4 which is the other band-pass filter connected in common is achieved while widening the bandwidth by connecting the inductors L1 and L2. It can be seen that the insertion loss in the band can be improved.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the filter characteristics of the first and second filter units in the first embodiment.
  • the solid line in FIG. 6 shows the filter characteristic of the first filter unit 3a, and the broken line shows the filter characteristic of the second filter unit 3b.
  • the second filter portion 3b has an elastic wave resonator having a small specific band, and therefore the attenuation in the attenuation region adjacent to the pass band is sufficiently large. Therefore, in the second filter unit 3b, the steepness of the attenuation characteristic in the vicinity of the pass band is enhanced.
  • the second filter unit 3b does not secure a sufficient amount of attenuation.
  • the first filter unit 3a a sufficiently large attenuation is ensured in a frequency region that is further away from the passband to a higher frequency side.
  • the amount of attenuation on the higher frequency side than the first pass band is sufficiently increased while achieving a wider band. Therefore, the amount of attenuation in the second pass band located on the higher frequency side than the first pass band is sufficiently large. Therefore, as shown in FIG. 5, the reflection loss in the second pass band of the first band pass filter 3 viewed from the antenna terminal 2 can be reduced. Therefore, the insertion loss of the second bandpass filter 4 can be improved.
  • a Love wave propagating through the LiNbO 3 substrate is used for each acoustic wave resonator constituting the first filter unit 3a.
  • a leaky wave propagating through the LiTaO 3 substrate or a Rayleigh wave propagating through the LiNbO 3 substrate is used for each acoustic wave resonator constituting the second filter unit 3b.
  • the method of making the specific band of the acoustic wave resonator different between the first filter unit 3a and the second filter unit 3b is the mode of the elastic wave used in the first filter unit 3a as described above. It is not limited to the method of making the mode of the elastic wave used in the second filter unit 3b different.
  • the first filter unit 3a and the second filter unit 3b include a piezoelectric body and an electrode provided on the piezoelectric body, the electrode material, the piezoelectric body material, the composition ratio of the piezoelectric body material,
  • the first filter portion 3a and the second filter portion 3b may be different in at least one of the crystal orientation of the piezoelectric body and the cut angle of the piezoelectric body.
  • composition ratio of the piezoelectric material means that the composition ratio of the composite material in the case where the piezoelectric material is made of the composite material is different between the first filter portion 3a and the second filter portion 3b.
  • the piezoelectric body is made of a composite material obtained by doping aluminum nitride with scandium, the ratio of aluminum nitride and scandium is different between the first filter portion 3a and the second filter portion 3b. That means.
  • the second filter unit 3b may be different.
  • the first and second filter portions 3a and 3b use the surface acoustic wave as described above, but BAW (Bulk Acoustic Wave) is used as the elastic wave instead of the surface acoustic wave. It may be used.
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • the ratio band of the series arm resonator S1 provided in the first filter unit 3a is set larger than the ratio band of the series arm resonator S3 of the second filter unit 3b.
  • Any of the ratio bands of the acoustic wave resonators provided in the first filter unit 3a may be larger than the ratio band of the acoustic wave resonators provided in the second filter unit 3b. That is, the ratio band of the series arm resonators S1 and S2 may be larger than any ratio band of the series arm resonators S3 to S5. In that case, in the second filter unit 3b, the attenuation near the passband can be further increased.
  • the elastic wave resonator having the smallest specific band is provided in the second filter portion 3b. Further, in the first filter unit 3a, the specific band of the elastic wave resonator having the largest specific band among the elastic wave resonators of the second filter unit 3b than the specific band of the elastic wave resonator having the smallest specific band. Larger is preferred.
  • the specific band of the first filter unit 3a can be made larger than the specific band of the second filter unit 3b.
  • the specific band of the filter is expressed by dividing the passband width by the center frequency.
  • each inductor is not specifically limited, For example, you may be comprised as a chip
  • the arrangement of each inductor is not particularly limited.
  • each inductor may be provided on the piezoelectric body.
  • the composite filter device 1 has a wiring board different from the piezoelectric body on which each acoustic wave resonator is configured, and each acoustic wave resonator is electrically connected to the wiring on the wiring board.
  • Each inductor may be provided on a wiring board.
  • the wiring board is a multilayer board and each inductor is constituted by an electrode pattern, each inductor may be provided in an inner layer of the wiring board.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a composite filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • the second filter unit 3b is configured in the same manner as the second filter unit 3b in the composite filter device 1 of the first embodiment.
  • the first filter unit 3a in the second embodiment is provided with a series arm resonator S2A in addition to the series arm resonators S1 and S2 included in the first filter unit 3a in the first embodiment.
  • a parallel arm resonator P1A and an inductor L3 are provided.
  • the first filter unit 3a may be provided with an inductor L3 connected between the parallel arm resonator P1A and the reference potential, so that the first filter unit 3a may have a wider bandwidth. Any one of the inductance values of the inductors L1 and L2 provided in the second filter unit 3b only needs to be larger than the inductance value of the inductor L3 provided in the first filter unit 3a.
  • the first band-pass filter 3 is configured using first and second acoustic wave chips 22 and 23. .
  • first acoustic wave chip 22 a part of the first filter portion 3a is configured.
  • second acoustic wave chip 23 another part of the first filter portion 3a and the second filter portion 3b are configured.
  • the entire first bandpass filter 3 may be configured as one acoustic wave chip.
  • the 1st filter part 3a may be comprised in one elastic wave chip, and the 2nd filter part 3b may be comprised in another one elastic wave chip. That is, the boundary between the elastic wave chips constituting the first bandpass filter 3 may be different from the boundary between the first and second filter units 3a and 3b.
  • the composite filter device 21 of the second embodiment is the same as the composite filter device 1 of the first embodiment in other respects. Therefore, the same parts are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the composite filter device according to the third embodiment.
  • a switch 3c is provided between the first filter unit 3a and the second filter unit 3b.
  • other elements such as a switch and a capacitive coupling unit may be disposed between the first filter unit 3a and the second filter unit 3b.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a composite filter device according to the fourth embodiment of the present invention. Similar to the composite filter device 1 of the first embodiment, the composite filter device 41 of the fourth embodiment includes first to fourth band-pass filters 3 to 6. The first band pass filter 3 corresponds to an embodiment of the elastic wave filter device according to the present invention, and the composite filter device 41 corresponds to an embodiment of the composite filter device according to the present invention.
