WO2017138540A1

WO2017138540A1 - 高周波フィルタ回路、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

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Publication number: WO2017138540A1
Application number: PCT/JP2017/004462
Authority: WO
Inventors: 浩司野阪; 和田　貴也
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2016-02-08
Filing date: 2017-02-07
Publication date: 2017-08-17
Also published as: US10644673B2; CN108604893B; CN108604893A; US20190097606A1

Abstract

高周波フィルタ回路（２２Ａ）は、直列腕共振子（２２ｓ）と、並列腕共振子（２２ｐ１）と、ノードｘ１とグランド端子との間に接続された並列腕共振子（２２ｐ２）と、ノードｘ１とグランド端子との間に配置され、ノードｘ１、並列腕共振子（２２ｐ２）、およびグランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ（２２ＳＷ）とを備え、並列腕共振子（２２ｐ１）と、並列腕共振子（２２ｐ２）およびスイッチ（２２ＳＷ）が直列接続された直列回路とは、ノードｘ１とグランド端子との間に並列接続され、並列腕共振子（２２ｐ１）の共振周波数（ｆｒｐ）は直列腕共振子（２２ｓ）の共振周波数（ｆｒｓ）よりも低く、並列腕共振子（２２ｐ２）の共振周波数（ｆｒｐ２）は並列腕共振子（２２ｐ１）の共振周波数（ｆｒｐ）よりも高い。

Description

高周波フィルタ回路、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

　本発明は、共振子を有する高周波フィルタ回路、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。

　特許文献１には、多くの周波数帯域の組み合わせに対応可能な分波器を含むフロントエンド回路の構成が開示されている。図１３は、特許文献１に記載されたフロントエンド回路のブロック図である。同図に記載されたフロントエンド回路は、分波器６０１と、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ６５１および６５２と、デュプレクサ６６１～６６４と、アンテナ６０９とを備える。分波器６０１は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）６１０と、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）６２０および６３０と、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）６４０とを備える。ＬＰＦ６１０には端子６０３を介してスイッチ６５１の共通端子が接続され、スイッチ６５１の選択端子には低周波側に割り当てられた２つの周波数帯域に対応したデュプレクサ６６１および６６２が接続されている。また、ＨＰＦ６４０には端子６０４を介してスイッチ６５２の共通端子が接続され、スイッチ６５２の選択端子には高周波側に割り当てられた２つの周波数帯域に対応したデュプレクサ６６３および６６４が接続されている。上記構成により、近接する低周波側の２つの周波数帯域の選択は、スイッチ６５１の切り替えによりなされ、デュプレクサ６６１または６６２が排他的に導通状態となる。また、近接する高周波側の２つの周波数帯域の選択は、スイッチ６５２の切り替えによりなされ、デュプレクサ６６３または６６４が排他的に導通状態となる。

特開２０１５－１１５８６６号公報

　しかしながら、上述した従来のフロントエンド回路では、低周波側の２つの周波数帯域を排他的に切り替える回路、および、高周波側の２つの周波数帯域を排他的に切り替える回路は、それぞれ、２つのデュプレクサおよびＳＰＤＴ型のスイッチを要している。送信側経路または受信側経路に限定した場合であっても、２つの帯域通過フィルタおよびＳＰＤＴ型のスイッチが必要となる。このため、回路構成が煩雑となり、また、回路サイズが大型化してしまう。

　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、簡素化かつ小型化された回路構成で、２つの周波数帯域の信号経路を切り替えることが可能な高周波フィルタ回路、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタ回路は、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子と、前記入力端子、前記直列腕共振子、および前記出力端子とを結ぶ経路上のノードと、グランド端子との間に接続された第１の並列腕共振子と、前記ノードと前記グランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子と、前記ノードと前記グランド端子との間に配置され、前記ノード、前記第２の並列腕共振子、および前記グランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子と、を備え、前記第１の並列腕共振子と、前記第２の並列腕共振子および前記スイッチ素子が直列接続された直列回路とは、前記ノードと前記グランド端子との間に並列接続され、前記第１の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記第１の並列腕共振子の共振周波数よりも高い。

　上記構成によれば、直列腕共振子と並列腕共振子とで構成される帯域通過型のフィルタ回路において、スイッチ素子が非導通状態である場合には、直列腕共振子と第１の並列腕共振子とにより、第１の帯域通過特性が形成される。また、スイッチ素子が導通状態である場合には、直列腕共振子と第１および第２の並列腕共振子の合成共振器とにより、第１の帯域通過特性と異なる第２の帯域通過特性が形成される。

　第１および第２の並列腕共振子の合成特性において、第２の並列腕共振子の共振点は、第１の並列腕共振子の共振点の高周波数側、かつ、直列腕共振子の反共振点の低周波数側に存在する。また、第１および第２の並列腕共振子の合成特性において、第１並列腕共振子を反映した第１の反共振点は、第１の並列腕共振子の反共振点よりも低周波数になることから、第１の帯域通過特性よりも第２の帯域通過特性のほうが、帯域幅を狭くすることが可能となる。つまり、スイッチ素子の切り替えにより、上記フィルタ回路の通過帯域を調整することが可能となる。従来では、互いに２つの帯域を排他的に選択するシステムに適用されるフィルタ回路には、２つのフィルタ回路および当該２つのフィルタを切り替えるＳＰＤＴ型のスイッチを必要としていた。これに対して、本構成では、１つのフィルタ回路およびＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子で構成できる。よって、フィルタ回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　また、前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、前記直列腕共振子の反共振周波数よりも低くてもよい。

　この構成によれば、第２の並列腕共振子の共振周波数が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、通過帯域外の高周波側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数よりも低い。これにより、スイッチ素子を導通させた場合に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波側の減衰極を低周波側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ素子を導通させた場合には、通過帯域の高域端を低周波側へシフトできるので、通過特性の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　また、前記高周波フィルタ回路は、前記経路が非導通の場合には、前記直列腕共振子と前記第１の並列腕共振子とにより、前記入力端子から前記出力端子へ第１の周波数帯域の高周波信号を通過させ、前記経路が導通の場合には、前記直列腕共振子と前記第１の並列腕共振子および前記第２の並列腕共振子の合成共振回路とにより、前記入力端子から前記出力端子へ第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域の高周波信号を通過させ、前記第２の周波数帯域の高周波端は、前記第１の周波数帯域の高周波端よりも低くてもよい。

　この構成によれば、２つの周波数帯域を排他的に選択使用するようなシステムに対して、簡素化および小型化されたフィルタ回路を適用することが可能となる。

　また、前記第１の周波数帯域と前記第２の周波数帯域とは、一部重複または近接していてもよい。

　この構成によれば、周波数帯域が一部重複または近接している２つの周波数帯域を排他的に選択使用するようなシステムに対して、簡素化および小型化されたフィルタ回路を適用することが可能となる。

　また、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との直列接続で構成された共振回路が、前記ノードと前記グランド端子との間に、複数並列接続され、複数の前記共振回路が有する前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、それぞれ異なってもよい。

　これにより、直列腕共振子と第１の並列腕共振子とで規定される第１の通過帯域特性において、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とで構成された複数の共振回路のうち、導通させる共振回路のスイッチ素子を任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　また、前記高周波フィルタ回路は、１つの前記直列腕共振子と１つの前記第１の並列腕共振子とで構成されるフィルタ構造を複数段有し、前記複数段のフィルタ構造のうち２段以上のフィルタ構造が、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを有してもよい。

　これにより、複数段のラダー型のフィルタ構造で規定される通過帯域特性において、導通させるスイッチ素子および個数を任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　また、さらに、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との間に直列接続されたインダクタを備えてもよい。

　第２の並列腕共振子とスイッチ素子との間にインダクタを直列挿入することにより、第２の並列腕共振子を含む共振回路の共振周波数が低くなるため、この周波数低下を見越して第２の並列腕共振子の共振周波数を高く設計することができる。これにより、第２の並列腕共振子を小型化でき省スペース化が可能となる。

　また、前記スイッチ素子の非導通時の容量は、０．８ｐＦ以下であってもよい。

　これにより、周波数可変幅を大きくすることができる。

　また、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを接続する配線の特性インピーダンスは、２０Ω以上であってもよい。

　これにより、周波数可変幅を大きくすることができる。

　また、さらに、前記入力端子と前記出力端子との間に配置された縦結合型フィルタ回路を備えてもよい。

　これにより、縦結合型フィルタ回路で規定される帯域通過特性を、スイッチ素子の切り替えにより、調整することが可能となる。

　また、前記直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子、および前記第２の並列腕共振子は、弾性表面波共振子、または、ＢＡＷを用いた弾性波共振子であってもよい。

　これにより、高周波フィルタ回路を、弾性波を用いた圧電素子により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型の高周波フィルタ回路を実現できる。

　また、前記直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子、および前記第２の並列腕共振子は、同一の圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有してもよい。

　これにより、高周波フィルタ回路を、弾性表面波を用いたＩＤＴ電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背の高周波フィルタ回路を実現できる。

　また、前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであってもよい。

　これにより、スイッチ素子を、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、小型の高周波フィルタ回路を実現できる。

　また、本発明の一態様に係るデュプレクサは、送信側フィルタ回路および受信側フィルタ回路のいずれかは、上記記載の高周波フィルタ回路を含んでもよい。

　これにより、互いに近接する２つの帯域を排他的に選択するシステムに適用されるチューナブルなデュプレクサにおいて、当該デュプレクサを簡素化および小型化することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、複数の前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、上記記載の高周波フィルタ回路とを備え、前記制御部は、前記複数のスイッチ素子の導通および非導通を個別に制御してもよい。