  • the pass band of the first band pass filter 3 is 2496 MHz to 2690 MHz
  • the pass band of the second band pass filter 4 is 1475.9 MHz to 2025 MHz
  • the third band pass The pass band of the type filter 5 is 2110 MHz to 2200 MHz
  • the pass band of the fourth band pass filter 6 is 2300 MHz to 2370 MHz. Therefore, compared with the case of the first embodiment, the frequency order of the passband of the first bandpass filter 3 and the passband of the second bandpass filter 4 is in the reverse order.
  • the first band-pass filter 3 has a first filter unit 3a and a second filter unit 3b.
  • the 1st filter part 3a is comprised similarly to the 1st filter part 3a in 1st Embodiment.
  • the second filter unit 3b has series arm resonators S3 to S5 made of elastic wave resonators, parallel arm resonators P2 and P3, and an inductor L1, and in addition, shunt type inductors L11 and L12. It is in having.
  • the inductor L11 is connected between the series arm and the reference potential. That is, it is connected between the series arm portion connecting the series arm resonators S4 and S5 and the reference potential.
  • the inductor L12 is connected between the series arm part connecting the series arm resonator S5 and the terminal 7 and the reference potential.
  • the first band-pass filter 3 is the same as the first band-pass filter 3 of the first embodiment.
  • the second filter unit 3b has an acoustic wave resonator having the smallest specific band.
  • the relative band of the second filter unit 3b is smaller than that of the first filter unit 3a, and the attenuation in the vicinity of the pass band is greater in the second filter unit 3b than in the first filter unit 3a. Has also been enlarged.
  • the ratio band in the second filter section 3b is expanded.
  • the first filter unit 3a includes series arm resonators S1 and S2 and a parallel arm resonator P1, and the first filter unit 3a has a sufficient amount of attenuation on the high frequency side above the LC resonance frequency. Has been enlarged to.
  • the inductors L11 and L12 are connected, so that a sufficient amount of attenuation is ensured on the frequency side lower than the first passband. Therefore, the attenuation in the second pass band is sufficiently large.
  • the passband is expanded.
  • the ratio band of the elastic wave resonators constituting the series arm resonators S1 and S2 and the parallel arm resonator P1 is large.
  • the inductors L11 and L12 are not provided, the reflection loss in the second passband is small. Therefore, also in the composite filter device 41, it is possible to achieve a wide band in the first band-pass filter 3, and it is possible to improve the insertion loss in the second band-pass filter 4.
  • the inductor L1 is provided in the present embodiment, but the inductor L1 may not be provided. Also in the present embodiment, when the inductor L1 is provided in the second filter portion 3b, an inductor connected between the parallel arm resonator P1 and the reference potential is also provided on the first filter portion 3a side. It may be provided. In that case, it is desirable that the inductance value of the inductor connected to the reference potential in the first filter unit 3a is smaller than the inductance value of the inductor L1 in the second filter unit 3b.
  • FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristics of the S12 parameter of the first and second filter units in the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the reflection loss as viewed from the antenna terminals of the first filter unit and the second filter unit in the fourth embodiment. 10 and 11, the solid line indicates the result of the first filter unit 3a, and the broken line indicates the result of the second filter unit 3b.
  • the attenuation is sufficiently reduced in the band of 2496 MHz to 2690 MHz, which is the pass band of the first band pass filter 3. Further, the attenuation is sufficiently increased in 2402 MHz to 2472 MHz that are adjacent attenuation bands and 1475.9 MHz to 2025 MHz that is the second pass band of the second band pass filter 4 that is the counterpart filter. Recognize.
  • the attenuation in the vicinity of the pass band is sufficiently large. Therefore, the attenuation characteristic in the vicinity of the pass band is improved.
  • the attenuation amount on the lower frequency side than the pass band is sufficiently large. Further, as shown in FIG. 11, the reflection loss in the second passband is reduced. Therefore, it can be seen that the insertion loss in the second pass band of the second band pass filter 4 can be improved.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the composite filter device according to the fifth embodiment.
  • the first filter unit 3a has an inductor L13. That is, in the first filter unit 3a, the inductor L13 is connected between the series arm and the reference potential.
  • Other configurations of the composite filter device 51 are the same as those of the composite filter device 41.
  • the inductor L13 may be connected between the series arm and the reference potential also in the first filter unit 3a.
  • the inductance value of the inductor L13 is preferably larger than the inductance values of the inductors L11 and L12 provided in the second filter unit 3b. Thereby, the amount of attenuation on the low frequency side away from the pass band can be sufficiently reduced.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the composite filter device according to the sixth embodiment.
  • the composite filter device 61 is configured in the same manner as the composite filter device 1 of the first embodiment, except that in the first band-pass filter 3, the first filter unit 3A is composed of an LC filter. Yes.
  • the first filter unit 3A includes capacitors C1, C2, and C3 connected in series with each other in the series arm.
  • An inductor L21 and a capacitor C4 are connected between the series arm portion between the capacitor C1 and the capacitor C2 and the reference potential, respectively.
  • An inductor L22 and a capacitor C5 are connected between the series arm portion between the capacitor C2 and the capacitor C3 and the reference potential.
  • the first filter unit 3A including the LC filter may be used as the first filter unit.
  • the circuit configuration of the first filter unit 3A made of an LC filter can be appropriately changed in the target filter characteristics as long as it has at least one capacitor and at least one inductor.
  • the first to fourth band-pass filters 3 to 6 are connected to the antenna terminal 2, but the number of band-pass filters to be connected is limited to this. Instead, five or more band-pass filters may be bundled on one end side, and two or three band-pass filters may be bundled on one end side.

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Abstract

広帯域化を図ることができ、相手方の帯域通過型フィルタにおける挿入損失を改善することができる、弾性波フィルタ装置を提供する。　第１のフィルタ部３ａに第２のフィルタ部３ｂが接続されている、帯域通過型フィルタとしての弾性波フィルタ装置３。第２のフィルタ部３ｂは、複数の弾性波共振子を有し、ラダー型回路構成を有する。第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂに用いられている弾性波共振子のうち、比帯域が最も小さい弾性波共振子が、第２のフィルタ部３ｂに含まれている。第２のフィルタ部３ｂにおいて、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３と基準電位との間にインダクタＬ１，Ｌ２が接続されている。第１のフィルタ部３ａにおける通過帯域近傍の減衰量よりも、第２のフィルタ部３ｂにおける通過帯域近傍の減衰量のほうが大きい。

Description

弾性波フィルタ装置及び複合フィルタ装置
　本発明は、ラダー型回路を有する弾性波フィルタを有する、弾性波フィルタ装置及び複合フィルタ装置に関する。
　従来、携帯電話機等においては、アンテナ端子に、複数の帯域通過型フィルタが接続されている。例えば下記の特許文献１には、アンテナ端子に、第１，第２の弾性波フィルタからなる第１，第２の帯域通過型フィルタの一端が接続された弾性波フィルタ装置が開示されている。特許文献１では、第１，第２の帯域通過型フィルタは、直列腕共振子及び並列腕共振子を有する、ラダー型フィルタである。
特開２００４－８８１４３号公報
　特許文献１に記載の弾性波フィルタ装置では、第１，第２の帯域通過型フィルタのうち一方のフィルタ特性が、他方のフィルタ特性の影響を受ける。例えば、第１の帯域通過型フィルタのアンテナ端子側からみた反射損失が、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域において大きいとする。この場合、第２の帯域通過型フィルタの通過帯域における挿入損失が増大するという問題があった。
　他方、近年、携帯電話機のＲＦ段の帯域通過型フィルタでは、通過帯域の拡大が求められている。そのため、ラダー型回路構成の弾性波フィルタでは、直列腕共振子と基準電位との間にインダクタを接続したり、直列腕と基準電位との間にインダクタを接続したりすることにより、広帯域化が図られている。
　しかしながら、第１，第２の帯域通過型フィルタが一端側でアンテナ端子に接続されている構成では、１つの帯域通過型フィルタの広帯域化を図るだけでなく、上述した相手側の帯域通過型フィルタへの影響も考慮して設計しなければならない。すなわち、上記インダクタを用いて広帯域化を図った場合、通過帯域外における反射損失が増大し、相手側の帯域通過型フィルタの通過帯域における挿入損失を悪化させるおそれがあった。
　本発明の目的は、一端が共通接続された複数の弾性波フィルタを有する弾性波フィルタ装置であって、広帯域化と相手方フィルタの通過帯域における挿入損失の改善とを図り得る、弾性波フィルタ装置を提供することにある。
　本発明の他の目的は、広帯域化を図りつつ、束ねられている帯域通過型フィルタの挿入損失を改善することができる、複合フィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のある広い局面では、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第１のフィルタ部と、前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とが備えられており、前記第２のフィルタ部の比帯域が、前記第１のフィルタ部の比帯域よりも小さく、前記第１のフィルタ部が、前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、または有さず、前記第２のフィルタ部が、少なくとも１つの前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタのうち、最もインダクタンス値が大きいインダクタが、前記第２のフィルタ部に含まれている。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第２のフィルタ部において、通過帯域に隣接する所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接する減衰域における減衰量よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の別の特定の局面では、前記第１のフィルタ部及び前記第２のフィルタ部がそれぞれ、少なくとも１つの並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、前記第１，第２のフィルタ部において、前記並列腕共振子と前記基準電位との間に接続されているインダクタのうち、インダクタンス値が最も大きいインダクタを、前記第２のフィルタ部が有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第２のフィルタ部に設けられている前記インダクタのいずれのインダクタンス値も、前記第１のフィルタ部に設けられている前記インダクタのいずれのインダクタンス値よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第２のフィルタ部に設けられている前記インダクタのうち、前記第１のフィルタ部から最も遠い側に設けられているインダクタのインダクタ値が最も大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに別の特定の局面では、前記第１，第２のフィルタ部において、前記第２のフィルタ部が、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の他の広い局面では、少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つのコンデンサとを有するＬＣフィルタである、第１のフィルタ部と、前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とが備えられており、前記第２のフィルタ部の比帯域が、前記第１のフィルタ部の比帯域よりも小さい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第２のフィルタ部において、通過帯域に隣接する所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接する減衰域における減衰量よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の別の広い局面では、ラダー型回路を有する、第１のフィルタ部と、前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とが備えられており、前記第２のフィルタ部において、直列腕と基準電位との間に接続されたインダクタをさらに備えられている。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第２のフィルタ部において通過帯域に隣接している所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接している減衰域における減衰量よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の別の特定の局面では、前記第１，第２のフィルタ部において、前記第２のフィルタ部が、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、直列腕と前記基準電位との間に接続されているインダクタを有しない。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の他の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているインダクタを有し、前記第１，第２のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に接続されているインダクタのうち、インダクタンス値が最も大きいインダクタを、前記第１のフィルタ部が有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているいずれのインダクタのインダクタンス値も、前記第２のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているいずれのインダクタのインダクタンス値よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに別の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つのコンデンサとを有するＬＣフィルタである。