　これにより、直列腕共振子と第１の並列腕共振子とで規定される第１の通過帯域特性において、複数のスイッチ素子を個別に選択することにより、３以上の周波数帯域に対応した通過特性を的確に選択することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、高周波送信信号を増幅するパワーアンプと、前記パワーアンプで増幅された高周波送信信号を通過させる上記記載の高周波フィルタ回路またはデュプレクサと、を備えてもよい。

　これにより、パワーアンプを有する送信系のフロントエンド回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、アンテナ素子で受信した高周波受信信号を通過させる上記記載の高周波フィルタ回路またはデュプレクサと、前記高周波フィルタ回路または前記デュプレクサから出力された高周波受信信号を増幅するローノイズアンプと、を備えてもよい。

　これにより、ローノーズアンプを有する受信系のフロントエンド回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、上記記載の高周波フロントエンド回路とを備える。

　これにより、通信装置を簡素化および小型化することが可能となる。

　本発明に係る高周波フィルタ回路によれば、簡素化かつ小型化された回路構成で、２つの周波数帯域の信号経路を排他的に切り替えることが可能となる。

図１は、実施の形態１に係る通信装置の回路構成図である。図２は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路の通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。図３は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路の一例を示す回路構成図である。図４は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路の共振子を模式的に表す平面図および断面図の一例である。図５Ａは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路のスイッチオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。図５Ｂは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路のスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。図５Ｃは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路のスイッチオフ時およびスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。図６Ａは、１つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。図６Ｂは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。図７は、比較例に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図８Ａは、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図８Ｂは、実施の形態１の変形例２に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図９は、共振子にインピーダンス素子が直列接続された場合の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。図１０は、実施の形態１の変形例３に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図１１Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図１１Ｂは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路の通過特性を表すグラフである。図１２Ａは、実施の形態２の変形例に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図１２Ｂは、実施の形態２の変形例に係る高周波フィルタ回路の通過特性を表すグラフである。図１３は、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路を示す回路構成図である。図１４は、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路のスイッチオフ時およびスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。図１５Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路のスイッチオフ時の等価回路図である。図１５Ｂは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路のオフ容量を変化させた場合のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。図１５Ｃは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路のオフ容量と共振周波数およびインピーダンスと関係を表すグラフである。図１６Ａは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路を示す回路構成図である。図１６Ｂは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路の構造を説明する平面図および断面図である。図１６Ｃは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路の配線インピーダンスを変化させた場合のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。図１６Ｄは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路の配線インピーダンスと共振周波数およびインピーダンスとの関係を表すグラフである。図１７は、実施の形態４に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。図１８は、実施の形態５に係るデュプレクサの回路構成図である。図１９は、特許文献１に記載されたフロントエンド回路のブロック図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。

　（実施の形態１）
　［１．１　ＲＦフロントエンド回路の構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置の回路構成図である。同図には、アンテナ素子１と、ＲＦフロントエンド回路２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。アンテナ素子１、ＲＦフロントエンド回路２、およびＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　ＲＦＩＣ３は、例えば、ベースバンド信号処理回路（図示せず）から入力されたベースバンド送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をＲＦフロントエンド回路２へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、使用される周波数帯域に基づいて、ＲＦフロントエンド回路２が有する各スイッチの導通および非導通を制御する制御部として機能する。

　ＲＦフロントエンド回路２は、スイッチ２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、および２３と、高周波フィルタ回路２２Ａと、高周波フィルタ２２Ｂおよび２２Ｃと、パワーアンプ２４とを備える。これにより、ＲＦフロントエンド回路２は、所定の周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる信号経路を複数有する。具体的には、周波数帯域（バンド）Ａ１または周波数帯域（バンド）Ａ２の高周波送信信号は、パワーアンプ２４、スイッチ２３、高周波フィルタ回路２２Ａ、およびスイッチ２１Ａを経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＢの高周波送信信号は、パワーアンプ２４、スイッチ２３、高周波フィルタ２２Ｂ、およびスイッチ２１Ｂを経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＣの高周波送信信号は、パワーアンプ２４、スイッチ２３、高周波フィルタ２２Ｃ、およびスイッチ２１Ｃを経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。

　高周波フィルタ回路２２Ａは、本発明の要部構成であり、バンドＡ１の高周波送信信号を伝達するための通過特性とバンドＡ２の高周波送信信号を伝達するための通過特性とが、周波数帯域を選択するための制御信号Ｓ１により切り替わるフィルタ素子である。

　高周波フィルタ２２Ｂは、バンドＢの高周波送信信号を伝達するための通過特性を有するフィルタ素子である。

　高周波フィルタ２２Ｃは、バンドＣの高周波送信信号を伝達するための通過特性を有するフィルタ素子である。

　スイッチ２３は、ＳＰ３Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｔｒｉｐｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチであり、周波数帯域を選択するための制御信号Ｓ２により接続が切り替わるスイッチ素子である。なお、スイッチ２３は、設定されるバンド数に応じて選択端子数ｎが設定されるＳＰｎＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　ｎ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチであってもよい。

　なお、図１では受信信号経路の詳細表示を省略しているが、高周波受信信号は、アンテナ素子１から、ＲＦフロントエンド回路２が有する各受信信号経路を経由してＲＦＩＣ３へと出力される。具体的には、バンドＡ１またはバンドＡ２の高周波受信信号は、アンテナ素子１、スイッチ２１Ａ、受信側フィルタ回路（図示せず）、およびローノイズアンプ（図示せず）を経由する信号経路によりＲＦＩＣ３へ出力される。また、バンドＢの高周波受信信号は、アンテナ素子１、スイッチ２１Ｂ、受信側フィルタ回路（図示せず）、およびローノイズアンプ（図示せず）を経由する信号経路によりＲＦＩＣ３へ出力される。また、バンドＣの高周波受信信号は、アンテナ素子１、スイッチ２１Ｃ、受信側フィルタ回路（図示せず）、およびローノイズアンプ（図示せず）を経由する信号経路によりＲＦＩＣ３へ出力される。

　また、図１では、パワーアンプ２４は、全てのバンドの高周波信号を増幅するものとしているが、各バンドに応じた個別のパワーアンプが配置されていてもよい。

　また、図１では、送信経路（Ｔｘ）と受信経路（Ｒｘ）とを切り替えるものとして、時分割複信（ＴＤＤ）方式を想定してスイッチ２１Ａ～２１Ｃが配置されているが、これに限られない。例えば、周波数分割複信（ＦＤＤ）方式を想定して、バンドＢの高周波送信信号を選択通過させる高周波フィルタ２２ＢとバンドＢの高周波受信信号を選択通過させる高周波フィルタ回路とを備えたデュプレクサが配置される場合には、当該デュプレクサの前段にはスイッチ２１Ｂは不要である。バンドＡ１／Ａ２およびバンドＣについても同様である。

　また、時分割複信（ＴＤＤ）方式の場合には、高周波フィルタ２２Ａ、２２Ｂおよび２２Ｃとアンテナ素子との間にスイッチ２１Ａ、２１Ｂおよび２１Ｃが配置されていることに限定されない。高周波フィルタ２２Ａ、２２Ｂおよび２２Ｃとパワーアンプ２４との間にスイッチ２１Ａ、２１Ｂおよび２１Ｃが配置されていてもよく、あるいは、高周波フィルタ２２Ａ、２２Ｂおよび２２Ｃの前段および後段の双方にスイッチが配置されていてもよい。

　上記構成により、ＲＦフロントエンド回路２は、ＲＦＩＣ３からの制御信号Ｓ１およびＳ２により、バンドＡ１／Ａ２、バンドＢ、およびバンドＣの信号経路の少なくとも１つを選択し、当該選択された信号経路を用いて高周波信号を低損失で伝達することが可能な無線通信用の高周波フロントエンド回路として機能する。

　［１．２　高周波フィルタ回路の構成］
　マルチモード／マルチバンド対応のシステムにおいて、周波数帯域が近接または一部重複する２以上のバンドを排他的に選択使用する場合がある。図１に示されたＲＦフロントエンド回路２では、バンドＡ１およびバンドＡ２がこれに該当する。以下、バンドＡ１とバンドＡ２との関係および要求される通過特性について説明する。

　図２は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａの通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。同図に示すように、バンドＡ１の送信帯域は、ｆ_Ｔ１Ｌ～ｆ_Ｔ１Ｈであり、バンドＡ２の送信帯域は、ｆ_Ｔ２Ｌ～ｆ_Ｔ２Ｈである。ここで、バンドＡ１の送信帯域とバンドＡ２の送信帯域とは、ｆ_Ｔ２Ｌ～ｆ_Ｔ１Ｈにおいて重複している。また、バンドＡ２の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ２Ｈは、バンドＡ１の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ１Ｈよりも高い。一方、バンドＡ１の受信帯域は、ｆ_Ｒ１Ｌ～ｆ_Ｒ１Ｈであり、バンドＡ２の受信帯域は、ｆ_Ｒ２Ｌ～ｆ_Ｒ２Ｈである。ここで、バンドＡ１の受信帯域とバンドＡ２の受信帯域とは、ｆ_Ｒ２Ｌ～ｆ_Ｒ１Ｈにおいて重複している。さらに、バンドＡ２の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ２Ｈと、バンドＡ１の受信帯域の低周波端ｆ_Ｒ１Ｌとの周波数間隔は非常に小さい、もしくは重なっている。上記周波数割り当てにおいて、バンドＡ１とバンドＡ２とは、排他的に選択使用される。