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の別の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有し、前記第１のフィルタ部に設けられている前記弾性波共振子の比帯域のいずれもが、前記第２のフィルタ部に設けられている前記弾性波共振子の比帯域よりも大きい。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１，第２のフィルタ部が、弾性表面波フィルタである。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有し、前記第１のフィルタ部で用いられる弾性波のモードと、前記第２のフィルタ部で用いられる弾性波のモードとが異なる。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、前記第１，第２のフィルタ部が、圧電体と、前記圧電体上に設けられた電極とを有し、前記電極の材料、前記圧電体の材料、前記圧電体の前記材料の組成比、前記圧電体の結晶方位並びに前記圧電体のカット角のうち少なくとも１つにおいて、前記第１のフィルタ部と前記第２のフィルタ部とが異なっている。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置の別の特定の局面では、前記第１，第２のフィルタ部が、圧電体と、前記圧電体上に設けられた電極と、前記電極を覆うように設けられた誘電体膜とを備え、前記電極の厚み及び前記誘電体膜の厚みのうち少なくとも一方において、前記第１のフィルタ部と前記第２のフィルタ部とが異なっている。
　本発明に係る複合フィルタ装置のある広い局面では、一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタが備えられており、前記複数の帯域通過型フィルタが、本発明に従い構成された弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有し、前記第２の通過帯域が前記第１の通過帯域よりも高周波数側に位置している。
　本発明に係る複合フィルタ装置の他の広い局面では、一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタが備えられており、前記複数の帯域通過型フィルタが、本発明に従い構成された弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有し、前記第２の通過帯域が前記第１の通過帯域よりも低周波数側に位置している。
　本発明に係る複合フィルタ装置の別の広い局面では、一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタが備えられており、前記複数の帯域通過型フィルタが、本発明に従い構成された弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有する。
　本発明に係る弾性波フィルタ装置によれば、広帯域化を図りつつ、挿入損失を改善することができる。よって、他の帯域通過型フィルタと束ねられた場合に、束ねられている他の帯域通過型フィルタの挿入損失を改善できる。
　本発明に係る複合フィルタ装置によれば、第１の帯域通過型フィルタが、発明に係る弾性波フィルタ装置からなるため、広帯域化を図りつつ、束ねられている他の帯域通過型フィルタの挿入損失を改善することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図２は、第１の実施形態において、第１，第２のフィルタ部に用いられている各弾性波共振子の共振特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のＳパラメータ特性を示す図である。 図４は、図３に示したＳパラメータ特性を拡大して示す図である。 図５は、第１の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のアンテナ端子からみた反射損失を示す図である。 図６は、第１の実施形態における第１，第２のフィルタ部のフィルタ特性の関係を示す図である。 図７は、本発明の第２の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図８は、本発明の第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図９は、本発明の第４の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１０は、第４の実施形態における第１，第２のフィルタ部のＳ１２パラメータの周波数特性を示す図である。 図１１は、本発明の第４の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のアンテナ端子からみた反射損失を示す図である。 図１２は、本発明の第５の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。 図１３は、本発明の第６の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。
　複合フィルタ装置１は、携帯電話機のＲＦ段に用いられるフィルタ装置である。複合フィルタ装置１は、アンテナに接続されるアンテナ端子２を有する。アンテナ端子２に、第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６の一端が接続されている。第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６は、一端側で束ねられて、アンテナ端子２に接続されている。第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６の各通過帯域はそれぞれ異なっている。本実施形態では、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域は２３００ＭＨｚ～２３７０ＭＨｚである。第２の帯域通過型フィルタ４の通過帯域は、２４９６ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚである。他方、第３の帯域通過型フィルタ５の通過帯域は、２１１０ＭＨｚ～２２００ＭＨｚである。第４の帯域通過型フィルタ６の通過帯域は、１４７５．９ＭＨｚ～２０２５ＭＨｚである。
　第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６は、それぞれ、複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子を有する。すなわち、第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６は、ラダー型回路を有している。そして、直列腕共振子及び並列腕共振子は、それぞれ、弾性波共振子からなる。
　第１の帯域通過型フィルタ３が、本発明の弾性波フィルタ装置の一実施形態に相当する。
　第１の帯域通過型フィルタ３は、アンテナ端子２に接続されている第１のフィルタ部３ａと、第１のフィルタ部３ａに接続されている第２のフィルタ部３ｂとを有する。第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂはいずれも弾性波フィルタである。第１の帯域通過型フィルタ３は、アンテナ端子２と、送信端子としての端子７との間に接続されている。
　第１のフィルタ部３ａは、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２と、並列腕共振子Ｐ１とを有する。第２のフィルタ部３ｂは、直列腕共振子Ｓ３～Ｓ５と、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３とを有する。並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３と、基準電位との間には、それぞれ、インダクタＬ１，Ｌ２が接続されている。インダクタＬ１，Ｌ２の接続により、第２のフィルタ部３ｂの通過帯域の拡大が図られている。それによって、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域が拡げられている。
　第１の帯域通過型フィルタ３では、第２のフィルタ部３ｂが、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有する。なお、弾性波共振子の比帯域は、反共振周波数と共振周波数との周波数差を、共振周波数により割ることによって表される。より詳細には、第１のフィルタ部３ａに含まれる直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１と、第２のフィルタ部３ｂに含まれる直列腕共振子Ｓ３～Ｓ５と、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３とを構成している弾性波共振子の中で、比帯域が最も小さい弾性波共振子が、直列腕共振子Ｓ３～Ｓ５及び並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３のうちのいずれかである。
　そのため、第１のフィルタ部３ａに比べ、第２のフィルタ部３ｂにおいて、通過帯域に隣接している減衰域における減衰量が大きくされている。ここで、減衰域とは、受信フィルタにおいては、同じ通信バンドの送信帯域、異なる通信バンドの送信帯域またはＷｉＦｉなどの他のシステムにおける送信帯域をいう。他方、送信フィルタにおいては、減衰域とは、同じ通信バンドの受信帯域、異なる通信バンドの受信帯域またはＷｉＦｉなどの他のシステムにおける受信帯域をいう。
　前述したように、第１のフィルタ部３ａ及び第２のフィルタ部３ｂにおいて、並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタのうち、最もインダクタンス値が大きいインダクタが第２のフィルタ部３ｂに含まれている。
　なお、第２のフィルタ部３ｂでは、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３と基準電位との間にそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２が設けられており、第１のフィルタ部３ａでは、並列腕共振子Ｐ１と基準電位との間にインダクタは接続されていない。このように、並列腕共振子と基準電位との間にインダクタが接続されていない場合、並列腕共振子と基準電位との間のインダクタンス値は０ｎＨ～数ｎＨ程度となる。もっとも、広帯域化を図るために、並列腕共振子Ｐ１と基準電位との間にインダクタが接続されていてもよい。いずれにしても、第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂにおいて、並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタが、第２のフィルタ部３ｂに設けられておればよい。
　第１の帯域通過型フィルタ３は上記構成を備えるため、通過帯域の広帯域化を図ることができる。しかも、第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂが上記のように構成されているため、アンテナ端子２からみた第１の帯域通過型フィルタ３の反射損失を小さくすることができる。ここで、第１の帯域通過型フィルタ３において、並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタのうち、アンテナ端子２から最も遠い側に設けられているインダクタのインダクタ値が最も大きいことが好ましい。より具体的には、本実施形態においては、第２のフィルタ部３ｂにおける、第１のフィルタ部３ａから最も遠い側に設けられているインダクタＬ２のインダクタンス値が、インダクタＬ１のインダクタ値よりも大きいことが好ましい。それによって、アンテナ端子２側からみた第１の帯域通過型フィルタ３の反射損失をより一層小さくすることができる。
　他方、第２の帯域通過型フィルタ４は、直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４及び並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１３を有する、ラダー型回路構成の帯域通過型フィルタである。第３の帯域通過型フィルタ５も同様に、直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４及び並列腕共振子Ｐ２１～Ｐ２３を有するラダー型回路構成の帯域通過型フィルタである。
　第４の帯域通過型フィルタ６も、複数の直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３４と、複数の並列腕共振子Ｐ３１～Ｐ３３とを有するラダー型回路構成の帯域通過型フィルタである。
　ここで、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域を第１の通過帯域とし、第２の帯域通過型フィルタ４の通過帯域を第２の通過帯域とする。
　第１の帯域通過型フィルタ３においては、上記のように、インダクタＬ１，Ｌ２が設けられているため、通過帯域の拡大を図ることができる。しかも、アンテナ端子２からみた第１の帯域通過型フィルタ３の第２の通過帯域における反射損失が小さくされている。これは、第２のフィルタ部３ｂが、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有し、通過帯域に隣接する減衰域における減衰量が、第２のフィルタ部３ｂにおいて、第１のフィルタ部３ａにおける減衰量よりも大きいことによる。これを、図２～図６を参照して説明する。
　図２の実線は、第１のフィルタ部３ａに用いられている弾性波共振子の共振特性を、破線は第２のフィルタ部３ｂに用いられている弾性波共振子の共振特性を示す。ここでは、並列腕共振子Ｐ１の共振特性と、並列腕共振子Ｐ２の共振特性とが示されている。第２のフィルタ部３ｂの並列腕共振子Ｐ２は、並列腕共振子Ｐ１に比べて比帯域が小さい弾性波共振子である。同様に、直列腕共振子Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５は、直列腕共振子Ｓ１、Ｓ２よりも比帯域が小さい弾性波共振子である。
　並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３は、比帯域が最も小さいものの、上述したインダクタＬ１，Ｌ２が並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３に接続されていることにより、広帯域化が図られている。
　図３は、第１の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のＳパラメータ特性を示す図であり、図４は、図３に示したＳパラメータ特性を拡大して示す図である。図５は、第１の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のアンテナ端子からみた反射損失を示す図である。パラメータ特性は、ネットワークアナライザでの伝送特性、反射損失を測定する。ここで、図３及び図４における実線で示すＳ（１，４）パラメータは第１のフィルタ部の共振子の周波数特性であり、破線で示すＳ（１，２）パラメータは第２のフィルタ部の共振子の周波数特性である。図５においては、実線が第１のフィルタ部の反射損失を示し、破線が第２のフィルタ部の反射損失を示す。図３及び図４に示すＳ（１，２）パラメータの周波数特性において、第１の通過帯域である２３００ＭＨｚ～２３７０ＭＨｚにおいては、減衰量が非常に小さい。他方、第１の通過帯域に隣接する減衰帯域である２４０２ＭＨｚ～２４７２ＭＨｚ、及び第２の通過帯域である２４９６ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚでは、十分な減衰量が確保されている。それによって、図５に示すように、第２の通過帯域では、アンテナ端子２からみた反射損失が小さくなっている。従って、第１の帯域通過型フィルタ３において、インダクタＬ１，Ｌ２の接続により広帯域化を図りつつ、共通接続される相手方の帯域通過型フィルタである第２の帯域通過型フィルタ４の第２の通過帯域における挿入損失を改善し得ることがわかる。
　図６は、第１の実施形態における第１，第２のフィルタ部のフィルタ特性の関係を示す図である。図６の実線が、第１のフィルタ部３ａのフィルタ特性を示し、破線が、第２のフィルタ部３ｂのフィルタ特性を示す。
　他方、破線で示すように、第２のフィルタ部３ｂでは、比帯域が小さい弾性波共振子を有するため、通過帯域に隣接している減衰域における減衰量が十分大きくされている。従って、第２のフィルタ部３ｂでは、通過帯域近傍における減衰特性の急峻性が高められている。