　以上のようなバンドＡ１およびバンドＡ２の周波数仕様において送信側フィルタを構成する場合、各送信帯域の低損失性および各受信帯域の減衰量を確保するには、図２で示されたような通過特性が要求される。つまり、バンドＡ１の送信側フィルタの通過特性としては、図２の実線の特性が要求され、バンドＡ２の送信側フィルタの通過特性としては、図２の破線の特性が要求される。具体的には、バンドＡ２の送信側フィルタの帯域内通過特性に対して、バンドＡ１の送信側フィルタの帯域内通過特性の高周波側を低周波側へシフトさせて帯域幅を狭くする必要がある。

　上記のようなフィルタ要求特性の観点から、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａは、バンドＡ１に要求される通過特性２２Ａ１（第２の周波数帯域）とバンドＡ２に要求される通過特性２２Ａ２（第１の周波数帯域）とを、切り替えることで、簡素かつ小型な構成で実現したものである。

　ここで、２つのバンドにおいて「周波数帯域が近接または一部重複する」とは、図２に示されたバンドＡ１およびバンドＡ２のように、通過帯域が一部重複する場合に限られない。２つのバンドが離間している場合であっても、例えば、２つのバンドの周波数間隔が、２つのバンドの中心周波数（各中心周波数の平均周波数）の数パーセント以内であるような周波数関係を有する場合も含まれる。

　図３は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａの回路構成図である。同図に示された高周波フィルタ回路２２Ａは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、入力端子２２ｍと、出力端子２２ｎとを備える。

　直列腕共振子２２ｓは、入力端子２２ｍと出力端子２２ｎとの間に接続されている。

　並列腕共振子２２ｐ１は、入力端子２２ｍ、直列腕共振子２２ｓ、および出力端子２２ｎを結ぶ経路上のノードｘ１とグランド（基準）端子との間に接続された第１の並列腕共振子である。

　並列腕共振子２２ｐ２は、ノードｘ１とグランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子である。

　スイッチ２２ＳＷは、ノードｘ１とグランド端子との間に配置され、ノードｘ１、並列腕共振子２２ｐ２、およびグランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子である。本実施の形態では、スイッチ２２ＳＷは、並列腕共振子２２ｐ２およびグランド端子に接続されている。

　ここで、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数よりも高い。また、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数は、直列腕共振子２２ｓの共振周波数よりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数よりも低い。

　つまり、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａでは、ラダー型フィルタを構成する直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１のうち並列腕共振子２２ｐ１と、周波数可変用の並列腕共振子２２ｐ２およびスイッチ２２ＳＷを直列接続した回路とが、ノードｘ１とグランド端子との間に並列に接続されている。

　また、スイッチ２２ＳＷは、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチ２２ＳＷを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、小型の高周波フィルタ回路２２Ａを実現できる。

　本実施の形態では、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、高周波フィルタ回路２２Ａを、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背の高周波フィルタ回路２２Ａを実現できる。ここで、弾性表面波共振子の構造を説明する。

　図４は、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａの共振子を模式的に表す平面図および断面図の一例である。同図には、高周波フィルタ回路２２Ａを構成する直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２のうち、直列腕共振子２２ｓの構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図４に示された直列腕共振子は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。

　高周波フィルタ回路２２Ａの各共振子は、圧電基板５０と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂとで構成されている。

　図４の平面図に示すように、圧電基板５０の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。

　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図４の断面図に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。

　密着層５４１は、圧電基板５０と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　保護層５５は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、本発明に係る高周波フィルタ回路２２Ａが有する各共振子の構造は、図４に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極５４は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。

　また、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄ，ＮｉＣｒなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。

　圧電基板５０は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。なお、本実施の形態では、圧電基板５０として５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３単結晶を例示したが、圧電基板５０を構成する単結晶材料はＬｉＴａＯ_３に限定されないし、単結晶材料のカット角もこれに限定されない。

　ここで、ＩＤＴ電極の設計パラメータについて説明する。弾性表面波共振子の波長λとは、図４の中段に示すＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂのピッチの２倍で規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｌは、図４の上段に示すように、ＩＤＴ電極１１ａの電極指１１０ａとＩＤＴ電極１１ｂの電極指１１０ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、対数は、電極指１１０ａおよび１１０ｂの総数をＭｐとすると、（Ｍｐ－１）／２である。バンドＡ１およびバンドＡ２における通過帯域の要求仕様に応じて、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の波長λ、交叉幅Ｌ、および対数が決定される。

　なお、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、高周波フィルタ回路２２Ａの小型化の観点から、同じ圧電基板５０上に形成されていることが好ましいが、それぞれ別の基板上に形成されていてもよい。

　また、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた共振子であってもよい。これにより、高周波フィルタ回路２２Ａを、弾性波を用いた圧電素子により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型の高周波フィルタ回路を実現できる。

　［１．３　高周波フィルタ回路の通過特性］
　図５Ａは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａのスイッチ２２ＳＷオフ（非導通）時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図５Ｂは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａのスイッチ２２ＳＷオン（導通）時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図５Ｃは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａのスイッチ２２ＳＷオフ時およびスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。

　本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａは、直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１、並列腕共振子２２ｐ２により構成されたラダー型の１段のフィルタ構造を有している。スイッチ２２ＳＷがオフ状態では、並列腕共振子２２ｐ２は機能しないため、直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１により構成されたラダー型の１段のフィルタ構造となる。図５Ａには、スイッチ２２ＳＷがオフ状態である場合のラダー型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性および通過特性が示されている。

　まず、図５Ａを用いて、直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１で構成されるラダー型弾性表面波フィルタの動作原理を説明しておく。

　図５Ａに示された並列腕共振子２２ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１および反共振周波数ｆａｐ１（＞ｆｒｐ１）を有している。また、直列腕共振子２２ｓは、それぞれ、共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ１）を有している。ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ１近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ１近傍で並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ１～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入力端子２２ｍから出力端子２２ｎへの信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。

　図５Ａの高周波フィルタ回路２２Ａにおいて、入力端子２２ｍから高周波信号が入力されると、入力端子２２ｍとグランド端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５０が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、直列腕共振子２２ｓのＩＤＴ電極の波長λを共振周波数ｆｒｓの波長に対応させ、並列腕共振子２２ｐ１のＩＤＴ電極の波長λを共振周波数ｆｒｐ１の波長に対応させることにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが高周波フィルタ回路２２Ａを通過する。

　一方、図５Ｂには、スイッチ２２ＳＷがオン状態である場合のラダー型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性および通過特性が示されている。スイッチ２２ＳＷがオン状態となることで、ラダー型弾性波フィルタの並列共振回路は、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続されたものとなる。これにより、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続された並列共振回路の共振点は、低周波側から、共振周波数ｆｒｐ３およびｆｒｐ４の２点（図５Ｂの上段グラフ）となる。なお、共振周波数ｆｒｐ３は、並列腕共振子２２ｐ１の共振特性を反映した共振点であり、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１で構成される１段のラダー型フィルタにおける通過帯域の低周波側に形成される減衰極に対応する。また、共振周波数ｆｒｐ４は、並列腕共振子２２ｐ２の共振特性を反映した共振点であり、上記ラダー型フィルタ構造における通過帯域の高周波側に形成される減衰極に対応する。ここで、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２（並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４に反映されている）は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１（並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３に反映されている）よりも高く設定されている。また、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２は、直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低く設定されている。

　また、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続された並列共振回路の反共振点は、低周波側から、反共振周波数ｆａｐ３およびｆａｐ４の２点（図５Ｂの上段グラフ）となる。なお、反共振周波数ｆａｐ３は、反共振周波数ｆａｐ３およびｆａｐ４のうち低周波数側の反共振点であり、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１で構成される１段のラダー型フィルタにおける通過帯域内に位置する。また、反共振周波数ｆａｐ４は、反共振周波数ｆａｐ３およびｆａｐ４のうち高周波数側の反共振点であり、上記ラダー型フィルタ構造における通過帯域よりも高周波側に位置する。ここで、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３は、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１より低くなり、上記並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ４は、並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２より低くなる。

　以下、共振子の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明する。まず、図５Ａに示された、スイッチ２２ＳＷがオフ状態である場合の並列腕共振回路の共振特性について説明する。

　図６Ａは、１つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、コンデンサＣ_１およびインダクタＬ_１の直列回路とコンデンサＣ_０との並列回路で表すことができる。ここで、コンデンサＣ_０は、共振子の静電容量である。

　上記等価回路において、共振子の共振周波数ｆｒは、コンデンサＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路で規定され、式１で示される。

　また、共振子の反共振周波数ｆａは、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式２を解くことにより、式３で示される。

　上記式１および式３より、図６Ａの右側グラフに示すように、反共振周波数ｆａは、共振周波数ｆｒよりも高周波数側に出現する。

　つまり、図５Ａに示された、スイッチ２２ＳＷがオフ状態である場合の並列腕共振回路は、並列腕共振子２２ｐ１のみ共振特性となり、共振点と当該共振点よりも高周波数側に位置する反共振点とが各１点ずつ出現することが解る。