　もっとも、通過帯域から離れた周波数域、すなわち、図６において、通過帯域よりも高域側に離れた位置においては、第２のフィルタ部３ｂでは、十分な減衰量が確保されていない。これに対して、第１のフィルタ部３ａでは、通過帯域よりも高域側に離れた周波数域において、十分大きな減衰量が確保されている。
　従って、複合フィルタ装置１の第１の帯域通過型フィルタ３では、広帯域化を図りつつ、第１の通過帯域よりも高域側における減衰量が十分大きくされている。そのため、第１の通過帯域よりも高域側に位置している第２の通過帯域における減衰量が十分大きくされている。よって、図５に示したように、アンテナ端子２からみた第１の帯域通過型フィルタ３の第２の通過帯域における反射損失を小さくすることができる。よって、第２の帯域通過型フィルタ４の挿入損失を改善することができる。
　本実施形態では、第１のフィルタ部３ａを構成している各弾性波共振子について、ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するラブ波を利用している。他方、第２のフィルタ部３ｂを構成している各弾性波共振子については、ＬｉＴａＯ３基板を伝搬するリーキー波またはＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を用いている。
　もっとも、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂの間で、弾性波共振子の比帯域を異ならせる方法は、上記のように、第１のフィルタ部３ａにおいて用いられる弾性波のモードと、第２のフィルタ部３ｂにおいて用いられる弾性波のモードとを異ならせる方法に限定されるものではない。第１のフィルタ部３ａ及び第２のフィルタ部３ｂが、圧電体と、圧電体上に設けられた電極とを有する構成において、電極の材料、圧電体の材料、圧電体の材料の組成比、圧電体の結晶方位及び圧電体のカット角のうち少なくとも１つにおいて、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂとが異なっていてもよい。なお、圧電体の材料の組成比が異なる場合とは、圧電体が複合材料からなる場合の複合材料における組成比が、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂとにおいて異なることをいう。より具体的には、例えば、圧電体が窒化アルミニウムにスカンジウムがドープされた複合材料からなる場合、窒化アルミニウムとスカンジウムとの比が、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂとにおいて異なることをいう。
　あるいは、圧電体上に設けられた電極を覆うようにさらに誘電体膜が設けられている構成において、電極の厚み及び誘電体膜の厚みのうち少なくとも一方において、第１のフィルタ部３ａと、第２のフィルタ部３ｂとが異なっていてもよい。
　また、上記実施形態では、第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂは、上記のように弾性表面波を利用しているが、弾性表面波でなく、弾性波としてＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いてもよい。
　また、上記実施形態では、第１のフィルタ部３ａに設けられている直列腕共振子Ｓ１の比帯域が、第２のフィルタ部３ｂの直列腕共振子Ｓ３の比帯域よりも大きくされていたが、第１のフィルタ部３ａに設けられている弾性波共振子の比帯域のいずれもが、第２のフィルタ部３ｂに設けられている弾性波共振子の比帯域よりも大きくてもよい。すなわち、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２の比帯域が、直列腕共振子Ｓ３～Ｓ５のいずれの比帯域よりも大きい構成としてもよい。その場合には、第２のフィルタ部３ｂにおいて、通過帯域近傍の減衰量をより一層大きくすることができる。
　すなわち、好ましくは、比帯域が最も小さい弾性波共振子は第２のフィルタ部３ｂに設けられていることが望ましい。また、第１のフィルタ部３ａにおいて、比帯域が最も小さい弾性波共振子の比帯域よりも、第２のフィルタ部３ｂの弾性波共振子のうち比帯域が最も大きい弾性波共振子の比帯域より大きいことが好ましい。
　この構成によれば、第１のフィルタ部３ａの比帯域を、第２のフィルタ部３ｂの比帯域より大きくすることができる。なお、フィルタの比帯域は、通過帯域幅を中心周波数により割ることによって表される。
　ところで、上記実施形態において、各インダクタの構成は特に限定されず、例えば、チップとして構成されていてもよく、電極パターンにより構成されていてもよい。各インダクタの配置も特に限定されない。例えば、第１のフィルタ部３ａ及び第２のフィルタ部３ｂが、圧電体と、圧電体上に設けられた電極とを有する構成において、各インダクタは圧電体上に設けられていてもよい。あるいは、複合フィルタ装置１が、各弾性波共振子が構成されている圧電体とは別の配線基板を有し、各弾性波共振子が配線基板上の配線に電気的に接続される構成において、各インダクタは配線基板上に設けられていてもよい。配線基板が多層基板であり、各インダクタが電極パターンにより構成されている場合、各インダクタは配線基板の内層に設けられていてもよい。
　図７は、本発明の第２の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。
　第２の実施形態の複合フィルタ装置２１では、第２のフィルタ部３ｂは、第１の実施形態の複合フィルタ装置１における第２のフィルタ部３ｂと同様に構成されている。これに対して、第２の実施形態における第１のフィルタ部３ａは、第１の実施形態における第１のフィルタ部３ａが有する直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２に加えて直列腕共振子Ｓ２Ａが設けられており、さらに、並列腕共振子Ｐ１Ａ及びインダクタＬ３が設けられている。
　このように、第１のフィルタ部３ａにおいて、並列腕共振子Ｐ１Ａと基準電位との間に接続されたインダクタＬ３を設けることで、第１のフィルタ部３ａにおいて、広帯域化を図ってもよい。第２のフィルタ部３ｂに設けられているインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス値のいずれかが、第１のフィルタ部３ａに設けられているインダクタＬ３のインダクタンス値よりも大きくされていればよい。
　また、図７で一点鎖線で略図的に示すように、複合フィルタ装置２１では、第１の帯域通過型フィルタ３は、第１，第２の弾性波チップ２２，２３を用いて構成されている。第１の弾性波チップ２２において、上記第１のフィルタ部３ａの一部が構成されている。第２の弾性波チップ２３において、第１のフィルタ部３ａの他の一部と、第２のフィルタ部３ｂとが構成されている。
　ただし、第１の帯域通過型フィルタ３全体が、１つの弾性波チップに構成されていてもよい。あるいは、第１のフィルタ部３ａが１つの弾性波チップに、第２のフィルタ部３ｂが他の１つの弾性波チップに構成されていてもよい。すなわち、第１の帯域通過型フィルタ３を構成する各弾性波チップ間の境界と、第１，第２のフィルタ部３ａ，３ｂ間の境界とは異なっていてもよい。
　第２の実施形態の複合フィルタ装置２１は、その他の点については、第１の実施形態の複合フィルタ装置１と同様である。従って、同一部分については同一の参照番号を付することにより、その説明を省略する。
　図８は、第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。第３の実施形態の複合フィルタ装置３１では、第１の帯域通過型フィルタ３において、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂとの間にスイッチ３ｃが設けられている。このように、第１の帯域通過型フィルタ３において、第１のフィルタ部３ａと第２のフィルタ部３ｂとの間にスイッチや容量結合部などの他の素子が配置されていてもよい。
　図９は、本発明の第４の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。第４の実施形態の複合フィルタ装置４１は、第１の実施形態の複合フィルタ装置１と同様に、第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６を有する。第１の帯域通過型フィルタ３が、本発明に係る弾性波フィルタ装置の一実施形態に相当し、複合フィルタ装置４１が、本発明に係る複合フィルタ装置の一実施形態に相当する。