　次に、図５Ｂに示された、スイッチ２２ＳＷがオン状態である場合の並列腕共振回路の共振特性について説明する。

　図６Ｂは、並列接続された２つの共振子の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。同図には、共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２が並列接続されたモデルが示されている。共振子ｒｅｓ１は、コンデンサＣ_１およびインダクタＬ_１の直列回路とコンデンサＣ_０１との並列回路で表わされ、共振子ｒｅｓ２は、コンデンサＣ_２およびインダクタＬ_２の直列回路とコンデンサＣ_０２との並列回路で表すことができる。ここで、コンデンサＣ_０１およびＣ_０２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２の静電容量である。これら２つの共振子ｒｅｓ１およびｒｅｓ２で構成された共振回路は、図６Ｂ左下に示された等価回路で表される。つまり、上記共振回路は、コンデンサＣ_１およびインダクタＬ_１の直列回路と、コンデンサＣ_２およびインダクタＬ_２の直列回路と、コンデンサＣ_０（＝Ｃ_０１＋Ｃ_０２）との並列回路で表わされる。

　上記等価回路において、２つの共振点が規定され、共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２は、それぞれ、コンデンサＣ_１とインダクタＬ_１との直列回路、および、コンデンサＣ_２とインダクタＬ_２との直列回路で規定され、式４で示される。

　つまり、上記等価回路で表される２つの共振点ｆｒ１およびｆｒ２は、それぞれ、共振子ｒｅｓ１の共振点ｆｒ＿ｒｅｓ１および共振子ｒｅｓ２の共振点ｆｒ＿ｒｅｓ２と略等しい。

　また、上記等価回路の反共振点は、上記等価回路のアドミッタンスＹが０となる周波数であることから、式５を解くことにより、式６のように２つの反共振周波数（ｆａ１およびｆａ２）を有することが解る。

　上記式６により得られる反共振周波数ｆａ１およびｆａ２は、式３により得られる共振子単体の反共振周波数（図６Ｂのグラフではｆａ＿ｒｅｓ１およびｆａ＿ｒｅｓ２として表示）と異なることが解る。また、式６から導出される反共振周波数ｆａ１は、共振子ｒｅｓ１単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ１よりも低く、反共振周波数ｆａ２は、共振子ｒｅｓ２単体の反共振周波数ｆａ＿ｒｅｓ２よりも低くなる。

　図５Ｃを参照して、高周波フィルタ回路２２Ａのスイッチ２２ＳＷオフ時およびスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性を詳細に比較する。

　スイッチ２２ＳＷオフ時の場合には、並列腕共振子２２ｐ２のインピーダンスは概ね無限大であるため、高周波フィルタ回路２２Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの実線）と並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの細破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。このため、スイッチ２２ＳＷオフ時の場合の高周波フィルタ回路２２Ａは、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を低周波側の減衰極とし、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓを高周波側の減衰極とし、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとで通過帯域を構成するバンドパスフィルタ（図５Ｃ下段グラフの破線）となる。

　一方、スイッチ２２ＳＷオン時の場合には、高周波フィルタ回路２２Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの実線）と並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続された並列共振回路のインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの太破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。なお、並列共振回路のインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの太破線）は、並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの細破線）と並列腕共振子２２ｐ２のインピーダンス特性（図５Ｃ上段グラフの一点鎖線）との合成特性となる。このため、スイッチ２２ＳＷオン時の場合の高周波フィルタ回路２２Ａは、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３（並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を反映）を低周波側の減衰極とし、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４（並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２を反映）を高周波側の減衰極とするバンドパスフィルタ（図５Ｃ下段グラフの実線）となる。

　ここで、スイッチ２２ＳＷオン時には、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波側に、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が存在する。このため、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３が並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波側へシフトするとともに、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ４が並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２よりも低周波数側へシフトする。つまり、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３は並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波数側となり、かつ、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４は直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低周波数側となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、スイッチ２２ＳＷオフ時よりも通過帯域幅が低周波数側に狭くなると共に、減衰帯域も低周波数側にシフトする。

　つまり、上記構成によれば、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、通過帯域外の高周波側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低い。これにより、スイッチ２２ＳＷオン時に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波側の減衰極を低周波側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、通過帯域の高域端を低周波側へシフトできるので、通過帯域の高周波端の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　なお、本発明に係る高周波フィルタ回路は、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低いことに限定されない。つまり、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２は、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓより高くてもよい。この場合であっても、上述したように、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高く設定されることにより、並列共振回路の通過帯域高域端でのインピーダンスが並列腕共振子２２ｐ１の通過帯域高域端でのインピーダンスよりも低くなる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時の高周波フィルタ回路２２Ａの帯域幅を、スイッチ２２ＳＷオフ時の高周波フィルタ回路２２Ａの帯域幅よりもが狭くすることが可能となる。

　［１．４　従来との比較］
　ここで、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａと従来の高周波フィルタ回路とを比較する。

　図７は、比較例に係る高周波フィルタ回路５２２Ａの回路構成図である。同図に記載された高周波フィルタ回路５２２Ａは、従来の高周波フィルタ回路であり、バンドＡ１用の送信側フィルタ５２２Ａ１と、バンドＡ２用の送信側フィルタ５２２Ａ２と、ＳＰＤＴ型のスイッチ５２３および５２４とを備える。なお、高周波フィルタ回路５２２Ａの前段にはスイッチ２３が接続され、および、後段にはスイッチ２１Ａが接続されている点については、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａと同様である。図７に示すように、比較例に係る高周波フィルタ回路５２２Ａでは、近接するバンドＡ１およびバンドＡ２の２つの周波数帯域を排他的に選択する回路は、２つの独立したフィルタ回路および２つのＳＰＤＴ型のスイッチを要する。１つのＳＰＤＴ型のスイッチを構成するには、例えば４つのＦＥＴスイッチが必要となる。つまり、比較例に係る高周波フィルタ回路５２２Ａの回路構成では、２つの独立したフィルタ回路および８つのＦＥＴスイッチが必要となる。このため、回路構成が煩雑となり、また、回路サイズが大型化してしまう。

　これに対して、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ａは、図３に示すように、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２で構成される１つのフィルタ回路と１つのＳＰＳＴ型のスイッチ２２ＳＷとで構成できる。よって、高周波フィルタ回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　［１．５　変形例１および２に係る高周波フィルタ回路の構成］
　図８Ａは、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタ回路２２Ｄの回路構成図である。また、図８Ｂは、実施の形態１の変形例２に係る高周波フィルタ回路２２Ｅの回路構成図である。図８Ａおよび図８Ｂに示すように、変形例１および変形例２に係る高周波フィルタ回路２２Ｄおよび２２Ｅは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと比較して、並列腕共振子とグランド端子との間に、インダクタが直列付加挿入されている点が回路構成として異なる。以下、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図８Ａに示すように、実施の形態１の変形例１に係る高周波フィルタ回路２２Ｄは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、インダクタ２２Ｌと、入力端子２２ｍと、出力端子２２ｎとを備える。変形例１では、インダクタ２２Ｌは、並列腕共振子２２ｐ１およびグランド端子に接続されている。

　なお、高周波フィルタ回路２２Ｄにおいて、入力端子２２ｍと出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードとグランド端子との間に、並列腕共振子２２ｐ１およびインダクタ２２Ｌが直列接続されているが、並列腕共振子２２ｐ１およびインダクタ２２Ｌの接続順序はいずれでもよい。ただし、図８Ａに示すように、並列腕共振子２２ｐ１およびインダクタ２２Ｌのうち、並列腕共振子２２ｐ１が上記ノード側に配置されているほうが望ましい。インダクタ２２Ｌが付加されることにより並列腕共振子２２ｐ１を含む並列腕共振回路の共振点は低周波数側にシフトするが、インダクタ２２Ｌが上記ノード側に配置されると、インダクタ２２Ｌの抵抗成分により、高周波フィルタ回路２２Ｄのロスが増大してしまう。これは、通過帯域では並列腕共振子２２ｐ１の反共振点（インピーダンス∞）が配置されるが、インダクタ２２Ｌが上記ノード側に配置されると、当該通過帯域で高周波入力信号がインダクタ２２Ｌを経由して反射してしまうためである。

　また、図８Ｂに示すように、実施の形態１の変形例２に係る高周波フィルタ回路２２Ｅは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、インダクタ２２Ｌと、入力端子２２ｍと、出力端子２２ｎとを備える。変形例２では、インダクタ２２Ｌは、並列腕共振子２２ｐ２およびスイッチ２２ＳＷに接続されている。なお、変形例２において、インダクタ２２Ｌは、スイッチ２２ＳＷおよびグランド端子に接続されていてもよい。

　なお、高周波フィルタ回路２２Ｅにおいて、入力端子２２ｍと出力端子２２ｎとを結ぶ経路上のノードとグランド端子との間に、並列腕共振子２２ｐ２、インダクタ２２Ｌおよびスイッチ２２ＳＷが直列接続されているが、これらの接続順序はいずれでもよい。ただし、図８Ｂに示すように、並列腕共振子２２ｐ２、インダクタ２２Ｌおよびスイッチ２２ＳＷのうち、並列腕共振子２２ｐ２が上記ノード側に配置されているほうが望ましい。インダクタ２２Ｌが上記ノード側に配置されると、インダクタ２２Ｌの抵抗成分により、高周波フィルタ回路２２Ｅのロスが増大してしまう。また、スイッチＳＷが上記ノード側に配置されると、スイッチオン時におけるスイッチＳＷの抵抗成分により、高周波フィルタ回路２２Ｅのロスが増大してしまう。

　ここで、並列腕共振子にインダクタが直列接続された場合の共振特性について、等価回路モデルを用いて説明する。

　図９は、共振子にインピーダンス素子Ｘ_１が直列接続された場合の等価回路モデルおよびその共振特性を表す図である。同図に示すように、共振子は、コンデンサＣ_１およびインダクタＬ_１の直列回路とコンデンサＣ_０との並列回路で表すことができる。ここで、コンデンサＣ_０は、共振子の静電容量である。また、共振子に対して、インピーダンス素子Ｘ_１とスイッチＳＷとの並列回路が接続されている。

　まず、スイッチＳＷがオンの場合について、上記等価回路の共振特性を説明する。スイッチＳＷがオンの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｎおよび反共振周波数ｆａ＿ｏｎは、それぞれ、図６Ａにおける共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａと同じとなり、式７および式８で表される。

　次に、スイッチＳＷがオフの場合については、（１）インピーダンス素子Ｘ_１がコンデンサである場合、および、（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合に分けて説明する。

　（１）インピーダンス素子Ｘ_１がコンデンサＣｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ１は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式９を解くことにより、式１０で示される。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ１は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１１で表される。

　式７、式８、式１０、および式１１より、インピーダンス素子Ｘ_１がコンデンサである場合、図９の右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオンオフによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎおよびｆａ＿ｏｆｆ１は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ１）には、高周波数側へシフトすることが解る。

　（２）インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタＬｔである場合
　スイッチＳＷがオフの場合の共振周波数ｆｒ＿ｏｆｆ２は、上記等価回路のインピーダンスＺが０となる周波数であることから、式１２を解くことにより、式１３で示される。

　一方、スイッチＳＷがオフの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｆｆ２は、スイッチＳＷがオンの場合の反共振周波数ｆａ＿ｏｎと同じであり、式１４で表される。

　式７、式８、式１３、および式１４より、インピーダンス素子Ｘ_１がインダクタである場合、図９の右側グラフに示すように、スイッチＳＷのオンオフによらず、反共振周波数ｆａ＿ｏｎおよびｆａ＿ｏｆｆ２は一致している。一方、共振周波数については、スイッチＳＷのオン時（ｆｒ＿ｏｎ）に比べて、スイッチＳＷのオフ時（ｆｒ＿ｏｆｆ２）には、低周波数側へシフトすることが解る。

　変形例１の構成によれば、インダクタ２２Ｌが、並列腕共振子２２ｐ１と直列接続されることにより、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数が低周波数側へシフトするので、高周波フィルタ回路２２Ｄの帯域幅を広帯域化することが可能となる。また、変形例２の構成によれば、インダクタ２２Ｌを直列挿入することにより、インダクタ２２Ｌと並列腕共振子２２ｐ２との合成による共振周波数が低くなるため、この周波数低下を見越して並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数を高く設計することができる。これにより、ラダー型フィルタ回路に付加される並列腕共振子２２ｐ２を小型化でき省スペース化が可能となる。

　［１．６　変形例３に係る高周波フィルタ回路の構成］
　図１０、実施の形態１の変形例３に係る高周波フィルタ回路２２Ｆの回路構成図である。同図に示すように、変形例３に係る高周波フィルタ回路２２Ｆは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと比較して、帯域幅調整用の並列腕共振子とスイッチ素子との直列接続で構成される回路が、並列腕共振子２２ｐ１に複数個並列接続されている点が回路構成として異なる。以下、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１０に示すように、高周波フィルタ回路２２Ｆは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１、２２ｐ２１、２２ｐ２２、２２ｐ２３および２２ｐ２４と、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４と、入力端子２２ｍと、出力端子２２ｎとを備える。

　並列腕共振子２２ｐ２１～２２ｐ２４は、それぞれ、ノードｘ１とグランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子である。

　スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、それぞれ、ノードｘ１とグランド端子との間に配置され、ノードｘ１、並列腕共振子２２ｐ２１～２２ｐ２４、およびグランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子である。本実施の形態では、スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、それぞれ、並列腕共振子２２ｐ２１～２２ｐ２４およびグランド端子に接続されている。つまり、高周波フィルタ回路２２Ｆは、並列腕共振子２２ｐ２１とスイッチＳＷ１との直列接続で構成された共振子回路、並列腕共振子２２ｐ２２とスイッチＳＷ２との直列接続で構成された共振子回路、並列腕共振子２２ｐ２３とスイッチＳＷ３との直列接続で構成された共振子回路、および並列腕共振子２２ｐ２４とスイッチＳＷ４との直列接続で構成された共振子回路が、ノードｘ１とグランド端子との間に並列接続されている。

　なお、高周波フィルタ回路２２Ｆにおいて、並列腕共振子２２ｐ２１とスイッチＳＷ１との接続順序、並列腕共振子２２ｐ２２とスイッチＳＷ２との接続順序、並列腕共振子２２ｐ２３とスイッチＳＷ３との接続順序、および並列腕共振子２２ｐ２４とスイッチＳＷ４との接続順序はいずれでもよい。ただし、図１０に示すように、並列腕共振子２２ｐ２１、２２ｐ２２、２２ｐ２３および２２ｐ２４が、それぞれ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３およびＳＷ４よりもノードｘ１側に配置されているほうが望ましい。スイッチＳＷ１～ＳＷ４がノードｘ１側に配置されると、スイッチオン時におけるスイッチＳＷ１～ＳＷ４の抵抗成分により、高周波フィルタ回路２２Ｆのロスが増大してしまうからである。

　さらに、並列腕共振子２２ｐ２１～２２ｐ２４の共振周波数は、それぞれ異なっている。

　上記構成により、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１とで規定される通過帯域特性において、導通させるスイッチＳＷ１～ＳＷ４を任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　なお、並列腕共振子２２ｐ２１～２２ｐ２４の共振周波数は、全て同じでもよい。この場合には、スイッチオン時の抵抗を低減できるため、通過帯域内のロスを低減できる。

　（実施の形態２）
　実施の形態１では、１つの直列腕共振子２２ｓおよび１つの並列腕共振子２２ｐ１に対して、通過特性を可変するための並列腕共振子２２ｐ２およびスイッチ２２ＳＷを付加した構成について説明した。これに対して、実施の形態２では、１つの直列腕共振子と１つの並列腕共振子との組み合わせである１段のフィルタ構造を複数段有する高周波フィルタ回路について説明する。

　［２．１　高周波フィルタ回路の構成］
　図１１Ａは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路２２Ｇの回路構成図である。以下、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１１Ａに示すように、高周波フィルタ回路２２Ｇは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓおよび２２２４ｓと、並列腕共振子（第１の並列腕共振子）２２１ｐ、２２２ｐ１、２２３ｐ１および２２４ｐ１とを備えたラダー型のフィルタ回路である。

　高周波フィルタ回路２２Ｇは、さらに、通過特性を可変させるための並列腕共振子（第２の並列腕共振子）２２２ｐ２、２２３ｐ２および２２４ｐ２と、スイッチ（スイッチ素子）２２２ＳＷ、２２３ＳＷおよび２２４ＳＷとを備える。並列腕共振子２２２ｐ２とスイッチ２２２ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２２ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２３ｐ２とスイッチ２２３ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２３ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２４ｐ２とスイッチ２２４ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２４ｐ１と並列接続されている。つまり、複数の並列腕回路のうち３つの並列腕回路が、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とを有している。

　ここで、並列腕共振子２２２ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２２ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２３ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２３ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２４ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２４ｐ１の共振周波数よりも高い。

　［２．２　高周波フィルタ回路の通過特性］
　図１１Ｂは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路２２Ｇの通過特性を表すグラフである。同図のグラフには、入力端子２２ｍと出力端子２２ｎとの間の高周波フィルタ２２回路Ｇの通過特性が表され、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷの全てをオフした場合の通過特性（破線）と、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷの全てをオンした場合の通過特性（実線）とが示されている。

　スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷの全てをオンした場合には、並列腕共振子２２２ｐ１の共振周波数よりも高周波側に並列腕共振子２２２ｐ２の共振周波数が存在する。また、並列腕共振子２２３ｐ１の共振周波数よりも高周波側に並列腕共振子２２３ｐ２の共振周波数が存在する。また、並列腕共振子２２４ｐ１の共振周波数よりも高周波側に並列腕共振子２２４ｐ２の共振周波数が存在する。このため、並列腕共振子２２２ｐ２～２２４ｐ２を含む各並列共振回路の反共振周波数が、それぞれ、並列腕共振子２２２ｐ１～２２４ｐ１の反共振周波数よりも低周波側へシフトする。これとともに、並列腕共振子２２２ｐ２～２２４ｐ２を含む各並列共振回路の通過帯域の高域端でのインピーダンスが、それぞれ、並列腕共振子２２２ｐ１～２２４ｐ１の通過帯域の高域端でのインピーダンスよりも低くなる。これにより、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷをオンした場合には、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷをオフした場合よりも、通過帯域の高周波側の減衰が大きくなる。よって、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷをオンした場合の高周波フィルタ回路２２Ｇの通過帯域の高周波端は、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷをオフした場合の高周波フィルタ回路２２Ｇの通過帯域の高周波端よりも低周波側へシフトし、帯域幅が狭くなる。

　なお、本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ｇにおいて、並列腕共振子２２２ｐ２～２２４ｐ２の共振周波数は、全て同じであり、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷは一斉にオンまたはオフされる。これにより、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと比較して、スイッチオン時の帯域幅をより狭くすることが可能となる。