　本実施形態では、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域が、２４９６ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚであり、第２の帯域通過型フィルタ４の通過帯域が、１４７５．９ＭＨｚ～２０２５ＭＨｚであり、第３の帯域通過型フィルタ５の通過帯域が、２１１０ＭＨｚ～２２００ＭＨｚであり、第４の帯域通過型フィルタ６の通過帯域が、２３００ＭＨｚ～２３７０ＭＨｚＭＨｚである。従って、第１の実施形態の場合と比べて、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域と第２の帯域通過型フィルタ４の通過帯域との周波数の高低が逆の順序となっている。
　第１の帯域通過型フィルタ３は、第１のフィルタ部３ａと、第２のフィルタ部３ｂとを有する。第１のフィルタ部３ａは、第１の実施形態における第１のフィルタ部３ａと同様に構成されている。
　異なるところは、第２のフィルタ部３ｂが、弾性波共振子からなる直列腕共振子Ｓ３～Ｓ５、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３及びインダクタＬ１を有することに加えて、シャント型のインダクタＬ１１，Ｌ１２を有していることにある。
　インダクタＬ１１は、直列腕と基準電位との間に接続されている。すなわち、直列腕共振子Ｓ４，Ｓ５を結んでいる直列腕部分と基準電位との間に接続されている。また、インダクタＬ１２は、直列腕共振子Ｓ５と端子７とを結んでいる直列腕部分と基準電位との間に接続されている。
　その他の構成は、第１の帯域通過型フィルタ３は、第１の実施形態の第１の帯域通過型フィルタ３と同様である。
　本実施形態においても、比帯域が最も小さい弾性波共振子を、第２のフィルタ部３ｂが有している。そして、第１のフィルタ部３ａに比べて、第２のフィルタ部３ｂの比帯域が小さくなっており、通過帯域近傍における減衰量は、第２のフィルタ部３ｂにおいて、第１のフィルタ部３ａよりも大きくされている。
　そして、インダクタＬ１，Ｌ２が設けられていることにより、第２のフィルタ部３ｂにおける比帯域の拡大が図られている。加えて、第１のフィルタ部３ａは、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１を有し、この第１のフィルタ部３ａにおいて、ＬＣ共振周波数以上の高域側における減衰量が十分に大きくされている。
　さらに、本実施形態では、インダクタＬ１１，Ｌ１２が接続されていることによって、第１の通過帯域よりも低い周波数側において、十分な減衰量が確保されている。従って、第２の通過帯域における減衰量が十分大きくされている。
　本実施形態では、インダクタＬ１１，Ｌ１２が接続されているため、通過帯域の拡大が図られている。他方、第１のフィルタ部３ａにおいては、直列腕共振子Ｓ１，Ｓ２及び並列腕共振子Ｐ１を構成している弾性波共振子の比帯域が大きい。また、インダクタＬ１１，Ｌ１２などが設けられていないため、第２の通過帯域における反射損失は小さい。従って、複合フィルタ装置４１においても、第１の帯域通過型フィルタ３において広帯域化を図ることができ、しかも第２の帯域通過型フィルタ４において、挿入損失を改善することができる。
　なお、第１の帯域通過型フィルタ３において、本実施形態では、インダクタＬ１が設けられていたが、インダクタＬ１は設けられずともよい。また、本実施形態においても、第２のフィルタ部３ｂにおいてインダクタＬ１が設けられている場合、第１のフィルタ部３ａ側にも並列腕共振子Ｐ１と基準電位との間に接続されるインダクタを設けてもよい。その場合には、第１のフィルタ部３ａにおいて基準電位に接続されるインダクタのインダクタンス値は、第２のフィルタ部３ｂにおけるインダクタＬ１のインダクタンス値よりも小さいことが望ましい。
　図１０は、第４の実施形態における第１，第２のフィルタ部のＳ１２パラメータの周波数特性を示す図である。図１１は、第４の実施形態における第１のフィルタ部及び第２のフィルタ部のアンテナ端子からみた反射損失を示す図である。図１０及び図１１において、実線が第１のフィルタ部３ａの結果を示し、破線が第２のフィルタ部３ｂの結果を示す。図１０から明らかなように、第１の帯域通過型フィルタ３の通過帯域である２４９６ＭＨｚ～２６９０ＭＨｚの帯域において、減衰量が十分小さくされていることがわかる。また、隣接する減衰帯域である２４０２ＭＨｚ～２４７２ＭＨｚ、及び相手方フィルタである第２の帯域通過型フィルタ４の第２の通過帯域である１４７５．９ＭＨｚ～２０２５ＭＨｚにおいて、十分減衰量が大きくされていることがわかる。
　図１０から明らかなように、第２のフィルタ部３ｂでは、通過帯域近傍における減衰量が十分大きくされている。従って、通過帯域近傍における減衰特性が改善されている。
　他方、実線で示すように、第１のフィルタ部３ａのフィルタ特性では、通過帯域よりも低域側における減衰量が十分大きくされている。また、図１１に示すように、第２の通過帯域における反射損失が小さくされている。従って、第２の帯域通過型フィルタ４における第２の通過帯域における挿入損失を改善し得ることがわかる。
　図１２は、第５の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。
　第５の実施形態の複合フィルタ装置５１では、第１のフィルタ部３ａが、インダクタＬ１３を有している。すなわち、第１のフィルタ部３ａにおいて、直列腕と基準電位との間にインダクタＬ１３が接続されている。複合フィルタ装置５１のその他の構成は、複合フィルタ装置４１と同様である。
　本実施形態のように、第１のフィルタ部３ａにおいても、直列腕と基準電位との間にインダクタＬ１３を接続してもよい。この場合、インダクタＬ１３のインダクタンス値は、好ましくは、第２のフィルタ部３ｂ内に設けられているインダクタＬ１１，Ｌ１２のインダクタンス値よりも大きいことが望ましい。それによって、通過帯域から離れた低域側における減衰量を十分に小さくすることができる。
　図１３は、第６の実施形態に係る複合フィルタ装置の回路図である。複合フィルタ装置６１では、第１の帯域通過型フィルタ３において、第１のフィルタ部３Ａが、ＬＣフィルタからなることを除いては、第１の実施形態の複合フィルタ装置１と同様に構成されている。第１のフィルタ部３Ａは、直列腕において、互いに直列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３を有する。コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との間の直列腕部分と基準電位との間に、それぞれ、インダクタＬ２１及びコンデンサＣ４が接続されている。また、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３との間の直列腕部分と基準電位との間に、インダクタＬ２２及びコンデンサＣ５がそれぞれ接続されている。このように、第１の帯域通過型フィルタ３において、第１のフィルタ部として、ＬＣフィルタからなる第１のフィルタ部３Ａを用いてもよい。
　なお、ＬＣフィルタからなる第１のフィルタ部３Ａの回路構成は、少なくとも１つのコンデンサと、少なくとも１つのインダクタとを有する限り、目的とするフィルタ特性において適宜変更することができる。
　なお、第１～第６の実施形態では、第１～第４の帯域通過型フィルタ３～６がアンテナ端子２に接続されていたが、接続される帯域通過型フィルタの個数はこれに限定されず、５個以上の帯域通過型フィルタが一端側で束ねられていてもよく、２個または３個の帯域通過型フィルタが一端側で束ねられていてもよい。
１…複合フィルタ装置
２…アンテナ端子
３～６…第１～第４の帯域通過型フィルタ
３ａ，３Ａ…第１のフィルタ部
３ｂ…第２のフィルタ部
３ｃ…スイッチ
７…端子
２１…複合フィルタ装置
２２，２３…第１，第２の弾性波チップ
３１，４１，５１，６１…複合フィルタ装置
Ｃ１～Ｃ５…コンデンサ
Ｌ１～Ｌ３，Ｌ１１～Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２２…インダクタ
Ｐ１～Ｐ３，Ｐ１Ａ，Ｐ１１～Ｐ１３，Ｐ２１～Ｐ２３，Ｐ３１～Ｐ３３…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ５，Ｓ２Ａ，Ｓ１１～Ｓ１４，Ｓ２１～Ｓ２４，Ｓ３１～Ｓ３４…直列腕共振子

Claims (24)

  1. 　少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第１のフィルタ部と、
    　前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とを備え、
    　前記第２のフィルタ部の比帯域が、前記第１のフィルタ部の比帯域よりも小さく、
    　前記第１のフィルタ部が、前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、または有さず、