　［２．３　変形例に係る高周波フィルタ回路の構成］
　本変形例に係る高周波フィルタ回路２２Ｈは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路２２Ｇと比較して、複数の第２の並列腕共振子の共振周波数が異なり、複数のスイッチ素子が個別にオンオフされる点が回路構成として異なる。以下、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路２２Ｇと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１２Ａは、実施の形態２の変形例に係る高周波フィルタ回路２２Ｈの回路構成図である。同図に示すように、高周波フィルタ回路２２Ｈは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓおよび２２４ｓと、並列腕共振子（第１の並列腕共振子）２２１ｐ、２２５ｐ１、２２６ｐ１および２２７ｐ１とを備えたラダー型のフィルタ回路である。直列腕共振子と当該直列腕共振子に接続された並列腕共振子との構成を１段のフィルタ構造と定義した場合、直列腕共振子２２１ｓおよび並列腕共振子２２１ｐは１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２２ｓおよび並列腕共振子２２５ｐ１は１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２３ｓおよび並列腕共振子２２６ｐ１は１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２４ｓおよび並列腕共振子２２７ｐ１は１段のフィルタ構造を構成している。つまり、高周波フィルタ回路２２Ｈは、４段のフィルタ構造を有している。

　高周波フィルタ回路２２Ｈは、さらに、通過特性を可変させるための並列腕共振子（第２の並列腕共振子）２２５ｐ２、２２６ｐ２および２２７ｐ２と、スイッチ（スイッチ素子）２２５ＳＷ、２２６ＳＷおよび２２７ＳＷとを備える。並列腕共振子２２５ｐ２とスイッチ２２５ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２５ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２６ｐ２とスイッチ２２６ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２６ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２７ｐ２とスイッチ２２７ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２７ｐ１と並列接続されている。つまり、複数段のフィルタ構造のうち３段のフィルタ構造が、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とを有している。

　ここで、並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２５ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２６ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２７ｐ１の共振周波数よりも高い。

　また、並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数よりも低く、並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数よりも低い（並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数＜並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数＜並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数）。なお、図１０Ａでは、共振周波数が低い並列腕共振子を、出力端子２２ｎ側に配置しているが、各共振子の配置順はこれに限られない。

　［２．４　変形例に係る高周波フィルタ回路の通過特性］
　図１２Ｂは、実施の形態２に係る高周波フィルタ回路２２Ｈの通過特性を表すグラフである。同図のグラフには、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷの全てをオフした場合の通過特性（破線）と、スイッチ２２５ＳＷのみをオンした場合の通過特性（二点鎖線）と、スイッチ２２５ＳＷおよび２２６ＳＷをオンした場合の通過特性（一点鎖線）と、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷの全てをオンした場合の通過特性（実線）とが示されている。

　これにより、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷのうち、オン状態とするスイッチが増えるほど、通過帯域の高周波側の減衰が大きくなる。よって、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷのうちオンするスイッチが増えるほど、高周波フィルタ回路２２Ｈの通過帯域の高周波端は、低周波側へシフトし、帯域幅が狭くなる。

　本変形例の構成によれば、スイッチ素子の選択により、より細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　なお、実施の形態２およびその変形例において、高周波フィルタ回路２２Ｇおよび２２Ｈの並列腕回路および直列腕回路の個数は４個に限定されない。

　（実施の形態３）
　本実施の形態では、実施の形態１および２に係る高周波フィルタ回路において、並列腕共振子と接続されるスイッチのオフ容量、および、当該並列腕共振子とスイッチとを結ぶ配線の特性インピーダンスによるフィルタ特性の変化を説明する。

　［３．１　高周波フィルタ回路の構成］
　図１３は、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａを示す回路構成図である。また、図１４は、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａのスイッチオフ時およびスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２３Ａは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと回路構成は同じであり、フィルタ特性も略一致する。

　スイッチ２３ＳＷオフ時の場合には、並列腕共振子２３ｐ２のインピーダンスは概ね無限大であるため、高周波フィルタ回路２３Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２３ｓのインピーダンス特性（図１４上段グラフの実線）と並列腕共振子２３ｐ１のインピーダンス特性（図１４上段グラフの粗破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。このため、スイッチ２３ＳＷオフ時の場合の高周波フィルタ回路２３Ａは、並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を低周波側の減衰極とし、直列腕共振子２３ｓの反共振周波数ｆａｓを高周波側の減衰極とし、並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と直列腕共振子２３ｓの共振周波数ｆｒｓとで通過帯域を構成するバンドパスフィルタ（図１４下段グラフの破線）となる。

　一方、スイッチ２３ＳＷオン時の場合には、高周波フィルタ回路２３Ａのインピーダンス特性は、直列腕共振子２３ｓのインピーダンス特性（図１４上段グラフの実線）と並列腕共振子２３ｐ１および２３ｐ２が並列接続された並列共振回路のインピーダンス特性（図１４上段グラフの細破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。なお、並列共振回路のインピーダンス特性（図１４上段グラフの細破線）は、並列腕共振子２３ｐ１のインピーダンス特性（図１４上段グラフの粗破線）と並列腕共振子２３ｐ２のインピーダンス特性（図１４上段グラフの一点鎖線）との合成特性となる。このため、スイッチ２３ＳＷオン時の場合の高周波フィルタ回路２３Ａは、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３（並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を反映）を低周波側の減衰極とし、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４（並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２を反映）を高周波側の減衰極とするバンドパスフィルタ（図１４下段グラフの実線）となる。

　ここで、スイッチ２３ＳＷオン時には、並列腕共振子２３ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波側に、並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が存在する。このため、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３が並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波側へシフトするとともに、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ４が並列腕共振子２３ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２よりも低周波数側へシフトする。つまり、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３は並列腕共振子２３ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波数側となり、かつ、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４は直列腕共振子２３ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低周波数側となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、スイッチ２３ＳＷオフ時よりも通過帯域幅が低周波数側に狭くなると共に、減衰帯域も低周波数側にシフトする。

　つまり、上記構成によれば、並列腕共振子２３ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子２３ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、通過帯域外の高周波側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低い。これにより、スイッチ２３ＳＷオン時に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波側の減衰極を低周波側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ２３ＳＷオン時には、通過帯域の高域端を低周波側へシフトできるので、通過帯域の高周波端の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　［３．２　オフ容量による高周波フィルタ回路の特性］
　ここで、スイッチ２３ＳＷはオフ時に、理想的にはインピーダンス無限大となるが、実際には、容量成分であるオフ容量（Ｃｏｆｆ）を有する。

　図１５Ａは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａのスイッチ２３ＳＷオフ時の等価回路図である。また、図１５Ｂは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａのオフ容量を変化させた場合のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。より具体的には、図１５Ｂの上段グラフは、スイッチ２３ＳＷのオフ容量Ｃｏｆｆを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の変化を示しており、図１５Ｂの下段グラフは、スイッチ２３ＳＷのオフ容量Ｃｏｆｆを変化させた場合のスイッチ２３ＳＷオフ時の高周波フィルタ回路２３Ａのフィルタ特性の変化を示している。

　図１５Ｂの上段グラフに示すように、オフ容量Ｃｏｆｆを大きくすることで、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の共振周波数（ｆｒｐ２）は低周波数にシフトする。また、図１５Ｂの下段グラフに示すように、オフ容量Ｃｏｆｆを大きくすることで、通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）も低周波側にシフトする。なお、オフ容量Ｃｏｆｆの変化は、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性の反共振周波数（ｆａｐ２）には影響しない。

　図１５Ｃは、実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａのオフ容量と共振周波数および共振周波数におけるインピーダンスとの関係を表すグラフである。

　スイッチ２３ＳＷのオフ時には、理想的には、スイッチ２３ＳＷのインピーダンスは無限大であることが望ましいが、実際にはオフ容量Ｃｏｆｆが大きくなることで、上記インピーダンスは低下する。このため、並列腕共振子２３ｐ２とオフ容量Ｃｏｆｆとの合成特性により、新たな減衰極（ｆｒｐ４）が発生し、オフ容量Ｃｏｆｆの値により上記合成特性の共振周波数（ｆｒｐ２）が規定される。

　ここで、スイッチ２３ＳＷオン時の並列腕共振子２３ｐ２（図１５Ｂ上段グラフにおける容量Ｃｏｆｆなし）によって形成される減衰極（ｆｒｐ４）は７８０ＭＨｚであるため、オフ容量Ｃｏｆｆが大きくなるほど、スイッチ２３ＳＷのオンオフによる周波数可変幅が狭くなってしまう。また、上記のような周波数可変フィルタでは、２０ＭＨｚ以上の周波数可変幅が必要となるため、オフ容量Ｃｏｆｆは、０．８ｐＦ以下に設定する必要がある。

　これにより、スイッチ２３ＳＷのオン時とオフ時との周波数可変幅を大きく確保することが可能となる。なお、上述した必要とされる周波数可変幅は、例えば、バンド２８Ｔｘ（７０３－７４８ＭＨｚ）とバンド６８Ｔｘ（６９８－７２８ＭＨｚ）とを可変させるフィルタを構成する場合において通過帯域高域端の周波数差が２０ＭＨｚであることからも設定される。

　［３．３　配線インピーダンスによる高周波フィルタ回路の特性］
　図１６Ａは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路２３Ｂを示す回路構成図である。本変形例に係る高周波フィルタ回路２３Ｂは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａおよび実施の形態３に係る高周波フィルタ回路２３Ａと回路構成は同じであり、フィルタ特性も略一致するため、スイッチ２３ＳＷのオンオフ時における基本的なフィルタ特性については、説明を省略する。

　図１６Ａに示された高周波フィルタ回路２３Ｂでは、並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとを接続する配線２３ｋを明示している。

　なお、「配線インピーダンス」とは、配線の特性インピーダンスを意味しており、本実施の形態では、配線の特性インピーダンスを、便宜上、「配線インピーダンス」と記している。

　［３．４　高周波フィルタ回路の構造］
　図１６Ｂは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路２３Ｂの構造を説明する平面図および断面図である。より具体的には、図１６Ｂの上段には高周波フィルタ回路２３Ｂの上方から見た平面図が示され、中段には配線基板内を透視した平面図が示され、下段には断面図が示されている。直列腕共振子２３ｓ、並列腕共振子２３ｐ１および２３ｐ２を含む弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）と、スイッチ２３ＳＷとは、個々のパッケージ（チップ）で構成され、配線基板１００上に搭載されている。また、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとは、樹脂部材１０１で覆われている。配線基板１００としては、ＬＴＣＣ基板またはＰＣＢ基板が例示される。配線基板１００内のビア配線および配線パターンにより、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとが接続される。特に、並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとは、配線基板１００上または内部に配置された配線２３ｋにより接続されている。配線２３ｋは、理想的には無いこと（並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとが直結された状態)が望ましいが、弾性表面波共振子（２３ｓａｗ）とスイッチ２３ＳＷとは別パッケージで構成されるため、配線２３ｋが必要となる。

　［３．５　配線インピーダンスによる高周波フィルタ回路の特性］
　ここで、配線２３ｋの特性インピーダンスは、高周波フィルタ回路２３Ｂのフィルタ特性に影響する。

　図１６Ｃは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路２３Ｂの配線インピーダンスを変化させた場合のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。より具体的には、図１６Ｃの左上段グラフは、スイッチ２３ＳＷオフ時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２と配線２３ｋとスイッチ２３ＳＷとの合成特性の変化を示している。また、図１６Ｃの右上段グラフは、スイッチ２３ＳＷオン時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の並列腕共振子２３ｐ２とスイッチ２３ＳＷとの合成特性の変化を示している。また、図１６Ｃの左下段グラフは、スイッチ２３ＳＷオフ時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の高周波フィルタ回路２３Ｂのフィルタ特性の変化を示している。また、図１６Ｃの右下段グラフは、スイッチ２３ＳＷオン時において配線２３ｋの特性インピーダンスを変化させた場合の高周波フィルタ回路２３Ｂのフィルタ特性の変化を示している。

　まず、スイッチ２３ＳＷオフ時において、配線２３ｋの特性インピーダンスが高くなるほど理想状態の特性に近づき、配線２３ｋの特性インピーダンスが低くなるほど、通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）が低周波数にシフトする。

　一方、スイッチ２３ＳＷオン時において、配線２３ｋの特性インピーダンスが高くなるほど通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）は低周波数にシフトし、配線２３ｋの特性インピーダンスが低くなるほど、理想状態の特性に近づく。

　図１６Ｄは、実施の形態３の変形例に係る高周波フィルタ回路２３Ｂの配線インピーダンスと共振周波数およびインピーダンスとの関係を表すグラフである。より具体的には、図１６Ｄの上段には、スイッチ２３ＳＷオフ時における、配線２３ｋの特性インピーダンスと、並列腕共振子２３ｐ２、配線２３ｋおよびスイッチ２３ＳＷの合成特性の共振周波数およびインピーダンスとの関係が示されている。また、図１６Ｄの中段には、スイッチ２３ＳＷオン時における、配線２３ｋインピーダンスと、並列腕共振子２３ｐ２、配線２３ｋおよびスイッチ２３ＳＷの合成特性の共振周波数およびインピーダンスとの関係が示されている。また、図１６Ｄの下段には、スイッチ２３ＳＷオンオフ時における、配線２３ｋの特性インピーダンスと、周波数可変幅との関係が示されている。

　ここで、図１６Ｄの下段に示すように、スイッチ２３ＳＷオンオフでの通過帯域高域側の減衰極（ｆｒｐ４）の周波数差である周波数可変幅に注目すると、配線２３ｋの特性インピーダンスを高くするほど、周波数可変幅は大きくなる。また逆に、配線２３ｋの特性インピーダンスを低くするほど周波数可変幅は小さくなる。また、実施の形態３で示した通り、周波数可変フィルタでは、２０ＭＨｚ以上の周波数可変幅の確保が必要となるため、配線２３ｋの特性インピーダンスは、２０Ω以上に設定する必要がある。

　これにより、スイッチ２３ＳＷのオン時とオフ時との周波数可変幅を大きく確保することが可能となる。

　ここで、配線２３ｋの特性インピーダンスを高く設計するには、以下の手法が挙げられる。

　（１）配線基板１００の比誘電率を１５以下とする。

　（２）配線２３ｋの上下のグランドパターンとの距離を１００μｍ以上とする。

　（３）配線２３ｋの上部にグランドが無い構成とする。

　（４）配線２３ｋを構成するビアを、他の層間ビアよりも細くする。

　（５）配線２３ｋを、配線基板１００の厚み方向において、１／２より上側（上半分の領域）に配置する。

　（実施の形態４）
　実施の形態１～３に係る高周波フィルタ回路は、ラダー型のフィルタ構造を有するものであるのに対して、本実施の形態では縦結合型のフィルタ構造を有する高周波フィルタ回路について説明する。

　図１７は、実施の形態４に係る高周波フィルタ回路２２Ｊの回路構成図である。本実施の形態に係る高周波フィルタ回路２２Ｊは、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと比較して、縦結合型のフィルタ構造が付加されている点が回路構成として異なる。以下、実施の形態１に係る高周波フィルタ回路２２Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１７に示すように、高周波フィルタ回路２２Ｊは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓおよび２２３ｓと、並列腕共振子２２１ｐ、２２２ｐ１および２２２ｐ２と、スイッチ２２２ＳＷと、縦結合共振器２５０とを備える。

　高周波フィルタ回路２２Ｊは、直列腕共振子２２１ｓ～２２３ｓと、並列腕共振子２２１ｐおよび２２２ｐ１とで、ラダー型のフィルタ回路を構成している。さらに、高周波フィルタ回路２２Ｊには、このラダー型のフィルタ回路に縦結合共振器２５０が付加されている。縦結合共振器２５０は、３つのＩＤＴとその両端に配置された反射器とで構成されている。縦結合共振器２５０が付加されることにより、広帯域化および減衰強化など要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

　上記基本構成に対して、並列腕共振子２２２ｐ２が、ノードｘ１とグランド端子との間に接続されている。また、スイッチ２２２ＳＷが、ノードｘ２とグランド端子との間に配置され、ノードｘ２、並列腕共振子２２２ｐ２、およびグランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替える。

　ここで、並列腕共振子２２２ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２１ｐ１の共振周波数よりも高く設定されている。これにより、スイッチ２２２ＳＷオン時には、スイッチ２２２ＳＷオフ時よりも、通過帯域の高周波側の減衰が大きくなる。よって、スイッチ２２２ＳＷオン時の高周波フィルタ回路２２Ｊの通過帯域の高周波端は、スイッチ２２２ＳＷオフ時の高周波フィルタ回路２２Ｊの通過帯域の高周波端よりも低周波側へシフトし、帯域幅が狭くなる。つまり、スイッチ素子の切り替えにより、上記フィルタ回路の通過帯域を調整することが可能となる。

　（実施の形態５）
　本実施の形態では、実施の形態１～４に係る高周波フィルタ回路を、送信側フィルタおよび受信側フィルタに適用したデュプレクサについて説明する。

　図１８は、実施の形態５に係るデュプレクサ２２Ｋの回路構成図である。同図に示されたデュプレクサ２２Ｋは、送信側フィルタＴｘと受信側フィルタＲｘとを備える。送信側フィルタＴｘは、入力端子２２０ｔおよび共通端子２２０ｃに接続され、受信側フィルタＲｘは、共通端子２２０ｃおよび出力端子２２０ｒに接続されている。

　送信側フィルタＴｘは、直列腕共振子２２１ｓ～２２４ｓと、並列腕共振子（第１の並列腕共振子）２２１ｐ～２２４ｐ１とを備えたラダー型のフィルタ回路である。送信側フィルタＴｘは、４段のフィルタ構造を有している。送信側フィルタＴｘは、さらに、通過特性を可変させるための並列腕共振子（第２の並列腕共振子）２２２ｐ２～２２４ｐ２と、スイッチ（スイッチ素子）２２２ＳＷ～２２４ＳＷとを備える。複数段のフィルタ構造のうち３段のフィルタ構造が、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とを有している。

　受信側フィルタＲｘは、直列腕共振子２６１ｓ～２６４ｓと、並列腕共振子（第１の並列腕共振子）２６１ｐ～２６４ｐ１とを備えたラダー型のフィルタ回路である。受信側フィルタＲｘは、４段のフィルタ構造を有している。受信側フィルタＲｘは、さらに、通過特性を可変させるための並列腕共振子（第２の並列腕共振子）２６２ｐ２～２６４ｐ２と、スイッチ（スイッチ素子）２６２ＳＷ～２６４ＳＷとを備える。複数段のフィルタ構造のうち３段のフィルタ構造が、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とを有している。

　ここで、並列腕共振子２６２ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２６２ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２６３ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２６３ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２６４ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２６４ｐ１の共振周波数よりも高い。

　上記構成によれば、互いに近接する２つの帯域を排他的に選択するシステムに適用されるチューナブルなデュプレクサにおいて、スイッチ２２２ＳＷ～２２４ＳＷ、およびスイッチ２６２ＳＷ～２６４ＳＷの切り替えにより、デュプレクサ２２Ｋの送信通過帯域および受信通過帯域を調整することが可能となる。また、デュプレクサ２２Ｋを簡素化および小型化することが可能となる。