    　前記第２のフィルタ部が、少なくとも１つの前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、
    　前記並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタのうち、最もインダクタンス値が大きいインダクタが、前記第２のフィルタ部に含まれている、弾性波フィルタ装置。
  2. 　前記第２のフィルタ部において、通過帯域に隣接する所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接する減衰域における減衰量よりも大きい、請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
  3. 　前記第１のフィルタ部及び前記第２のフィルタ部がそれぞれ、少なくとも１つの並列腕共振子と基準電位との間に接続されているインダクタを有し、前記第１，第２のフィルタ部において、前記並列腕共振子と前記基準電位との間に接続されているインダクタのうち、インダクタンス値が最も大きいインダクタを、前記第２のフィルタ部が有する、請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
  4. 　前記第２のフィルタ部に設けられている前記インダクタのいずれのインダクタンス値も、前記第１のフィルタ部に設けられている前記インダクタのいずれのインダクタンス値よりも大きい、請求項３に記載の弾性波フィルタ装置。
  5. 　前記第２のフィルタ部に設けられている前記インダクタのうち、前記第１のフィルタ部から最も遠い側に設けられているインダクタのインダクタ値が最も大きい、請求項３または４に記載の弾性波フィルタ装置。
  6. 　前記第１，第２のフィルタ部において、前記第２のフィルタ部が、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有する、請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  7. 　少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つのコンデンサとを有するＬＣフィルタである、第１のフィルタ部と、
    　前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とを備え、
    　前記第２のフィルタ部の比帯域が、前記第１のフィルタ部の比帯域よりも小さい、弾性波フィルタ装置。
  8. 　前記第２のフィルタ部において、通過帯域に隣接する所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接する減衰域における減衰量よりも大きい、請求項７に記載の弾性波フィルタ装置。
  9. 　ラダー型回路を有する、第１のフィルタ部と、
    　前記第１のフィルタ部に接続されており、少なくとも１つの直列腕共振子及び少なくとも１つの並列腕共振子を含むラダー型回路を有し、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる、第２のフィルタ部とを備え、
    　前記第２のフィルタ部において、直列腕と基準電位との間に接続されたインダクタをさらに備える、弾性波フィルタ装置。
  10. 　前記第２のフィルタ部において通過帯域に隣接している所定の減衰域における減衰量が、前記第１のフィルタ部において通過帯域に隣接している減衰域における減衰量よりも大きい、請求項９に記載の弾性波フィルタ装置。
  11. 　前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有する、請求項９または１０に記載の弾性波フィルタ装置。
  12. 　前記第１，第２のフィルタ部において、前記第２のフィルタ部が、比帯域が最も小さい弾性波共振子を有する、請求項１１に記載の弾性波フィルタ装置。
  13. 　前記第１のフィルタ部が、直列腕と前記基準電位との間に接続されているインダクタを有しない、請求項９に記載の弾性波フィルタ装置。
  14. 　前記第１のフィルタ部が、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているインダクタを有し、
    　前記第１，第２のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に接続されているインダクタのうち、インダクタンス値が最も大きいインダクタを、前記第１のフィルタ部が有する、請求項９に記載の弾性波フィルタ装置。
  15. 　前記第１のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているいずれのインダクタのインダクタンス値も、前記第２のフィルタ部において、前記直列腕と前記基準電位との間に、他の素子を介さず接続されているいずれのインダクタのインダクタンス値よりも大きい、請求項１４に記載の弾性波フィルタ装置。
  16. 　前記第１のフィルタ部が、少なくとも１つのインダクタと少なくとも１つのコンデンサとを有するＬＣフィルタである、請求項９、１０及び１３～１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  17. 　前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有し、
    　前記第１のフィルタ部に設けられている前記弾性波共振子の比帯域のいずれもが、前記第２のフィルタ部に設けられている前記弾性波共振子の比帯域よりも大きい、請求項１～６及び９～１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  18. 　前記第１，第２のフィルタ部が、弾性表面波フィルタである、請求項１～６及び９～１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  19. 　前記第１のフィルタ部が、弾性波共振子からなる前記ラダー型回路を有し、
    　前記第１のフィルタ部で用いられる弾性波のモードと、前記第２のフィルタ部で用いられる弾性波のモードとが異なる、請求項１～６及び９～１５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  20. 　前記第１，第２のフィルタ部が、圧電体と、前記圧電体上に設けられた電極とを有し、前記電極の材料、前記圧電体の材料、前記圧電体の前記材料の組成比、前記圧電体の結晶方位並びに前記圧電体のカット角のうち少なくとも１つにおいて、前記第１のフィルタ部と前記第２のフィルタ部とが異なっている、請求項１～１９のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  21. 　前記第１，第２のフィルタ部が、圧電体と、前記圧電体上に設けられた電極と、前記電極を覆うように設けられた誘電体膜とを備え、前記電極の厚み及び前記誘電体膜の厚みのうち少なくとも一方において、前記第１のフィルタ部と前記第２のフィルタ部とが異なっている、請求項１～２０のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  22. 　一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタを備え、
    　前記複数の帯域通過型フィルタが、請求項１～８のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有し、
    　前記第２の通過帯域が前記第１の通過帯域よりも高周波数側に位置している、複合フィルタ装置。
  23. 　一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタを備え、
    　前記複数の帯域通過型フィルタが、請求項９～１６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有し、
    　前記第２の通過帯域が前記第１の通過帯域よりも低周波数側に位置している、複合フィルタ装置。
  24. 　一端において共通接続されている複数の帯域通過型フィルタを備え、
    　前記複数の帯域通過型フィルタが、請求項１７～２１のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置であり、かつ第１の通過帯域を有する第１の帯域通過型フィルタと、前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域を有する第２の帯域通過型フィルタとを有する、複合フィルタ装置。
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