　なお、本発明に係るデュプレクサは、上記構成に限定されず、実施の形態１～４に係る高周波フィルタ回路のいずれかを送信側フィルタおよび受信側フィルタに適用することができる。

　また、本発明に係るデュプレクサは、送信側フィルタおよび受信側フィルタのうち、いずれか一方のみに、実施の形態１～４の高周波フィルタ回路が適用されていてもよい。

　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フィルタ回路およびデュプレクサについて、実施の形態１～５および変形例を挙げて説明したが、本発明の高周波フィルタ回路およびデュプレクサは、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フィルタ回路およびデュプレクサを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、実施の形態１の変形例３に係る高周波フィルタ回路２２Ｆと、複数のスイッチ２２ｐ２１～２２ｐ２４の導通および非導通を制御する制御部とを備え、当該制御部が複数のスイッチ２２ｐ２１～２２ｐ２４の導通および非導通を個別に制御するＲＦフロントエンド回路も、本発明に含まれる。これにより、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１とのラダー型フィルタ構造で規定される通過特性において、上記複数のスイッチ素子を個別に選択することにより、３以上の周波数帯域（バンド）に対応した通過特性を適宜選択することが可能となる。

　あるいは、高周波送信信号を増幅するパワーアンプ２４と、パワーアンプ２４で増幅された高周波送信信号を通過させる、実施の形態１～４およびその変形例のいずれかに係る高周波フィルタ回路と、単数または複数のスイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部とを備えるＲＦフロントエンド回路も、本発明に含まれる。これにより、パワーアンプ２４を有する送信系のフロントエンド回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　あるいは、単数または複数のスイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、アンテナ素子で受信した高周波受信信号を通過させる、実施の形態１～４およびその変形例のいずれかに係る高周波フィルタ回路を受信側フィルタ回路として適用した、請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路と、当該高周波フィルタ回路から出力された高周波受信信号を増幅するローノイズアンプとを備えるＲＦフロントエンド回路も、本発明に含まれる。これにより、ローノイズアンプを有する受信系のフロントエンド回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　さらには、ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦＩＣ３と上記ＲＦフロントエンド回路とを備える通信装置も、本発明に含まれる。これにより、通信装置を簡素化および小型化することが可能となる。なお、上記ＲＦフロントエンド回路が備える制御部は、ＲＦＩＣ３であってもよい。

　なお、上記実施の形態１～４およびその変形例に係る高周波フィルタ回路は、互いに近接する周波数帯域を排他的に切り替えるシステムに適用されるものとして説明したが、１つの周波数帯域内に割り当てられた、互いに近接する複数のチャネルを排他的に切り替えるシステムにも適用することが可能である。

　また、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタ回路およびデュプレクサにおいて、弾性表面波フィルタを構成する圧電基板５０は、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電膜とがこの順で積層された積層構造であってもよい。圧電膜は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜は、例えば、厚みが６００ｎｍである。高音速支持基板は、低音速膜、圧電膜ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電膜を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜および低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。低音速膜は、圧電膜を伝搬するバルク波よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。この積層構造によれば、圧電基板５０を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。

　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電膜を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。

　また、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタ回路およびデュプレクサにおいて、さらに、入力端子、出力端子、および共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。

　また、上記実施の形態１～５およびその変形例に係る高周波フィルタ回路およびデュプレクサにおいて、便宜上１つの共振子で説明したが、直列分割した複数の共振子から構成されていても良い。

　本発明は、互いに近接するバンドを排他的に使用するマルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できる小型のフィルタ、デュプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　アンテナ素子
　２　　ＲＦフロントエンド回路
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　１１ａ、１１ｂ、５４　　ＩＤＴ電極
　２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２２ＳＷ、２３、２３ＳＷ、２２２ＳＷ、２２３ＳＷ、２２４ＳＷ、２２５ＳＷ、２２６ＳＷ、２２７ＳＷ、２６２ＳＷ、２６３ＳＷ、２６４ＳＷ、５２３、５２４、６５１、６５２、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４　　スイッチ
　２２Ａ、２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆ、２２Ｇ、２２Ｈ、２２Ｊ、２３Ａ、２３Ｂ、５２２Ａ　　高周波フィルタ回路
　２２Ａ１、２２Ａ２　　通過特性
　２２Ｂ、２２Ｃ　　高周波フィルタ
　２２Ｋ、６６１、６６２、６６３、６６４　　デュプレクサ
　２２Ｌ　　インダクタ
　２２ｍ、２３ｍ、２２０ｔ　　入力端子
　２２ｎ、２３ｎ、２２０ｒ　　出力端子
　２２ｐ１、２２ｐ２、２２ｐ２１、２２ｐ２２、２２ｐ２３、２２ｐ２４、２３ｐ１、２３ｐ２、２２１ｐ、２２２ｐ１、２２２ｐ２、２２３ｐ１、２２３ｐ２、２２４ｐ１、２２４ｐ２、２２５ｐ１、２２５ｐ２、２２６ｐ１、２２６ｐ２、２２７ｐ１、２２７ｐ２、２６１ｐ１、２６２ｐ１、２６２ｐ２、２６３ｐ１、２６３ｐ２、２６４ｐ１、２６４ｐ２　　並列腕共振子
　２２ｓ、２３ｓ、２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓ、２２４ｓ、２６１ｓ、２６２ｓ、２６３ｓ、２６４ｓ　　直列腕共振子
　２３ｋ　　配線
　２４　　パワーアンプ
　５０　　圧電基板
　５５　　保護層
　１００　　配線基板
　１０１　　樹脂部材
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　２２０ｃ　　共通端子
　２５０　　縦結合共振器
　５２２Ａ１、５２２Ａ２　　送信側フィルタ
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層
　６０１　　分波器
　６０３、６０４　　端子
　６０９　　アンテナ
　６１０　　ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
　６２０、６３０　　ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
　６４０　　ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）

Claims

　入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子と、
　前記入力端子、前記直列腕共振子、および前記出力端子とを結ぶ経路上のノードと、グランド端子との間に接続された第１の並列腕共振子と、
　前記ノードと前記グランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子と、
　前記ノードと前記グランド端子との間に配置され、前記ノード、前記第２の並列腕共振子、および前記グランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子と、を備え、
　前記第１の並列腕共振子と、前記第２の並列腕共振子および前記スイッチ素子が直列接続された直列回路とは、前記ノードと前記グランド端子との間に並列接続され、
　前記第１の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、
　前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記第１の並列腕共振子の共振周波数よりも高い、
　高周波フィルタ回路。
　前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、前記直列腕共振子の反共振周波数よりも低い、
　請求項１に記載の高周波フィルタ回路。
　前記高周波フィルタ回路は、
　前記経路が非導通の場合には、前記直列腕共振子と前記第１の並列腕共振子とにより、前記入力端子から前記出力端子へ第１の周波数帯域の高周波信号を通過させ、
　前記経路が導通の場合には、前記直列腕共振子と前記第１の並列腕共振子および前記第２の並列腕共振子の合成共振回路とにより、前記入力端子から前記出力端子へ第１の周波数帯域と異なる第２の周波数帯域の高周波信号を通過させ、
　前記第２の周波数帯域の高周波端は、前記第１の周波数帯域の高周波端よりも低い、
　請求項１または２に記載の高周波フィルタ回路。
　前記第１の周波数帯域と前記第２の周波数帯域とは、一部重複または近接している、
　請求項３に記載の高周波フィルタ回路。
　前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との直列接続で構成された共振回路が、前記ノードと前記グランド端子との間に、複数並列接続され、
　複数の前記共振回路が有する前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、それぞれ異なる、
　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　前記高周波フィルタ回路は、１つの前記直列腕共振子と１つの前記第１の並列腕共振子とで構成されるフィルタ構造を複数段有し、
　前記複数段のフィルタ構造のうち２段以上のフィルタ構造が、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを有する、
　請求項１～５のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　さらに、
　前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との間に直列接続されたインダクタを備える、
　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子の非導通時の容量は、０．８ｐＦ以下である、
　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを接続する配線の特性インピーダンスは、２０Ω以上である、
　請求項１～８のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　さらに、
　前記入力端子と前記出力端子との間に配置された縦結合型フィルタ回路を備える、
　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　前記直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子、および前記第２の並列腕共振子は、弾性表面波共振子、または、ＢＡＷを用いた弾性波共振子である、
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　前記直列腕共振子、前記第１の並列腕共振子、および前記第２の並列腕共振子は、同一の圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有する、
　請求項１１に記載の高周波フィルタ回路。
　前記スイッチ素子は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチである、
　請求項１～１２のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路。
　送信側フィルタ回路および受信側フィルタ回路のいずれかは、請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路を含む、
　デュプレクサ。
　複数の前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、
　請求項５または６に記載の高周波フィルタ回路とを備え、
　前記制御部は、前記複数のスイッチ素子の導通および非導通を個別に制御する、
　高周波フロントエンド回路。
　前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、
　高周波送信信号を増幅するパワーアンプと、
　前記パワーアンプで増幅された高周波送信信号を通過させる、請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路または請求項１４に記載のデュプレクサと、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　前記スイッチ素子の導通および非導通を制御する制御部と、
　アンテナ素子で受信した高周波受信信号を通過させる、請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フィルタ回路または請求項１４に記載のデュプレクサと、
　前記高周波フィルタ回路または前記デュプレクサから出力された高周波受信信号を増幅するローノイズアンプと、を備える、
　高周波フロントエンド回路。
　ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
　請求項１５～１７のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路とを備える、
　通信装置。